JP7319827B2 - センサ装置およびシステムならびに生体センシング方法およびシステム - Google Patents

センサ装置およびシステムならびに生体センシング方法およびシステム Download PDF

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Description

本発明は、センサ装置およびシステムならびに生体センシング方法およびシステムに関する。
従来、ドップラーレーダーを用いて生体センシングするセンサ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１ 特許第６０２９１０８号公報
しかしながら、ドップラー方式のセンサ装置では、ドップラーシフトがないと生体を検知することができない。また、生体が複数存在する場合は、生体を正確に検知できない。
本発明の第１の態様においては、ＦＭＣＷレーダーを用いて生体をセンシングするセンサ装置であって、ＦＭＣＷレーダーの受信波に基づく受信信号を取得し、生体をセンシングする信号処理部を備えるセンサ装置を提供する。
本発明の第２の態様においては、ＦＭＣＷレーダーを送受信する送受信部と、本発明の第１の態様に係るセンサ装置とを備えるシステムを提供する。
なお、上記の発明の概要は、本発明の特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
システム２００の構成の概要を示す。 送信部１２が送信するＦＭＣＷレーダーの一例を示す。 生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを説明するための図である。 生体３００の距離Ｒ、速度Ｖ、角度θおよび角度φを説明するための図である。 システム２００の動作原理を説明するための図である。 生体３００までの距離Ｒを検知する原理を説明するための図である。 生体３００の速度Ｖを検知する原理を説明するための図である。 角度θを検知する原理を説明するための図である。 単一の生体３００をセンシングする方法を説明するための図である。 単一の生体３００をセンシングする方法を算術的に説明するための図である。 複数の生体３００をセンシングする方法を説明するための図である。 体動のある生体３００をセンシングする方法を説明するための図である。 センサ装置１００の構成の一例を示す。 距離ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 図６Ａと異なるチャープを対象とした距離ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 速度ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 角度ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。 ピークＢＩＮ周辺のパワースペクトルを示す。 体動を持った生体３００の生体信号の時間的な変動の一例を示した図と、速度情報から体動を補正した図を示す。 他の実施例に係るシステム２００の構成の一例を示す。 生体３００の検知に適したチャープの設定方法の一例を説明するための図である。 送信部１２の構成の一例を示す。 受信部１４の構成の一例を示す。 信号処理部３０の具体的な構成の一例である。 ２つのウィンドウ処理方法によるパワースペクトラムの違いを示す。 異なるＣＦＡＲ条件を用いたＣＦＡＲ判定の結果を示す。 実施例１に係るセンサ装置１１００の構成の概要を示す。 ＭＩＭＯ方式のレーダー技術を説明するための図である。 ＭＩＭＯレーダーの原理を説明するための図である。 １つの送信アンテナＴＸと８つの受信アンテナＲＸを用いた場合について説明する図である。 ２つの送信アンテナＴＸと４つの受信アンテナＲＸを用いた場合について説明する図である。 実施形態に係るアンテナ１０１６の配置例を示す。 （数１２）式を用いたアンテナ配置の一例を表形式で示す。 アンテナを２次元で配列する場合のＭＩＭＯ方式の原理を説明するための図である。 実施例１に係るアンテナ１０１６の配置方法の一例を示す。 図２２Ａに係るアンテナ配置によって得られるアンテナ間隔を説明するための図である。 センサ装置１１００の開口長における仮想アンテナＶを示す図である。 比較例に係るセンサ装置１５００の構成の一例を示す。 センサ装置１５００の開口長における仮想アンテナＶを示す図である。 実施例２に係るアンテナ１０１６の配置方法の一例を示す。 図２４Ａに係るアンテナ配置によって得られるアンテナ間隔を説明するための図である。 センサ装置１１００の開口長のカバー率を説明するための図である。 センサ装置１１００の動作方法の一例を示す。 センサ装置１１００の動作方法の一例を示す。 相関処理を説明するための図である。 実施例に係るレーダー装置２１００の構成の一例を示す。 レーダー装置２１００の動作を示すフローチャートの一例である。 受信部２０３０の内部キャリブレーションの一例を説明するための図である。 送信部２０２０の内部キャリブレーションの一例を説明するための図である。 比較例に係るレーダー装置２５００の位相調整方法を説明するための図である。 受信部２０３０の外部キャリブレーションの一例を説明するための図である。 送信部２０２０の外部キャリブレーションの一例を説明するための図である。 シーケンシャルに送信される送信波のタイミングチャートの一例を示す。 外部キャリブレーションするためのフローチャートの一例を示す。 再キャリブレーションを実行するレーダー装置２１００を説明するための図である。
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
［第１実施形態］
図１Ａは、システム２００の構成の概要を示す。システム２００は、送受信部１０およびセンサ装置１００を備える。システム２００は、生体３００を検知し、センシングする。送受信部１０は、送信部１２および受信部１４を有する。
送信部１２は、生体３００に周波数変調連続波レーダー（ＦＭＣＷレーダー：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ ｒａｄａｒ）を送信波として送信する。ＦＭＣＷレーダーは、周波数を変調した連続発振レーダーである。例えば、ＦＭＣＷレーダーは、複数のチャープを含むバースト波を有する。各チャープでは、周波数が時間的に掃引されている。本例のセンサ装置１００は、距離Ｒを位相で計算することにより、ＦＭＣＷレーダーを数ｍｍ単位の微小振動を検知する生体センシングに用いる。
受信部１４は、生体３００で反射したＦＭＣＷレーダーの反射波を受信し、ＩＦ信号を出力する。ＩＦ信号は、反射波のＴＯＦ（Ｔｉｍｅ ｏｆ Ｆｌｉｇｈｔ）に比例したＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数にダウンコンバートした信号である。ＴＯＦは、送信された送信波が反射波として受信されるまでの時間である。ＴＯＦは、センサ装置１００と生体３００との距離Ｒが大きいほど長くなる。センサ装置１００は、ＩＦ信号をＡＤ変換し、信号処理することにより、生体３００の距離Ｒおよび速度Ｖを算出する。センサ装置１００は、複数の受信部１４を備えてよい。センサ装置１００は、複数の受信部１４を備えることにより、生体３００の位置の角度θに関する情報を取得することができる。
入力部２０には、受信部１４が受信した生体３００の反射波をダウンコンバートしたＩＦ信号が入力される。入力部２０は、入力されたアナログのＩＦ信号をデジタルに変換する。例えば、送受信部１０と入力部２０は、ＲＦＩＣ等の集積回路である。
信号処理部３０は、入力部２０が出力したデジタルの受信信号に基づいて、生体３００を検知する。本明細書において、生体３００の検知とは、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θ等を取得して、生体３００の存在を検出することを指す。例えば、信号処理部３０は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）である。なお、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θについては後述する。
また、信号処理部３０は、受信信号として、生体３００の微小振動データに基づいて生体３００をセンシングする。本明細書において、生体３００のセンシングとは、生体３００の微小振動データ等の生体信号を取得することを指す。生体信号は、生体３００が生きていれば存在するものであり、呼吸や心拍などにより発生する。
微小振動データは、生体３００の心拍や呼吸に基づくデータである。一例において、センサ装置１００は、微小振動データとして、ＦＭＣＷレーダーの波長を最大とした解像度の振動を得る。例えば、ＦＭＣＷレーダーで用いられる事の多いミリ波帯（３０～３００ＧＨｚ程度の周波数帯）の１波長の１００倍～１０００倍の解像度である。
センサ装置１００は、生体３００にＦＭＣＷレーダーを送信することにより、生体３００をセンシングする。センサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーの変調された周波数に基づく受信信号を適切に信号処理することにより、センサ装置１００と生体３００との相対速度が０の場合であっても、生体３００との距離変化無しとして、生体３００を検知できる。
なお、信号処理部３０は、受信信号のパワー変換スペクトルの複数のピークを検出することにより、複数の生体３００を検知し、センシングしてもよい。センサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーを用いることにより、複数の生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θをそれぞれ取得することができる。
センサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーを用いるので、広い空間に存在する１つもしくは複数の生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを検知するシステムにおいて、広角のビームで走査すればよく、狭ビームで走査する必要がない。また、センサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーによる生体３００の検知と同時に、位相変換等の簡単な信号処理の追加だけで、生体センシングも実現できる。
図１Ｂは、送信部１２が送信するＦＭＣＷレーダーの一例を示す。ＦＭＣＷレーダーは、１バースト中にｍ個のチャープを含む。ｍは、２以上の整数である。センサ装置１００は、チャープの周波数を変調し、送信波と受信波の差分を解析することにより、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを算出する。センサ装置１００は、生体３００の位置や状態に応じて、チャープの周波数の変調幅や周期を適宜調整してよい。本例のＦＭＣＷレーダーでは、ｍ個の同一波形のチャープを含むが、異なる波形のチャープを含んでもよい。
ＦＭＣＷレーダーは、生体３００からのエコーが返ってくる時間差を利用して、ターゲットまでの距離や相対速度を検知するレーダーである。本例のＦＭＣＷレーダーは、より広角での近距離検知に重きをおいて、ファーストチャープＦＭＣＷ方式を採用している。例えば、ＦＭＣＷレーダーは、数μ秒から数百μ秒程度の周期で周波数をリニアにアップダウンさせ、アップもしくはダウンの一方のみを検知に用いる。但し、ＦＭＣＷ方式では、アップおよびダウンの両方を検知に用いてもよい。
ＦＭＣＷレーダーは、複数のチャンネルを配置する事で角度情報も同時に検知できる。例えば、ＦＭＣＷレーダーは、７６Ｇ帯（７６～７７ＧＨｚ）において長距離検知を実現し、７９Ｇ帯（７７～８１ＧＨｚ）において中距離検知や短距離検知を実現する。なお、ＦＭＣＷレーダーは、数ミリ秒から数百ミリ秒程度の周期で周波数をリニアに上下させる方式であってもよい。
これに対して、ドップラーレーダーは、ターゲットの相対速度に起因するドップラーシフトを利用してターゲットまでの距離や相対速度を検知するレーダーである。例えば、ドップラーレーダーは、２周波ＣＷ方式に代表される。ドップラーレーダーでは、ドップラーシフトが無いとターゲットを検知できない。また、ドップラーレーダーでは、複数のターゲットを中間の距離にある１つのターゲットと認識してしまうので、複数のターゲットを検知できない。
図１Ｃは、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを説明するための図である。同図は、送受信部１０からＦＭＣＷレーダーの送信波を送信し、生体３００からの反射波を送受信部１０で受信する場合を示している。本例では、簡略化のため、送信部１２および受信部１４を同一の位置として考えている。
生体３００は、送受信部１０から距離Ｒの位置において、速度Ｖで変動している。速度Ｖは、送受信部１０と生体３００との相対速度である。角度θは、送受信部１０からみた生体３００の角度である。具体的には、受信部１４が配列された方向をＸ軸方向とし、ＦＭＣＷレーダーを出射するＸ軸と垂直な方向をＹ軸とした場合、角度θは、ＸＹ平面において、Ｙ軸と生体３００の位置がなす角度である。
図１Ｄは、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖ、角度θおよび角度φを説明するための図である。センサ装置１００は、ＸＹ平面と垂直な新たな軸（Ｚ軸）を検知する、いわゆる３Ｄレーダーとしても同様の原理で生体３００を検知し、センシングすることができる。その場合、センサ装置１００は、生体３００をＸＹ平面に投影した角度θに加えて、ＹＺ平面に投影した角度φを用いることにより、３次元の情報を取得する。
図２は、システム２００の動作原理を説明するための図である。システム２００は、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを検知する。
送受信部１０は、複数のチャネルを有する。一例において、送受信部１０は、１個の送信部１２と、ｋ個の受信部１４を有する。ｋは、１以上の整数である。送受信部１０は、複数のチャネルを有することにより、角度θを検出することができる。ｋ個の受信部１４には、生体３００aと生体３００bからの反射信号がそれぞれ入力される。入力部２０には、送受信部１０からのＩＦ信号が入力されＡＤ変換される。信号処理部３０には、入力部２０からのデジタルデータが入力され、ＦＦＴなどの信号処理が実行される。
データキューブ３８は、距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θに関するデータを含む。データキューブ３８は、距離ＦＦＴ、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴにより得られたデータ列を含む。
距離データ列をパワー変換する事によって、ＢＩＮ数がｎ／２の距離パワースペクトルが得られる。距離パワースペクトルは、生体３００ａおよび生体３００ｂの距離に対応する２つのピークＢＩＮを含む。
距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応したデータ列に速度ＦＦＴを実行し、新たに得られた速度データ列をパワー変換する事によって、ＢＩＮ数がｍの速度パワースペクトルが得られる。速度パワースペクトルは、生体３００ａもしくは生体３００ｂの速度に対応するピークＢＩＮを含む。どちらの生体の速度に対応するかは、選択した距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に依存する。
距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応したデータ列に角度ＦＦＴを実行し、新たに得られた角度データ列をパワー変換する事によって、ＢＩＮ数がｋの角度パワースペクトルが得られる。角度パワースペクトルは、生体３００ａもしくは生体３００ｂの角度に対応するピークＢＩＮを含む。どちらの生体の角度に対応するかは、選択した距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に依存する。センサ装置１００は、距離ＦＦＴで得られた生体３００の距離データ列を位相変換する事で得られる位相情報を時系列に算出し、生体３００の生体信号データを取得する。なお、生体信号情報として用いる位相情報のＢＩＮ位置は、距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応する。
図３Ａは、生体３００までの距離Ｒを検知する原理を説明するための図である。生体３００までの距離Ｒは、少なくとも１つのチャープの距離ＦＦＴにより算出される。グラフの実線は、ＦＭＣＷレーダーの波形を示す。グラフの破線は、ＦＭＣＷレーダーの受信波を示す。縦軸は周波数を示し、横軸は時間を示す。
ＩＦ周波数は、ＦＭＣＷレーダーの送信波および受信波をミキシングして得られる周波数である。ＩＦ周波数は、センサ装置１００と生体３００との距離Ｒが大きいほど高くなる。センサ装置１００は、一定期間、生体３００までの距離Ｒに比例したＩＦ周波数を得ることができる。即ち、センサ装置１００は、ＩＦ周波数を解析することにより、生体３００までの距離Ｒを取得できる。
センサ装置１００は、チャープ毎に距離ＦＦＴ処理を実行する。例えば、ＦＦＴポイント数がｎポイントの場合、実部と虚部のデータ列がそれぞれｎ／２ポイント得られる。即ち、ＢＩＮ数がｎ／２となる。センサ装置１００は、距離ＦＦＴの結果に基づいてパワー変換することにより、ピークＢＩＮを算出する。センサ装置１００は、ピークが現れる周波数に基づいて生体３００までの距離Ｒを算出できる。
図３Ｂは、生体３００の速度Ｖを検知する原理を説明するための図である。バースト内の複数回のチャープに対する距離ＦＦＴで得られた各データ列に対し、距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応する新たなデータ列に対して、速度ＦＦＴを実行する。１バーストには、ｍ回のチャープが含まれる。生体３００の速度Ｖは、速度ＦＦＴの結果に基づいてパワー変換することにより算出される。
センサ装置１００は、１バースト分で速度ＦＦＴ処理を実行する。例えば、１バースト中のチャープ数がｍの場合、実部と虚部のデータ列がそれぞれｍポイント得られる。即ち、ＢＩＮ数がｍとなる。センサ装置１００は、速度ＦＦＴの結果に基づいてパワー変換することにより、ピークＢＩＮ位置を算出する。センサ装置１００は、ピークの周波数から速度Ｖを計算することができる。
図３Ｃは、生体３００の角度θを検知する原理を説明するための図である。角度θは、各チャネルのチャープに対する距離ＦＦＴで得られた各データ列に対し、距離パワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応する新たなデータ列に対して、角度ＦＦＴを実行する。１回のチャープにより、ｋ個のチャネルに応じたｋ個のチャープが含まれる。
センサ装置１００は、ｋチャネル分で角度ＦＦＴ処理を実行する。例えば、ｋチャネルの場合、実部と虚部のデータ列がそれぞれｋポイント得られる。即ち、ＢＩＮ数がｋとなる。センサ装置１００は、Ｘ軸方向に配列したｋチャネルの受信部１４で受信波を受信する。それぞれの受信部１４が受信する受信波には、生体３００の角度θに応じた位相差が生じるので、ｋチャネルの受信信号を解析することにより、生体３００の角度θを算出できる。角度ＦＦＴの結果に基づいてパワー変換することにより、ピークＢＩＮ位置を算出する。センサ装置１００は、ピークの周波数から角度θを計算することができる。
図４Ａは、単一の生体３００をセンシングする方法の一例を説明するための図である。センサ装置１００は、距離ＦＦＴにより得られたパワースペクトルのピークの位相をチャープごとに算出する。本例では、ＢＩＮ数がｎ／２のパワースペクトルにおいて、１つのピークが得られる。即ち、センサ装置１００は、１つの生体３００をセンシングしている。
センサ装置１００は、生体３００のパワースペクトルのピーク位置の位相情報を取得することにより、生体３００の生体信号をセンシングする。センサ装置１００は、チャープ毎の位相情報の変化を、生体３００の微小な距離変化として検出する。例えば、８０ＧＨｚのＦＭＣＷレーダーにおいて、３６０°が１波長である約４ｍｍに相当する。本例のセンサ装置１００は、距離データに基づいて、生体３００の位相情報を取得する。
ピークＢＩＮの位相情報は、ｔａｎ－１（虚部／実部）であらわされる。なお、本例のセンサ装置１００は、距離データに基づいて、生体３００の位相情報を取得するが、これに限られない。例えば、センサ装置１００は、速度データ又は角度データに基づいて、生体３００の位相情報を取得してもよい。以下に、算術的な説明を記載する。
図４Ｂは、生体３００を送受信部１０とセンサ装置１００を用いてセンシングする場合において、生体３００からセンシングする情報（距離、速度、角度および生体信号）が、時間的なスケール差や、空間的なスケール差を利用することによって、各ＦＦＴ処理により、どのようにして各情報を分離していくかを算術的に説明するための図である。
送受信部１０の出力であるＩＦ信号の一般式は、スケールの異なる時間と空間（チャネル）を変数として、次式で示される。
Figure 0007319827000001
 ここで、ｔは、距離検知の時間スケールの実時間を示す。ωｒは、距離に依存した周波数成分を示す。Ｔｃは、チャープ周期（即ち、相対速度検知の時間スケール）を示す。ωｖは、相対速度に依存した周波数成分を示す。ωσは、角度に依存した周波数成分を示す。Ｔｂは、バースト周期（即ち、生体信号検知の時間スケール）を示す。ωｈは、生体信号に依存した周波数成分を示す。
（数１）式においてｔを変数としてフーリエ変換すると、距離ＦＦＴを実行した場合と同意となり、次式のように変換される。
Figure 0007319827000002
Figure 0007319827000003
 （数３）式は、一段階長い時間スケール（この場合Ｔｃ）で距離がほとんど変わらないことが条件となる。（数３）式の右辺第二項において、距離に依存した周波数がωＲ＝ωｒである時に、Ｙは極値（ピーク）となり、つまり距離を示す周波数となる。ＦＦＴの場合は、ＢＩＮ位置に相当する。当該周波数のみに注目すれば（数３）式は、次式で示される。
Figure 0007319827000004
続いて、（数４）式について、Ｔｃを変数としてフーリエ変換すると、速度ＦＦＴを実行した場合と同意となり、次式のように変換される。
Figure 0007319827000005
Figure 0007319827000006
 （数６）式は、一段階長い時間スケール（この場合Ｔｂ）で速度がほとんど変わらないことが条件となる。（数６）式の右辺第二項において、速度に依存した周波数がωＶ＝ωｖである時に、Ｙは極値（ピーク）となり、つまり速度を示す周波数となる。ＦＦＴの場合は、ＢＩＮ位置に相当する。当該周波数のみに注目すれば（数６）式は、次式で示される。
Figure 0007319827000007
続いて、（数７）式についてｋを変数としてフーリエ変換すると、角度ＦＦＴを実行した場合と同意となり、次式のように変換される。
Figure 0007319827000008
Figure 0007319827000009
 （数９）式は、全ての受信部で検知した距離と速度が同じであることが条件となる。（数９）式の右辺第二項において、角度に依存した周波数がωθ＝ωσである時に、Ｙは極値（ピーク）となり、つまり角度を示す周波数となる。ＦＦＴの場合は、ＢＩＮ位置に相当する。当該周波数のみに注目すれば（数９）式は、次式で示される。
Figure 0007319827000010
以上に示した３段階のフーリエ変換（ＦＦＴ）を経て、距離、速度および角度の情報を分離することが可能となった。ここで、（数４）式、（数７）式、（数１０）式の全てに、生体信号に依存する周波数成分ωｈを含むので、各式のＴｂを時間スケールとした変化に注目すれば、上記３式の示す各情報の分離結果の全てから生体情報に依存した周波数ωＨ＝ωｈを分離することができる。
なお、ＦＭＣＷレーダーの時間スケールは、ファーストチャープＦＭＣＷ方式と呼ばれる周波数変調方式を基準としている。Ｔｃはμ秒オーダー、Ｔｂはミリ秒オーダーを前提としており、生体信号は秒オーダーの周波数であるという認識に基づく。また、一般的に生体信号の要因となる（生体３００の体表面の）変化量は、ターゲットとなる生体３００の距離、速度および角度の各情報に対するＦＭＣＷレーダーの感度に比べて非常に小さい。よって、生体信号そのものが距離、速度、および角度の情報に影響を与えることはない。
図４Ｃは、複数の生体３００をセンシングする方法の一例を説明するための図である。本例のセンサ装置１００は、生体３００ａおよび生体３００ｂをセンシングする。基本的な生体３００のセンシング方法は、生体３００が単数の場合と同様である。
センサ装置１００は、距離ＦＦＴにより得られたパワースペクトルのピークの位相をチャープごとに算出する。本例では、ＢＩＮ数がｎ／２のパワースペクトルにおいて、２つのピークが得られる。即ち、センサ装置１００は、異なる距離Ｒに位置する２つの生体３００ａおよび生体３００ｂをセンシングしている。センサ装置１００は、生体３００のパワースペクトルのピーク位置の位相情報を取得することにより、生体３００の生体信号をセンシングする。このように、センサ装置１００は、生体３００ａおよび生体３００ｂの生体信号を同時に取得することができる。
図４Ｄは、体動のある生体３００をセンシングする方法を説明するための図である。生体３００の体動は、心拍等の生体信号と比べて、大きな動きである。生体３００の体動があると、距離ＦＦＴにより得られたパワースペクトルのピークＢＩＮの位置が移動する場合がある。
センサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーによる生体センシングの基本原理として、生体３００が距離ＦＦＴのピークＢＩＮをトラックすることにより、生体３００の正確な距離情報を得ることができる。一方で、ピークＢＩＮがシフトした場合であっても、同一のＢＩＮのみをトラックすると、ピークＢＩＮに比べて得られる位相情報精度が劣化してしまう場合がある。本例のセンサ装置１００は、このような位相情報の精度の劣化を抑制することができる。
図５は、センサ装置１００の構成の一例を示す。入力部２０は、ＡＤ変換部２２を備える。信号処理部３０は、選択部３１と、ＦＦＴ変換部３２と、パワー変換部３３と、判断部３４と、記憶部３５と、出力部３６と、位相変換部３７とを備える。
ＡＤ変換部２２は、受信部１４が出力したＩＦ信号をデジタルに変換する。ＡＤ変換部２２は、ｋ個のチャネルごとに設けられてよい。ＡＤ変換部２２は、変換したデジタルの受信信号を信号処理部３０に送信する。ＡＤ変換部２２は、チャープの波形がアップもしくはダウンしている状態で、サンプリング数ｎでＡＤ変換する。
選択部３１は、ＡＤ変換部２２が変換したデジタルの受信信号が入力される。選択部３１は、距離ＦＦＴ、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴのいずれかに応じたタイミングでデジタルの受信信号を選択する。選択部３１は、選択したデジタルの受信信号をＦＦＴ変換部３２に出力する。選択部３１は、ｋチャネルに対応してｋ個設けられている。例えば、選択部３１は、距離ＦＦＴ時に受信信号を選択し、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴ時に記憶部３５に記憶されたデータを選択する。
ＦＦＴ変換部３２は、ＡＤ変換部２２が出力したデジタルの受信信号、もしくは記憶部３５に記憶された信号をＦＦＴ変換する。ＦＦＴ変換部３２は、ｋチャネルに対応してｋ個設けられている。ＦＦＴ変換部３２は、選択部３１が選択したデータに応じて、距離ＦＦＴ、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴのいずれかを実行する。
パワー変換部３３は、ＦＦＴ変換部３２が変換した信号に基づいて、パワースペクトルを算出する。パワースペクトルを算出することにより、生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを検出することができる。パワー変換部３３は、ｋチャネルに対応してｋ個設けられている。
判断部３４は、パワースペクトルのピーク位置を判断する。これにより、判断部３４は、生体３００の存在を検知する。一例において、判断部３４は、スペクトルレベルが周辺よりも高いＢＩＮを判断する。例えば、判断部３４は、一定誤警報率（ＣＦＡＲ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｉｏ）処理を実行する。判断部３４は、ＣＦＡＲ処理を実行することにより、クラッタ等の不要な信号を分離し、より精度の高いピークＢＩＮ検出を実行することが可能となる。判断部３４は、ｋチャネルに対応してｋ個設けられている。
記憶部３５は、ＦＦＴ変換部３２が出力したＦＦＴ変換信号を記憶する。記憶部３５は、記憶したデータを選択部３１に出力する。また、記憶部３５は、記憶したデータを外部に出力してもよい。記憶部３５は、ＢＩＮ数がｎ／２の距離データ列と、ＢＩＮ数がｍの速度データ列と、ＢＩＮ数がｋの角度データ列とをそれぞれ記憶する。ｎは１チャープ当たりのＡＤＣサンプリング数であり、ｍは１バースト当たりのチャープ数であり、ｋはチャネル数である。
出力部３６は、判断部３４の出力結果に応じて、記憶部３５のアドレスを指定する。出力部３６の示すアドレスは、距離、速度および角度それぞれのパワースペクトルのピークＢＩＮ位置を意味することであり、即ち、生体３００の距離、速度および角度の検知結果として外部に出力してもよい。
位相変換部３７は、各ＦＦＴ結果として得られた、距離データ列、速度データ列および角度データ列を位相変換することにより、生体３００の位相情報を取得する。位相変換部３７は、生体３００のセンシング結果である生体信号データを外部に出力してよい。
図６Ａは、距離ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、ＦＭＣＷレーダーの受信波からＩＦ信号を取得し、距離データを算出する。
ＡＤ変換部２２は、ｍ個のチャープの最初のチャープに対してＡＤ変換を実行する。ＡＤ変換部２２のサンプル数はｎ個である。ＡＤＣサンプル時刻は、均等な間隔でサンプルするように設定されている。選択部３１は、ＡＤ変換部２２からの信号を選択してＦＦＴ変換部３２に入力する。
ＦＦＴ変換部３２は、ＦＦＴ変換した信号を記憶部３５およびパワー変換部３３に出力する。出力部３６は、判断部３４から入力されたパワースペクトルに応じて、ピークＢＩＮを取得する。出力部３６は、距離データを外部に出力する。
図６Ｂは、生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、１番目のチャープの距離ＦＦＴに基づいて生体信号データを出力する。
出力部３６は、１番目のチャープに基づくパワースペクトルのピークＢＩＮに対応するアドレスを記憶部３５に出力する。記憶部３５は、出力部３６が指定したアドレスを生体３００ａおよび生体３００ｂのデータとして選択する。
位相変換部３７は、出力部３６が指定したピークＢＩＮに対応するデータを位相変換部３７へ出力する。位相変換部３７で変換された位相情報が生体３００の微小振動データに相当する。本例のセンサ装置１００は、生体３００ａおよび生体３００ｂの２つの生体３００を検出している。一例として、センサ装置１００は、複数の生体３００を距離の違いで区別することにより、複数の生体３００の検知を同時に実行する。
図６Ｃは、図６Ａと異なるチャープを対象とした距離ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、ｍ番目のチャープをサンプリングする。ｍ番目のチャープは、バースト内の最後のチャープである。
センサ装置１００は、ｍ番目のチャープをサンプリングして距離データ列を取得する。センサ装置１００は、バースト内の最初のチャープの距離データ列から最後のチャープの距離データ列までの任意のデータ列を平均化してもよい。また、センサ装置１００は、バースト内の全てのチャープ１～ｍの距離データ列を平均化してもよい。センサ装置１００は、複数のチャープの平均データ列に対する距離ＦＦＴ結果を用いることにより、Ｓ／Ｎ比を向上できる。
図６Ｄは、生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、ｍ番目のチャープの距離ＦＦＴに基づいて生体信号データを出力する。
出力部３６は、ｍ番目のチャープに基づくパワースペクトルのピークＢＩＮに対応するアドレスを記憶部３５に出力する。記憶部３５は、出力部３６が指定したアドレスを生体３００ａおよび生体３００ｂのデータとして選択する。本例では、ｍ番目のチャープの距離ＦＦＴに基づいて生体信号データを出力している点で、図６Ｂの場合と相違する。
センサ装置１００は、チャープ１～ｍの距離データ列を平均化することにより、Ｓ／Ｎ比を向上させてもよい。例えば、センサ装置１００は、最後のチャープ終了後に記憶部３５のデータ列を平均化した後にパワー変換し、パワースペクトルのピークＢＩＮに対応するデータを、位相変換部３７へ出力する。位相変換部３７で変換された位相情報が生体３００の微小振動データに相当する。
図７Ａは、速度ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。センサ装置１００は、１～ｍ番目のチャープのデータを記憶部３５に記憶した後に実行する。即ち、センサ装置１００は、バーストの終了後に速度ＦＦＴを実行する。本例のセンサ装置１００は、出力部３６から速度データを出力する。
記憶部３５は、記憶したデータ列を選択部３１に出力する。本例の記憶部３５は、距離ＦＦＴにより得られたパワースペクトルのピークＢＩＮ位置に対応するデータを選択部３１に出力する。選択部３１は、記憶部３５から入力されたデータをＦＦＴ変換部３２に出力する。即ち、速度データを出力する場合、選択部３１には、ＡＤ変換部２２から新たな受信信号が入力されない。
このように、センサ装置１００は、距離ＦＦＴで検出した生体３００のパワースペクトルのピークＢＩＮに応じて、速度ＦＦＴを選択的に実行する。これにより、信号処理部３０で処理するデータ数を低減できる。なお、センサ装置１００は、ピークＢＩＮに加えて、ピークＢＩＮに隣接するＢＩＮの速度ＦＦＴを実行してもよい。
図７Ｂは、生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、速度ＦＦＴに基づいて生体信号データを出力する。
位相変換部３７は、出力部３６が指定したピークＢＩＮに対応するデータを、位相変換部３７へ出力する。位相変換部３７で変換された位相情報が生体信号データとして外部に出力される。本例のセンサ装置１００は、生体３００ａおよび生体３００ｂの２つの生体３００の生体信号をセンシングしている。一方で、センサ装置１００は、複数の生体３００を速度の違いで区別することにより、複数の生体３００の検知を同時に実行することも可能である。
図８Ａは、角度ＦＦＴ実行時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。センサ装置１００は、１～ｋ番目のチャネルのデータを記憶部３５に記憶した後に実行する。即ち、センサ装置１００は、バーストの終了後に角度ＦＦＴを実行する。本例のセンサ装置１００は、出力部３６から角度データを出力する。
記憶部３５は、記憶したデータ列を選択部３１に出力する。本例の記憶部３５は、距離ＦＦＴにより得られたパワースペクトルのピークＢＩＮの周波数のデータを選択部３１に出力する。選択部３１は、記憶部３５から入力されたデータをＦＦＴ変換部３２に出力する。即ち、本例では、選択部３１には、ＡＤ変換部２２から新たなデジタルの受信信号が入力されない。
このように、センサ装置１００は、距離ＦＦＴで検出した生体３００のパワースペクトルのピークＢＩＮに応じて、角度ＦＦＴを選択的に実行する。これにより、信号処理部３０で処理するデータ数を低減できる。なお、センサ装置１００は、ピークＢＩＮに加えて、ピークＢＩＮに隣接するＢＩＮの角度ＦＦＴを実行してもよい。
図８Ｂは、生体信号データの出力時のセンサ装置１００の動作の一例を示す。本例のセンサ装置１００は、角度ＦＦＴに基づいて生体信号データを出力する。一方で、センサ装置１００は、複数の生体３００を角度の違いで区別することにより、複数の生体３００の検知を同時に実行することも可能である。
図９Ａは、ピークＢＩＮ周辺のパワースペクトルを示す。本例のセンサ装置１００は、位相情報を用いることにより、生体３００が移動した場合であっても、ピークＢＩＮを追従できる。
ここであらためて図４Ｄを見ると、例えば生体３００の体動により、ＢＩＮ位置がｋからｋ＋１に移動する場合がある。このように、ＢＩＮ位置が移動すると、位相情報の連続性が失われてしまう。以下に、このようなＢＩＮ位置シフトが起こっても、位相情報の連続性が失われないようにする方法を説明する。
位相変換部３７は、受信信号から位相情報を取得する。位相変換部３７は、ピークＢＩＮの位相情報に加えて、ピーク隣接ＢＩＮの位相情報を取得する。
ピーク隣接ＢＩＮとは、ピークＢＩＮの前後で隣接するＢＩＮである。例えば、ピークＢＩＮがＢＩＮ（ｋ）の場合、ピーク隣接ＢＩＮは、ＢＩＮ（ｋ－１）およびＢＩＮ（ｋ＋１）となる。センサ装置１００は、ピークＢＩＮ（ｋ）だけでなく、ピーク隣接ＢＩＮ（ｋ－１）およびピーク隣接ＢＩＮ（ｋ＋１）も生体３００の生体信号として用いることができる。
位相変換部３７は、位相情報に基づいて、ピークＢＩＮと、ピークＢＩＮと他のＢＩＮとの間の位相オフセットをモニターする。位相オフセットとは、ピークＢＩＮとピーク隣接ＢＩＮのそれぞれとの位相差である。位相変換部３７は、ピークＢＩＮと隣り合うＢＩＮとの間の位相オフセットのみをモニターしてよい。センサ装置１００は、同一の生体３００の生体信号を検知しているので、基本的に隣接ＢＩＮの位相オフセットは一定値となる。
生体３００が移動すると、ピークＢＩＮの位置が動く場合がある。センサ装置１００は、位相オフセットに基づいて、生体３００のピークＢＩＮをトラックする。例えば、センサ装置１００は、生体３００の体動によりピークＢＩＮのシフトが発生した場合、位相モニターもピークＢＩＮへシフトさせる。また、センサ装置１００は、それまでモニターしてきた位相オフセットを考慮することにより、位相の連続性を保つことができる。
ここで、距離ＦＦＴのパワースペクトルは、ノイズや窓関数などの効果により、ピークＢＩＮ±数ＢＩＮのサイドローブを有する。ＦＭＣＷレーダーの距離ＦＦＴ結果におけるＢＩＮ間隔は、チャープ周波数幅をＦｓｗｐとすると、次式で示される。
ＢＩＮ間隔＝Ｃ／（２・Ｆｓｗｐ）
例えば、Ｆｓｗｐ＝４ＧＨｚの場合、ＢＩＮ間隔は３．７５ｃｍとなる。一例において、ファーストチャープＦＭＣＷ方式におけるチャープ周期は、数μ秒から数百μ秒である。ピークＢＩＮシフトが２ＢＩＮ分となる体動速度（Ｖｂｏｄｙ）は、次式で示される。
Ｖｂｏｄｙ＝２×３．７５／１００（ｃｍ／μ秒）＝７５０（ｍ／秒）
したがって、センサ装置１００は、ピークＢＩＮシフトが２ＢＩＮ分となる体動速度は考えにくく、ピークＢＩＮの前後１ＢＩＮ分の位相をモニターすれば十分である。よって、センサ装置１００は、ピークＢＩＮ（ｋ）とそのピーク隣接ＢＩＮ（ｋ－１）およびピーク隣接ＢＩＮ（ｋ＋１）をモニターすればよい。
なお、位相変換部３７は、一例において、距離ＦＦＴのデータに基づいて、生体３００の位相情報を算出する。この場合、位相変換部３７は、複数のチャープで平均化した距離ＦＦＴのデータに基づいて、生体３００の位相情報を算出してよい。また、位相変換部３７は、速度ＦＦＴ又は角度ＦＦＴのデータに基づいて、生体３００の位相情報を算出してよい。速度ＦＦＴ又は角度ＦＦＴのデータに基づいて、生体３００の位相情報を算出する場合、位相情報が複数のチャープに基づくのでＳ／Ｎ比が向上しやすくなる。
本例のセンサ装置１００は、１つもしくは複数の生体３００の体動等により、検知中に距離ＦＦＴのピークＢＩＮがシフトした場合、予めピーク隣接ＢＩＮの位相情報を算出しておき、ピークＢＩＮシフトが発生した場合でも、位相情報が不連続になる事を回避する。これにより、センサ装置１００は、生体３００の体動があった場合であっても、精度よく生体３００を検知し、センシングすることができる。
センサ装置１００は、生体３００が静止している（即ち、生体信号を発していない）場合でも、ターゲットを見失う事なく、「静止している、かつ、生体信号を発していないターゲット」として認識できる。例えば、センサ装置１００は、不測の事態で生体信号が停止してしまった生体３００の急変を検知することもできる。
センサ装置１００は、本来の物体検知（距離、速度および角度）に加えて生体信号もセンシングできる。例えば、センサ装置１００は、ＡＤＡＳ（先進運転アシストシステム）や自動運転システムのセンサ装置として用いると、画像認識などの複雑な信号処理を必要としないで、検知された物体が生体（例えば、人など）かどうかを瞬時に識別することが可能となる。これにより、車などの非生体と生体（例えば、人など）が混在する交差点などの状況において、容易に人を認識して早めの回避アクションをとることが可能となる。よって、人身事故などの重大事故を未然に防ぐことができる。
センサ装置１００を災害救助などに用いると、土砂や雪、倒壊家屋などで埋もれてしまった数多くの物体から生体（人など）を容易に識別できるようになる。これにより、センサ装置１００を災害時の人命救助に役立てることができる。
センサ装置１００を用いると、非接触な生体センシングの課題の一つであった生体信号以外の体動の影響を容易に除去することが可能となり、必要以上のダイナミックレンジを確保する必要がなくなる。以下で、その説明を行う。
前述したように、センサ装置１００で検知した距離ＦＦＴのパワースペクトルのＢＩＮ間隔は、Ｃ／（２・Ｆｓｗｐ）で与えられる。例えば、Ｆｓｗｐ＝４ＧＨｚでは、ＢＩＮ間隔は３．７５ｃｍとなる。即ち、生体３００の体動により３．７５ｃｍの移動があると、パワースペクトルのピークＢＩＮ位置が隣接ＢＩＮに移動することになる。図９Ａを用いて説明した動作により、ＢＩＮの移動が観測されると、位相変換部３７へ入力するデータ列をピークＢＩＮのシフトに追従させればよい。これにより、生体センシング精度の劣化を抑制できる。言い換えると、生体３００の体動により３．７５ｃｍの移動が起こった場合、生体３００の生体信号による微小な動きの延長として捉える必要はなく、ＢＩＮの移動で対応すればよいことになるので、生体信号検知のダイナミックレンジを大きく抑圧することができることを意味する。
例えば、生体３００の最大移動範囲（即ち、生体センシングを行ううえで想定しておく移動範囲）を１０ｍとし、生体センシングに必要な微小変位の解像度を０．０１ｍｍとする。解像度が０．０１ｍｍあれば、心拍などを検知することもできる。この場合、必要なダイナミックレンジは次のように計算できる。
体動によりピークＢＩＮのシフトを考慮しない場合次式を満たす。
Ｄｒａｎｇｅ１＝１０［ｍ］／０．０１［ｍｍ］＝１００００００（１２０ｄＢ）
ピークＢＩＮシフトを考慮した場合次式を満たす。
Ｄｒａｎｇｅ２＝３．７５［ｃｍ］／０．０１［ｍｍ］＝３７５０（７２ｄＢ）
ＦＭＣＷレーダーを用いて生体センシングを行うことは、必要なダイナミックレンジを大きく抑圧できることに他ならない。
一方、センサ装置１００で検知した速度ＦＦＴのパワースペクトルのＢＩＮ間隔は、次のような式で計算できる。
Figure 0007319827000011
 ここで、ｃ：光速、ｆ０：送受信の中心周波数（チャープの中心周波数）、Ｔｃ：チャープ周期、ｍ：１バースト中のチャープ数、である。例えば、ｆ０＝７９ＧＨｚ、Ｔｃ＝１００μ秒、ｍ＝２５６、とすれば、ＢＩＮ間隔は±０．０７４［ｍ／秒］となり、生体３００の速度検知の解像度となる。
図９Ｂは、体動を持った生体３００の生体信号の時間的な変動の一例を示した図と、速度情報から体動を補正した図を示す。図９Ｂは、速度情報を生体センシングに利用してダイナミックレンジを抑圧する概念を示す。グラフが示す振動は生体３００による微小変動を示し、全体的な傾きは生体３００の体動による速度（＝距離／時間）を示している。
例えば、Ｆｓｗｐ＝４ＧＨｚ（距離の解像度は３．７５［ｃｍ］）、生体３００の体動の速度＝１［ｍ／秒］とすれば、生体３００の体動で距離ＢＩＮ１つ分移動する時間は、３．７５［ｃｍ］／１［ｍ／秒］＝３７．５［ミリ秒］となる。一方で、この３．７５［ミリ秒］の時間において、速度解像度＝±０．０７４［ｍ／秒］で補正できる距離解像度は、３７．５［ミリ秒］×０．０７４［ｍ／秒］＝２．７７５［ｍｍ］となり、この値はｆ０＝７９ＧＨｚの一波長（約３．８［ｍｍ］）以下であるので、速度情報を生体センシングに用いれば、必要なダイナミックレンジは一波長分あればよいという事になる。
Ｄｒａｎｇｅ３＝３．８［ｍｍ］／０．０１［ｍｍ］＝３８０（５２ｄＢ）
したがって、速度情報を生体センシングに利用してダイナミックレンジを抑圧することは、距離情報を生体センシングに用いた場合のダイナミックレンジ抑圧よりもさらに大きな抑圧が期待できるということになる。
図１０は、他の実施例に係るシステム２００の構成の一例を示す。本例のシステム２００は、送受信部１０にレーダー制御部１６と信号処理制御部１７を備える点で図１Ａのシステム２００と相違する。
レーダー制御部１６は、送信部１２が送信するＦＭＣＷレーダー送信状態や、受信部１４が受信するＦＭＣＷレーダー受信状態を制御する。
レーダー制御部１６は、生体検知に適した第１ＦＭＣＷレーダー条件を送信部１２に設定する。第１ＦＭＣＷレーダーは、生体３００の距離、速度および角度を検知するために適当なチャープ波形、送信パワー、送信ビームフォーミングなどを有する。また、レーダー制御部１６は、生体検知に適した第１ＦＭＣＷレーダー条件を受信部１４に設定する。第１ＦＭＣＷレーダーは、生体３００を検知するために適した受信感度、受信ビームフォーミングなどを有する。レーダー制御部１６は、センサ装置１００が検知する生体３００に応じて、第１ＦＭＣＷレーダーの送受信条件を適宜変更してよい。例えば、レーダー制御部１６は、広い空間内に存在する可能性のある生体位置を検知するために、比較的遠距離に適したチャープ波形、比較的大きい送信パワー、比較的高い受信感度、比較的高角度な検知範囲となるビームフォーミングなどを、送信部１２や受信部１４に設定する。
信号処理制御部１７は、生体検知に適した第１ＦＭＣＷレーダー条件に適した信号処理条件を信号処理部３０に設定する。第１ＦＭＣＷレーダーは、生体３００の距離、速度および角度を検知するために適当なデジタルビームフォーミング、ＦＦＴポイント数、ＦＦＴウィンドウ関数、各ＦＦＴ結果の平均数、ピーク判断条件（例えば、ＣＦＡＲ条件）などを有する。信号処理制御部１７は、センサ装置１００が検知する生体３００に応じて、第１ＦＭＣＷレーダーの信号処理条件を適宜変更してよい。例えば、信号処理制御部１７は、広い空間内に存在する可能性のある生体位置を検知するために、比較的遠距離や比較的数の多い検知対象（非生体も含む）に適したデジタルビームフォーミング、ＦＦＴポイント数、ＦＦＴウィンドウ条件、ＦＦＴ平均数、ピーク判断条件（例えば、ＣＦＡＲ条件）などの設定を、信号処理部３０に設定する。
また、レーダー制御部１６は、生体センシングに適した第２ＦＭＣＷレーダー条件を送信部１２に設定する。第２ＦＭＣＷレーダーは、生体３００の生体情報をセンシングするために適当なチャープ波形、送信パワー、送信ビームフォーミングなどを有する。また、レーダー制御部１６は、生体センシング用に適した第２ＦＭＣＷレーダー条件を受信部１４に設定する。第２ＦＭＣＷレーダーは、生体３００の生体情報をセンシングするために適当な受信感度、受信ビームフォーミングなどを有する。レーダー制御部１６は、センサ装置１００がセンシングする生体３００に応じて、第２ＦＭＣＷレーダーの送受信条件を適宜変更してよい。レーダー制御部１６は、第１ＦＭＣＷレーダーによって検知された生体３００の距離、速度および角度によって、例えば、比較的近距離に、比較的狭い範囲に、比較的少ない生体数であることが判明したとすれば、第２ＦＭＣＷレーダーとして、それに適したチャープ波形、送信パワー、受信感度、ビームフォーミングなどを、送信部１２や受信部１４に設定する。
信号処理制御部１７は、生体センシングに適した第２ＦＭＣＷレーダー条件に適した信号処理条件を信号処理部３０に設定する。第２ＦＭＣＷレーダーは、生体３００の生体情報をセンシングするために適当なデジタルビームフォーミング、ＦＦＴポイント数、ＦＦＴウィンドウ関数、各ＦＦＴ結果の平均数、ピーク判断条件（例えば、ＣＦＡＲ条件）などを有する。信号処理制御部１７は、センサ装置１００が検知する生体３００に応じて、第２ＦＭＣＷレーダーの信号処理条件を適宜変更してよい。信号処理制御部１７は、第１ＦＭＣＷレーダーによって検知された生体３００の距離、速度および角度によって、例えば、比較的近距離に、比較的狭い範囲に、比較的少ない生体数であることが判明したとすれば、第２ＦＭＣＷレーダーは、それに適したデジタルビームフォーミング、ＦＦＴポイント数、ＦＦＴウィンドウ条件、ＦＦＴ平均数、ピーク判断条件（例えば、ＣＦＡＲ条件）などの設定を、信号処理部３０に設定する。
本例のセンサ装置１００は、広い空間に存在する１つもしくは複数の生体３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θを生体検知に適したＦＭＣＷレーダー条件で検知した後、生体３００と認識された生体３００に対し、生体センシングに適したＦＭＣＷレーダー条件でセンシングする。これにより、センサ装置１００は、より広範囲な検知領域に存在する１つもしくは複数の生体３００の生体信号をより精度よく取得することができる。
図１１は、生体３００の検知およびセンシングに適したＦＭＣＷレーダー条件の一例を説明するための図である。センサ装置１００は、第１ＦＭＣＷレーダー条件および第２ＦＭＣＷレーダー条件の２種類のＦＭＣＷレーダー条件で検知およびセンシングする。
第１ＦＭＣＷレーダー条件と第２ＦＭＣＷレーダー条件の違いを、一例を示して説明する。第１ＦＭＣＷレーダー条件は、前述のように、比較的広い空間に存在する、比較的数の多い検知対象（非生体を含む）を検知することに適するように設定される。第２ＦＭＣＷレーダー条件は、第１ＦＭＣＷレーダー条件で検知された生体に対して、比較的狭い空間に存在する、比較的数の少ない生体の生体信号をセンシングすることに適するように設定される。
チャープ波形については、第１ＦＭＣＷレーダー条件として、第２ＦＭＣＷレーダー条件との比較で、比較的長い距離、比較的低い距離解像度、比較的低い速度解像度となり、チャープ周波数幅は狭く、チャープ周期は長く、１バースト中のチャープ数は少なく設定される。送信パワーや受信感度については、第１条件は第２条件に比べ、高送信パワー、高受信感度（ともに高電力消費）に設定される。ビームフォーミングについては、第１条件は第２条件に比べ、広範囲に指向性が少なく設定される。信号処理については、第１条件は第２条件に比べ、ＦＦＴポイント数は少なく、ＣＦＡＲは検知対象数が多い場合に適した計算法で設定される。
なお、センサ装置１００は、第１ＦＭＣＷレーダー条件と、第２ＦＭＣＷレーダー条件を同一にしてもよい。例えば、比較的狭く限られた空間に、比較的少ない数の検知対象と生体が存在するような場合は、ことさら第１ＦＭＣＷレーダー条件と、第２ＦＭＣＷレーダー条件を異なって設定する必要はない。
図１２は、送信部１２の構成の一例を示す。送信部１２は、ＦＭＣＷ生成部４０と、位相シフタ４１と、パワーアンプ４２と、送信アンテナ４３とを備える。送信部１２は、ｐ個のチャネルを有する。ｐは、２以上の整数である。
ＦＭＣＷ生成部４０は、ＦＭＣＷレーダーの送信波を生成する。ＦＭＣＷ生成部４０は、生成した送信波をｐ個の位相シフタ４１に入力する。
位相シフタ４１は、レーダー制御部１６からの制御により、入力された送信波の位相を調整する。位相シフタ４１は、送信部１２のチャネル数に応じてｐ個設けられている。
パワーアンプ４２は、位相シフタ４１の出力を電力増幅する。パワーアンプ４２は、ｐ個の位相シフタ４１に対応してｐ個設けられる。
送信アンテナ４３は、送信波を空中へ放射する。送信アンテナ４３は、ｐ個のパワーアンプ４２に対応してｐ個設けられる。ｐ個の送信アンテナ４３から放射された送信波は空中で合成されてターゲットに向かう。送信波は、位相シフタ４１で制御する位相により、放射方向や放射幅などの指向性が制御される。このように、送信部１２で送信波の指向性を制御することを、送信ビームフォーミングと呼ぶ。
なお、本例では、送信部１２がｐ個のチャネルを有する場合について説明しているが、送信波の空中放射後には単一のビームとして考えることができる。即ち、ｐ個のチャネルを有する送信部１２から単一の送信波が放射されると考えることにより、送信部１２がチャネル数を１つのみを有する場合とみなすこともできる。
例えば、レーダー制御部１６は、位相シフタ４１＿１の位相に対して、位相シフタ４１＿２の位相を＋１０°シフトさせ、さらに位相シフタ４１＿ｐの位相を（＋１０°×ｐ）シフトさせる。これにより、レーダー制御部１６は、全ての位相シフタ４１の位相が等しい場合の放射に対して、＋１０°の方向に放射角度を制御すること（即ち、指向性を持たすこと）が可能である。なお、全ての位相シフタ４１の位相が等しい場合とは、位相シフトが０°の場合である。
また、例えば、ｐ個の位相シフタ４１のうち、中央の位相シフタ４１＿（ｐ／２）の位相に対して、位相シフタ４１＿（ｐ／２＋１）を＋Ｙ°シフトさせ、さらに位相シフタ４１＿（ｐ／２＋Ｘ）を＋Ｙ°×（Ｘ）シフトさせる。さらに、レーダー制御部１６は、位相シフタ４１＿（ｐ／２－１）を－Ｙ°シフトさせ、位相シフタ４１＿（ｐ／２－Ｘ）を－Ｙ°×（Ｘ）シフトさせる。これにより、レーダー制御部１６は、全ての位相シフタ４１の位相が等しい場合の放射に対して、放射幅に広がりのある指向性を実現できる。
以上の通り、送信部１２は、送信ビームフォーミングにより、ＦＭＣＷレーダーの条件を変更することができる。例えば、送信部１２は、生体センシングする第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも狭角で、かつ、生体検知された方向に指向性を持たせたビームフォーミングを実行する。
また、レーダー制御部１６は、ｐ個のパワーアンプ４２を制御してもよい。例えば、レーダー制御部１６は、第１ＦＭＣＷレーダー条件として、より高い電力増幅量で放射することにより比較的長距離の生体検知を実現する。一方、レーダー制御部１６は、生体３００の検知結果に応じて、パワーアンプ４２の電力増幅量を調整する。例えば、レーダー制御部１６は、比較的近距離で生体３００を検知した場合、第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも低い電力増幅量でＦＭＣＷレーダーを放射させる。これにより、送信部１２は、消費電力を抑圧しつつ、比較的近距離の生体３００をセンシングすることができる。
図１３は、受信部１４の構成の一例を示す。受信部１４は、受信アンテナ５０と、ＬＮＡ５１と、ミキサ５２と、位相シフタ５３と、ＬＯ信号生成部５４とを備える。受信部１４は、ｋ個のチャネルを有する。ｋは、２以上の整数である。
受信アンテナ５０は、ＦＭＣＷレーダーが生体３００に反射された受信波を受信する。受信アンテナ５０は、任意の間隔でｋ個配列されている。受信アンテナ５０は、受信波をＬＮＡ５１に出力する。
ＬＮＡ５１は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。ＬＮＡ５１は、ｋ個の受信アンテナ５０に対応してｋ個設けられる。なお、受信部１４は、ＬＮＡ５１を設けずに受信波を後段のミキサ５２に直接入力してもよい。
ミキサ５２は、受信波と位相シフタ５３の出力とをミキシングする。ミキサ５２は、ｋ個のＬＮＡ５１に対応してｋ個設けられる。ミキサ５２は、受信波と位相シフタ５３の出力とをミキシングすることにより、受信波をＩＦ信号にダウンコンバートする。
位相シフタ５３は、ＬＯ信号生成部５４からのＬＯ信号の位相を、レーダー制御部１６からの制御に基づいて調整する。レーダー制御部１６は、位相シフタ５３を適切に制御することにより、受信波の指向性を制御することができる。このように、受信部１４で受信波の指向性を制御することを、受信ビームフォーミングと呼ぶ。
例えば、レーダー制御部１６は、位相シフタ５３＿１の位相に対して、位相シフタ５３＿２の位相を＋１０°シフトさせ、さらに位相シフタ５３＿ｐの位相を（＋１０°×ｐ）シフトさせる。これにより、レーダー制御部１６は、全ての位相シフタ５３の位相が等しい場合の放射に対して、＋１０°の方向に受信角度を制御すること（即ち、指向性を持たすこと）が可能である。なお、全ての位相シフタ５３の位相が等しい場合とは、位相シフトが０°の場合である。
以上の通り、受信部１４は、受信ビームフォーミングにより、ＦＭＣＷレーダーの条件を変更することができる。例えば、受信部１４は、生体センシングする第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも生体検知された方向に指向性を持たせたビームフォーミングを実行する。
また、レーダー制御部１６は、ｋ個のＬＮＡ５１を制御してもよい。例えば、レーダー制御部１６は、第１ＦＭＣＷレーダー条件として、より高い増幅率（即ち、受信感度）で受信することにより、比較的長距離の生体検知を実現する。一方、レーダー制御部１６は、生体３００の検知結果に応じて、ＬＮＡ５１の増幅率を調整する。例えば、レーダー制御部１６は、比較的近距離で生体３００を検知した場合、第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも低い増幅率で受信波を受信させる。これにより、受信部１４は、消費電力を抑圧しつつ、比較的近距離の生体３００をセンシングすることができる。
図１４は、信号処理部３０の具体的な構成の一例である。信号処理部３０は、ＦＦＴ変換部３２として、ＦＦＴ実行部６０と、ウィンドウ部６１と、位相調整部６２と、平均部６３とを備える。
選択部３１は、ＡＤ変換されたＩＦ信号、および記憶部３５から選択されたデータ列のいずれかを選択する。ｋ個の選択部３１は、選択した信号を、ｋ個のＦＦＴ実行部６０に入力する。
ＦＦＴ実行部６０は、入力された信号をＦＦＴ変換する。ウィンドウ部６１は、ＦＦＴ変換された信号にウィンドウ処理を施す。ウィンドウ部６１は、ＦＦＴ実行部６０の後段に設けられるが、ＦＦＴ実行部６０の前段にあってもよい。即ち、ＦＦＴ実行部６０は、ウィンドウ部６１でウィンドウ処理された信号をＦＦＴ変換してもよい。
位相調整部６２は、ウィンドウ処理された信号をデジタル位相調整する。平均部６３は、入力された信号を平均処理する。平均部６３は、平均処理した信号を記憶部３５もしくはパワー変換部３３に送信する。出力部３６は、記憶部３５のデータ選択時のアドレス信号として、判断部３４からの出力信号を使用してもよい。
レーダー制御部１６は、ｋ個のＦＦＴ実行部６０、ｋ個のウィンドウ部６１、ｋ個の位相調整部６２、ｋ個の平均部６３およびｋ個の判断部３４のそれぞれの動作を制御してよい。一例において、レーダー制御部１６は、ＦＦＴ実行部６０におけるＦＦＴポイント数を制御する。レーダー制御部１６は、ＦＦＴポイント数を増加させることにより、チャープ周波数幅が一定であれば、より長距離の検知を実現する。
レーダー制御部１６は、ＦＦＴポイント数をＦＭＣＷレーダー条件として制御する。例えば、レーダー制御部１６は、第１ＦＭＣＷレーダー条件として、第２ＦＭＣＷレーダー条件よりも多くのＦＦＴポイントを設定する。これにより、長距離に位置する生体３００を検知する。また、レーダー制御部１６は、第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも少ないＦＦＴポイントを設定することにより、近距離に位置する生体３００のセンシングを実現できる。
図１５は、２つのウィンドウ処理方法によるパワースペクトラムの違いを示す。ウィンドウ部６１によるウィンドウ処理の方法は、レーダー制御部１６により制御されてよい。本例では、Ｈａｎｎ窓による処理と、Ｂ＿Ｈ（Ｂｌａｃｋｍａｎ＿Ｈａｒｒｉｓ）窓による処理とを比較する。例えば、Ｈａｎｎ窓は、Ｂ＿Ｈ窓に比べ、ピーク付近のサイドローブが狭くなるが、ピークから離れたところでのフロアノイズレベルが高くなる。
レーダー制御部１６は、ＦＭＣＷレーダー条件として、ウィンドウ部６１の処理方法を制御してよい。例えば、レーダー制御部１６は、第１ＦＭＣＷレーダー条件としてＨａｎｎ窓を用い、第２ＦＭＣＷレーダー条件としてＢ＿Ｈ窓を用いる。これにより、センサ装置１００は、ターゲット数が多い状況で出来るだけサイドローブは狭くして生体３００を検知することができる。また、センサ装置１００は、ターゲット数が限られるものの、フロアノイズを抑圧して生体３００をセンシングすることができる。
また、レーダー制御部１６は、位相調整部６２を制御することにより、各チャネルのＦＦＴ結果に対しデジタル的に位相をシフトさせてよい。このように、デジタル的に位相をシフトさせ、結果的に受信指向性を持たせることを、デジタルビームフォーミングと呼ぶ。レーダー制御部１６は、デジタルビームフォーミングをＦＭＣＷレーダー条件と考え、受信ビームフォーミングと同様に、位相調整部６２を制御する。例えば、レーダー制御部１６は、第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも、生体検知された方向に指向性を持たせたビームフォーミングを実行する。
レーダー制御部１６は、平均部６３を制御することにより、データの平均数を調整してよい。レーダー制御部１６は、平均数をＦＭＣＷレーダー条件と考え、第１ＦＭＣＷレーダー条件として比較的遠方までの生体を検知するために、平均数を多くしてＳ／Ｎ比を向上さてよい。例えば、レーダー制御部１６は、比較的近距離で生体３００を検知した後、第２ＦＭＣＷレーダー条件として、第１ＦＭＣＷレーダー条件よりも平均数を抑える。これにより、信号処理時間を短縮することができる。
図１６は、異なるＣＦＡＲ条件を用いたＣＦＡＲ判定の結果を示す。レーダー制御部１６は、判断部３４を制御することにより、ＣＦＡＲ条件を変更する。本例では、ＳＯＣＡ－ＣＦＡＲ（Ｓｍａｌｌｅｓｔ Ｏｆ Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ ＣＦＡＲ）と、ＧＯＣＡ－ＣＦＡＲ（Ｇｒｅａｔｅｓｔ Ｏｆ Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ ＣＦＡＲ）の２つのＣＦＡＲ条件を用いる。
ＦＦＴ＿ｒｅｓｕｌｔは、パワースペクトル結果の一例である。図１６は、２種類のＣＦＡＲ条件でターゲット有無のスレショルドを判定した結果を示す。ＳＯＣＡ－ＣＦＡＲは、ＧＯＣＡ－ＣＦＡＲよりも、スペクトルピークの周辺でのスレショルドレベルが低くなる。結果として大きなピークから少し離れたところにある小さなピークに対しても、スレショルドよりも高いレベルが存在している。つまりターゲット有りと判定されている。
このように、センサ装置１００は、ＣＦＡＲ条件をＦＭＣＷレーダー条件と考え、ＣＦＡＲ条件を調整してよい。センサ装置１００は、第１ＦＭＣＷレーダー条件としてＳＯＣＡ－ＣＦＡＲを選択すれば、比較的広い空間に存在する比較的数の多いターゲットをもれなく検知することができる。また、センサ装置１００は、第２ＦＭＣＷレーダー条件としてＧＯＣＡ－ＣＦＡＲを選択すれば、生体数として限られた条件でセンシングすることができる。
［第２実施形態］
図１７は、実施例１に係るセンサ装置１１００の構成の概要を示す。センサ装置１１００は、送受信部１０１０と、入力部１０２０と、信号処理部１０３０とを備える。センサ装置１１００は、ターゲット１３００を検知する。送受信部１０１０は、送信部１０１２および受信部１０１４を有する。送信部１０１２および受信部１０１４は、複数のアンテナ１０１６を有する。
送信部１０１２は、ターゲット１３００に送信波を送信する。送信部１０１２は、１又は複数の送信アンテナＴＸを有する。本例の送信部１０１２は、Ｎ個の送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸＮを有する。送信アンテナＴＸは、アンテナ１０１６の一例である。
受信部１０１４は、ターゲット１３００で反射した反射波を受信する。受信部１０１４は、１又は複数の受信アンテナＲＸを有する。本例の受信部１０１４は、Ｎ個の受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸＮを有する。受信部１０１４は、複数の受信アンテナＲＸを有することにより、ターゲット１３００の位置の角度θに関する情報を取得することができる。受信アンテナＲＸは、アンテナ１０１６の一例である。なお、角度θは、後述する通り、複数のアンテナ１０１６が配列された方向と垂直な軸に対して、ターゲット１３００からの送信波が入射する角度である。
例えば、受信部１０１４は、ＩＦ信号を出力する。ＩＦ信号は、反射波のＴＯＦ（Ｔｉｍｅ ｏｆ Ｆｌｉｇｈｔ）に比例したＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数にダウンコンバートした信号である。ＴＯＦは、送信された送信波が反射波として受信されるまでの時間である。ＴＯＦは、センサ装置１１００とターゲット１３００との距離Ｒが大きいほど長くなる。センサ装置１１００は、ＩＦ信号をＡＤ変換し、信号処理することにより、ターゲット１３００の距離Ｒおよび速度Ｖを算出する。
入力部１０２０には、受信部１０１４の受信アンテナＲＸが受信した信号が入力される。入力部１０２０には、受信部１０１４が受信したターゲット１３００の反射波をダウンコンバートしたＩＦ信号が入力される。入力部１０２０は、入力されたアナログのＩＦ信号をデジタルに変換する。例えば、送受信部１０１０および入力部１０２０は、ＲＦＩＣ等の集積回路である。
信号処理部１０３０は、入力部１０２０が出力したデジタルの受信信号に基づいて、ターゲット１３００を検知する。本明細書において、ターゲット１３００の検知とは、ターゲット１３００の距離Ｒ、速度Ｖおよび角度θ等を取得して、ターゲット１３００の存在を検出することを指す。なお、例えば、信号処理部１０３０は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）である。
一例において、センサ装置１１００は、ターゲット１３００にミリ波を送信し、ターゲット１３００を検知するミリ波レーダーとして動作する。本例のセンサ装置１１００は、後述する通り、複数のアンテナ１０１６の配置を工夫し、ＭＩＭＯ技術および相関処理技術を用いることにより、センサ装置１１００の開口長の全空間をカバーすることができる。
図１８は、ＭＩＭＯ方式のレーダー技術を説明するための図である。本例では、２つの送信アンテナＴＸと４つの受信アンテナＲＸを用いて８つの仮想アンテナＶを設定する場合について説明する。
ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ－Ｉｎ／Ｍｕｌｔｉ－Ｏｕｔ）方式のレーダー技術では、複数の送信アンテナＴＸと、複数の受信アンテナＲＸを用いることにより、複数の仮想アンテナＶを設定する。これにより、角度解像度が向上する。例えば、ＭＩＭＯ方式では、送信アンテナ数をＮＴＸとし、受信アンテナ数をＮＲＸとした場合、ＭＩＭＯによる仮想アンテナ数ＮＭＩＭＯの最大値が、ＮＭＩＭＯ＝ＮＴＸ×ＮＲＸとなる。ＭＩＭＯ方式では、単純にアンテナ数を増加させる場合よりも、低コストで角度解像度を向上することができる。
本例の仮想アンテナＶでは、間隔ｄで配列された８つの仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ８が得られる。一例において、仮想アンテナＶは、間隔４ｄで配列された２つの送信アンテナＴＸと、間隔ｄで配列された４つの受信アンテナＲＸを用いて生成される。また、他の例において、仮想アンテナＶは、間隔ｄで配列された２つの送信アンテナＴＸと、間隔２ｄで配列された４つの受信アンテナＲＸを用いて生成される。
図１９Ａは、ＭＩＭＯレーダーの原理を説明するための図である。本例では、１つの送信アンテナＴＸと４つの受信アンテナＲＸを用いて、ＭＩＭＯレーダーの原理を説明する。４つの受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４は、それぞれ間隔ｄで配列されている。隣接する受信アンテナＲＸには、間隔ｄに応じて、ｄ・ｓｉｎ（θ）のレーダーの距離差がそれぞれ生じる。これにより、隣接する受信アンテナＲＸには、位相差ωがそれぞれ発生している。センサ装置１１００は、位相差ωを利用することにより、角度θを計算することができる。
図１９Ｂは、１つの送信アンテナＴＸと８つの受信アンテナＲＸを用いた場合について説明する図である。受信アンテナＲＸを８つ設けることにより、０～７ｄ・ｓｉｎ（θ）まで、８種類の距離差を生成できる。これにより、０～７ωまで８種類の位相差が得られる。このように、アンテナ数を増やすことで、角度θの分解能を向上することができる。
図１９Ｃは、２つの送信アンテナＴＸと４つの受信アンテナＲＸを用いた場合について説明する図である。２つの送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２は、間隔４ｄで配列されている。これにより、送信部１０１２側において、４ｄ・ｓｉｎ（θ）の位相差を生成しておくことができる。
一方、４つの受信アンテナＲＸは、間隔ｄでそれぞれ配列されている。これにより、受信アンテナＲＸは、０～３ｄ・ｓｉｎ（θ）まで、４種類の距離差を生成できる。これにより、０～３ωまで８種類の位相差が得られる。
ここで、各送信アンテナＴＸからの受信を区別できれば、４つの受信アンテナＲＸであっても、０～７ｄ・ｓｉｎ（θ）まで、８種類の距離差を生成できる。結果的に０～７ωまで８種類の位相差が得られる。即ち、図１９Ｃの構成では、図１９Ｂの構成と実質的に等しい位相差を算出できる。
図２０Ａは、実施形態に係るアンテナ１０１６の配置例を示す。図２０Ａでは、アンテナ数が１～８の場合とアンテナ数が１６の場合のアンテナ配置例が示されている。本例では、一方向でのアンテナ配置の一例を示す。
アンテナ１０１６は、予め定められた間隔で配列される。センサ装置１１００は、アンテナ１０１６の配列を工夫することにより、より少ないアンテナ１０１６で広い開口長をカバーすることができる。本例のアンテナ１０１６の配置例は、送信アンテナＴＸの配置に適用されてもよく、受信アンテナＲＸの配置に適用されてもよい。
例えば、アンテナ１０１６は、ｎ番目のアンテナ位置ｐｏｓ（ｎ）が（数１２）式を満たすように配置される。
Figure 0007319827000012
 ここで、ｆｌｏｏｒ（ｘ）は、実数ｘに対してｘ以下の最大の整数と定義される床関数である。ｃｅｉｌｉｎｇ（ｘ）は、実数ｘに対してｘ以上の最小の整数と定義される天井関数である。ｍｏｄｕｌｕｓ（ｘ，ａ）は、被除数をｘとし、除数をａとした剰余演算を示す。例えば、ｘ＝３ａの場合、ｍｏｄｕｌｕｓ（ｘ，ａ）＝０となり、ｘ＝３ａ＋１の場合、ｍｏｄｕｌｕｓ（ｘ，ａ）＝１となる。
センサ装置１１００は、（数１２）式を満たすようにアンテナ１０１６を配列することにより、少ないアンテナエリアで、開口長内の全空間を、最小の信号処理（後述する相関処理）でカバーすることができる。例えば、センサ装置１１００は、送信アンテナＴＸが（数１２）式を満たすように配列する。また、センサ装置１１００は、受信アンテナＲＸが（数１２）式を満たすように配列してもよい。
図２０Ｂは、（数１２）式を用いたアンテナ配置の一例を表形式で示す。図２０Ｂでは、アンテナ番号ｎ、アンテナ位置ｐｏｓ（ｎ）と、アンテナ位置の間隔Δを示す。アンテナ１０１６は、配列順に応じてアンテナ番号ｎが割り振られている。
アンテナ位置ｐｏｓ（ｎ）は、アンテナ番号１のアンテナ１０１６を基準とした位置を示す。アンテナ位置ｐｏｓ（ｎ）の間隔Δは、隣接するアンテナ１０１６の間隔を示す。例えば、Δ（ｎ）＝ｐｏｓ（ｎ＋１）－ｐｏｓ（ｎ）で示される。ここで、ｎは１以上の整数である。
また、（数１２）式は、ｎの値によって場合分けすることにより、（数１３）式～（数１６）式を用いた次の条件と実質的に等価である。
ｎ＝４ｍ－３の場合、次式を満たすようにアンテナ１０１６が設けられる。
［数１３］
Δ（ｎ）＝Δ（４ｍ－３）＝１
ｎ＝４ｍ－２の場合、次式を満たすようにアンテナ１０１６が設けられる。
［数１４］
Δ（４ｍ－２）＝２
ｎ＝４ｍ－１の場合、次式を満たすようにアンテナ１０１６が設けられる。
［数１５］
Δ（４ｍ－１）＝２
ここで、ｍは、１以上の整数である。
具体的には、
Δ（１）＝Δ（５）＝Δ（９）＝・・・＝１
Δ（２）＝Δ（６）＝Δ（１０）＝・・・＝２
Δ（３）＝Δ（６）＝Δ（１０）＝・・・＝２
となる。
さらに、その他のｎについては、１以上の整数ｍと、１以上の整数ｌを用いると、次式を満たすようにアンテナ１０１６が設けられる。
Figure 0007319827000013
具体的には、
ｍ＝１において、ｌに１以上の整数を代入すると、次式で示される。
Δ（４）＝Δ（１２）＝Δ（２０）＝・・・＝６
ｍ＝２において、ｌに１以上の整数を代入すると、次式で示される。
Δ（８）＝Δ（２４）＝Δ（４０）＝・・・＝１７
ｍ＝３において、ｌに１以上の整数を代入すると、次式で示される。
Δ（１６）＝Δ（４８）＝Δ（８０）＝・・・＝５０
このように、アンテナ１０１６を配列するための数式は、（数１２）式と同等にアンテナ１０１６を配列できるものであれば、（数１２）式に限定されない。
図２１は、アンテナを２次元で配列する場合のＭＩＭＯ方式の原理を説明するための図である。受信アンテナＲＸおよび送信アンテナＴＸは、同一の方向に配列される場合に限られず、２次元的に配置されてもよい。本例では、Ｘ軸方向とＹ軸方向の２方向にアンテナ１０１６が配列される場合について説明する。
受信アンテナＲＸは、Ｘ軸方向に配列された４つの受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４を有する。受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４は、予め定められた間隔ｄで配列されている。
送信アンテナＴＸは、３つの送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ３を有する。送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ３は、受信アンテナＲＸの配列方向に対して２ｄの間隔で配列されている。また、送信アンテナＴＸ３は、送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ２が配列された方向と垂直なＹ軸方向において、送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２と間隔ｄで配列されている。本例では、４つの受信アンテナＲＸと、３つの送信アンテナＴＸを用いて、１２個の仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ１２が得られる。
仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ８は、送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２と、受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４とに基づく仮想アンテナＶである。仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ８は、Ｘ軸方向に間隔ｄで設けられる。
仮想アンテナＶ９～仮想アンテナＶ１２は、送信アンテナＴＸ３と、受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４とに基づく仮想アンテナＶである。送信アンテナＴＸ３が送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２と間隔ｄでＹ軸方向に設けられているので、仮想アンテナＶ９～仮想アンテナＶ１２も、Ｙ軸方向において、仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ８と間隔ｄで設けられる。
したがって、センサ装置１１００は、アンテナ１０１６を２次元状に配列することにより、仮想アンテナＶの配列を２次元状とすることができる。この場合であっても、センサ装置１１００は、送信アンテナＴＸおよび受信アンテナＲＸの少なくとも一方が（数１２）式を満たすように配列してよい。
図２２Ａは、実施例１に係るアンテナ１０１６の配置方法の一例を示す。センサ装置１１００は、８つのアンテナ１０１６で構成される。本例のセンサ装置１１００は、４つの送信アンテナＴＸと、４つの受信アンテナＲＸを備える。ここでは、５×５のアンテナエリアを使用する場合の実施例について説明する。
受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４は、Ｘ軸方向に配列されている。受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ４は、（数１２）式を満たすように配列されている。例えば、受信アンテナＲＸ１と受信アンテナＲＸ２との間の間隔は、予め定められたＤｈである。受信アンテナＲＸ２と受信アンテナＲＸ３との間の間隔は、２・Ｄｈである。受信アンテナＲＸ３と受信アンテナＲＸ４との間の間隔は、２・Ｄｈである。
送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ４は、Ｙ軸方向に配列されている。送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ４は、（数１２）式を満たすように配列されている。例えば、送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ２との間の間隔は、予め定められたＤｖである。送信アンテナＴＸ２と送信アンテナＴＸ３との間の間隔は、２・Ｄｖである。送信アンテナＴＸ３と送信アンテナＴＸ４との間の間隔は、２・Ｄｖである。
なお、本例の受信アンテナＲＸは、Ｘ軸方向の負側から正側に向けて順番に配列されているが、Ｘ軸方向の正側から負側に向けて順番に配列されてもよい。同様に、送信アンテナＴＸは、Ｙ軸方向の正側から負側に向けて順番に配列されているが、Ｙ軸方向の負側から正側に向けて順番に配列されてもよい。
また、本例では、受信アンテナＲＸの個数と送信アンテナＴＸの個数が同一である。但し、受信アンテナＲＸの個数と送信アンテナＴＸの個数は、異なっていてもよい。受信アンテナＲＸの個数と送信アンテナＴＸの個数が異なる場合であっても、送信アンテナＴＸおよび受信アンテナＲＸは、それぞれ（数１２）式を満たすように配列される。
図２２Ａに示すアンテナ配置は、主に送受信間のアイソレーション特性を劣化させないようにＬ字型に配置した。送信アンテナと受信アンテナのそれぞれが本明細書で開示された実施例に従って配置されていれば、送受信間の相対的なアンテナ位置は本質的には関係ない。
図２２Ｂは、例えば４つのアンテナを本明細書で開示された実施例の趣旨に従って０、１、３、５の位置に配置した場合に、どのような開口長と空間カバーを実現できるかを、理解しやすく説明するための図である。０に位置するアンテナを基準アンテナとして、それぞれのアンテナ位置を基準アンテナからの相対位置を示した。例えば、縦軸に示す３の位置のアンテナから見て、横軸に示す０の位置のアンテナとの相対位置は３（＝３－０）であり、横軸に示す１の位置のアンテナとの相対位置は２（＝３－１）である。このように、全てのアンテナ間の相対位置を計算した結果が図２２Ｂである。
図２２Ｂを見ると、相対位置の最大値は５であり、この値がこのアンテナ配置の開口長を示している。また、１から５までの全ての整数が含まれていることで、このアンテナ配置は開口長までの全ての空間をカバーできていることを示している。一方で、２が複数（２か所）に存在することは、このアンテナ配置は冗長性を含んでいることも示している。
センサ装置１１００は、異なる大きさのアンテナ間隔を得ることにより、角度θの分解能を向上させることができる。本例のセンサ装置１１００は、（数１２）式で示される配列によって、アンテナ位置Ｐｏｓ（ＴＸ）とアンテナ位置Ｐｏｓ（ＲＸ）の差分として、１～５までの全ての整数を得ることができる。このように、センサ装置１１００は、欠損なくアンテナ位置Ｐｏｓ（ＴＸ）とアンテナ位置Ｐｏｓ（ＲＸ）の差分を得ることにより、少ないアンテナ数で角度θの分解能を向上させることができる。
図２２Ｃは、センサ装置１１００の開口長における仮想アンテナＶを示す図である。本例のセンサ装置１１００は、５×５のアンテナエリアを使用して、６×６の開口数を実現している。センサ装置１１００は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７とコリレーションアンテナ１０１８により、開口長の全空間をカバーする。
ＭＩＭＯアンテナ１０１７は、受信アンテナＲＸと送信アンテナＴＸとの関係により直接得られる仮想アンテナＶである。本例では、６×６の開口数のうち、１６個のＭＩＭＯアンテナ１０１７が得られている。
コリレーションアンテナ１０１８は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７間の相関処理によって設定された仮想アンテナＶである。コリレーションアンテナ１０１８は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７間の相関処理により、ＭＩＭＯアンテナ１０１７を補うように設けられる。本例では、６×６の開口数のうち、２０個のコリレーションアンテナ１０１８が設けられている。
例えば、信号処理部１０３０は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７の存在するアンテナ位置の信号を処理する。また、信号処理部１０３０は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７における信号の相関処理により、ＭＩＭＯアンテナ１０１７の存在しないアンテナ位置にコリレーションアンテナ１０１８を生成してよい。信号処理部１０３０は、比較的単純な信号処理（即ち、相関処理）で、開口長内の全空間をカバーできる。例えば、センサ装置１１００は、５×５のアンテナエリアを使用して、６×６のエリアの全てをカバーすることができる。
図２３Ａは、比較例に係るセンサ装置１５００の構成の一例を示す。センサ装置１５００は、８つのアンテナ１５１６で構成される。本例のセンサ装置１５００は、４つの送信アンテナＴＸと、４つの受信アンテナＲＸを備える。センサ装置１５００は、７×７のアンテナエリアを使用している。
３つの送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ３は、Ｙ軸方向に配列されている。送信アンテナＴＸ４は、送信アンテナＴＸ１と同じＹ軸方向の位置において、送信アンテナＴＸ１よりもＸ軸方向の正側に設けられている。
３つの受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ３は、Ｘ軸方向に配列されている。受信アンテナＲＸ４は、受信アンテナＲ３と同じＸ軸方向の位置において、受信アンテナＲＸ３よりもＹ軸方向の正側に設けられている。
図２３Ｂは、センサ装置１５００の開口長における仮想アンテナＶを示す図である。センサ装置１５００は、７×７のアンテナエリアを使用して、１１×１１の開口数を実現している。
センサ装置１５００は、ＭＩＭＯアンテナ１５１７およびコリレーションアンテナ１５１８によって、１１×１１の開口数を実現する。但し、センサ装置１５００は、ＭＩＭＯアンテナ１５１７およびコリレーションアンテナ１５１８が設けられていない非アンテナ領域１５１９を有する。そのため、ＭＩＭＯアンテナ１５１７およびコリレーションアンテナ１５１８により全空間をカバーする平面は、４×４の領域１５２０のみである。したがって、センサ装置１５００は、７×７のアンテナエリアを使用して、全空間をカバーできるのが４×４のエリアのみである。センサ装置１５００は、開口長内にターゲットが存在していても、４×４の領域１５２０以外では検知できない場合がある。
図２４Ａは、実施例２に係るアンテナ１０１６の配置方法の一例を示す。センサ装置１１００は、１６個のアンテナ１０１６で構成される。本例のセンサ装置１１００は、８つの送信アンテナＴＸと、８つの受信アンテナＲＸを備える。ここでは、１６×１６のアンテナエリアを使用する場合の実施例について説明する。
受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ８は、Ｘ軸方向に配列されている。受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸ８は、（数１２）式を満たすように配列されている。例えば、受信アンテナＲＸ１と受信アンテナＲＸ２との間の間隔は、予め定められたＤｈである。受信アンテナＲＸ２と受信アンテナＲＸ３との間の間隔は、２・Ｄｈである。受信アンテナＲＸ３と受信アンテナＲＸ４との間の間隔は、２・Ｄｈである。受信アンテナＲＸ４と受信アンテナＲＸ５との間の間隔は、６・Ｄｈである。受信アンテナＲＸ５と受信アンテナＲＸ６との間の間隔は、Ｄｈである。受信アンテナＲＸ６と受信アンテナＲＸ７との間の間隔は、２・Ｄｈである。受信アンテナＲＸ７と受信アンテナＲＸ８との間の間隔は、２・Ｄｈである。
送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ８は、Ｙ軸方向に配列されている。送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸ８は、（数１２）式を満たすように配列されている。例えば、送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ２との間の間隔は、予め定められたＤｖである。送信アンテナＴＸ２と送信アンテナＴＸ３との間の間隔は、２・Ｄｖである。送信アンテナＴＸ３と送信アンテナＴＸ４との間の間隔は、２・Ｄｖである。送信アンテナＴＸ４と送信アンテナＴＸ５との間の間隔は、６・Ｄｖである。送信アンテナＴＸ５と送信アンテナＴＸ６との間の間隔は、Ｄｖである。送信アンテナＴＸ６と送信アンテナＴＸ７との間の間隔は、２・Ｄｖである。送信アンテナＴＸ７と送信アンテナＴＸ８との間の間隔は、２・Ｄｖである。
受信アンテナＲＸおよび送信アンテナＴＸは、クロスして配列されている。受信アンテナＲＸがＸ軸方向に配列される場合、受信アンテナＲＸのＹ軸方向の座標が送信アンテナＴＸ１と送信アンテナＴＸ８との間に設けられる。また、送信アンテナＴＸがＹ軸方向に配列される場合、送信アンテナＴＸのＸ軸方向の座標が受信アンテナＲＸ１と受信アンテナＲＸ８との間に設けられる。
本例のセンサ装置１１００は、アンテナ１０１６の間隔の広い位置で送信アンテナＴＸと受信アンテナＲＸとをクロスさせる。即ち、受信アンテナＲＸは、ｎ ｍｏｄ ４＝０を満たすｎ番目の送信アンテナＴＸと、ｎ＋１番目の送信アンテナＴＸとの間で複数の送信アンテナＴＸとクロスする。また、送信アンテナＴＸは、ｎ ｍｏｄ ４＝０を満たすｎ番目の受信アンテナＲＸと、ｎ＋１番目の受信アンテナＲＸとの間で複数の受信アンテナＲＸとクロスする。
本例のセンサ装置１１００は、送信アンテナＴＸと受信アンテナＲＸとをクロスさせることにより、アンテナ１０１６の設置面積を小さくすることができる。また、送信アンテナＴＸおよび受信アンテナＲＸがクロスする位置は、送信アンテナＴＸの間隔の広い位置であっても、受信アンテナＲＸの間隔の広い位置であってもよい。これにより、送信アンテナＴＸと受信アンテナＲＸのアイソレーションが改善する。センサ装置１１００は、送信アンテナＴＸおよび受信アンテナＲＸの両方の間隔の広い位置でクロスさせることにより、送信アンテナＴＸと受信アンテナＲＸのアイソレーションをさらに改善しやすくなる。
図２４Ｂは、例えば８つのアンテナを本発明に従って配置した場合に、どのような開口長と空間カバーを実現できているかを理解しやすく説明するための図である。０に位置するアンテナを基準アンテナとして、それぞれのアンテナ位置の基準アンテナからの相対位置を示し、全てのアンテナ間の相対位置を計算した結果が図２４Ｂである。
図２４Ｂを見ると、相対位置の最大値は１６であり、この値がこのアンテナ配置の開口長を示している。また、１から１６までの全ての整数が含まれていることで、このアンテナ配置は開口長までの全ての空間をカバーできていることを示している。一方で、同じ整数が複数に存在すること（例えば２は４回出現）は、このアンテナ配置は冗長性を含んでいることも示している。
図２４Ｃは、センサ装置１１００の開口長のカバー率を説明するための図である。本例のセンサ装置１１００は、１６×１６のアンテナエリアを使用して、１７×１７の開口数を実現している。センサ装置１１００は、ＭＩＭＯアンテナ１０１７とコリレーションアンテナ１０１８により、開口長の全空間をカバーする。例えば、１７×１７の開口数のうち、６４個のＭＩＭＯアンテナ１０１７と、２２５個のコリレーションアンテナ１０１８が得られている。
このように、センサ装置１１００は、比較的単純な信号処理（即ち、相関処理）で、開口長内の空間を全てカバーできる。本例のセンサ装置１１００は、１６×１６のアンテナエリアを使用して、１７×１７のエリアの全てをカバーすることができる。
図２５Ａは、センサ装置１１００の動作方法の一例を示す。本例のセンサ装置１１００は、ＴＤＭ ＭＩＭＯ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ＭＩＭＯ）を用いて、送信波をターゲット１３００に送信する。ＴＤＭ ＭＩＭＯでは、各送信アンテナから出力するタイミングを変える。これにより、複数の送信アンテナＴＸからの信号を、受信側で区別することができる。本例では、２つの送信アンテナＴＸと２つの受信アンテナＲＸを用いる場合について説明する。但し、アンテナ１０１６の個数は本例に限られない。
送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２は、異なるタイミングで送信波をそれぞれ送信する。受信アンテナＲＸ１および受信アンテナＲＸ２は、それぞれ送信アンテナＴＸ１および送信アンテナＴＸ２からの送信波を受信する。これにより、４つの異なる仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ４が得られる。
仮想アンテナＶ１は、出力データＴＸ１／ＲＸ１を得る。出力データＴＸ１／ＲＸ１は、受信アンテナＲＸ１で受信した送信アンテナＴＸ１からの信号を意味する。仮想アンテナＶ２は、出力データＴＸ１／ＲＸ２を得る。出力データＴＸ１／ＲＸ２は、受信アンテナＲＸ２で受信した送信アンテナＴＸ１からの信号を意味する。
同様に、仮想アンテナＶ３は、出力データＴＸ２／ＲＸ１を得る。出力データＴＸ２／ＲＸ１は、受信アンテナＲＸ１で受信した送信アンテナＴＸ２からの信号を意味する。仮想アンテナＶ４は、出力データＴＸ２／ＲＸ２を得る。出力データＴＸ２／ＲＸ２は、受信アンテナＲＸ２で受信した送信アンテナＴＸ２からの信号を意味する。
このように、センサ装置１１００は、ＴＤＭ ＭＩＭＯを用いることにより、複数の送信アンテナＴＸからの信号を受信側で区別して、複数の仮想アンテナＶを設定することができる。ＴＤＭ ＭＩＭＯは、いずれの実施例においても適用し得る。
図２５Ｂは、センサ装置１１００の動作方法の一例を示す。本例のセンサ装置１１００は、ＢＰＭ ＭＩＭＯ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｅ ＭＩＭＯ）を用いて、送信波をターゲット１３００に送信する。ＢＰＭ ＭＩＭＯでは、各送信アンテナにコード情報（０°または１８０°の位相差）を加えて送信する。本例では、２つの送信アンテナＴＸと２つの受信アンテナＲＸを用いる場合について説明する。但し、アンテナ１０１６の個数は本例に限られない。
送信アンテナＴＸ１は、第１の期間および第２の期間において、位相を変更せずに送信波を送信する。送信アンテナＴＸ２は、第１の期間において０°の位相差で送信波を送信し、第２の期間において１８０°の位相差で送信波を送信する。
第１の期間において、受信アンテナＲＸ１および受信アンテナＲＸ２は、ＴＸ１＋ＴＸ２の送信波を受信する。また、第２の期間において、受信アンテナＲＸ１および受信アンテナＲＸ２は、ＴＸ１－ＴＸ２の送信波を受信する。
ここで、第１の期間および第２の期間において、受信アンテナＲＸ１および受信アンテナＲＸ２のそれぞれで得られた信号の組み合わせにより、４つの異なる仮想アンテナＶ１～仮想アンテナＶ４が得られる。第１の期間で得られる信号をＳ１とし、第２の期間で得られる信号をＳ２とする。
仮想アンテナＶ１は、第１の期間と第２の期間で得られた信号の和Ｓ１＋Ｓ２によって、出力データ２・ＴＸ１／ＲＸ１を得る。出力データ２・ＴＸ１／ＲＸ１は、受信アンテナＲＸ１で受信した２・ＴＸ１の信号を意味する。
仮想アンテナＶ２は、第１の期間と第２の期間で得られた信号の和Ｓ１＋Ｓ２によって、出力データ２・ＴＸ１／ＲＸ２を得る。出力データ２・ＴＸ１／ＲＸ２は、受信アンテナＲＸ２で受信した２・ＴＸ１の信号を意味する。
仮想アンテナＶ３は、第１の期間と第２の期間で得られた信号の差Ｓ１－Ｓ２によって、出力データ２・ＴＸ２／ＲＸ１を得る。出力データ２・ＴＸ２／ＲＸ１は、受信アンテナＲＸ１で受信した２・ＴＸ１の信号を意味する。
仮想アンテナＶ４は、第１の期間と第２の期間で得られた信号の差Ｓ１－Ｓ２によって、出力データ２・ＴＸ２／ＲＸ２を得る。出力データ２・ＴＸ２／ＲＸ２は、受信アンテナＲＸ２で受信した２・ＴＸ２の信号を意味する。
このように、センサ装置１１００は、ＢＰＭ ＭＩＭＯを用いることにより、複数の送信アンテナＴＸからの信号を受信側で区別して、複数の仮想アンテナＶを設定することができる。ＢＰＭ ＭＩＭＯは、いずれの実施例においても適用し得る。
図２６は、相関処理を説明するための図である。センサ装置１１００は、相関処理により、ＭＩＭＯアンテナ１０１７のデータ出力から、アンテナが存在しない部分のデータを生成する。センサ装置１１００は、仮想アンテナＶのデータ出力を用いて、ＭＩＭＯアンテナ１０１７が存在しない部分のデータを生成してもよい。
センサ装置１１００は、入力されたデータ列のＦＦＴ処理により実部と虚部のデータを取得する。データは、時間や周波数などの関数で示される。相関処理は、ＦＦＴ処理後のデータに施されるので、周波数の関数として、複素数の信号になる。
本例では、アンテナ位置Ａ１、Ａ２およびＡ４にアンテナが存在し、アンテナ位置Ａ３にアンテナが存在しない場合について考える。センサ装置１１００は、相関処理により、アンテナ位置Ａ３の信号を取得する。これにより、センサ装置１１００は、アンテナ位置Ａ１～Ａ４について、それぞれデータＣ１～Ｃ４を取得することができる。データＣ１～Ｃ４は、ＦＦＴ処理後のデータである。
データＣ１は、自己相関（ａｕｔｏ－ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）により取得されるデータである。自己相関は、同一のデータを用いて相関を取ることを指す。本例のデータＣ１は、受信アンテナＲＸ１で取得したデータの自己相関に基づいて得られる。
データＣ２～Ｃ４は、相互相関（ｃｒｏｓｓ－ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）により取得されるデータである。相互相関は、異なるデータを用いて相関を取ることを指す。本例のデータＣ２は、受信アンテナＲＸ１で取得したデータと、受信アンテナＲＸ２で取得したデータとの相互相関に基づいて得られる。データＣ３は、受信アンテナＲＸ２で取得したデータと、受信アンテナＲＸ４で取得したデータとの相互相関に基づいて得られる。データＣ４は、受信アンテナＲＸ１で取得したデータと、受信アンテナＲＸ４で取得したデータとの相互相関に基づいて得られる。
なお、ＦＭＣＷレーダーの相関処理は、ターゲットが存在するＢＩＮに対して行えばよい。そのため、ｋ番目のＢＩＮであるｋ－ｂｉｎのデータに対する相関処理について考える。
データＣ１は、次のように算出される。
Ｃ１＝Ａ１＊ｃｏｎｊ（Ａ１）
＝（Ｒｅ１［ｋ］＋ｊ・Ｉｍ１［ｋ］）・（Ｒｅ１［ｋ］－ｊ・Ｉｍ１［ｋ］）
＝（Ｒｅ１［ｋ］２＋Ｉｍ１［ｋ］２）
ｃｏｎｊ（Ａ１）はＡ１の複素共役を示す。
データＣ２は、次のように算出される。
Ｃ２＝Ａ１＊ｃｏｎｊ（Ａ２）
＝（Ｒｅ１［ｋ］＋ｊ・Ｉｍ１［ｋ］）・（Ｒｅ２［ｋ］－ｊ・Ｉｍ２［ｋ］）
＝（Ｒｅ１［ｋ］・Ｒｅ２［ｋ］＋Ｉｍ１［ｋ］・Ｉｍ２［ｋ］）
＋ｊ・（Ｒｅ２［ｋ］・Ｉｍ１［ｋ］－Ｒｅ１［ｋ］・Ｉｍ２［ｋ］）
ｃｏｎｊ（Ａ２）はＡ２の複素共役を示す。
データＣ３は、次のように算出される。
Ｃ３＝Ａ２＊ｃｏｎｊ（Ａ４）
＝（Ｒｅ２［ｋ］＋ｊ・Ｉｍ２［ｋ］）・（Ｒｅ４［ｋ］－ｊ・Ｉｍ４［ｋ］）
＝（Ｒｅ２［ｋ］・Ｒｅ４［ｋ］＋Ｉｍ２［ｋ］・Ｉｍ４［ｋ］）
＋ｊ・（Ｒｅ４［ｋ］・Ｉｍ２［ｋ］－Ｒｅ２［ｋ］・Ｉｍ４［ｋ］）
ｃｏｎｊ（Ａ４）はＡ４の複素共役を示す。
データＣ４は、次のように算出される。
Ｃ４＝Ａ１＊ｃｏｎｊ（Ａ４）
＝（Ｒｅ１［ｋ］＋ｊ・Ｉｍ１［ｋ］）・（Ｒｅ４［ｋ］－ｊ・Ｉｍ４［ｋ］）
＝（Ｒｅ１［ｋ］・Ｒｅ４［ｋ］＋Ｉｍ１［ｋ］・Ｉｍ４［ｋ］）
＋ｊ・（Ｒｅ４［ｋ］・Ｉｍ１［ｋ］＋Ｒｅ１［ｋ］・Ｉｍ４［ｋ］）
ｃｏｎｊ（Ａ４）はＡ４の複素共役を示す。
以上の通り、センサ装置１１００は、相関処理により、アンテナが存在していないアンテナ位置Ａ３についても、ＦＦＴ後のデータＣ３を算出することができる。これにより、センサ装置１１００は、簡単な相関処理で、開口長の全空間をカバーすることができる。
［第３実施形態］
図２７は、実施例に係るレーダー装置２１００の構成の一例を示す。本例のレーダー装置２１００は、レーダーを送受信する送受信部２０１０を備え、被測定ターゲット２３００の位置や速度を検知する。被測定ターゲット２３００は、ヒトなどの生体であってよいが、これに限定されない。
送受信部２０１０は、送信部２０２０および受信部２０３０を備える。送受信部２０１０は、複数のチャネルを有する。本例では、送信部２０２０および受信部２０３０のそれぞれが複数のチャネルを有する。送受信部２０１０は、被測定ターゲット２３００からの反射波に基づいて、送受信部２０１０が有する複数のチャネル間の相対位相を調整する。
送信部２０２０は、被測定ターゲット２３００に送信波を送信する。送信部２０２０は、Ｍ個のチャネル１～チャネルＭを有する。Ｍは、２以上の整数である。送信部２０２０は、複数のチャネル１～チャネルＭに対応した複数の送信アンテナ２０１２に接続されている。
送信アンテナ２０１２は、Ｍ個の送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸＭを有する。Ｍ個の送信アンテナＴＸ１～送信アンテナＴＸＭは、それぞれ被測定ターゲット２３００に送信波を送信する。
受信部２０３０は、被測定ターゲット２３００で反射した反射波を受信する。受信部２０３０は、Ｎ個のチャネル１～チャネルＮを有する。Ｎは、２以上の整数である。受信部２０３０のチャネル数Ｎは、送信部２０２０のチャネル数Ｍと同一であってもよく、異なっていてもよい。受信部２０３０は、複数のチャネル１～チャネルＮに対応した複数の受信アンテナ２０１３に接続されている。受信部２０３０は、複数の受信アンテナ２０１３を有することにより、被測定ターゲット２３００から受信する反射波の角度情報を取得することができる。
受信アンテナ２０１３は、Ｎ個の受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸＮを有する。Ｎ個の受信アンテナＲＸ１～受信アンテナＲＸＮは、それぞれ反射波を受信する。
送受信部２０１０は、送信波および反射波の情報に基づいて、被測定ターゲット２３００の距離、速度および角度等を算出することができる。例えば、送受信部２０１０は、反射波のＴＯＦ（Ｔｉｍｅ ｏｆ Ｆｌｉｇｈｔ）に基づいて、被測定ターゲット２３００の距離を算出する。
ＴＯＦは、送信された送信波が反射波として受信されるまでの時間である。ＴＯＦは、レーダー装置２１００と被測定ターゲット２３００との距離Ｒが長いほど大きくなる。一例において、レーダー装置２１００は、反射波のＴＯＦに比例したＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数にダウンコンバートしたＩＦ信号を算出する。レーダー装置２１００は、ＩＦ信号をＡＤ変換し、信号処理することにより、被測定ターゲット２３００の距離および速度を算出することができる。
ここで、送信アンテナ２０１２は、複数の送信アンテナＴＸのそれぞれから位相が異なる送信波を送信する。複数の送信アンテナＴＸから送信された複数の送信波は、特定の方向において同位相となることによって強め合い、他の方向においては逆位相となることによって弱め合って打ち消される。そして、送信部２０２０は、送信側に指向性を持たせるために、複数のチャネル間の相対位相を適切に制御する必要がある。受信部２０３０も同様に、受信側に指向性を持たせるために、複数のチャネル間の相対位相を適切に制御する必要がある。よって、レーダー装置２１００は、被測定ターゲット２３００を高精度に検知するために、複数のチャネル間の相対位相を調整する。本例のレーダー装置２１００は、外部キャリブレーションによって、高い精度で、チャネル間の相対位相を調整することができる。
外部キャリブレーションとは、モジュール全体を考慮してチャネル間の相対位相を調整することを指す。外部キャリブレーションでは、送信部２０２０および受信部２０３０の影響だけでなく、アンテナの影響や、送受信部２０１０の内部の導波路の影響等を総合的に考慮する。外部キャリブレーションには、送信部２０２０の外部キャリブレーションと、受信部２０３０の外部キャリブレーションが含まれる。
また、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションに加えて、内部キャリブレーションを併用して、チャネル間の相対位相を調整することもできる。レーダー装置２１００は、状況に応じて、外部キャリブレーションおよび内部キャリブレーションを使い分けてよい。
内部キャリブレーションとは、レーダー装置２１００が有する構成ごとのキャリブレーションを指す。内部キャリブレーションには、送信部２０２０の内部キャリブレーションと、受信部２０３０の内部キャリブレーションが含まれる。送信部２０２０の内部キャリブレーションでは、送信部２０２０でキャリブレーションが完結するため、受信部２０３０やアンテナの影響が考慮されない。受信部２０３０の内部キャリブレーションでは、受信部２０３０でキャリブレーションが完結するため、送信部２０２０やアンテナの影響が考慮されない。
図２８は、レーダー装置２１００の動作を示すフローチャートの一例である。本例のレーダー装置２１００は、ステップＳ１００～ステップＳ１２０により動作するものの、ステップを実行する順番は本例に限られない。
ステップＳ１００において、レーダー装置２１００は、実動作前のプレキャリブレーションを開始する。レーダー装置２１００の実動作とは、例えば、レーダー装置２１００が被測定ターゲット２３００を検知することを指す。次に、レーダー装置２１００は、ステップＳ１０２～ステップＳ１０８の少なくとも１つのステップを実行する。
ステップＳ１０２において、レーダー装置２１００は、受信部２０３０を内部キャリブレーションする。これにより、レーダー装置２１００は、受信部２０３０が有するチャネル間の相対位相を調整する。受信部２０３０の内部キャリブレーションでは、受信部２０３０内でキャリブレーション信号を生成し、キャリブレーション信号を用いて、受信部２０３０のチャネル間の相対位相を調整する。
ステップＳ１０４において、レーダー装置２１００は、送信部２０２０を内部キャリブレーションする。これにより、レーダー装置２１００は、送信部２０２０が有するチャネル間の相対位相を調整する。送信部２０２０の内部キャリブレーションでは、送信部２０２０内でキャリブレーション信号を生成し、キャリブレーション信号を用いて、送信部２０２０のチャネル間の相対位相を調整する。
ステップＳ１０６において、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションとして、受信部２０３０が有するチャネル間の相対位相を調整する。受信部２０３０の外部キャリブレーションでは、後述する校正用ターゲット２３１０が設置され、校正用ターゲット２３１０に送信波が送信される。
ステップＳ１０８において、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションとして、送信部２０２０が有するチャネル間の相対位相を調整する。送信部２０２０の外部キャリブレーションでは、後述する校正用ターゲット２３１０が設置され、校正用ターゲット２３１０に送信波が送信される。
ここで、ステップＳ１０２～ステップＳ１０８を実行する順番は本例に限られない。本例では、内部キャリブレーションを実行した後に、外部キャリブレーションが実行されている。また、受信部２０３０のキャリブレーションの後に送信部２０２０がキャリブレーションされている。但し、送信部２０２０のキャリブレーションの後に受信部２０３０がキャリブレーションされてもよい。また、ステップＳ１０２～ステップＳ１０８のいずれかのステップを複数回実行してもよい。
ステップＳ１１０において、プレキャリブレーションを終了するか否かを判断する。プレキャリブレーションを終了する場合、ステップＳ１１２において、レーダー装置２１００の実動作を開始する。プレキャリブレーションを終了しない場合、ステップＳ１００に戻り、ステップＳ１０２～ステップＳ１０８の少なくとも１つのステップを再び実行してもよい。
ステップＳ１１４において、レーダー装置２１００の実動作時に再キャリブレーションを開始する。本例のレーダー装置２１００は、実動作前にプレキャリブレーションを実行し、実動作の開始後に再キャリブレーションする。例えば、実動作時の再キャリブレーションは、レーダー装置２１００の間欠動作時に実行される。
ステップＳ１１６において、レーダー装置２１００は、受信部２０３０を内部キャリブレーションする。これにより、レーダー装置２１００は、受信部２０３０が有するチャネル間の相対位相を調整する。ステップＳ１１６では、ステップＳ１０２と同一の方法で、受信部２０３０を内部キャリブレーションしてよい。
ステップＳ１１８において、レーダー装置２１００は、送信部２０２０を内部キャリブレーションする。これにより、レーダー装置２１００は、送信部２０２０が有するチャネル間の相対位相を調整する。ステップＳ１１８では、ステップＳ１０４と同一の方法で、送信部２０２０を内部キャリブレーションしてよい。
ステップＳ１２０において、実動作を終了するか否かを判断する。実動作を終了しない場合、ステップＳ１１２に戻り、実動作を継続してよい。また、レーダー装置２１００は、さらに再キャリブレーションを実行してもよい。
以上の通り、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションを実行することにより、より高い精度の位相調整を実現することができる。また、本例のように、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションを、内部キャリブレーションと併用してよい。
図２９は、受信部２０３０の内部キャリブレーションの一例を説明するための図である。受信部２０３０は、受信端子２０３１と、増幅部２０３２と、ミキサ２０３３と、ＩＦ回路２０３４と、ＡＤ変換部２０３５と、位相シフタ２０３６と、ＬＯ信号生成部２０３７と、演算部２０３８とを備える。
受信部２０３０は、Ｎ個の複数のチャネルを備える。本例では、Ｎ＝２の場合について説明するがこれに限られない。複数のチャネルは、参照チャンネル（ＣＨ＿ｒ）およびキャリブレーションチャンネル（ＣＨ＿ｃ）を含む。参照チャンネル（ＣＨ＿ｒ）は、受信部２０３０の複数のチャネルのうち、位相調整の基準となるチャネルである。キャリブレーションチャンネル（ＣＨ＿ｃ）は、参照チャネルを基準として、チャネル間の相対位相が調整されるチャネルである。符号に付されたｒは、参照チャンネルであることを示す。符号に付されたｃは、キャリブレーションチャンネルであることを示す。
受信端子２０３１は、受信アンテナ２０１３に接続されている。受信端子２０３１は、送信波が被測定ターゲット２３００に反射された反射波を受信波として受信する。受信端子２０３１は、受信波を増幅部２０３２に出力する。受信端子２０３１は、受信アンテナ２０１３の個数に応じてＮ個設けられてよい。
増幅部２０３２は、入力された受信波を増幅する。例えば、増幅部２０３２は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。増幅部２０３２は、増幅した受信波をミキサ２０３３に出力する。なお、受信部２０３０は、増幅部２０３２を設けずに受信波を後段のミキサ２０３３に直接入力してもよい。増幅部２０３２は、受信部２０３０のチャネル数に応じてＮ個設けられてよい。
ミキサ２０３３は、受信波と位相シフタ２０３６の出力とをミキシングする。ミキサ２０３３は、Ｎ個の増幅部２０３２に対応してＮ個設けられてよい。ミキサ２０３３は、受信波と位相シフタ２０３６の出力とをミキシングすることにより、受信波の位相を調整する。ミキサ２０３３は、位相を調整した受信波をＩＦ回路２０３４に出力する。
ＩＦ回路２０３４は、受信波をＩＦ信号にダウンコンバートする。ＩＦ回路２０３４は、Ｎ個のミキサ２０３３に対応してＮ個設けられてよい。ＩＦ回路２０３４は、ＩＦ信号をＡＤ変換部２０３５に出力する。
ＡＤ変換部２０３５は、ＩＦ回路２０３４が出力したＩＦ信号をデジタルに変換する。本例のＡＤ変換部２０３５は、受信部２０３０のチャネル数に応じてＮ個設けられてよい。ＡＤ変換部２０３５は、変換したデジタルの受信信号を演算部２０３８に出力する。
演算部２０３８は、ＡＤ変換部２０３５ｒおよびＡＤ変換部２０３５ｃからデジタル信号が入力される。演算部２０３８は、入力されたデジタル信号に基づいて、参照チャネルとキャリブレーションチャネルの位相差が予め定められた値となるように位相シフタ２０３６を調整する。例えば、演算部２０３８は、受信部２０３０において、参照チャネルとキャリブレーションチャネルの位相差がゼロとなるように、位相シフタ２０３６を調整する。演算部２０３８は、位相シフタ２０３６ｒおよび位相シフタ２０３６ｃの両方を調整してもよいし、いずれか一方を調整してもよい。
ＬＯ信号生成部２０３７は、ＬＯ信号を位相シフタ２０３６に出力する。本例のＬＯ信号生成部２０３７は、複数のチャネルに対して１つ設けられている。即ち、ＬＯ信号生成部２０３７は、同一のＬＯ信号を位相シフタ２０３６ｒおよび位相シフタ２０３６ｃのそれぞれに入力する。
位相シフタ２０３６は、入力された反射波の位相を調整する。位相シフタ２０３６は、受信部２０３０のチャネル数に応じてＮ個設けられてよい。位相シフタ２０３６は、ＬＯ信号生成部２０３７からのＬＯ信号の位相を、演算部２０３８からの制御に基づいて調整する。
受信部２０３０は、チャネル間の位相差を適切に調整することにより、受信波の指向性を制御することができる。このように、受信部２０３０で受信波の指向性を制御することを、受信ビームフォーミングと呼ぶ。本例の受信部２０３０は、ＩＣ内のチャネル間の相対位相精度を保つキャリブレーション回路を内蔵している。
ここで、受信部２０３０は、キャリブレーション信号により、複数のチャネル間の相対位相を調整することができる。この場合、受信部２０３０は、受信アンテナ２０１３から受信波を入力することなく、受信部２０３０の内部で位相調整を完結することができる。
本例の受信部２０３０は、ミリ波帯で位相シフタ補正量を調整している。即ち、複数のチャネル間の相対位相は、反射波に応じた信号のミリ波帯における位相シフタ補正量により調整される。
また、レーダー装置２１００は、デジタル変換後に位相を調整してもよい。この場合、複数のチャネル間の相対位相は、反射波に応じた信号のデジタル変換後の位相差により調整される。即ち、演算部２０３８は、位相シフタ２０３６の位相シフタ補正量を調整するのではなく、ＡＤ変換部２０３５によりデジタル変換された信号をデジタルで調整する。
但し、レーダー装置２１００は、ミリ波帯で位相シフタ補正量を調整することにより、デジタル変換後に位相を調整するよりも、精度を向上することができる。また、ミリ波帯で位相シフタ補正量を調整した方が、位相と周波数の対応が取りやすくなる。
図３０は、送信部２０２０の内部キャリブレーションの一例を説明するための図である。送信部２０２０は、ＬＯ信号生成部２０２１と、増幅部２０２２と、位相シフタ２０２３と、増幅部２０２４と、送信端子２０２５と、位相差検出部２０２６と、演算部２０２７とを備える。
送信部２０２０は、Ｍ個の複数のチャネルを備える。本例では、Ｍ＝２の場合について説明するがこれに限られない。複数のチャネルは、参照チャンネル（ＣＨ＿ｒ）およびキャリブレーションチャンネル（ＣＨ＿ｃ）を含む。参照チャンネル（ＣＨ＿ｒ）は、送信部２０２０の複数のチャネルのうち、位相調整の基準となるチャネルである。キャリブレーションチャンネル（ＣＨ＿ｃ）は、参照チャンネルを基準として、チャネル間の相対位相が調整されるチャネルである。符号に付されたｒは、参照チャンネルであることを示す。符号に付されたｃは、キャリブレーションチャンネルであることを示す。
ＬＯ信号生成部２０２１は、ＬＯ信号を増幅部２０２２および位相差検出部２０２６に出力する。本例のＬＯ信号生成部２０２１は、複数のチャネルに対して１つ設けられている。即ち、ＬＯ信号生成部２０２１は、同一のＬＯ信号を、増幅部２０２２ｒ、増幅部２０２２ｃ、位相差検出部２０２６ｒ、および位相差検出部２０２６ｃのそれぞれに入力する。
増幅部２０２２は、入力されたＬＯ信号を増幅する。増幅部２０２２は、増幅したＬＯ信号を位相シフタ２０２３に出力する。本例の増幅部２０２２は、送信部２０２０のチャネル数に応じてＭ個設けられてよい。
位相シフタ２０２３は、増幅部２０２２から入力された信号の位相を調整する。位相シフタ２０２３は、送信部２０２０のチャネル数に応じてＭ個設けられてよい。位相シフタ２０２３は、増幅部２０２２から入力されたＬＯ信号の位相を、演算部２０２７からの位相シフタ補正量に基づいて調整する。
増幅部２０２４は、位相シフタ２０２３で位相調整された信号が入力される。増幅部２０２４は、送信部２０２０のチャネル数に応じてＭ個設けられてよい。増幅部２０２４は、入力された信号を増幅して送信端子２０２５に出力する。例えば、増幅部２０２４は、パワーアンプ（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。
送信端子２０２５は、増幅部２０２４と接続される。送信端子２０２５は、送信部２０２０のチャネル数に応じてＭ個設けられてよい。送信端子２０２５は、送信アンテナ２０１２と接続される。但し、送信部２０２０の内部キャリブレーションの実行時、送信端子２０２５は、入力された信号を送信アンテナ２０１２に送信しなくてもよい。
位相差検出部２０２６は、送信端子２０２５に入力された信号と、ＬＯ信号生成部２０２１とを受信する。位相差検出部２０２６は、入力された信号の位相差を検出する。位相差検出部２０２６は、検出した信号を演算部２０２７に出力する。
演算部２０２７は、参照チャネルの位相差およびキャリブレーションチャネルの位相差に基づいて、参照チャネルおよびキャリブレーションチャネルの位相差を予め定められた値に調整する。例えば、演算部２０２７は、送信部２０２０において、参照チャネルとキャリブレーションチャネルの位相差がゼロとなるように、位相シフタ２０２３を調整する。演算部２０２７は、位相シフタ２０２３ｒおよび位相シフタ２０２３ｃの両方を調整してもよいし、いずれか一方を調整してもよい。一例において、演算部２０２７は、位相シフタ２０２３の位相シフタ補正量を変更することにより位相差を調整する。
図３１は、比較例に係るレーダー装置２５００の位相調整方法を説明するための図である。レーダー装置２５００は、送受信部２５１０が有する複数のチャネルの相対位相を調整する。本例のレーダー装置２５００は、送信部２５２０および受信部２５３０の内部キャリブレーションを実行する。即ち、レーダー装置２５００は、送信部２５２０および受信部２５３０をそれぞれ単体で位相調整するものの、アンテナ等を含めたモジュール全体の位相差を調整していない。
即ち、レーダー装置２５００の位相調整方法では、送信アンテナ２５１２および受信アンテナ２５１３の影響を考慮していない。例えば、アンテナの長さに起因して位相シフトが生じる場合もある。また、レーダー装置２５００の位相調整方法では、レーダー装置２５００がＲＦ基板上に設けられる場合、ＲＦ基板上の導波路の影響を考慮していない。そのため、レーダー装置２５００では、送信部２５２０および受信部２５３０のそれぞれの内部キャリブレーションが実行されているものの、モジュール全体で相対位相が調整されているわけではない。したがって、レーダー装置２５００では、高い精度のキャリブレーションを実現できない。
図３２Ａは、受信部２０３０の外部キャリブレーションの一例を説明するための図である。本例では、送受信部２０１０が２チャネルの送信部２０２０および受信部２０３０を有する場合について説明する。但し、チャネル数は本例に限られない。
校正用ターゲット２３１０は、受信部２０３０を外部キャリブレーションするためのリファレンスターゲットである。例えば、校正用ターゲット２３１０は、静止状態でレーダー装置２１００に対して予め定められた位置に設けられる。校正用ターゲット２３１０は、レーダー装置２１００の正面に設けられてよい。校正用ターゲット２３１０の設けられた位置がキャリブレーションの基準として用いられる。即ち、レーダー装置２１００は、校正用ターゲット２３１０を用いて受信部２０３０を外部キャリブレーションすることにより、校正用ターゲット２３１０のある方向が、受信チャンネルにとっての「正面」となる。
送信部２０２０は、複数の送信アンテナＴＸを用いて送信波を送信する。送信部２０２０は、校正用ターゲット２３１０に送信波を送信する。送信波の送信チャネル数は、特に限定されない。また、送信部２０２０のキャリブレーションを実行するか否かは問わない。
受信部２０３０は、複数の受信アンテナＲＸを用いて反射波を受信する。本例の受信部２０３０は、校正用ターゲット２３１０からの反射波を全ての受信アンテナ２０１３で受信している。
本例のレーダー装置２１００は、外部キャリブレーションとして、受信部２０３０のチャンネル間の相対位相誤差をキャンセルすることができる。レーダー装置２１００は、受信部２０３０のチャネル間の相対位相差がゼロになるように、位相シフタ２０３６の位相シフタ補正量を調整する。位相シフタ２０３６の位相シフタ補正量は、実動作時の再キャリブレーションに用いられてもよい。なお、レーダー装置２１００は、受信チャンネル間の相対的な補正だけでなく、受信側にとっての０°補正（即ち、絶対値補正）を行ってもよい。
図３２Ｂは、送信部２０２０の外部キャリブレーションの一例を説明するための図である。本例では、送受信部２０１０が２チャネルの送信部２０２０および受信部２０３０を有する場合について説明する。但し、チャネル数は本例に限られない。
図３２Ｃは、シーケンシャルに送信される送信波のタイミングチャートの一例を示す。例えば、レーダー装置２１００は、送信波として、周波数変調されたＦＭＣＷレーダーを送信する。送信波ＴＸ＿ｒは、参照チャネルに接続された送信アンテナ２０１２から送信される送信波である。送信波ＴＸ＿ｃ～送信波ＴＸ＿ｃ'は、キャリブレーションチャネルに接続された送信アンテナ２０１２から送信される送信波である。
送信部２０２０は、複数の送信アンテナＴＸを用いて送信波を送信する。送信部２０２０は、校正用ターゲット２３１０に向けて送信波をシーケンシャルに送信する。送信波の送信チャネル数は、特に限定されない。
受信部２０３０は、校正用ターゲット２３１０からの反射波を、いずれか１チャンネルの受信チャンネルで受信する。但し、受信部２０３０は、複数のチャネルを用いて反射波を受信してもよい。受信部２０３０は、シーケンシャル送信毎に受信した反射波の位相差を、ＩＦ周波数にダウンコンバートした後のＦＦＴなどにより検知する。
送信部２０２０は、シーケンシャル毎の位相差がゼロになるように、位相シフタ２０２３を調整する。これにより、レーダー装置２１００は、チャネル間の相対位相を調整することができる。本例の送信部２０２０は、ミリ波帯で位相シフタ補正量を調整している。即ち、複数のチャネル間の相対位相は、反射波に応じた信号のミリ波帯における位相シフタ補正量により調整される。
校正用ターゲット２３１０は、送信部２０２０を外部キャリブレーションするためのリファレンスターゲットである。校正用ターゲット２３１０は、レーダー装置２１００の正面に設けられてよい。校正用ターゲット２３１０の設けられた位置がキャリブレーションの基準として用いられる。即ち、レーダー装置２１００は、校正用ターゲット２３１０を用いて送信部２０２０を外部キャリブレーションすることにより、校正用ターゲット２３１０のある方向が、送信チャンネルにとっての「正面」となる。
なお、レーダー装置２１００は、送信チャンネル間の相対的補正だけでなく、送信にとっての０°補正（即ち、絶対値補正）をすることもできる。
図３２Ｄは、外部キャリブレーションするためのフローチャートの一例を示す。外部キャリブレーションでは、ステップＳ２００において、校正用ターゲット２３１０を設置する。ステップＳ２０２において、送受信部２０１０に接続された送信アンテナから送信波を送信する。ステップＳ２０４において、送信波の反射波を、受信アンテナ２０１３を用いて受信部２０３０が受信する。ステップＳ２０６において、受信部２０３０が受信した反射波に基づいて、複数のチャネル間の相対位相を調整する。
図３３は、再キャリブレーションを実行するレーダー装置２１００を説明するための図である。本例では、送受信部２０１０が２チャネルの送信部２０２０および受信部２０３０を有する場合について説明する。但し、チャネル数は本例に限られない。
再キャリブレーションでは、図２９および図３０で示した通り、内部キャリブレーションが実行される。内部キャリブレーションでは、校正用ターゲット２３１０を設ける必要がなく、送受信部２０１０から送信波が送信されなくてよい。即ち、内部キャリブレーションでは、校正用ターゲット２３１０を配置することが困難な状況であっても、送信部２０２０および受信部２０３０のキャリブレーションを実行することができる。
ここで、レーダー装置２１００は、プレキャリブレーション時に取得した補正値を再キャリブレーション時にも使用することができる。例えば、レーダー装置２１００は、取得したＩＦ帯の位相差、またはミリ波帯の位相シフタ補正量を、受信部２０３０の補正値として用いる。また、レーダー装置２１００は、取得したミリ波帯の位相シフタ補正量を、送信部２０２０の補正値として用いてよい。
実動作時では、温度や経年変化などによって位相差が変化し、補正量を更新する必要が生じる場合がある。しかしながら、実動作時において、プレキャリブレーション時に用いた校正用ターゲット２３１０を同じ位置に配置することは困難である。そのため、実動作時では、校正用ターゲット２３１０を用いた外部キャリブレーションが困難な場合がある。
一例において、レーダー装置２１００は、再キャリブレーションとして、環境因によって影響の受けやすい部分の補正値を更新する。これにより、不要なキャリブレーションによって生じる計算量が削減される。例えば、レーダー装置２１００は、再キャリブレーションとして、アクティブ素子を含む部分の補正値を更新する。
アクティブ素子は、パッシブ素子よりも、温度や経年変化などの環境因による影響を受けやすい。アクティブ素子は、送受信部２０１０等のＲＦＩＣ内に存在する。例えば、アクティブ素子は、ＰＡ等の増幅部２０２４やＬＮＡ等の増幅部２０３２である。
一方、パッシブ素子は、アクティブ素子よりも、温度や経年変化などの環境因による影響を受けにくい。例えば、パッシブ素子であるアンテナや導波路では、環境因での位相差変動が無視できるレベルである。そのため、温度や経年変化などによる環境因でのチャンネル間位相差変動は、その主な発生因が送受信部２０１０の内部に存在する。
ここで、レーダー装置２１００は、実動作時の補正値更新の方法として、外部キャリブレーションではなく、内部キャリブレーションを実行してよい。レーダー装置２１００は、内部キャリブレーションによって、アクティブ素子を含む送信部２０２０および受信部２０３０のチャネル間の相対位相を調整することができる。
一例において、レーダー装置２１００は、送受信部２０１０が有するチャネル間の相対位相を調整するための補正量を保管する。例えば、レーダー装置２１００は、内部キャリブレーションを実行し、送信部２０２０および受信部２０３０のそれぞれの位相シフタ補正量を、ＴＸｉｎｔ、ＲＸｉｎｔとして保管する。また、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションを実行し、送信部２０２０および受信部２０３０のそれぞれの位相シフタ補正量を、ＴＸｅｘｔ、ＲＸｅｘｔとして保管する。
パッシブ素子に起因する位相差を、ＴＸｐｓｖ、ＲＸｐｓｖとすると、ＴＸｅｘｔおよびＲＸｅｘｔが次式で示される。
ＴＸｅｘｔ＝ＴＸｉｎｔ＋ＴＸｐｓｖ
ＲＸｅｘｔ＝ＲＸｉｎｔ＋ＲＸｐｓｖ
レーダー装置２１００は、実動作時において、環境因で変化する項（ＴＸｉｎｔおよびＲＸｉｎｔ）のみを更新すればよい。この場合、校正用ターゲット２３１０などの特殊なセットアップが不要である。レーダー装置２１００は、パッシブ素子に起因する位相差ＴＸｐｓｖおよびＲＸｐｓｖの変化を無視することができる。
以上の通り、レーダー装置２１００は、外部キャリブレーションと、内部キャリブレーションとを組み合わせることにより、状況に応じて最適なキャリブレーション方法を実現することができる。これにより、レーダー装置２１００は、より高い精度の位相調整を、現実的な使用方法で実行することができる。また、環境や経年変化により位相誤差の再キャリブレーションが必要になった場合、特殊なセットアップを必要とせず、実動作中であっても再キャリブレーションが可能である。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
本発明の実施態様を以下に示す。
［項目１］
ＦＭＣＷレーダーを用いて物体をセンシングするセンサ装置であって、
上記ＦＭＣＷレーダーの受信波に基づく受信信号を取得し、上記物体をセンシングする信号処理部と、
上記受信信号から位相情報を取得し、上記位相情報に基づいて、ピークＢＩＮと、上記ピークＢＩＮと他のＢＩＮとの間の位相オフセットをモニターすることにより、上記生体をトラックする位相変換部と、
を備える
センサ装置。
［項目２］
上記信号処理部は、上記受信信号として、上記物体の微小振動データに基づいて上記物体をセンシングする
項目１に記載のセンサ装置。
［項目３］
上記信号処理部は、
上記受信信号のパワー変換スペクトルの複数のピークを検出することにより、複数の物体を検知する
項目１又は２に記載のセンサ装置。
［項目４］
上記位相変換部は、上記ピークＢＩＮと隣り合うＢＩＮとの間の位相オフセットをモニターする
項目３に記載のセンサ装置。
［項目５］
上記位相変換部は、複数のチャープで平均化した距離ＦＦＴのデータに基づいて、上記位相情報を算出する
項目３又は４に記載のセンサ装置。
［項目６］
上記位相変換部は、速度ＦＦＴ又は角度ＦＦＴのデータに基づいて、上記位相情報を算出する
項目３又は４に記載のセンサ装置。
［項目７］
上記信号処理部は、上記受信信号の距離ＦＦＴの後に、上記受信信号の速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴを実行する
項目１から６のいずれか一項に記載のセンサ装置。
［項目８］
上記受信信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ変換部と、
上記ＦＦＴ変換部がＦＦＴ変換した信号に基づいて、パワースペクトルを算出するパワー変換部と、
上記パワースペクトルのピーク位置を判断する判断部と
を備える
項目１から７のいずれか一項に記載のセンサ装置。
［項目９］
上記信号処理部は、ＢＩＮ数がｎ／２の距離データと、ＢＩＮ数がｍの速度データと、
ＢＩＮ数がｋの角度データとを記憶する記憶部を更に備え、
ｎはＡＤＣサンプリング数であり、ｍは１バースト当たりのチャープ数であり、ｋはチャネル数である
項目１から８のいずれか一項に記載のセンサ装置。
［項目１０］
上記信号処理部は、距離ＦＦＴ時に上記受信信号を選択し、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴ時に上記記憶部に記憶されたデータを選択する選択部を更に備える
項目９に記載のセンサ装置。
［項目１１］
上記受信信号が入力される入力部を更に備え、
上記入力部は、
上記受信信号がそれぞれ入力される複数のチャネルと、
上記複数のチャネルごとに設けられ、上記受信信号をデジタル信号に変換する複数のＡＤ変換部と
を備える
項目１から１０のいずれか一項に記載のセンサ装置。
［項目１２］
上記位相変換部は、
同一の上記チャネルにおいて、上記ピークＢＩＮと、上記ピークＢＩＮと他のＢＩＮとの間の位相オフセットをモニターすることにより、上記物体をトラックする
項目１１に記載のセンサ装置。
［項目１３］
上記物体は、生体である
項目１から１２のいずれか一項に記載のセンサ装置。
［項目１４］
ＦＭＣＷレーダーを送受信する送受信部と、
項目１から１２のいずれか一項に記載のセンサ装置と
を備えるシステム。
［項目１５］
ＦＭＣＷレーダーを用いる生体センシング方法であって、
生体検知用の第１ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を生体に送信する段階と、
上記第１ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する段階と、
上記第１ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理して、上記生体の存在を検知する段階と、
生体センシング用の第２ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を上記生体に送信する段階と、
上記第２ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する段階と、
上記第２ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理して、上記生体の生体信号をセンシングする段階と
を備える生体センシング方法。
［項目１６］
上記第１ＦＭＣＷレーダー条件の送信波は、上記第２ＦＭＣＷレーダー条件の送信波と異なる波形を有する
項目１５に記載の生体センシング方法。
［項目１７］
ＦＭＣＷレーダーを送受信する送受信部と、
上記送受信部が受信した受信信号に基づいて、生体を検知し、上記生体の生体信号をセンシングする信号処理部と、
上記信号処理部の動作条件を制御する信号処理制御部と
を備え、
上記送受信部は、
生体検知用の第１ＦＭＣＷレーダー条件および生体センシング用の第２ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を上記生体に送信する送信部と、
上記第１ＦＭＣＷレーダー条件および上記第２ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する受信部と、
上記送信部および上記受信部の動作条件を、上記第１ＦＭＣＷレーダー条件または上記第２ＦＭＣＷレーダー条件に制御するレーダー制御部と、
を有し、
上記信号処理部は、上記第１ＦＭＣＷレーダー条件または上記第２ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理し、
上記信号処理制御部は、上記信号処理部の動作条件を、上記第１ＦＭＣＷレーダー条件または上記第２ＦＭＣＷレーダー条件に制御する
システム。
１０・・・送受信部、１２・・・送信部、１４・・・受信部、１６・・・レーダー制御部、１７・・・信号処理制御部、２０・・・入力部、２２・・・ＡＤ変換部、３０・・・信号処理部、３１・・・選択部、３２・・・ＦＦＴ変換部、３３・・・パワー変換部、３４・・・判断部、３５・・・記憶部、３６・・・出力部、３７・・・位相変換部、３８・・・データキューブ、４０・・・ＦＭＣＷ生成部、４１・・・位相シフタ、４２・・・パワーアンプ、４３・・・送信アンテナ、５０・・・受信アンテナ、５１・・・ＬＮＡ、５２・・・ミキサ、５３・・・位相シフタ、５４・・・ＬＯ信号生成部、６０・・・ＦＦＴ実行部、６１・・・ウィンドウ部、６２・・・位相調整部、６３・・・平均部、１００・・・センサ装置、２００・・・システム、３００・・・生体、１０１０・・・送受信部、１０１２・・・送信部、１０１４・・・受信部、１０１６・・・アンテナ、１０２０・・・入力部、１０３０・・・信号処理部、１０１７・・・ＭＩＭＯアンテナ、１０１８・・・コリレーションアンテナ、１１００・・・センサ装置、１３００・・・ターゲット、１５００・・・センサ装置、１５１６・・・アンテナ、１５１７・・・ＭＩＭＯアンテナ、１５１８・・・コリレーションアンテナ、１５１９・・・非アンテナ領域、１５２０・・・領域、２０１０・・・送受信部、２０１２・・・送信アンテナ、２０１３・・・受信アンテナ、２０２０・・・送信部、２０２１・・・ＬＯ信号生成部、２０２２・・・増幅部、２０２３・・・位相シフタ、２０２４・・・増幅部、２０２５・・・送信端子、２０２６・・・位相差検出部、２０２７・・・演算部、２０３０・・・受信部、２０３１・・・受信端子、２０３２・・・増幅部、２０３３・・・ミキサ、２０３４・・・ＩＦ回路、２０３５・・・ＡＤ変換部、２０３６・・・位相シフタ、２０３７・・・ＬＯ信号生成部、２０３８・・・演算部、２１００・・・レーダー装置、２３００・・・被測定ターゲット、２３１０・・・校正用ターゲット、２５００・・・レーダー装置、２５１０・・・送受信部、２５１２・・・送信アンテナ、２５１３・・・受信アンテナ、２５２０・・・送信部、２５３０・・・受信部

Claims (16)

  1. ＦＭＣＷレーダーを用いて物体をセンシングするセンサ装置であって、
    前記ＦＭＣＷレーダーの受信波に基づく受信信号を取得し、前記物体をセンシングする信号処理部と、
    前記受信信号から位相情報を取得し、前記受信信号から得られる距離パワースペクトルのピークの位置であるピークＢＩＮと、前記ピークＢＩＮとピーク隣接ＢＩＮとの間の位相オフセットとを、前記位相情報に基づいてモニターすることにより、前記物体をトラックする位相変換部と、
    を備え、
    前記位相変換部は、距離パワースペクトルの前記ピークの位置が前記ピークＢＩＮから前記ピーク隣接ＢＩＮにシフトする場合に、前記モニターした位相オフセットに基づいて、前記ピークＢＩＮと前記ピーク隣接ＢＩＮとの間の前記位相情報の連続性を保つ
    センサ装置。
  2. 前記信号処理部は、前記位相情報として取得した前記物体の微小振動データに基づいて前記物体をセンシングする
    請求項１に記載のセンサ装置。
  3. 前記信号処理部は、
    前記受信信号のパワースペクトルの複数のピークを検出することにより、複数の物体を検知する
    請求項１又は２に記載のセンサ装置。
  4. 前記位相変換部は、複数のチャープで平均化した距離ＦＦＴのデータに基づいて、前記位相情報を算出する
    請求項１から３のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  5. 前記位相変換部は、速度ＦＦＴ又は角度ＦＦＴのデータに基づいて、前記位相情報を算出する
    請求項１から３のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  6. 前記信号処理部は、前記受信信号の距離ＦＦＴの後に、前記受信信号の速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴを実行する
    請求項１から５のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  7. 前記受信信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ変換部と、
    前記ＦＦＴ変換部がＦＦＴ変換した信号に基づいて、パワースペクトルを算出するパワー変換部と、
    前記パワースペクトルのピーク位置を判断する判断部と
    を備える
    請求項１から６のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  8. 前記信号処理部は、ＢＩＮ数がｎ／２の距離データと、ＢＩＮ数がｍの速度データと、
    ＢＩＮ数がｋの角度データとを記憶する記憶部を更に備え、
    ｎはＡＤＣサンプリング数であり、ｍは１バースト当たりのチャープ数であり、ｋはチャネル数である
    請求項１から７のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  9. 前記信号処理部は、距離ＦＦＴ時に前記受信信号を選択し、速度ＦＦＴおよび角度ＦＦＴ時に前記記憶部に記憶されたデータを選択する選択部を更に備える
    請求項８に記載のセンサ装置。
  10. 前記受信信号が入力される入力部を更に備え、
    前記入力部は、
    前記受信信号がそれぞれ入力される複数のチャネルと、
    前記複数のチャネルごとに設けられ、前記受信信号をデジタル信号に変換する複数のＡＤ変換部と
    を備える
    請求項１から９のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  11. 前記位相変換部は、
    同一の前記チャネルにおいて、前記ピークＢＩＮと、前記ピークＢＩＮと前記ピーク隣接ＢＩＮとの間の位相オフセットとをモニターすることにより、前記物体をトラックする
    請求項１０に記載のセンサ装置。
  12. 前記物体は、生体である
    請求項１から１１のいずれか一項に記載のセンサ装置。
  13. ＦＭＣＷレーダーを送受信する送受信部と、
    請求項１から１２のいずれか一項に記載のセンサ装置と
    を備えるシステム。
  14. ＦＭＣＷレーダーを用いる生体センシング方法であって、
    生体検知用の第１ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を生体に送信する段階と、
    前記第１ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する段階と、
    前記第１ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理して、前記生体の存在を検知する段階と、
    生体センシング用の第２ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を前記生体に送信する段階と、
    前記第２ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する段階と、
    前記第２ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理して、前記生体の生体信号をセンシングする段階と
    を備え、
    前記センシングする段階は、
    前記受信波に基づく受信信号から位相情報を取得し、前記受信信号から得られる距離パワースペクトルのピークの位置であるピークＢＩＮと、前記ピークＢＩＮとピーク隣接ＢＩＮとの間の位相オフセットとを、前記位相情報に基づいてモニターすることにより、前記生体をトラックする段階と、
    距離パワースペクトルの前記ピークの位置が前記ピークＢＩＮから前記ピーク隣接ＢＩＮにシフトする場合に、前記モニターした位相オフセットに基づいて、前記ピークＢＩＮと前記ピーク隣接ＢＩＮとの間の前記位相情報の連続性を保つ段階と
    を有する、生体センシング方法。
  15. 前記第１ＦＭＣＷレーダー条件の送信波は、前記第２ＦＭＣＷレーダー条件の送信波と異なる波形を有する
    請求項１４に記載の生体センシング方法。
  16. ＦＭＣＷレーダーを送受信する送受信部と、
    請求項１から１２のいずれか一項に記載のセンサ装置と、
    前記信号処理部の動作条件を制御する信号処理制御部と
    を備え、
    前記信号処理部は、前記送受信部が受信した受信信号に基づいて、前記物体として生体を検知し、前記生体の生体信号をセンシングし、
    前記送受信部は、
    生体検知用の第１ＦＭＣＷレーダー条件および生体センシング用の第２ＦＭＣＷレーダー条件で送信波を前記生体に送信する送信部と、
    前記第１ＦＭＣＷレーダー条件および前記第２ＦＭＣＷレーダー条件で受信波を受信する受信部と、
    前記送信部および前記受信部の動作条件を、前記第１ＦＭＣＷレーダー条件または前記第２ＦＭＣＷレーダー条件に制御するレーダー制御部と、
    を有し、
    前記信号処理部は、前記第１ＦＭＣＷレーダー条件または前記第２ＦＭＣＷレーダー条件で信号処理し、
    前記信号処理制御部は、前記信号処理部の動作条件を、前記第１ＦＭＣＷレーダー条件または前記第２ＦＭＣＷレーダー条件に制御する
    システム。
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