JP6289744B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、観測対象である目標を捜索するレーダ装置に関するものである。

従来から、ディジタル信号処理により複数のアンテナパターンを形成して信号処理を行うＤＢＦ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ）を用いたレーダ装置が知られている（例えば非特許文献１参照）。このレーダ装置では、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器を設置している。これにより、各アンテナ素子により受信された受信信号をディジタル信号処理器に入力させることができ、ディジタル信号処理器にて複数のアンテナパターンを形成することができる。よって、複数の方位を指向した場合の信号処理が可能であり、その方位の目標を検出することが可能である。

電子情報通信学会、"改訂レーダ技術"、１１．５．２

このように、従来のレーダ装置では、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器を設置している。そのため、Ｈ／Ｗ規模が増大するという課題がある。また、複数の方位を捜索する場合には、ディジタル信号処理により複数の方位のアンテナパターンを形成する際の演算量が膨大となるという課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、従来構成に対し、Ｈ／Ｗ規模を低減でき、且つ、低演算量で複数の方位を捜索することができるレーダ装置を提供することを目的としている。

この発明に係るレーダ装置は、パルス信号を生成するパルス信号生成器と、パルス信号生成器により生成されたパルス信号から送信信号を生成する送信機と、送信機により生成された送信信号を空中に放射する送信アンテナ素子と、送信アンテナ素子により放射されて目標で反射された信号を受信信号として受信する複数の受信アンテナ素子と、各々の受信アンテナ素子により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換する周波数変換部と、周波数変換部により変換された各受信信号を加算して受信ビデオ信号を生成する加算器と、加算器により加算された受信ビデオ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号を周波数領域に変換する周波数領域変換部と、周波数領域変換部により変換された受信ビデオ信号の信号電力から、目標の候補を検出する目標候補検出部と、目標候補検出部による検出結果から、目標の候補の方位を算出する目標候補方位算出部とを備え、周波数変換部は、位相が一周期する時間がパルス信号のパルス幅である角周波数を用いて周波数の変換を行い、周波数領域変換部は、パルス信号のパルス繰り返し周期とパルス幅との最小公倍数となる間隔でフーリエ変換を行うことで、周波数領域への変換を行うものである。

この発明によれば、上記のように構成したので、従来構成に対し、Ｈ／Ｗ規模を低減でき、且つ、低演算量で複数の方位を捜索することができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置のハードウェア構成例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信信号の送信動作例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１におけるパラメータ算出器により算出されるパルス繰り返し周期とパルス幅との関係の一例を示す図である。 パルス繰り返し周期とパルス幅との関係による離散フーリエ変換結果への影響の一例を説明する図であり、（ａ）パルス繰り返し周期がパルス幅の整数倍である場合を示す図であり、（ｂ）パルス繰り返し周期がパルス幅の整数倍ではない場合を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の受信信号の受信動作例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１における各アンテナ素子により受信された受信信号の位相の関係の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１における移相器で周波数変換された受信信号の間隔の一例を示す図であり、（ａ）角周波数領域の場合を示す図であり、（ｂ）時間領域の場合を示す図である。 この発明の実施の形態１における加算器により加算された受信ビデオ信号の一例を示す図であり、（ａ）荷重の付加がない場合を示す図であり、（ｂ）荷重（ハミング窓）の付加がある場合を示す図である。 この発明の実施の形態１における信号処理器による信号処理動作例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における角周波数と指向方位との関係の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における時分割なアンテナパターン形成の一例を説明する図である。 角周波数の周期とパルス幅との関係による距離計測性能への影響の一例を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の処理結果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 パルス繰り返し周期とパルス幅との関係による離散フーリエ変換結果への影響の一例を説明する図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示す図である。
レーダ装置は、図１に示すように、送信部１、受信部２、信号処理器３及び表示器４を備えている。

送信部１は、送信機１０１及びアンテナ素子（送信アンテナ素子）１０２を有している。

送信機１０１は、受信部２の後述するパルス変調器２０３からのパルス信号を用いて、送信信号を生成するものである。この送信機１０１により生成された送信信号はアンテナ素子１０２に出力される。

アンテナ素子１０２は、送信機１０１からの送信信号（電波）を空中に放射するものである。

受信部２は、局部発振器２０１、パラメータ算出器２０２、パルス変調器（パルス信号生成器）２０３、複数のアンテナ素子（受信アンテナ素子）２０４（２０４−１〜２０４−Ｍ）、複数の移相器（周波数変換部）２０５（２０５−１〜２０５−Ｍ）、加算器２０６、ミキサ２０７及び単一のＡ／Ｄ変換器２０８を有している。

局部発振器２０１は、局部発振信号を生成するものである。この局部発振器２０１により生成された局部発振信号はパルス変調器２０３及びミキサ２０７に出力される。

パラメータ算出器２０２は、パルス変調器２０３で生成されるパルス信号のパラメータであるパルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）及びパルス幅を算出するものである。また、パラメータ算出器２０２は、算出したパルス幅から、移相器２０５で用いる角周波数を算出する。このパラメータ算出器２０２により算出されたパルス繰り返し周期及びパルス幅を示す情報はパルス変調器２０３に出力され、算出された角周波数を示す情報は各移相器２０５に出力される。また、パルス繰り返し周期を示す情報は信号処理器３の後述する周波数領域変換部３０１にも出力される。

パルス変調器２０３は、パラメータ算出器２０２からのパルス繰り返し周期及びパルス幅を示す情報に従って、局部発振器２０１からの局部発振信号に対してパルス変調を行い、パルス信号を生成するものである。このパルス変調器２０３により生成されたパルス信号は送信部１の送信機１０１に出力される。

アンテナ素子２０４は、送信部１の送信機１０１により放射されて、観測対象である目標で反射された信号を、受信信号として受信するものである。このアンテナ素子２０４により受信された受信信号は対応する移相器２０５に出力される。
なおここでは、送信信号を放射するアンテナ素子１０２と受信信号を受信するアンテナ素子２０４とを別体としているが、一体としてもよい。すなわち、共通のアンテナ素子を用いて、送信を行う際に送信信号を放射し、受信を行う際には受信信号を受信するようにしてもよい。

移相器２０５は、アンテナ素子２０４毎に設けられ、対応するアンテナ素子２０４からの受信信号に対して移相を行うことで、アンテナ素子２０４間で互いに異なる周波数に変換するものである。この際、移相器２０５は、パラメータ算出器２０２からの角周波数を示す情報から移相量（周波数変化量）を算出し、この移相量に従って受信信号の移相を行う。この移相器２０５により周波数変換された受信信号は加算器２０６に出力される。

加算器２０６は、各移相器２０５からの受信信号を加算して受信ビデオ信号を生成するものである。なお、アンテナパターンのサイドローブを低減する場合には、加算器２０６は、各移相器２０５からの受信信号に対して、対応するアンテナ素子２０４に応じた荷重を付加した上で、加算を行う。この加算器２０６により生成された受信ビデオ信号はミキサ２０７に出力される。

ミキサ２０７は、局部発振器２０１からの局部発振信号を用いて、加算器２０６からの受信ビデオ信号をダウンコンバートするものである。このミキサ２０７によりダウンコンバートされた受信ビデオ信号はＡ／Ｄ変換器２０８に出力される。

Ａ／Ｄ変換器２０８は、ミキサ２０７からの受信ビデオ信号に対し、位相検波を行ってＡ／Ｄ変換を行うものである。このＡ／Ｄ変換器２０８によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号は信号処理器３の後述する周波数領域変換部３０１に出力される。

信号処理器３は、周波数領域変換部３０１、目標候補検出部３０２、目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を有している。

周波数領域変換部３０１は、受信部２のパラメータ算出器２０２からのパルス繰り返し周期を示す情報に基づいて、受信部２のＡ／Ｄ変換器２０８からの受信ビデオ信号を周波数領域に変換するものである。この周波数領域変換部３０１により周波数領域に変換された受信ビデオ信号は目標候補検出部３０２に出力される。また、この受信ビデオ信号は、目標候補検出部３０２、目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４にも出力される。

目標候補検出部３０２は、周波数領域変換部３０１からの受信ビデオ信号の信号電力に基づいて、目標の候補を検出するものである。この目標候補検出部３０２により検出された目標の候補を示す情報は目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５に出力される。

目標候補方位算出部３０３は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報に基づいて、目標の候補の方位を算出するものである。この目標候補方位算出部３０３により算出された目標の候補の方位を示す情報は目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４に出力される。

目標候補相対速度算出部３０４は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報に基づいて、目標の候補の相対速度を算出するものである。この目標候補相対速度算出部３０４により算出された目標の候補の相対速度を示す情報は目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４に出力される。

目標候補相対距離算出部３０５は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報に基づいて、目標の候補の相対距離を算出するものである。この目標候補相対距離算出部３０５により算出された目標の候補の相対距離を示す情報は表示器４に出力される。

表示器４は、信号処理器３からの情報を、処理結果として画面上に出力するものである。

次に、上記のように構成されたレーダ装置を実現するためのハードウェア構成の一例を、図２を参照しながら説明する。
レーダ装置のハードウェア構成は、例えば図２に示すように、送信装置５１、受信装置５２、プロセッサ５３、メモリ５４及びディスプレイ５５から構成されている。

この図２において、図１に示す送信部１は送信装置５１で実現される。また、図１に示す受信部２は受信装置５２で実現される。また、図１に示す表示器４はディスプレイ５５で実現される。また、図１に示す信号処理器３は、メモリ５４に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ５３により実現される。また、複数のプロセッサ５３及び複数のメモリ５４が連携して上記機能を実行してもよい。

次に、実施の形態１に係るレーダ装置の動作について説明する。
まず、送信信号の送信動作について、図３を参照しながら説明する。
送信信号の送信動作では、図３に示すように、まず、局部発振器２０１は、下式（１）より、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成する（ステップＳＴ３０１）。

ここで、ｔは時刻であり、Ｔ_ｏｂｓはレーダ装置の観測時間であり、ｆ_０は局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の周波数であり、Ａ_Ｌは局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の振幅である。この局部発振器２０１により生成された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）はパルス変調器２０３及びミキサ２０７に出力される。

また、パラメータ算出器２０２は、パルス信号のパラメータであるパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩ及びパルス幅Ｔ_ｐｌｓを算出する（ステップＳＴ３０２）。実施の形態１では、図４に示すように、下式（２）より、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩをパルス幅Ｔ_ｐｌｓの整数倍とする。

ここで、Ｎ_ＩＮＴは正の整数である。このパラメータ算出器２０２により算出されたパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩ及びパルス幅Ｔ_ｐｌｓを示す情報はパルス変調器２０３に出力される。また、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩを示す情報は信号処理器３の周波数領域変換部３０１にも出力される。

また、パラメータ算出器２０２は、算出したパルス幅Ｔ_ｐｌｓから、角周波数ωを算出する（ステップＳＴ３０３）。この際、下式（３）より、位相が一周期する時間Ｔがパルス幅Ｔ_ｐｌｓとなる角周波数ωを算出する。

ここで、Δｆは移相器２０５による周波数変換後の受信信号間の周波数間隔である。このパラメータ算出器２０２により算出された角周波数ωを示す情報は各移相器２０５に出力される。

このように、式（２）を満たすパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩ及びパルス幅Ｔ_ｐｌｓと、式（３）を満たす角周波数ωとを算出することで、各移相器２０５で各受信信号を異なる周波数に変換しても、図５（ａ）に示すように、パルス繰り返し周期間隔（図５のａ_１，ａ_２の間隔）でコヒーレントとなり、同じ方位を向くことになる。よって、周波数領域変換部３０１にてパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩでこの受信信号を離散フーリエ変換すると、目標の候補のドップラ周波数（相対速度）にコヒーレントに積分されることになる。なお図５は、パルス信号と、周波数変換後の受信信号との関係を示す図である。この図５において、一点鎖線は周波数１ωに変換された受信信号を示し、破線は周波数２ωに変換された受信信号を示している。

一方、式（２），（３）を同時に満たさない場合には、図５（ｂ）に示すように、パルス繰り返し周期間隔でコヒーレントではなくなる。よって、周波数領域変換部３０１にてパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩでこの受信信号を離散フーリエ変換しても、目標の候補のドップラ周波数（相対速度）にコヒーレントに積分されず、その他の成分も積分されてしまう。その結果、目標の候補の相対速度の算出が困難になる。

次いで、パルス変調器２０３は、パラメータ算出器２０２からのパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩ及びパルス幅Ｔ_ｐｌｓを示す情報に基づいて、下式（４），（５）より、局部発振器２０１からの局部発振信号Ｌ_０（ｔ）に対してパルス変調を行ってパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｔ）を生成する（ステップＳＴ３０４）。

ここで、ｈはヒット番号であり、Ｈはヒット数である。このパルス変調器２０３により生成されたパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｔ）は送信部１の送信機１０１に出力される。

次いで、送信機１０１は、受信部２のパルス変調器２０３からのパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｔ）を用いて、送信信号を生成する（ステップＳＴ３０５）。この送信機１０１により生成された送信信号はアンテナ素子１０２に出力される。
次いで、アンテナ素子１０２は、送信機１０１からの送信信号を空中に放射する（ステップＳＴ３０６）。

次に、受信信号の受信動作について、図６を参照しながら説明する。
受信信号の受信動作では、図６に示すように、まず、各アンテナ素子２０４は、送信部１の送信機１０１により放射されて目標で反射された信号を、受信信号として受信する（ステップＳＴ６０１）。ここで、複数のアンテナ素子２０４として、等間隔リニアアレーを想定する。また、目標は、方位がθであり、相対距離がＲ_０であり、相対速度がｖであるとする。また、アンテナ素子２０４により受信された受信信号Ｒｘ_ｍ（ｔ）は下式（６）で表される。

ここで、Ｒｘ_０（ｔ）は基準点にあるアンテナ素子２０４の受信信号であり、Ｍはアンテナ素子２０４の数であり、ｍはアンテナ素子２０４の番号であり、ｄは各アンテナ素子２０４の間隔であり、ｃは光速である。

また、基準点にあるアンテナ素子２０４の受信信号Ｒｘ_０（ｔ）は下式（７）で表される。

ここで、Ａ_Ｒｘは受信信号Ｒｘ_０（ｔ）の振幅である。各アンテナ素子２０４により受信された受信信号の位相の関係を図７に示す。
この各アンテナ素子２０４により受信された受信信号Ｒｘ_ｍ（ｔ）は対応する移相器２０５に出力される。

次いで、各移相器２０５は、対応するアンテナ素子２０４からの受信信号Ｒｘ_ｍ（ｔ）に対して移相を行うことで、アンテナ素子２０４間で互いに異なる周波数に変換する（ステップＳＴ６０２）。この際、各移相器２０５は、下式（８）より、パラメータ算出器２０２からの角周波数ωを示す情報から移相量Ｃ_φ，ｍ（ｔ）を算出し、受信信号Ｒｘ_ｍ（ｔ）の移相を行う。

ここで、Ａ_Ｃは移相量Ｃ_φ，ｍ（ｔ）の振幅であり、ωは式（３）に示す受信信号間の角周波数（図８）である。

また、周波数変換された受信信号Ｒｘ_φ，ｍ（ｔ）は下式（９）で表される。

ここで、＊は複素共役である。
この移相器２０５により周波数変換された受信信号Ｒｘ_φ，ｍ（ｔ）は加算器２０６に出力される。

次いで、加算器２０６は、各移相器２０５からの受信信号Ｒｘ_φ，ｍ（ｔ）を加算して受信ビデオ信号を生成する（ステップＳＴ６０３）。この加算器２０６により加算された受信ビデオ信号Ｒｘ_{φ，ｓｕｍ}（ｔ）は下式（１０）で表される。

また、アンテナパターンのサイドローブを低減する場合には、加算器２０６は、各移相器２０５からの受信信号Ｒｘ_φ，ｍ（ｔ）に対して、対応するアンテナ素子２０４に応じた荷重ｗ_ｍを付加した上で、加算を行う。なお、荷重ｗ_ｍは、サイドローブレベル又は信号対雑音比等に応じてハミング窓等を設定する。この場合での受信ビデオ信号Ｒｘ_{φ，ｓｕｍ}（ｔ）は下式（１１）で表される。

図９（ａ）に示す荷重ｗ_ｍを付加しない場合に対し、受信信号Ｒｘ_φ，ｍ（ｔ）に荷重ｗ_ｍを付加した上で加算を行うことで、図９（ｂ）に示すように、アンテナパターンのサイドローブを低減する効果がある。
この加算器２０６により生成された受信ビデオ信号Ｒｘ_{φ，ｓｕｍ}（ｔ）はミキサ２０７に出力される。

次いで、ミキサ２０７は、局部発振器２０１からの局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、加算器２０６からの受信ビデオ信号Ｒｘ_{φ，ｓｕｍ}（ｔ）をダウンコンバートする（ステップＳＴ６０４）。このミキサ２０７によりダウンコンバートされた受信ビデオ信号Ｖ（ｔ）は下式（１２）で表される。

ここで、Ａ_Ｖは受信ビデオ信号Ｖ（ｔ）の振幅である。このミキサ２０７によりダウンコンバートされた受信ビデオ信号Ｖ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器２０８に出力される。

次いで、Ａ／Ｄ変換器２０８は、ミキサ２０７からの受信ビデオ信号Ｖ（ｔ）に対し、位相検波を行ってＡ／Ｄ変換を行う（ステップＳＴ６０５）。このＡ／Ｄ変換器２０８によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号Ｖ（ｈ，ｎ）は下式（１３）で表される。

ここで、Ｎはパルス繰り返し周期内のサンプリング数であり、ｎはパルス繰り返し周期内のサンプリング番号であり、ΔＴはパルス繰り返し周期内のサンプリング間隔である。このＡ／Ｄ変換器２０８によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号Ｖ（ｈ，ｎ）は信号処理器３の周波数領域変換部３０１に出力される。

次に、信号処理器３による信号処理動作について、図１０を参照しながら説明する。
信号処理器３による信号処理動作では、図１０に示すように、まず、周波数領域変換部３０１は、パラメータ算出器２０２からのパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩを示す情報に基づいて、受信部２のＡ／Ｄ変換器２０８からの受信ビデオ信号Ｖ（ｈ，ｎ）を周波数領域に変換する（ステップＳＴ１００１）。この周波数領域変換部３０１により周波数領域に変換された受信ビデオ信号ｆ_ｄ，Ｖ（ｋ，ｎ）は下式（１４）で表される。

ここで、Ｈ_ＦＦＴは周波数領域の変換点数であり、ｋは周波数領域のサンプリング番号である。この周波数領域変換部３０１により周波数領域に変換された受信ビデオ信号ｆ_ｄ，Ｖ（ｋ，ｎ）は目標候補検出部３０２に出力され、また、目標候補検出部３０２、目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４にも出力される。

ここで、周波数領域変換部３０１は、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩで離散フーリエ変換を行うことで、周波数領域に変換する。そのため、受信信号をコヒーレント積分する効果があり、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ Ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が向上する効果がある。ここでは、周波数領域変換として離散フーリエ変換を用いて説明したが、高速フーリエ変換を用いてもよい。

また、式（１４）を展開すると、式（１５）のように表される。

この式（１５）より、周波数変換に関わる項が下式（１６），（１７）のように存在している。

ここで、式（３）よりΔｆ＝１／Ｔ_ｐｌｓであり、また、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩがパルス幅の整数倍Ｎ_ＩＮＴであるため、式（１７）は式（１８）のように表される。よって、整数であるヒット番号ｈ又はアンテナ素子番号Ｍが変化しても、２πの整数倍になるだけで、周波数領域変換（離散フーリエ変換）の結果に影響は無い。すなわち、パラメータ算出器２０２を用いることによって、各アンテナ素子２０４からの受信信号を異なる周波数に変換しても、正確にドップラ周波数（相対速度）を求めることが可能になる。すなわち、図１４に示すように、目標の候補の相対速度に積分され、最大値を示す。

次いで、目標候補検出部３０２は、周波数領域変換部３０１からの受信ビデオ信号ｆ_ｄ，Ｖ（ｋ，ｎ）の信号電力に基づいて、目標の候補を検出する（ステップＳＴ１００２）。この際、目標候補検出部３０２は、例えばＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理により目標の候補を検出する。この目標候補検出部３０２により検出された目標の候補を示す情報（目標の候補の周波数領域でのサンプリング番号ｋ’、及び目標の候補のパルス繰り返し周期でのサンプリング番号ｎ’を示す情報）は目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５に出力される。

ここで、本発明の受信部２の効果について説明する。
受信部２の移相器２０５では、受信信号を角周波数ωずつ異なる周波数に周波数変換している。これは、式（８），（９）に示すように、受信信号間の位相をωＴの整数倍ずつ変化するように制御していることを表している。つまり、受信信号を角周波数ωずつ異なる周波数に変換することで、図１１，１２に示すようにアンテナパターンの指向方位を時分割に変化させることを可能としている。これにより、従来のように方位毎にアンテナパターンを形成する必要はなく、演算量を低減したマルチビームデータを得ることができる。なお図１１において、Ａは時刻ｔでの同位相波面であり、Ａ’は時刻ｔ＋Δｔでの同位相波面であり、Ｄ_１は位相ωｔに相当する距離であり、Ｄ_Ｍ−１は位相（Ｍ−１）ωｔに相当する距離であり、Ｄ’_Ｍ−１は位相（Ｍ−１）ω（ｔ＋Δｔ）に相当する距離である。また図１２において、符号１２０１はアンテナパターンである。

式（１５）において、パルス繰り返し周期内の時間方向の項は式（１９）のようになり、式（２０）を満たす場合に、方位θにビーム（アンテナパターン）を指向することができる。実施の形態１では、受信信号を角周波数ω（＝２πΔｆ）ずつ異なる周波数に変換することで時分割にビームを形成することを可能にしている。したがって、図１４に示すように、時刻ｔと方位θの関係が明確になり、式（２１）に従い、時刻ｔのビーム（アンテナパターン）の方位θを算出することが可能になる。

次いで、目標候補方位算出部３０３は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報（目標の候補のパルス繰り返し周期でのサンプリング番号ｎ’）に基づいて、下式（２２）より、目標の候補の方位θ’を算出する（ステップＳＴ１００３）。

この目標候補方位算出部３０３により算出された目標の候補の方位θ’を示す情報は目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４に出力される。

また、目標候補相対速度算出部３０４は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報（目標の候補の周波数領域でのサンプリング番号ｋ’）に基づいて、下式（２３），（２４）より、目標の候補の相対速度ｖ’を算出する（ステップＳＴ１００４）。

ここで、Δｖ_ｓａｍｐは速度サンプリング間隔である。この目標候補相対速度算出部３０４により算出された目標の候補の相対速度ｖ’を示す情報は目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４に出力される。

また、目標候補相対距離算出部３０５は、目標候補検出部３０２からの目標の候補を示す情報（目標の候補のパルス繰り返し周期でのサンプリング番号ｎ’）に基づいて、下式（２５）より、目標の候補の相対距離Ｒ_０’を算出する（ステップＳＴ１００５）。

ここで、ｆｌｏｏｒ（Ｚ）は変数Ｚ以下の最も近い整数である。この目標候補相対距離算出部３０５により算出された目標の候補の相対距離Ｒ_０’を示す情報は表示器４に出力される。

ここで、パラメータ算出器２０２により、角周波数ωの位相が一周期する時間Ｔをパルス幅Ｔ_ｐｌｓとしている。そのため、図１３（ａ）に示すように、距離アンビギュィティなく距離計測と方位計測が可能となる。また、目標の候補数を誤ることなく算出することができる。一方、角周波数ωの位相が一周期する時間Ｔがパルス幅Ｔ_ｐｌｓではない場合には、距離アンビギュィティが発生し、距離計測性能が劣化する。また、図１３（ｂ）の例では角周波数ωが大きくなるためサンプリング周波数も高くなり、演算量が増える。

その後、表示器４は、信号処理器３からの情報（受信ビデオ信号ｆ_ｄ，Ｖ（ｋ，ｎ）、目標の候補の方位θ’、目標の候補の相対速度ｖ’及び目標の候補の相対距離Ｒ_０’）を、処理結果として画面上に出力する。

以上のように、実施の形態１によれば、アンテナ素子２０４により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換するように構成したので、加算器２０６を設けて、Ａ／Ｄ変換器２０８を単一とすることができ、従来構成に対し、Ｈ／Ｗ規模を低減でき、また、低演算量で複数の方位を捜索することができる。

また、パルス変調器２０３にて、パルス繰り返し周期がパルス幅の整数倍であるパルス信号を生成し、移相器２０５にて、位相が一周期する時間がパルス幅である角周波数を用いて移相量を算出して周波数変換を行い、周波数領域変換部３０１にて、パルス繰り返し周期で周波数領域への変換を行うことで、目標の候補の相対速度の算出が可能になる。

なお上記では、複数の移相器２０５を用いて、アンテナ素子２０４により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換した。しかしながら、周波数変換部は、各アンテナ素子２０４により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換することができるものであればよく、これに限るものではない。例えば、周波数変換部として、アンテナ素子２０４毎に設けられ、互いに異なる周波数の局部発振信号を生成する複数の局部発振器と、アンテナ素子２０４毎に設けられ、対応する局部発振器により生成された局部発振信号を用いて、対応するアンテナ素子２０４により受信された受信信号をダウンコンバートすることで周波数の変換を行う複数のミキサとを用いてもよい。

また図１に示すレーダ装置では、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を設けた場合を示した。しかしながら、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５は必須の構成ではなく、目標の候補の相対速度の算出、目標の候補の相対距離の算出が不要の場合には設けなくてもよい。

実施の形態２．
図１５はこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示す図である。この図１５に示す実施の形態２に係るレーダ装置は、図１に示す実施の形態１に係るレーダ装置の受信部２を受信部２ｂに変更し、信号処理器３を信号処理器３ｂに変更したものである。この受信部２ｂは、図１に示す実施の形態１における受信部２のパラメータ算出器２０２をパラメータ算出器２０２ｂに変更したものである。また、信号処理器３ｂは、図１に示す実施の形態１における信号処理器３の周波数領域変換部３０１を周波数領域変換部３０１ｂに変更したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付してその説明を省略する。

パラメータ算出器２０２ｂは、実施の形態１におけるパラメータ算出器２０２と同様に、パルス信号のパラメータ（パルス繰り返し周期及びパルス幅）、及び角周波数を算出するものである。この際、パルス繰り返し周期はパルス幅の整数倍である必要はない。また、パラメータ算出器２０２ｂでは、パルス繰り返し周期とパルス幅との最小公倍数となる間隔の算出も行う。このパラメータ算出器２０２ｂにより算出されたパルス繰り返し周期及びパルス幅を示す情報はパルス変調器２０３に出力され、算出された角周波数を示す情報は各移相器２０５に出力され、算出された間隔を示す情報は信号処理器３ｂの周波数領域変換部３０１ｂに出力される。

周波数領域変換部３０１ｂは、パラメータ算出器２０２ｂからの間隔を示す情報に基づいて、受信部２のＡ／Ｄ変換器２０８からの受信ビデオ信号を上記間隔でフーリエ変換（離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換）することで周波数領域に変換するものである。この周波数領域変換部３０１ｂにより周波数領域に変換された受信ビデオ信号は目標候補検出部３０２に出力される。また、この受信ビデオ信号は、目標候補検出部３０２、目標候補方位算出部３０３、目標候補相対速度算出部３０４及び目標候補相対距離算出部３０５を介して表示器４にも出力される。

実施の形態２では、パラメータ算出器２０２ｂが、式（２）を満たすパルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩ及びパルス幅Ｔ_ｐｌｓと、式（３）を満たす角周波数ωを算出し、さらに、式（２６）より、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩとパルス幅Ｔ_ｐｌｓとの最小公倍数となる間隔Ｔ_ＬＣＭを算出する。

ここで、ＬＣＭ（Ａ，Ｂ）は変数Ａと変数Ｂの最小公倍数である。

そして、周波数領域変換部３０１ｂは、式（１４）より、受信部２のＡ／Ｄ変換器２０８からの受信ビデオ信号Ｖ（ｈ，ｎ）を周波数領域に変換して、受信ビデオ信号ｆ_ｄ，Ｖ（ｋ，ｎ）を得る。ただし、実施の形態２では、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩでなく、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩとパルス幅Ｔ_ｐｌｓとの最小公倍数となる間隔Ｔ_ＬＣＭでフーリエ変換を行う。

この実施の形態２では、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩがパルス幅Ｔ_ｐｌｓの非整数倍の場合を想定している。この場合、図１６に示すように、パルス繰り返し周期間隔（図１６のａ１，ａ２の間隔）でコヒーレントではないため、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩでフーリエ変換しても、目標候補の相対速度のみに積分されず、正しく相対速度を算出することができない。
一方、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩとパルス幅Ｔ_ｐｌｓとの最小公倍数となる間隔Ｔ_ＬＣＭ（図１６のａ１，ａ３の間隔）ではコヒーレントとなる。そこで、実施の形態２では、この間隔Ｔ_ＬＣＭでフーリエ変換することで、目標候補の相対速度のみに積分され、正しく相対速度を算出することができる。

以上のように、この実施の形態２によれば、パルス繰り返し周期とパルス幅との最小公倍数となる間隔で受信信号をフーリエ変換するように構成したので、実施の形態１に対し、パルス繰り返し周期がパルス幅の非整数倍の場合であっても、目標候補の相対速度を算出することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係るレーダ装置は、従来構成に対し、Ｈ／Ｗ規模を低減でき、且つ、低演算量で各方位を捜索して目標検出性能を向上することができ、目標を捜索するレーダ装置等に用いるのに適している。

１ 送信部、２，２ｂ 受信部、３，３ｂ 信号処理器、４ 表示器、５１ 送信装置、５２ 受信装置、５３ プロセッサ、５４ メモリ、５５ ディスプレイ、１０１ 送信機、１０２ アンテナ素子（送信アンテナ素子）、２０１ 局部発振器、２０２，２０２ｂ パラメータ算出器、２０３ パルス変調器（パルス信号生成器）、２０４ アンテナ素子（受信アンテナ素子）、２０５ 移相器（周波数変換部）、２０６ 加算器、２０７ ミキサ、２０８ Ａ／Ｄ変換器、３０１，３０１ｂ 周波数領域変換部、３０２ 目標候補検出部、３０３ 目標候補方位算出部、３０４ 目標候補相対速度算出部、３０５ 目標候補相対距離算出部。

Claims (7)

1. パルス信号を生成するパルス信号生成器と、
   前記パルス信号生成器により生成されたパルス信号から送信信号を生成する送信機と、
   前記送信機により生成された送信信号を空中に放射する送信アンテナ素子と、
   前記送信アンテナ素子により放射されて目標で反射された信号を受信信号として受信する複数の受信アンテナ素子と、
   各々の前記受信アンテナ素子により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部により変換された各受信信号を加算して受信ビデオ信号を生成する加算器と、
   前記加算器により加算された受信ビデオ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号を周波数領域に変換する周波数領域変換部と、
   前記周波数領域変換部により変換された受信ビデオ信号の信号電力から、前記目標の候補を検出する目標候補検出部と、
   前記目標候補検出部による検出結果から、前記目標の候補の方位を算出する目標候補方位算出部とを備え、
   前記周波数変換部は、位相が一周期する時間が前記パルス信号のパルス幅である角周波数を用いて前記周波数の変換を行い、
   前記周波数領域変換部は、前記パルス信号のパルス繰り返し周期とパルス幅との最小公倍数となる間隔でフーリエ変換を行うことで、前記周波数領域への変換を行う
   ことを特徴とするレーダ装置。
2. パルス信号を生成するパルス信号生成器と、
   前記パルス信号生成器により生成されたパルス信号から送信信号を生成する送信機と、
   前記送信機により生成された送信信号を空中に放射する送信アンテナ素子と、
   前記送信アンテナ素子により放射されて目標で反射された信号を受信信号として受信する複数の受信アンテナ素子と、
   各々の前記受信アンテナ素子により受信された受信信号を互いに異なる周波数に変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部により変換された各受信信号を加算して受信ビデオ信号を生成する加算器と、
   前記加算器により加算された受信ビデオ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された受信ビデオ信号を周波数領域に変換する周波数領域変換部と、
   前記周波数領域変換部により変換された受信ビデオ信号の信号電力から、前記目標の候補を検出する目標候補検出部と、
   前記目標候補検出部による検出結果から、前記目標の候補の方位を算出する目標候補方位算出部とを備え、
   前記パルス信号生成器は、パルス繰り返し周期がパルス幅の整数倍である前記パルス信号を生成し、
   前記周波数変換部は、位相が一周期する時間が前記パルス幅である角周波数を用いて前記周波数の変換を行い、
   前記周波数領域変換部は、前記パルス繰り返し周期でフーリエ変換を行うことで、前記周波数領域への変換を行う
   ことを特徴とするレーダ装置。
3. 前記周波数変換部は、各々の前記受信信号を、前記角周波数の整数倍ずつ異なる周波数にそれぞれ変換する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記周波数変換部は、
   前記受信アンテナ素子毎に設けられ、対応する前記受信アンテナ素子により受信された受信信号の移相を行うことで前記周波数の変換を行う複数の移相器を有する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。
5. 前記周波数変換部は、
   前記受信アンテナ素子毎に設けられ、互いに異なる周波数の局部発振信号を生成する複数の局部発振器と、
   前記受信アンテナ素子毎に設けられ、対応する前記局部発振器により生成された局部発振信号を用いて、対応する前記受信アンテナ素子により受信された受信信号をダウンコンバートすることで前記周波数の変換を行う複数のミキサとを有する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。
6. 前記目標候補検出部による検出結果から、前記目標の候補の相対速度を算出する目標候補相対速度算出部を備えた
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。
7. 前記目標候補検出部による検出結果から、前記目標の候補の相対距離を算出する目標候補相対距離算出部を備えた
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。

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