JP7341372B2 - 信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置 - Google Patents

Description

本開示は、信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置に関するものである。

自己から測距対象の物体までの距離を算出するレーダ装置として、ＦＭ－ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）方式のレーダ装置がある。従来のＦＭ－ＣＷ方式のレーダ装置（以下「従来のレーダ装置」という）は、一般的に、信号送信部、信号受信部、ミクサ及び距離算出部を備えている。信号送信部は、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号を空間に放射する。信号受信部は、測距対象の物体による反射後の送信信号である反射信号を受信する。ミクサは、信号送信部から送信される送信信号と信号受信部により受信された反射信号とからビート信号を生成する。距離算出部は、ビート信号に基づいて、当該レーダ装置から物体までの距離を算出する。

ところで、距離分解能を高める技術として、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法がある（非特許文献１を参照）。

O. Schmidt, "Multiple Emitter Location Signal Parameter Estimation" IEEE Trans. Antennas and Propagation, vol. AP-34, No.3. 1986.

従来のレーダ装置に対して、仮に、非特許文献１に開示されているＭＵＳＩＣ法を適用することが可能であるとすれば、距離算出部により算出される距離の分解能が高められる可能性がある。しかしながら、ＭＵＳＩＣ法の計算量は、膨大であるという課題があった。

本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる信号処理装置及び信号処理方法を得ることを目的とする。

本開示に係る信号処理装置は、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号の変調帯域幅、又は、第１の窓関数及び第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、変調帯域幅の探索結果、又は、区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から物体までの距離を算出する距離算出部とを備えるものである。

本開示によれば、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも、算出距離の分解能を高めることができる。

実施の形態１に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 実施の形態１に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る信号処理装置１０の距離算出部１５を示す構成図である。 信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。 送信信号Ｔｘの波形例を示す説明図である。 第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第１の周波数領域信号ｓ_ｎの一例を示す説明図である。 変調帯域幅Δｆと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。 距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲを示す説明図である。 ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲと距離分解能ΔＲとの関係を示す説明図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 実施の形態２に係る信号処理装置１０の距離算出部１６を示す構成図である。 信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。 第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の一例を示す説明図である。 第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の一例を示す説明図である。 可変量ΔＫ_ｓと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。 実施の形態３に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。 奇関数乗算部１２の具体的な構成例を示す構成図である。 スイッチ５４ａ～５４ｄ，５５ａ～５５ｄ，５６ａ～５６ｈのオンオフを示す説明図である。

以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。
図２は、実施の形態１に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
図１に示すレーダ装置１は、信号送信部２、信号受信部６、ミクサ８、アナログデジタル変換器（以下「ＡＤ変換器」という）９及び信号処理装置１０を備えている。

信号送信部２は、送信信号発生器３及び送信アンテナ４を備えている。
信号送信部２は、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを測距対象の物体５に向けて送信する。
送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
送信アンテナ４は、送信信号Ｔｘを空間に放射する。
送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、測距対象の物体５によって反射される。

信号受信部６は、受信アンテナ７を備えている。
信号受信部６は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。
受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信するためのアンテナである。

ミクサ８は、信号送信部２から送信される送信信号Ｔｘと信号受信部６により受信された反射信号とからビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。ｔは、時間を示す変数である。
即ち、ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。
ＡＤ変換器９は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）として信号処理装置１０に出力する。

信号処理装置１０は、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５を備えている。
偶関数乗算部１１は、例えば、図２に示す偶関数乗算回路２１によって実現される。
偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、偶関数で表される第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する。ｋは、整数である。
偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。

奇関数乗算部１２は、例えば、図２に示す奇関数乗算回路２２によって実現される。
奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、奇関数で表される第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する。
奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。

第１のフーリエ変換部１３は、例えば、図２に示す第１のフーリエ変換回路２３によって実現される。
第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓ_ｎに変換する。ｎは、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の周波数を識別するための識別番号（以下「周波数ナンバー」という）である。
第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎを距離算出部１５に出力する。

第２のフーリエ変換部１４は、例えば、図２に示す第２のフーリエ変換回路２４によって実現される。
第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄ_ｎに変換する。
第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄ_ｎを距離算出部１５に出力する。

距離算出部１５は、例えば、図２に示す距離算出回路２５によって実現される。
距離算出部１５は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓ_ｎを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄ_ｎを取得する。
距離算出部１５は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号ｄ_ｎに含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを探索する。
距離算出部１５は、変調帯域幅Δｆの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
距離算出部１５は、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを探索する代わりに、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを探索するようにしてもよい。有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを探索する距離算出部１６については、後述の実施の形態２で説明する。

図３は、実施の形態１に係る信号処理装置１０の距離算出部１５を示す構成図である。
距離算出部１５は、周波数特定部３１、比較部３２、変調帯域幅調整部３３及び距離算出処理部３４を備えている。
周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
周波数特定部３１は、大きさの比較結果に基づいて、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘを探索する。即ち、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索する。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ｆ_ｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ナンバーｎ_ｍａｘを特定する。
周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎ_ｍａｘを比較部３２及び距離算出処理部３４のそれぞれに出力する。

比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数特定部３１により特定された周波数ナンバーｎ_ｍａｘに対応する周波数成分を特定する。比較部３２により特定された周波数成分の周波数は、周波数ｆ_ｍａｘである。
比較部３２は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘの比（以下「信号強度比Ｅ」という）を算出する。
比較部３２は、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅ_ｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅ_ｔｈとの比較結果を変調帯域幅調整部３３に出力する。強度閾値Ｅ_ｔｈは、例えば、３［ｄＢ］である。強度閾値Ｅ_ｔｈは、比較部３２の内部メモリに格納されていてもよいし、信号処理装置１０の外部から与えられるものであってもよい。

変調帯域幅調整部３３は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ以上である旨を示していれば、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示すまで、変調帯域幅Δｆを繰り返し調整する。
変調帯域幅調整部３３は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示しているときの変調帯域幅ΔｆをΔｆ_ｏｐｔとして距離算出処理部３４に出力する。

距離算出処理部３４は、変調帯域幅調整部３３から出力された変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔに基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
即ち、距離算出処理部３４は、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎ_ｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。

図１では、信号処理装置１０の構成要素である偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５のそれぞれが、図２に示すような専用のハードウェアによって実現されるものを想定している。即ち、信号処理装置１０が、偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２５によって実現されるものを想定している。
偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２５のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

信号処理装置１０の構成要素は、専用のハードウェアによって実現されるものに限るものではなく、信号処理装置１０が、ソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現されるものであってもよい。
ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。
図４は、信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。

信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１５におけるそれぞれの処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムがメモリ４１に格納される。そして、コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行する。

また、図２では、信号処理装置１０の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアによって実現される例を示し、図４では、信号処理装置１０がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、信号処理装置１０における一部の構成要素が専用のハードウェアによって実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェア等によって実現されるものであってもよい。

次に、図１に示すレーダ装置１の動作について説明する。
図５は、信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。
送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
図６は、送信信号Ｔｘの波形例を示す説明図である。
図６において、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示している。
送信信号Ｔｘは、チャープ変調信号である。Δｆは送信信号Ｔｘの変調帯域幅であり、Ｔ_ｍは送信信号Ｔｘの繰り返し周期である。

図１に示すレーダ装置１では、変調帯域幅Δｆの初期値が、Δｆ_ｉｎｉｔに設定されている。したがって、初期状態では、送信信号発生器３は、変調帯域幅がΔｆ_ｉｎｉｔの送信信号Ｔｘを発生する。
送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。

送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。

ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。

ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔ_ｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）として、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する。

図７は、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の一例を示す説明図である。
図７に示す第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）は、偶関数で表される矩形窓の窓関数である。
図８は、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の一例を示す説明図である。
図８に示す第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）は、奇関数で表される符号関数の窓関数である。
図７及び図８において、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間は、－（Ｋ_ｓ／２）～（Ｋ_ｓ／２）であり、有限区間の区間幅は、Ｋ_ｓである。
有限区間の区間幅Ｋ_ｓは、以下の式（１）に示すように、送信信号Ｔｘの繰り返し周期Ｔ_ｍと、ＡＤ変換器９のサンプリング周期Ｔ_ｓとによって表される。Ｋ_ｓは整数である。

第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の関数値は、以下の式（２）に示すように、有限区間である－（Ｋ_ｓ／２）≦ｋ≦（Ｋ_ｓ／２）の区間では“１”であり、有限区間以外の区間では“０”である。
第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の関数値は、以下の式（３）に示すように、有限区間のうち、－（Ｋ_ｓ／２）≦ｋ＜０の区間では“＋ｊ”であり、ｋ＝０では“０”であり、０＜ｋ≦（Ｋ_ｓ／２）の区間では“－ｊ”である。第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の関数値は、有限区間以外の区間では“０”である。

偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する（図５のステップＳＴ１）。
偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。

奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する（図５のステップＳＴ２）。
奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。

第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１から第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を取得する。
第１のフーリエ変換部１３は、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓ_ｎに変換する（図５のステップＳＴ３）。
第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎを距離算出部１５に出力する。
図９は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎの一例を示す説明図である。
図９において、横軸は周波数ナンバーｎを示し、縦軸は第１の周波数領域信号ｓ_ｎの信号強度｜ｓ_ｎ｜を示している。
ｎ_ｍａｘは、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分の周波数、即ち、第１の周波数領域信号ｓ_ｎの信号強度｜ｓ_ｎ｜が最大となる周波数を示す周波数ナンバーである。

第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２から第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を取得する。
第２のフーリエ変換部１４は、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄ_ｎに変換する（図５のステップＳＴ４）。
第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄ_ｎを距離算出部１５に出力する。

距離算出部１５の周波数特定部３１は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓ_ｎを取得する。
周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、第１の周波数領域信号ｓ_ｎにおける最大の信号強度｜ｓ_ｎ｜を探索する。
ここでは、周波数特定部３１が、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘは、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ｆ_ｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ナンバーｎ_ｍａｘを特定する（図５のステップＳＴ５）。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘ及び周波数ナンバーｎ_ｍａｘのそれぞれを比較部３２に出力する。
また、周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎ_ｍａｘを距離算出処理部３４に出力する。

比較部３２は、周波数特定部３１から、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘ及び周波数ナンバーｎ_ｍａｘのそれぞれを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄ_ｎを取得する。
比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数ナンバーｎ_ｍａｘに対応する周波数成分を特定する。

比較部３２は、以下の式（４）に示すように、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘの比である信号強度比Ｅを算出する。
比較部３２は、信号強度比Ｅと閾値Ｅ_ｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅ_ｔｈとの比較結果を変調帯域幅調整部３３に出力する。

変調帯域幅調整部３３は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ以上である旨を示していれば（図５のステップＳＴ６：ＹＥＳの場合）、変調帯域幅Δｆの変更を指示する制御信号Ｃ_１を送信信号発生器３に出力する（図５のステップＳＴ７）。
送信信号発生器３は、変調帯域幅調整部３３から制御信号Ｃ_１を受けると、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを例えばδｆだけ大きくし、変調帯域幅が（Δｆ＋δｆ）の送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
変調帯域幅調整部３３から制御信号Ｃ_１が出力されると、送信アンテナ４、信号受信部６、ミクサ８及びＡＤ変換器９は、上記と同様の動作を再度行う。信号処理装置１０は、ステップＳＴ１～ＳＴ６の処理を再度行う。
比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示すまで、変調帯域幅調整部３３から送信信号発生器３に、制御信号Ｃ_１が繰り返し出力される。

変調帯域幅調整部３３は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示していれば（図５のステップＳＴ６：ＮＯの場合）、調整済みの変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔとして、現時点の変調帯域幅Δｆを距離算出処理部３４に出力する。
図１０Ａは、変調帯域幅Δｆと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。
図１０Ａにおいて、横軸は変調帯域幅Δｆを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。Δｆ_ｏｐｔは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満であるときの変調帯域幅である。
信号強度比Ｅは、図１０Ａに示すように、変調帯域幅Δｆの変化に伴って変動する。変調帯域幅Δｆの変化に伴う信号強度比Ｅの変動は、ビート信号Ｂ（ｔ）の信号対雑音比であるＳＮＲが小さいほど、緩やかになる。
図１０Ａには、ＳＮＲ＝１０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝２０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝３０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝４０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝５０［ｄＢ］の例が示されている。
図１０Ｂは、距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲを示す説明図である。図１０Ｂにおいて、横軸は距離Ｒを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。
距離分解能ΔＲは、信号強度比Ｅの一定幅に対応する距離幅である。
図１０Ｂより、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満であるときの距離分解能ΔＲは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ以上であるときの距離分解能ΔＲよりも小さいことが分かる。距離分解能ΔＲが小さいほど、距離算出処理部３４による距離Ｒの算出精度が高くなる。

距離算出処理部３４は、周波数特定部３１から周波数ナンバーｎ_ｍａｘを取得し、変調帯域幅調整部３３から変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔを取得する。
距離算出処理部３４は、以下の式（５）に示すように、周波数ナンバーｎ_ｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する（図５のステップＳＴ８）。伝搬速度ｃは、送信信号ＴＸである電波が伝わる媒質中の光速である。

距離算出処理部３４は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。当該信号処理部は、例えば、距離Ｒが距離閾値以下であれば、アラーム信号を出力する等の処理を実施する。
距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲは、以下の式（６）のように表される。

図１１は、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲと距離分解能ΔＲとの関係を示す説明図である。
図１１において、横軸はビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲ［ｄＢ］を示し、縦軸は距離分解能ΔＲ［ｍｍ］を示している。
図１１は、変調帯域幅Δｆの初期値Δｆ_ｉｎｉｔが、例えば、３［ＧＨｚ］であるとき、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲが１０［ｄＢ］以上になれば、距離分解能ΔＲが２０［ｍｍ］以下になることを示している。

ＭＵＳＩＣ法を実施する信号処理装置は、ビート信号Ｂ（ｔ）を周波数領域の信号に変換した後、周波数領域の信号の相関行列を算出する処理のほか、相関行列を固有展開して、固有ベクトルを算出する処理を行う必要がある。相関行列の算出処理及び固有ベクトルの算出処理におけるそれぞれの計算量は、相関行列を構成する行列要素の数が多いほど多くなり、それぞれの計算量は、例えば、１つの掛け算の処理、１つの割り算の処理、又は、１つの比較の処理と比べて、極めて膨大である。
図１に示す信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法を実施する代わりに、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する処理と、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する処理とを行っている。また、図１に示す信号処理装置１０は、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満となる変調帯域幅Δｆを探索する処理を行っている。
第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する処理と第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する処理とは、単なる掛け算の処理に過ぎないため、計算量は僅かである。変調帯域幅Δｆを探索する処理は、単なる割り算の処理と比較の処理とに過ぎないため、計算量は僅かである。したがって、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する処理、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する処理及び変調帯域幅Δｆを探索する処理におけるそれぞれの計算量は、相関行列の算出処理及び固有ベクトルの算出処理におけるそれぞれの計算量と比べて極めて少ない。

以上の実施の形態１では、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体５による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部１１と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部１２と、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部１３と、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部１４とを備えるように、信号処理装置１０を構成した。また、信号処理装置１０は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、送信信号の変調帯域幅を探索し、変調帯域幅の探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離を算出する距離算出部１５を備えている。したがって、信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、距離算出部１６が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満になるときの、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを探索し、区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する信号処理装置１０について説明する。

図１２は、実施の形態２に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。
図１３は、実施の形態２に係る信号処理装置１０のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
図１４は、実施の形態２に係る信号処理装置１０の距離算出部１６を示す構成図である。
図１２、図１３及び図１４において、図１、図２及び図３と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。

距離算出部１６は、例えば、図１３に示す距離算出回路２６によって実現される。
距離算出部１６は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓ_ｎを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄ_ｎを取得する。
距離算出部１６は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号ｄ_ｎに含まれている第２の周波数成分の比である信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満になるときの、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを探索する。
距離算出部１６は、区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。

距離算出部１６は、図１４に示すように、周波数特定部３１、比較部３２、区間幅調整部３５及び距離算出処理部３６を備えている。
区間幅調整部３５は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ以上である旨を示していれば、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示すまで、区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを繰り返し調整する。
区間幅調整部３５は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示しているときの区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを距離算出処理部３６に出力する。

距離算出処理部３６は、区間幅調整部３５から出力された区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓに基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
即ち、距離算出処理部３６は、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎ_ｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、区間幅調整部３５から出力された区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓと、区間幅調整部３５による調整前の区間幅Ｋ_ｓと、変調帯域幅Δｆとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。

図１２では、信号処理装置１０の構成要素である偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１６のそれぞれが、図１３に示すような専用のハードウェアによって実現されるものを想定している。即ち、信号処理装置１０が、偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２６によって実現されるものを想定している。
偶関数乗算回路２１、奇関数乗算回路２２、第１のフーリエ変換回路２３、第２のフーリエ変換回路２４及び距離算出回路２６のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

信号処理装置１０の構成要素は、専用のハードウェアによって実現されるものに限るものではなく、信号処理装置１０が、ソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現されるものであってもよい。
信号処理装置１０が、ソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合、偶関数乗算部１１、奇関数乗算部１２、第１のフーリエ変換部１３、第２のフーリエ変換部１４及び距離算出部１６におけるそれぞれの処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムが図４に示すメモリ４１に格納される。そして、図４に示すプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行する。

また、図１３では、信号処理装置１０の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアによって実現される例を示し、図４では、信号処理装置１０がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、信号処理装置１０における一部の構成要素が専用のハードウェアによって実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェア等によって実現されるものであってもよい。

次に、図１２に示すレーダ装置１の動作について説明する。
図１５は、信号処理装置１０の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。
送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
図１２に示すレーダ装置１では、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆが、初期値Δｆ_ｉｎｉｔに固定されており、距離算出部１６によって調整されない。
送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。

送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。

ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９に出力する。

ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔ_ｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）として、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する。

図１６は、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の一例を示す説明図である。
図１６に示す第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）は、偶関数で表される矩形窓の窓関数である。
図１７は、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の一例を示す説明図である。
図１７示す第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）は、奇関数で表される符号関数の窓関数である。
図１６及び図１７において、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）及び第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）におけるそれぞれの有限区間は、－（Ｋ_ｓ／２）～（Ｋ_ｓ／２）－ΔＫ_ｓであり、有限区間の区間幅は、Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓである。
距離算出部１６によって、可変量ΔＫ_ｓが調整されることにより、有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓが調整される。

第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の関数値は、以下の式（７）に示すように、有限区間である－（Ｋ_ｓ／２）≦ｋ≦（Ｋ_ｓ／２）－ΔＫ_ｓの区間では“１”であり、有限区間以外の区間では“０”である。
第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の関数値は、以下の式（８）に示すように、有限区間のうち、－（Ｋ_ｓ／２）≦ｋ＜０の区間では“＋ｊ”であり、ｋ＝０では“０”であり、０＜ｋ＜（Ｋ_ｓ／２）－ΔＫ_ｓの区間では“－ｊ”である。第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の関数値は、有限区間以外の区間では“０”である。

偶関数乗算部１１は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）を乗算する（図１５のステップＳＴ１１）。
偶関数乗算部１１は、第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を第１のフーリエ変換部１３に出力する。

奇関数乗算部１２は、ＡＤ変換器９からデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を受けると、デジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）に対して、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）を乗算する（図１５のステップＳＴ１２）。
奇関数乗算部１２は、第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を第２のフーリエ変換部１４に出力する。

第１のフーリエ変換部１３は、偶関数乗算部１１から第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を取得する。
第１のフーリエ変換部１３は、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号ｓ_ｎに変換する（図１５のステップＳＴ１３）。
第１のフーリエ変換部１３は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎを距離算出部１６に出力する。

第２のフーリエ変換部１４は、奇関数乗算部１２から第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を取得する。
第２のフーリエ変換部１４は、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号ｄ_ｎに変換する（図１５のステップＳＴ１４）。
第２のフーリエ変換部１４は、第２の周波数領域信号ｄ_ｎを距離算出部１６に出力する。

距離算出部１６の周波数特定部３１は、第１のフーリエ変換部１３から第１の周波数領域信号ｓ_ｎを取得する。
周波数特定部３１は、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、第１の周波数領域信号ｓ_ｎにおける最大の信号強度｜ｓ_ｎ｜を探索する。
ここでは、周波数特定部３１が、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘは、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘとして、第１の周波数領域信号ｓ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ｆ_ｍａｘとして、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ナンバーｎ_ｍａｘを特定する（図１５のステップＳＴ１５）。
周波数特定部３１は、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘ及び周波数ナンバーｎ_ｍａｘのそれぞれを比較部３２に出力する。
また、周波数特定部３１は、周波数ナンバーｎ_ｍａｘを距離算出処理部３６に出力する。

比較部３２は、周波数特定部３１から、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘ及び周波数ナンバーｎ_ｍａｘのそれぞれを取得し、第２のフーリエ変換部１４から第２の周波数領域信号ｄ_ｎを取得する。
比較部３２は、第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘとして、第２の周波数領域信号ｄ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、周波数ナンバーｎ_ｍａｘに対応する周波数成分を特定する。

比較部３２は、式（４）に示すように、第１の周波数成分｜ｓ_ｎ｜_ｍａｘに対する第２の周波数成分｜ｄ_ｎ｜_ｍａｘの比である信号強度比Ｅを算出する。
比較部３２は、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅ_ｔｈとを比較し、信号強度比Ｅと強度閾値Ｅ_ｔｈとの比較結果を区間幅調整部３５に出力する。

区間幅調整部３５は、比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ以上である旨を示していれば（図１５のステップＳＴ１６：ＹＥＳの場合）、有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓの変更を指示する制御信号Ｃ_２を偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに出力する（図１５のステップＳＴ１７）。
偶関数乗算部１１は、区間幅調整部３５から制御信号Ｃ_２を受けると、可変量ΔＫ_ｓを変えることで、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）における有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを調整する。
奇関数乗算部１２は、区間幅調整部３５から制御信号Ｃ_２を受けると、可変量ΔＫ_ｓを変えることで、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）における有限区間の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを調整する。
区間幅調整部３５から制御信号Ｃ_２が出力されると、信号処理装置１０は、ステップＳＴ１１～ＳＴ１６の処理を再度行う。
比較部３２から出力された比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示すまで、区間幅調整部３５から偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれに、制御信号Ｃ_２が繰り返し出力される。

区間幅調整部３５は、比較結果が、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満である旨を示していれば（図１５のステップＳＴ１６：ＮＯの場合）、調整済みの区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓｏｐｔとして、現時点の区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓを距離算出処理部３６に出力する。
図１８は、可変量ΔＫ_ｓと信号強度比Ｅとの関係を示す説明図である。
図１８において、横軸は可変量ΔＫ_ｓを示し、縦軸は信号強度比Ｅを示している。ΔＫ_ｓｏｐｔは、信号強度比Ｅが強度閾値Ｅ_ｔｈ未満であるときの可変量である。
信号強度比Ｅは、図１８に示すように、可変量ΔＫ_ｓの変化に伴って変動する。また、可変量ΔＫ_ｓの変化に伴う信号強度比Ｅの変動は、ビート信号Ｂ（ｔ）のＳＮＲが小さいほど、緩やかになる。
図１８には、ＳＮＲ＝１０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝２０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝３０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝４０［ｄＢ］、ＳＮＲ＝５０［ｄＢ］の例が示されている。

距離算出処理部３６は、区間幅調整部３５から、区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓｏｐｔ、又は、可変量ΔＫ_ｓｏｐｔを取得する。
距離算出処理部３６は、以下の式（９）に示すように、周波数特定部３１から出力された周波数ナンバーｎ_ｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓと、区間幅調整部３５により調整される前の初期の区間幅Ｋ_ｓと、変調帯域幅Δｆ_ｉｎｉｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する（図１５のステップＳＴ１８）。
距離算出処理部３６は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。

図１２に示すレーダ装置１では、区間幅調整部３５が、調整済みの区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓｏｐｔを距離算出処理部３６に出力し、距離算出処理部３６が、調整済みの区間幅Ｋ_ｓ－ΔＫ_ｓｏｐｔに基づいて距離Ｒを算出している。しかし、これは一例に過ぎず、区間幅調整部３５が、調整済みの可変量ΔＫ_ｓｏｐｔを距離算出処理部３６に出力し、距離算出処理部３６が、調整済みの可変量ΔＫ_ｓｏｐｔに基づいて距離Ｒを算出するようにしてもよい。

以上の実施の形態２では、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体５による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部１１と、ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部１２と、偶関数乗算部１１による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部１３と、奇関数乗算部１２による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部１４とを備えるように、信号処理装置１０を構成した。また、信号処理装置１０は、第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、第１の窓関数及び第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する距離算出部１６を備えている。したがって、信号処理装置１０は、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。
実施の形態２に係る信号処理装置１０では、距離算出部１６が、送信信号発生器３を制御する必要がない。このため、信号処理装置１０の内部処理だけで、算出距離の分解能を高めることができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれが、アナログ回路によって実現されている信号処理装置１０について説明する。

図１９は、実施の形態３に係る信号処理装置１０を含むレーダ装置１を示す構成図である。図１９において、図１及び図１２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
図１９に示す信号処理装置１０は、第１のフーリエ変換部１３及び第２のフーリエ変換部１４を備える代わりに、フーリエ変換部５０及び振幅比較器５７を備えている。
フーリエ変換部５０は、ＡＤ変換器９から出力されたビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を周波数領域の信号である周波数領域信号ｆｆｔ_ｎに変換する。
フーリエ変換部５０は、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎを距離算出部５８に出力する。

偶関数乗算部１１は、第１の積分器５１を備えている。
第１の積分器５１は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）のうち、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の有限区間に含まれているビート信号を積分する。
第１の積分器５１は、ビート信号の積分結果ｑ_ｓを振幅比較器５７に出力する。

奇関数乗算部１２は、９０度移相器５２、１８０度移相器５３、第２の積分器５４、第３の積分器５５及び加算器５６を備えている。
９０度移相器５２は、ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）を９０度移相させる。
９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相器５３及び第２の積分器５４のそれぞれに出力する。
１８０度移相器５３は、９０度移相器５２による９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相させる。
１８０度移相器５３は、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”を第３の積分器５５に出力する。

第２の積分器５４は、９０度移相器５２による９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、前半区間のビート信号を積分する。
第２の積分器５４は、ビート信号の積分結果Ｓ_２を加算器５６に出力する。
第３の積分器５５は、１８０度移相器５３による１８０度移相後のビート信号”のうち、後半区間のビート信号を積分する。
第３の積分器５５は、ビート信号の積分結果Ｓ_３を加算器５６に出力する。
加算器５６は、第２の積分器５４によるビート信号の積分結果Ｓ_２と第３の積分器５５によるビート信号の積分結果Ｓ_３とを加算する。
加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ_２とビート信号の積分結果Ｓ_３との加算結果ｑ_ｄ（＝Ｓ_２＋Ｓ_３）を振幅比較器５７に出力する。

振幅比較器５７は、第１の積分器５１によるビート信号の積分結果ｑ_ｓに対する、加算器５６による加算結果ｑ_ｄの比ｑ_ｄ／ｑ_ｓと振幅閾値Ａ_ｔｈとを比較する。振幅閾値Ａ_ｔｈは、強度閾値Ｅ_ｔｈに相当する閾値である。振幅閾値Ａ_ｔｈは、振幅比較器５７の内部メモリに格納されていてもよいし、信号処理装置１０の外部から与えられるものであってもよい。
振幅比較器５７は、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓと振幅閾値Ａ_ｔｈとの比較結果を距離算出部５８に出力する。

距離算出部５８は、例えば、図２に示す距離算出回路２５によって実現される。
距離算出部５８は、振幅比較器５７の比較結果が、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓが振幅閾値Ａ_ｔｈ未満である旨を示しているときの、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを探索する。
距離算出部５８は、変調帯域幅Δｆの探索結果に基づいて、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。

次に、図１９に示すレーダ装置１の動作について説明する。
送信信号発生器３は、図６に示すように、時間の経過に伴って周波数ｆが変化する送信信号Ｔｘを発生する。
図１９に示すレーダ装置１では、変調帯域幅Δｆの初期値が、Δｆ_ｉｎｉｔに設定されている。したがって、初期状態では、送信信号発生器３は、変調帯域幅がΔｆ_ｉｎｉｔの送信信号Ｔｘを発生する。
送信信号発生器３は、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。

送信アンテナ４は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘを空間に放射する。
送信アンテナ４によって空間に放射された送信信号Ｔｘは、レーダ装置１による測距対象の物体５によって反射される。
信号受信部６の受信アンテナ７は、物体５による反射後の送信信号Ｔｘ’である反射信号を受信する。
信号受信部６は、受信した反射信号を受信信号Ｒｘとしてミクサ８に出力する。

ミクサ８は、送信信号発生器３から出力された送信信号Ｔｘと信号受信部６から出力された受信信号Ｒｘとを乗算することによって、ビート信号Ｂ（ｔ）を生成する。
ミクサ８は、ビート信号Ｂ（ｔ）をＡＤ変換器９、第１の積分器５１及び９０度移相器５２のそれぞれに出力する。

ＡＤ変換器９は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、サンプリング周期Ｔ_ｓで、ビート信号Ｂ（ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
ＡＤ変換器９は、デジタル信号をデジタルのビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）として、フーリエ変換部５０に出力する。
フーリエ変換部５０は、ＡＤ変換器９からビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を受けると、ビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）を周波数領域の信号である周波数領域信号ｆｆｔ_ｎに変換する。
フーリエ変換部５０は、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎを距離算出部５８に出力する。

第１の積分器５１は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、ビート信号Ｂ（ｔ）のうち、前半区間のビート信号を積分する。即ち、第１の積分器５１は、第１の窓関数ｗ_Σ（ｋ）の有限区間である－（Ｋ_ｓ／２）～（Ｋ_ｓ／２）の区間に含まれているビート信号を積分する。
第１の積分器５１は、ビート信号の積分結果ｑ_ｓを振幅比較器５７に出力する。ビート信号の積分結果ｑ_ｓは、第１の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Σ（ｋ）に相当する。

９０度移相器５２は、ミクサ８からビート信号Ｂ（ｔ）を受けると、ビート信号Ｂ（ｔ）を９０度移相させる。
９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相器５３及び第２の積分器５４のそれぞれに出力する。
ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）が、Ｉ（Ｉｎ ｐｈａｓｅ）相のＩ^＋信号であるとすれば、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’は、Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）相のＱ^＋信号に相当する。

１８０度移相器５３は、９０度移相器５２から９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を受けると、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を１８０度移相させる。
１８０度移相器５３は、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”を第３の積分器５５に出力する。
ミクサ８から出力されたビート信号Ｂ（ｔ）が、Ｉ相のＩ^＋信号であるとすれば、１８０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）”は、Ｑ相のＱ^－信号に相当する。

第２の積分器５４は、９０度移相器５２から９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’を受けると、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、前半区間のビート信号を積分する。
即ち、第２の積分器５４は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’のうち、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の有限区間の中で、－（Ｋ_ｓ／２）～０の区間に含まれているビート信号を積分する。
第２の積分器５４は、ビート信号の積分結果Ｓ_２を加算器５６に出力する。

第３の積分器５５は、１８０度移相器５３から１８０度移相後のビート信号”を受けると、１８０度移相後のビート信号”のうち、後半区間のビート信号を積分する。
即ち、第３の積分器５５は、１８０度移相後のビート信号”のうち、第２の窓関数ｗ_Δ（ｋ）の有限区間の中で、０～（Ｋ_ｓ／２）の区間に含まれているビート信号を積分する。
第３の積分器５５は、ビート信号の積分結果Ｓ_３を加算器５６に出力する。

加算器５６は、第２の積分器５４からビート信号の積分結果Ｓ_２を取得し、第３の積分器５５からビート信号の積分結果Ｓ_３を取得する。
加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ_２とビート信号の積分結果Ｓ_３とを加算する。
加算器５６は、ビート信号の積分結果Ｓ_２とビート信号の積分結果Ｓ_３との加算結果ｑ_ｄ（＝Ｓ_２＋Ｓ_３）を振幅比較器５７に出力する。
加算器５６による加算結果ｑ_ｄは、第２の窓関数乗算後のビート信号Ｂ_Ｄｉｇ（ｔ）ｗ_Δ（ｋ）に相当する。

振幅比較器５７は、第１の積分器５１からビート信号の積分結果ｑ_ｓを取得し、加算器５６から加算結果ｑ_ｄを取得する。
振幅比較器５７は、ビート信号の積分結果ｑ_ｓに対する加算結果ｑ_ｄの比ｑ_ｄ／ｑ_ｓを算出する。
振幅比較器５７は、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓと振幅閾値Ａ_ｔｈとを比較する。
振幅比較器５７は、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓと振幅閾値Ａ_ｔｈとの比較結果を距離算出部５８に出力する。

距離算出部５８は、フーリエ変換部５０から周波数領域信号ｆｆｔ_ｎを取得する。
距離算出部５８は、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎに含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較する。
距離算出部５８は、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分、即ち、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎにおける最大の信号強度｜ｆｆｔ_ｎ｜_ｍａｘを探索する。
ここでは、距離算出部５８が、周波数領域信号ｆｆｔ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索している。しかし、探索する周波数成分は、雑音成分と比べて十分に大きい周波数成分であればよく、最も大きい周波数成分に限るものではない。したがって、距離算出部５８は、波数領域信号ｆｆｔ_ｎに含まれている複数の周波数成分の中で、例えば、２番目に大きい周波数成分、又は、３番目に大きい周波数成分を探索するようにしてもよい。
距離算出部５８は、最大の信号強度｜ｆｆｔ_ｎ｜_ｍａｘの周波数ナンバーｎ_ｍａｘを特定する。

距離算出部５８は、振幅比較器５７から、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓと振幅閾値Ａ_ｔｈとの比較結果を取得する。
距離算出部５８は、比較結果が、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓが振幅閾値Ａ_ｔｈ以上である旨を示していれば、変調帯域幅Δｆの変更を指示する制御信号Ｃ_１を送信信号発生器３に出力する。
送信信号発生器３は、距離算出部５８から制御信号Ｃ_１を受けると、送信信号Ｔｘの変調帯域幅Δｆを例えばδｆだけ大きくし、変調帯域幅が（Δｆ＋δｆ）の送信信号Ｔｘを発生し、送信信号Ｔｘを送信アンテナ４及びミクサ８のそれぞれに出力する。
距離算出部５８から制御信号Ｃ_１が出力されると、送信アンテナ４、信号受信部６、ミクサ８、ＡＤ変換器９及び信号処理装置１０は、上記と同様の動作を再度行う。
比較結果が、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓが振幅閾値Ａ_ｔｈ未満である旨を示すまで、距離算出部５８から送信信号発生器３に、制御信号Ｃ_１が繰り返し出力される。

距離算出部５８は、比較結果が、比ｑ_ｄ／ｑ_ｓが振幅閾値Ａ_ｔｈ未満である旨を示していれば、現時点の変調帯域幅Δｆが調整済みの変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔであるとする。
距離算出部５８は、式（５）に示すように、周波数ナンバーｎ_ｍａｘと、送信信号の伝搬速度ｃと、変調帯域幅Δｆ_ｏｐｔとから、レーダ装置１から物体５までの距離Ｒを算出する。
距離算出部５８は、算出した距離Ｒを、例えば、図示せぬ信号処理部に出力する。

以上より、偶関数乗算部１１及び奇関数乗算部１２のそれぞれが、アナログ回路によって実現されている信号処理装置１０であっても、図１に示す信号処理装置１０と同様に、ＭＵＳＩＣ法よりも少ない計算量で、従来のレーダ装置よりも算出距離の分解能を高めることができる。

図２０は、奇関数乗算部１２の具体的な構成例を示す構成図である。
奇関数乗算部１２に含まれている９０度移相器５２は、９０度移相後のビート信号Ｂ（ｔ）’として、位相が互いに９０度異なっている４つの信号、即ち、Ｉ^＋信号、Ｉ^－信号、Ｑ^＋信号及びＱ^－信号のそれぞれを出力する。
奇関数乗算部１２に含まれている第２の積分器５４は、スイッチ５４ａ～５４ｄ及びコンデンサ５４ｅ～５４ｆを備えている。
奇関数乗算部１２に含まれている第３の積分器５５は、スイッチ５５ａ～５５ｄ及びコンデンサ５５ｅ～５５ｆを備えている。
奇関数乗算部１２に含まれている加算器５６は、スイッチ５６ａ～５６ｈを備えている。

９０度移相器５２のＩ^＋端子は、スイッチ５４ａ及びスイッチ５４ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
９０度移相器５２のＩ^－端子は、スイッチ５４ｃ及びスイッチ５４ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
９０度移相器５２のＱ^＋端子は、スイッチ５５ｃ及びスイッチ５５ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。
９０度移相器５２のＱ^－端子は、スイッチ５５ａ及びスイッチ５５ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。

スイッチ５４ａの一端は、９０度移相器５２のＩ^＋端子と接続されている。スイッチ５４ａの他端は、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。
スイッチ５４ｂの一端は、９０度移相器５２のＩ^＋端子と接続されている。スイッチ５４ｂの他端は、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。

スイッチ５４ｃの一端は、９０度移相器５２のＩ^－端子と接続されている。スイッチ５４ｃの他端は、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。
スイッチ５４ｄの一端は、９０度移相器５２のＩ^－端子と接続されている。スイッチ５４ｄの他端は、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。

コンデンサ５４ｅの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｅ，５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５４ｅの他端は、グランドと接続されている。
コンデンサ５４ｆの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｇ，５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５４ｆの他端は、グランドと接続されている。

スイッチ５５ａの一端は、９０度移相器５２のＱ^－端子と接続されている。スイッチ５５ａの他端は、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
スイッチ５５ｂの一端は、９０度移相器５２のＱ^－端子と接続されている。スイッチ５５ｂの他端は、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。

スイッチ５５ｃの一端は、９０度移相器５２のＱ^＋端子と接続されている。スイッチ５５ｃの他端は、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。
スイッチ５５ｄの一端は、９０度移相器５２のＱ^＋端子と接続されている。スイッチ５５ｄの他端は、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。

コンデンサ５５ｅの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ａ，５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５５ｅの他端は、グランドと接続されている。
コンデンサ５５ｆの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、スイッチ５６ｃ，５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。コンデンサ５５ｆの他端は、グランドと接続されている。

スイッチ５６ａの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ｂにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ａの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
スイッチ５６ｂの一端は、スイッチ５５ａ，５５ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｅ及びスイッチ５６ａにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｂの他端は、グランドと接続されている。

スイッチ５６ｃの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｄにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｃの他端は、グランドと接続されている。
スイッチ５６ｄの一端は、スイッチ５５ｂ，５５ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５５ｆ及びスイッチ５６ｃにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｄの他端は、振幅比較器５７と接続されている。

スイッチ５６ｅの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｆにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｅの他端は、振幅比較器５７と接続されている。
スイッチ５６ｆの一端は、スイッチ５４ａ，５４ｃにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｅ及びスイッチ５６ｅにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｆの他端は、グランドと接続されている。

スイッチ５６ｇの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｈにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｇの他端は、グランドと接続されている。
スイッチ５６ｈの一端は、スイッチ５４ｂ，５４ｄにおけるそれぞれの他端と接続され、かつ、コンデンサ５４ｆ及びスイッチ５６ｇにおけるそれぞれの一端と接続されている。スイッチ５６ｈの他端は、振幅比較器５７と接続されている。

９０度移相器５２と第３の積分器５５との配線がクロスしている。即ち、９０度移相器５２のＱ^＋端子がスイッチ５５ｃ，５５ｄと接続され、９０度移相器５２のＱ^－端子がスイッチ５５ａ，５５ｂと接続されている。したがって、当該配線は、図１９に示す１８０度移相器５３に相当する。

次に、図２０に示す奇関数乗算部１２の動作について説明する。
図２１は、スイッチ５４ａ～５４ｄ，５５ａ～５５ｄ，５６ａ～５６ｈのオンオフを示す説明図である。
図２１において、φ_ｒの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオンになり、φ_ｒの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオフになる。
φ_ｗの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオンになり、φ_ｗの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオフになる。
φ_ｗバーの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがオンになり、φ_ｗバーの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがオフになる。明細書中では、電子出願である関係上、「φ_ｗ」の上に“－”の記号を付することができないため、「φ_ｗバー」のように表記している。
φ_ｈの信号レベルがＨレベルである期間中、スイッチ５６ａ，５６ｄ，５６ｅ，５６ｈがオンになり、φ_ｈの信号レベルがＬレベルである期間中、スイッチ５６ａ，５６ｄ，５６ｅ，５６ｈがオフになる。

まず、φ_ｒの信号レベルがＨレベルになることで、スイッチ５６ｂ，５６ｃ，５６ｆ，５６ｇがオンになり、コンデンサ５４ｅ，５４ｆ，５５ｅ，５５ｆに蓄えられている電荷が放電される。
次に、φ_ｗの信号レベルが、Ｔ_ｍ／２の期間中、Ｈレベルになることで、スイッチ５４ａ，５４ｄ，５５ａ，５５ｄがオンになる。これにより、Ｉ^＋信号によって、コンデンサ５４ｅに電荷が充電され、Ｉ^－信号によって、コンデンサ５４ｆに電荷が充電される。また、Ｑ^－信号によって、コンデンサ５５ｅに電荷が充電され、Ｑ^＋信号によって、コンデンサ５５ｆに電荷が充電される。
次に、φ_ｗバーの信号レベルが、Ｔ_ｍ／（２×ｎ_ｍａｘ）の期間中、スイッチ５４ｂ，５４ｃ，５５ｂ，５５ｃがＨレベルになる。これにより、Ｉ^＋信号によって、コンデンサ５４ｆに電荷が充電され、Ｉ^－信号によって、コンデンサ５４ｅに電荷が充電される。また、Ｑ^－信号によって、コンデンサ５５ｆに電荷が充電され、Ｑ^＋信号によって、コンデンサ５５ｅに電荷が充電される。
次に、φ_ｈの信号レベルが、Ｔ_ｍの期間中、Ｈレベルになることで、スイッチ５６ａ，５６ｃ，５６ｅ，５６ｈがオンになり、奇関数乗算部１２からｄ（ｔ）の電圧が振幅比較器５７に出力される。
電圧ｄ（ｔ）は、距離算出処理部３４により算出される距離Ｒの距離分解能ΔＲが高くなる変調帯域幅Δｆであるほど、小さな値になる。

なお、本開示は、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

本開示は、信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置に適している。

１ レーダ装置、２ 信号送信部、３ 送信信号発生器、４ 送信アンテナ、５ 物体、６ 信号受信部、７ 受信アンテナ、８ ミクサ、９ ＡＤ変換器、１０ 信号処理装置、１１ 偶関数乗算部、１２ 奇関数乗算部、１３ 第１のフーリエ変換部、１４ 第２のフーリエ変換部、１５ 距離算出部、１６ 距離算出部、２１ 偶関数乗算回路、２２ 奇関数乗算回路、２３ 第１のフーリエ変換回路、２４ 第２のフーリエ変換回路、２５ 距離算出回路、２６ 距離算出回路、３１ 周波数特定部、３２ 比較部、３３ 変調帯域幅調整部、３４ 距離算出処理部、３５ 区間幅調整部、３６ 距離算出処理部、４１ メモリ、４２ プロセッサ、５０ フーリエ変換部、５１ 第１の積分器、５２ ９０度移相器、５３ １８０度移相器、５４ 第２の積分器、５４ａ～５４ｄ スイッチ、５４ｅ～５４ｆ コンデンサ、５５ 第３の積分器、５５ａ～５５ｄ スイッチ、５５ｅ～５５ｆ コンデンサ、５６ 加算器、５６ａ～５６ｈ スイッチ、５７ 振幅比較器、５８ 距離算出部。

Claims (9)

1. 時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、
   前記ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、
   前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
   前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、
   前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出部と
   を備えた信号処理装置。
2. 前記距離算出部は、
   前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較し、前記大きさの比較結果に基づいて、前記第１の周波数成分を探索し、前記第１の周波数成分の周波数を特定する周波数特定部と、
   前記第２の周波数成分として、前記第２の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、前記周波数特定部により特定された周波数を有する周波数成分を特定し、前記第１の周波数成分に対する前記第２の周波数成分の比と前記閾値とを比較する比較部と、
   前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値以上である旨を示していれば、前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示すまで、前記変調帯域幅を繰り返し調整し、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの変調帯域幅を出力する変調帯域幅調整部と、
   前記変調帯域幅調整部から出力された変調帯域幅に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出処理部と
   を備えていることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記距離算出部は、
   前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の大きさを互いに比較し、前記大きさの比較結果に基づいて、前記第１の周波数成分を探索し、前記第１の周波数成分の周波数を特定する周波数特定部と、
   前記第２の周波数成分として、前記第２の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、前記周波数特定部により特定された周波数を有する周波数成分を特定し、前記第１の周波数成分に対する前記第２の周波数成分の比と前記閾値とを比較する比較部と、
   前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値以上である旨を示していれば、前記比較部の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示すまで、前記区間幅を繰り返し調整し、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの区間幅を出力する区間幅調整部と、
   前記区間幅調整部から出力された区間幅に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出処理部と
   を備えていることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
4. 前記周波数特定部は、
   前記第１の周波数成分として、前記第１の周波数領域信号に含まれている複数の周波数成分の中で、最も大きい周波数成分を探索することを特徴とする請求項２又は請求項３記載の信号処理装置。
5. 前記距離算出処理部は、
   前記周波数特定部により特定された周波数と、前記送信信号の伝搬速度と、前記変調帯域幅調整部から出力された変調帯域幅とから、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。
6. 前記距離算出処理部は、
   前記周波数特定部により特定された周波数と、前記送信信号の伝搬速度と、前記区間幅調整部から出力された区間幅と、前記区間幅調整部による調整前の区間幅と、前記送信信号の変調帯域幅とから、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
7. 前記偶関数乗算部は、
   前記生成されたビート信号のうち、前記第１の窓関数の有限区間に含まれているビート信号を積分する第１の積分器を備えており、
   前記奇関数乗算部は、
   前記生成されたビート信号を９０度移相させる９０度移相器と、
   前記９０度移相器による９０度移相後のビート信号を１８０度移相させる１８０度移相器と、
   前記９０度移相器による９０度移相後のビート信号のうち、前半区間のビート信号を積分する第２の積分器と、
   前記１８０度移相器による１８０度移相後のビート信号のうち、後半区間のビート信号を積分する第３の積分器と、
   前記第２の積分器によるビート信号の積分結果と前記第３の積分器によるビート信号の積分結果とを加算する加算器とを備えており、
   前記第１のフーリエ変換部及び前記第２のフーリエ変換部を備える代わりに、前記第１の積分器によるビート信号の積分結果に対する前記加算器による加算結果の比と前記閾値とを比較する振幅比較器を備え、
   前記距離算出部は、
   前記振幅比較器の比較結果が、前記比が前記閾値未満である旨を示しているときの、前記送信信号の変調帯域幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果に基づいて、前記レーダ装置から前記物体までの距離を算出することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
8. レーダ装置が実行する信号処理方法であって、
   偶関数乗算部が、時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号と測距対象の物体による反射後の送信信号とから生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算し、
   奇関数乗算部が、前記ビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算し、
   第１のフーリエ変換部が、前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換し、
   第２のフーリエ変換部が、前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換し、
   距離算出部が、前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する
   信号処理方法。
9. 時間の経過に伴って周波数が変化する送信信号を送信する信号送信部と、
   測距対象の物体による反射後の送信信号である反射信号を受信する信号受信部と、
   前記信号送信部から送信される送信信号と前記信号受信部により受信された反射信号とからビート信号を生成するミクサと、
   前記ミクサにより生成されたビート信号に対して、偶関数で表される第１の窓関数を乗算する偶関数乗算部と、
   前記ミクサにより生成されたビート信号に対して、奇関数で表される第２の窓関数を乗算する奇関数乗算部と、
   前記偶関数乗算部による第１の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第１の周波数領域信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
   前記奇関数乗算部による第２の窓関数乗算後のビート信号を周波数領域の信号である第２の周波数領域信号に変換する第２のフーリエ変換部と、
   前記第１の周波数領域信号に含まれている第１の周波数成分に対する、前記第２の周波数領域信号に含まれている第２の周波数成分の比が閾値未満になるときの、前記送信信号の変調帯域幅、又は、前記第１の窓関数及び前記第２の窓関数におけるそれぞれの有限区間の区間幅を探索し、前記変調帯域幅の探索結果、又は、前記区間幅の探索結果に基づいて、レーダ装置から前記物体までの距離を算出する距離算出部と
   を備えたレーダ装置。

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