JP7300278B2 - PWM controller for switching power supply - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するPWM(Pulse Width Modulation)信号を生成するスイッチング電源用PWM制御装置に関する。 The present invention relates to a PWM controller for a switching power supply that generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal for controlling ON/OFF of a switching element included in the switching power supply.
AC/DC(Analog-to-Digital)コンバータでは、交流入力電圧と交流入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致しているほど、力率が改善される。
しかし、特許文献1に記載されているように、フォワード方式AC/DCコンバータでは、トランスの2次側の電圧が出力部に設けられた平滑コンデンサの電圧を超えるまでフォワード電流(負荷電流)が流れない。このため、トランスの1次側の入力電圧が低いときにはトランスの1次側には入力電流として励磁電流のみが流れる。そして、入力電圧が増加してトランスの2次側の電圧が出力部の平滑コンデンサの電圧を超えるとき、トランスの1次側には入力電流として励磁電流に加えて負荷電流が流れる。このとき、入力電流は急激に増加する。これは、フォワード方式AC/DCコンバータの力率を悪化させる。
In an AC/DC (Analog-to-Digital) converter, the waveforms of an AC input voltage and an AC input current are nearly similar, and the more the waveforms match, the more the power factor is improved.
However, as described in
上述した問題を解決するために、特許文献1に記載のフォワード方式AC/DCコンバータでは、PWM制御装置はトランスの1次側の入力電圧が小さいときには周波数の高い(周期の短い)PWM信号を出力し、入力電圧が大きくなるほど周波数の低い(周期の長い)PWM信号を出力する。特許文献1には、このPWM信号でスイッチング素子を駆動することにより、フォワード方式AC/DCコンバータの力率が改善されると記載されている。
また、特許文献1には、上記PWM制御装置をフライバック方式AC/DCコンバータに適用した例が記載されている。
In order to solve the above problem, in the forward AC/DC converter described in
Further,
また、スイッチング電源において、スイッチング素子がオンであるときにフォワード電流を出力するとともに、スイッチング素子がオフであるときにフライバック電流を出力することができれば、効率よく電力を伝送することができ、スイッチング電源を小型化することができる。
これを可能とするフォワード/フライバック複合方式の非絶縁型DC/DCコンバータと絶縁型DC/DCコンバータがそれぞれ特許文献2と特許文献3に記載されている。
Further, in a switching power supply, if a forward current can be output when a switching element is on and a flyback current can be output when the switching element is off, power can be efficiently transmitted, and switching can be performed. A power supply can be miniaturized.
A forward/flyback combined type non-isolated DC/DC converter and an isolated DC/DC converter that make this possible are described in
なお、通常フォワード電流およびフライバック電流の用語は絶縁型のスイッチング電源に用いるが、本明細書では非絶縁型スイッチング電源についても、スイッチング素子がオンであるときとオフであるときの出力電流について、便宜上フォワード電流およびフライバック電流と称することとする。 The terms forward current and flyback current are usually used for an isolated switching power supply, but in this specification, even for a non-isolated switching power supply, the output current when the switching element is on and off is For convenience, they are referred to as forward current and flyback current.
特許文献1のPWM制御装置は、PWM信号の周波数を制御するものであり、トランスの1次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにPWM信号を生成するものではない。このため、特許文献1のPWM制御装置は、力率の改善に限界がある。
The PWM control device of
本発明の目的は、トランスの1次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにPWM信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができるスイッチング電源用PWM制御装置を提供することである。 An object of the present invention is to improve the power factor of a switching power supply by generating a PWM signal so that the waveforms of the input voltage and the input current on the primary side of a transformer are nearly similar and their phases match. Another object of the present invention is to provide a PWM controller for a switching power supply that can
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するPWM信号を出力するスイッチング電源用PWM制御装置であって、
前記スイッチング電源の入力電流に所定の第1の変換を施し、前記スイッチング素子がオンであるときには所定のレベルから線形に変化し、前記スイッチング素子がオフであるときには当該所定のレベルとなる入力電流変換電圧を求める入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧に所定の第2の変換を施して変換入力電圧を求める入力電圧変換部と、
オンレベルのPWM信号を出力して前記スイッチング素子をオンにし、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧とが所定の条件を満たしたときに前記スイッチング素子をオフにするオフレベルに前記PWM信号を変化させるPWM信号生成部と、
を備える。
In order to achieve the above object, the PWM control device for switching power supply of the present invention includes:
A PWM control device for a switching power supply that outputs a PWM signal for controlling on and off of a switching element included in the switching power supply,
Input current conversion that performs a predetermined first conversion on the input current of the switching power supply, linearly changes from a predetermined level when the switching element is on, and becomes the predetermined level when the switching element is off. an input current converter that obtains a voltage;
an input voltage converter that obtains a converted input voltage by performing a predetermined second conversion on the input voltage of the switching power supply;
outputting an on-level PWM signal to turn on the switching element, and outputting the off-level PWM signal to turn off the switching element when the input current converted voltage and the converted input voltage satisfy a predetermined condition; a variable PWM signal generator;
Prepare.
好ましくは、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置において、
前記所定の条件は、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超えたこと、または当該電圧差が所定の大きさを超える前に所定の時間が経過したことである。
Preferably, in the PWM control device for switching power supply of the present invention,
The predetermined condition is that the voltage difference between the input current converted voltage and the converted input voltage exceeds a predetermined magnitude, or that a predetermined time elapses before the voltage difference exceeds the predetermined magnitude. is.
好ましくは、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
前記PWM信号生成部が、前記スイッチング素子がオンであるオン時間を、一定の時間である周期から減算して前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を求める。
Preferably, the PWM control device for switching power supply of the present invention includes:
The PWM signal generation unit subtracts the ON time during which the switching element is ON from a cycle, which is a constant time, to obtain an OFF time during which the switching element is OFF.
好ましくは、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
前記PWM信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を一定とする。
Preferably, the PWM control device for switching power supply of the present invention includes:
The PWM signal generator keeps constant an OFF time during which the switching element is OFF.
好ましくは、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
前記PWM信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるとき、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下である場合には前記オフ時間が経過するまで前記オフレベルのPWM信号を出力し、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧を超えている場合には前記オフ時間を延長して前記オフレベルのPWM信号を出力する。
Preferably, the PWM control device for switching power supply of the present invention includes:
The PWM signal generation unit outputs the off-level PWM signal until the off time elapses if the output voltage of the switching power supply is equal to or lower than a predetermined voltage when the switching element is off, and When the output voltage of the switching power supply exceeds a predetermined voltage, the off-time is extended to output the off-level PWM signal.
また、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するPWM信号を出力するスイッチング電源用PWM制御装置であって、
シャント抵抗により前記スイッチング電源の入力電流を電圧に変換し、当該電圧を増幅して入力電流変換電圧を出力する入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧を抵抗分圧して変換入力電圧を求め、前記入力電流変換電圧と当該変換入力電圧との電圧差を増幅する入力電圧変換部と、
前記スイッチング素子をオンにするオンレベルまたは前記スイッチング素子をオフにするオフレベルのPWM信号を出力する出力端子と、入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧以下になるときに前記出力端子のPWM信号が前記オフレベルから前記オンレベルに変化するトリガー端子と、入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧以上になるときに前記出力端子のPWM信号が前記オンレベルから前記オフレベルに変化するスレッショルド端子と、前記出力端子のPWM信号が前記オンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、前記出力端子のPWM信号が前記オフレベルであるときには前記ローレベル閾電圧以下の電圧となるディスチャージ端子と、電源端に接続された電源端子と、接地端に接続された接地端子とを有するタイマICと、
一端が前記接地端に接続されており、他端の電位が前記タイマICのトリガー端子の電位およびスレッショルド端子の電位と同一であるコンデンサと、
一端が前記電源端に接続された第1の抵抗と、
アノードが前記第1の抵抗の他端に接続され、カソードが前記コンデンサの他端に接続された第1のダイオードと、
アノードが、前記コンデンサの他端に接続された第2のダイオードと、
前記第2のダイオードのカソードから出力される電流が一端に入力され、他端が前記タイマICのディスチャージ端子に接続された第2の抵抗と、
前記入力電圧変換部から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードが前記タイマICのスレッショルド端子に接続された第3のダイオードと、
を備える。
Further, the PWM control device for a switching power supply of the present invention is
A PWM control device for a switching power supply that outputs a PWM signal for controlling on and off of a switching element included in the switching power supply,
an input current converter that converts the input current of the switching power supply into a voltage using a shunt resistor, amplifies the voltage, and outputs an input current converted voltage;
an input voltage converter that divides the input voltage of the switching power supply to find a converted input voltage, and amplifies the voltage difference between the input current converted voltage and the converted input voltage;
an output terminal for outputting an on-level PWM signal for turning on the switching element or an off-level PWM signal for turning off the switching element; a trigger terminal at which the PWM signal of the output terminal changes from the off level to the on level; and a PWM signal of the output terminal when the input voltage increases from the low level and becomes equal to or higher than a predetermined high level threshold voltage. changes from the on level to the off level, and when the PWM signal of the output terminal is the on level, the impedance becomes high, and when the PWM signal of the output terminal is the off level, the low level threshold voltage a timer IC having a discharge terminal having the following voltage, a power supply terminal connected to a power supply terminal, and a ground terminal connected to a ground terminal;
a capacitor having one end connected to the ground terminal and the potential of the other end being the same as the potential of the trigger terminal and the potential of the threshold terminal of the timer IC;
a first resistor having one end connected to the power supply end;
a first diode having an anode connected to the other end of the first resistor and a cathode connected to the other end of the capacitor;
a second diode having an anode connected to the other end of the capacitor;
a second resistor having one end to which the current output from the cathode of the second diode is input and the other end to which the discharge terminal of the timer IC is connected;
a third diode having an anode to which the amplified voltage difference output from the input voltage conversion unit is input and a cathode to which the threshold terminal of the timer IC is connected;
Prepare.
好ましくは、本発明のスイッチング電源用PWM制御装置は、
前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下であるときに光を放射する発光素子を有する出力電圧検出部と、
一端が前記第2のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第2の抵抗の一端に接続された第3の抵抗と、
電流路の一端と他端とがそれぞれ前記第3の抵抗の一端と他端とに接続されており、前記出力電圧検出部から放射される光を受けるとき、当該電流路が導通する受光素子と、
を備える。
Preferably, the PWM control device for switching power supply of the present invention includes:
an output voltage detection unit having a light emitting element that emits light when the output voltage of the switching power supply is equal to or lower than a predetermined voltage;
a third resistor having one end connected to the cathode of the second diode and the other end connected to one end of the second resistor;
a light-receiving element having one end and the other end of the current path connected to one end and the other end of the third resistor, respectively, and conducting the current path when receiving light emitted from the output voltage detector; ,
Prepare.
本発明によれば、トランスの1次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにPWM信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができる。 According to the present invention, a PWM signal can be generated so that the waveforms of the input voltage and the input current on the primary side of the transformer are nearly similar and their phases match, thereby improving the power factor of the switching power supply. be able to.
以下、本発明の実施形態に係るPWM制御装置について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施形態を説明する全図において、共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。 A PWM control device according to an embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. In addition, in all the drawings for explaining the embodiments, common components are denoted by the same reference numerals, and repeated explanations are omitted.
図1は、本発明の実施形態に係るPWM制御装置を、フォワード/フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源20に適用した一例を示す。
PWM制御装置は、PWM制御部10と出力電圧検出部30Aとで構成される。
スイッチング電源20は、スイッチング素子Q1がオンであるときにフォワード電流を、スイッチング素子Q1がオフであるときにフライバック電流を出力可能なフォワード/フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源である。
FIG. 1 shows an example in which a PWM control device according to an embodiment of the present invention is applied to a combined forward/flyback type insulated
The PWM control device is composed of a
The switching
<スイッチング電源20の構成>
まず、スイッチング電源20の構成について説明する。
スイッチング電源20の入力端1と入力端2には、入力電圧Vinが入力される。入力電圧Vinは、交流電圧Eiが整流回路RCにより全波整流された脈流である。交流電圧Eiは、例えば、系統電源の50Hzもしくは60Hzまたは各種の発電装置で生成される数Hz~数KHz程度の周波数を有する正弦波である。
<Configuration of
First, the configuration of the switching
An input voltage Vin is input to the
トランスTは、1次コイルN1と2次コイルN2がコアに同極性に巻回されたフォワードトランスである(コイルの巻き始端を黒丸で示す)。トランスTの1次側には、入力電圧Vinにより1次コイルN1に流れる電流を導通または遮断するべくオン/オフ制御されるスイッチング素子Q1が設けられている。ここでは、スイッチング素子Q1は、nチャネルMOSFETである。スイッチング素子Q1は、そのゲートに印加されるPWM信号Vgによりオン/オフ制御される。PWM信号Vgの周波数は、交流電圧Eiの周波数よりも高い数十KHz~数百KHzである。 The transformer T is a forward transformer in which a primary coil N1 and a secondary coil N2 are wound around a core with the same polarity (the winding start end of the coil is indicated by a black dot). The primary side of the transformer T is provided with a switching element Q1 that is ON/OFF-controlled to conduct or interrupt the current flowing through the primary coil N1 according to the input voltage Vin. Here, the switching element Q1 is an n-channel MOSFET. The switching element Q1 is on/off controlled by a PWM signal Vg applied to its gate. The frequency of the PWM signal Vg is several tens KHz to several hundred KHz higher than the frequency of the AC voltage Ei.
スイッチング電源20の入力端1は、1次コイルN1の巻き始端(一端)に接続されている。スイッチング電源20の入力端2は、入力電流Iinの検出用のシャント抵抗R1を介してスイッチング素子Q1のソースに接続されている。スイッチング素子Q1のソースは、1次側の接地端である。スイッチング素子Q1のドレインは、1次コイルN1の巻き終端(他端)に接続されている。
The
トランスTの2次コイルN2の一端とスイッチング電源20の出力端3の間にはリアクトルLが接続されている。2次コイルN2の他端とスイッチング電源20の出力端4の間にはダイオードD1が設けられている。ダイオードD1のアノードとカソードとは、それぞれ出力端4と2次コイルN2の他端に接続されている。2次コイルN2の一端と出力端4の間にはダイオードD2が設けられている。ダイオードD2のアノードとカソードとはそれぞれ出力端4と2次コイルN2の一端に接続されている。2次コイルN2の他端と出力端3の間にはダイオードD3が設けられている。ダイオードD3のアノードとカソードとはそれぞれ2次コイルN2の他端と出力端3に接続されている。出力端3と出力端4の間には平滑コンデンサCが接続されている。図示しないが、これらの出力端3と出力端4の間には負荷が接続されている。出力端4は、2次側の接地端である。
A reactor L is connected between one end of the secondary coil N2 of the transformer T and the
<スイッチング電源20の基本的動作>
図2を参照して、図1に示したスイッチング電源20の基本的動作について説明する。
・スイッチング素子Q1がオンであるときの動作
図2(A)はスイッチング素子Q1がオンであるときに流れる電流の一例を示す。
スイッチング素子Q1がオンになると、入力電圧Vinが1次コイルN1に印加される。これにより、入力端1→1次コイルN1→スイッチング素子Q1→入力端N2の経路で入力電流Iinが流れる。
<Basic Operation of Switching
The basic operation of the switching
Operation when the switching element Q1 is ON FIG. 2A shows an example of the current that flows when the switching element Q1 is ON.
When the switching element Q1 is turned on, the input voltage Vin is applied to the primary coil N1. As a result, the input current Iin flows through the path of
1次コイルに入力電流Iinが流れると、相互誘導により起電力V2が2次コイルN2に生じる。起電力V2は、入力電圧Vinの大きさおよび1次コイルと2次コイルの巻き数比で決まり、入力電圧Vinの大きさに比例する。
起電力V2は、2次コイルN2の一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、ダイオードD1が順バイアスとなり、2次コイルN2→リアクトルL→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD1の経路でフォワード電流(負荷電流)i1が流れる。
2次側のフォワード電流i1は、リアクトルLの励磁電流であって、これによりリアクトルLに磁気エネルギーが蓄積される。
When the input current Iin flows through the primary coil, an electromotive force V2 is generated in the secondary coil N2 due to mutual induction. The electromotive force V2 is determined by the magnitude of the input voltage Vin and the turns ratio between the primary and secondary coils, and is proportional to the magnitude of the input voltage Vin.
The electromotive force V2 has a positive potential at one end of the secondary coil N2 and a negative potential at the other end. As a result, the diode D1 is forward-biased, and a forward current (load current) i1 flows through the secondary coil N2->reactor L->output terminal 3->load->output terminal 4->diode D1.
The forward current i1 on the secondary side is an exciting current for the reactor L, and magnetic energy is accumulated in the reactor L by this.
ダイオードD2は2次コイルN2の一端が正電位となって逆バイアスとなるので、ダイオードD2に電流は流れない。ダイオードD3も2次コイルN2の他端が負電位となって逆バイアスとなるので、ダイオードD3にも電流は流れない。
なお、1次コイルN1に流れる入力電流Iinは、トランスTのコアを励磁する励磁電流と、相互誘導による負荷電流とを含む。1次コイルに入力電流Iinが流れると、トランスTのコアの磁束が増加し、コアに磁気エネルギーが蓄積される。
Since one end of the secondary coil N2 is at a positive potential and the diode D2 is reverse biased, no current flows through the diode D2. The diode D3 is also reverse-biased with the other end of the secondary coil N2 having a negative potential, so that no current flows through the diode D3 either.
The input current Iin flowing through the primary coil N1 includes an exciting current that excites the core of the transformer T and a load current due to mutual induction. When the input current Iin flows through the primary coil, the magnetic flux in the core of the transformer T increases and magnetic energy is accumulated in the core.
・スイッチング素子Q1がオフであるときの動作
図2(B)はスイッチング素子Q1がオフであるときに流れる電流の一例を示す。
スイッチング素子Q1がオフになってその電流路が遮断されると、1次コイルN1を流れる電流Iinは消失する。このとき、1次コイルN1と2次コイルN2に逆起電力が生じる。このとき、スイッチング素子Q1の電流路は遮断されているため、1次コイルN1には電流は流れない。また、逆起電力により2次コイルN2の他端が正電位となり、ダイオードD1は逆バイアスとなるので、ダイオードD1に電流は流れない。
Operation when Switching Element Q1 is Off FIG. 2B shows an example of the current that flows when the switching element Q1 is off.
When the switching element Q1 is turned off to cut off the current path, the current Iin flowing through the primary coil N1 disappears. At this time, a back electromotive force is generated in the primary coil N1 and the secondary coil N2. At this time, since the current path of the switching element Q1 is cut off, no current flows through the primary coil N1. The back electromotive force causes the other end of the secondary coil N2 to have a positive potential, and the diode D1 is reverse-biased, so that no current flows through the diode D1.
リアクトルLには、フォワード電流i1によって蓄積された磁気エネルギーを放出するようにリアクトル電流i2が流れる。リアクトル電流i2の経路は、リアクトルL→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD2である。リアクトル電流i2は、スイッチング素子Q1がオフになったときのフォワード方式における出力電流に相当し、ダイオードD2は転流ダイオードとして機能する。
A reactor current i2 flows through the reactor L so as to release the magnetic energy accumulated by the forward current i1. The path of reactor current i2 is reactor L
さらに、逆起電力により2次コイルN2の一端が負電位、他端が正電位となるので、ダイオードD2とダイオードD3がいずれも順バイアスとなる。これにより、2次コイルN2→ダイオードD3→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD2の経路でフライバック電流ifbが流れる。フライバック電流ifbが流れることにより、入力電流IinによってトランスTのコアに蓄積された磁気エネルギーが放出される。フライバック電流ifbは、フライバック方式におけるフライバック電流に相当する。
Further, one end of the secondary coil N2 has a negative potential and the other end has a positive potential due to the back electromotive force, so both the diodes D2 and D3 are forward biased. As a result, a flyback current ifb flows through a route of secondary coil N2→diode D3→
このようにスイッチング電源20は、フォワード/フライバック複合方式の絶縁型電源であり、スイッチング素子Q1がオンであるときにフォワード電流i1を出力可能であり、スイッチング素子Q1がオフであるときにリアクトル電流i2とフライバック電流ifbを出力可能である。このような方式の電源は、スイッチング電源20に限らず多様な回路が公知となっている。
As described above, the switching
<PWM制御装置の構成および動作>
PWM制御装置は、スイッチング素子Q1のオンとオフを制御するPWM信号Vgを出力する。PWM制御装置は、PWM制御部10と出力電圧検出部30Aとで構成される。PWM制御部10は、入力電流変換部11と、入力電圧変換部12と、PWM信号生成部13とを有する。
入力電流変換部11は、シャント抵抗R1と非反転増幅器111とを有する。シャント抵抗R1は、スイッチング素子Q1のソース(1次側の接地端)とスイッチング電源20の入力端2の間に配置されている。シャント抵抗R1は、スイッチング電源20の入力電流Iinに相当する負の電圧を生じる。非反転増幅器111は、例えば、オペアンプを使用した非反転増幅器である。非反転増幅器111は、シャント抵抗R1に生じた電圧を増幅して負の入力電流変換電圧VIinを求める。なお、シャント抵抗R1によりスイッチング電源20の入力電流Iinを電圧に変換し、その電圧を増幅して入力電流変換電圧VIinを求めることは、本発明における所定の第1の変換の例である。
入力電圧変換部12は、1次側の入力端1と1次側の接地端の間に直列に接続された少なくとも2つの抵抗を有しており、入力電圧Vinを抵抗分圧して変換入力電圧を求める。なお、入力電圧Vinを抵抗分圧して変換入力電圧を求めることは、本発明における所定の第2の変換の例である。
<Configuration and Operation of PWM Control Device>
The PWM control device outputs a PWM signal Vg that controls ON and OFF of the switching element Q1. The PWM control device is composed of a
The input
The input
PWM信号生成部13がハイレベルのPWM信号Vgを出力するときスイッチング素子Q1はオンになる。また、PWM信号生成部13がローレベルのPWM信号Vgを出力するときスイッチング素子Q1はオフになる。そこで、以下では、PWM信号Vgについてハイレベルとローレベルをそれぞれオンレベルとオフレベルという。
図3に示すように、入力電流Iinは、PWM信号Vgがオンレベルであるときには0から線形に増加する。このため、入力電流変換電圧VIinは、スイッチング素子Q1がオンであるときには0(所定のレベル)から線形に減少(変化)する。
When the
As shown in FIG. 3, the input current Iin increases linearly from 0 when the PWM signal Vg is on level. Therefore, input current conversion voltage VIin linearly decreases (changes) from 0 (predetermined level) when switching element Q1 is on.
図3では、便宜上、入力電流Iinが大きくなり、入力電圧Vinを超えたときにPWM信号生成部13はPWM信号Vgをオフレベルに変化させるとして示した。ただし、本実施形態では、電流変換電圧VIinが負の方向に大きくなり、電流変換電圧VIinと入力電圧Vinから変換された変換入力電圧との和が0以上の所定の電圧になったとき、PWM信号生成部13はPWM信号Vgをオフレベルに変化させる。言い換えると、入力電流変換電圧VIinと変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超えたとき、PWM信号生成部13はPWM信号Vgをオフレベルに変化させる。
このとき、スイッチング素子Q1はオフになり、入力電流Iinは0となる。このため、入力電流変換電圧VIinは0(所定のレベル)となる。
また、PWM信号生成部13は、入力電流変換電圧VIinと変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超える前に(図3では、入力電流Iinが入力電圧Vinを超える前に)所定の時間が経過した場合にも、PWM信号Vgをオフレベルに変化させる。
For convenience, FIG. 3 shows that the
At this time, the switching element Q1 is turned off and the input current Iin becomes zero. Therefore, the input current conversion voltage VIin becomes 0 (predetermined level).
Further, the PWM
次に、PWM信号生成部13がPWM信号Vgをオフレベルからオンレベルへ変化させる手段について説明する。
第1の手段として、PWM信号生成部13は、PWM信号Vgの周期を一定の時間に保つことができる。ここで、周期は、スイッチング素子Q1がオンであるオン時間とスイッチング素子Q1がオフであるオフ時間との和である。PWM信号生成部13は、周期からオン時間を減算してオフ時間を求め、オフ時間が経過すると、PWM信号Vgをオフレベルからオンレベルに変化させる。
Next, the means by which the
As a first means, the
この場合にPWM信号生成部13が生成するPWM信号Vgを図4に示す。入力電圧Vinが高くて、2次コイルN2の起電力V2が出力端3と出力端4の間の平滑コンデンサCの電圧Vcを超えている間、図2(A)に示すようにオン時間にフォワード電流i1が流れる。このとき、スイッチング電源20の1次側には入力電流Iinとして励磁電流と負荷電流が流れる。オン時間における入力電流Iinの増加率は大きくなるが、PWM信号Vgのデューティ比が小さくなるため、オン時間とオフ時間で平均された入力電流Iinの急激な増加は抑えられる。
また、入力電圧Vinが低いときには入力電流Iinとして励磁電流のみが流れる。けれども、入力電圧Vinが0に近い場合、入力電圧Vinが非常に小さいため、オン時間における入力電流Iinの増加率が相対的に大きくなり、PWM信号Vgのデューティ比は小さくなる。
PWM信号Vgがこのように変化するため、オン時間とオフ時間で平均された入力電流Iinは入力電圧Vinと相似かつ同位相で変化する。
FIG. 4 shows the PWM signal Vg generated by the
Also, when the input voltage Vin is low, only the excitation current flows as the input current Iin. However, when the input voltage Vin is close to 0, since the input voltage Vin is very small, the rate of increase of the input current Iin during the ON time becomes relatively large, and the duty ratio of the PWM signal Vg becomes small.
Since the PWM signal Vg changes in this way, the input current Iin averaged over the on-time and off-time changes similarly and in phase with the input voltage Vin.
また、第2の手段として、PWM信号生成部13は、スイッチング素子Q1のオフ時間を一定に保つようにすることもできる。PWM信号生成部13は、一定の時間が経過すると、PWM信号Vgをオフレベルからオンレベルに変化させる。この場合も、入力電圧Vinが高くて2次コイルN2の起電力V2が出力端3と出力端4の間の平滑コンデンサCの電圧Vcを超えている間、および入力電圧Vinが0に近いとき、スイッチング素子Q1のオン時間が短くなるため、PWM信号Vgのデューティ比は小さくなる。
さらに、上述した手段に限らず、PWM信号生成部13は、入力電圧Vinの大きさとスイッチング素子Q1のオン時間の長さとに基づいて、力率が向上するようにオフ期間の長さを求めるようにすることができる。
As a second means, the
Further, not limited to the means described above, the
出力電圧検出部30Aは、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以下であるときにフォトカプラPCに含まれる発光素子からPWM信号生成部13に向けて光を放射する。
出力電圧検出部30Aにおいて、抵抗R3と抵抗R4は、スイッチング電源20の出力端3と2次側の接地端との間に直列に接続されている。抵抗R2は、一端がスイッチング電源20の出力端3に接続されている。抵抗R2の他端には、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオード(発光素子)のアノードが接続されている。その発光ダイオードのカソードはスイッチング電源20の2次側の接地端に接続されている。また、その発光ダイオードのアノードとカソードとには、それぞれNPNバイポーラトランジスタQ2のコレクタとエミッタとが接続されている。トランジスタQ2のベースは、チェナーダイオードZDのアノードに接続されている。チェナーダイオードZDのカソードは、抵抗R3と抵抗R4との接続部分に接続されている。
The output
In the output
抵抗R3と抵抗R4の抵抗値は、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)より大きいとき、チェナーダイオードZDに電流が流れるように設定されている。このため、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧より大きいときには、トランジスタQ2の電流路(コレクタ・エミッタ間)が導通する。トランジスタQ2の電流路が導通している間、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードには電流が流れず、発光ダイオードは光を放射しない。
一方、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧以下であるとき、トランジスタQ2の電流路は遮断されて、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードに電流が流れ、発光ダイオードは光を放射する。
The resistance values of the resistors R3 and R4 are set so that current flows through the zener diode ZD when the output voltage of the switching
On the other hand, when the output voltage of the switching
PWM信号生成部13は、スイッチング素子Q1がオフであるとき、出力電圧検出部30Aから放射される光を受けている場合、オフ時間が経過するまでオフレベルのPWM信号Vgを出力する。また、PWM信号生成部13は、スイッチング素子Q1がオフであるとき、出力電圧検出部30Aから放射される光を受けていない場合、オフ時間を延長してオフレベルのPWM信号Vgを出力する。
すなわち、図5に示すように、PWM信号生成部13は、スイッチング素子Q1がオフであるとき、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以下である場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのPWM信号Vgを出力し、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)を超えている場合にはオフ時間を延長してオフレベルのPWM信号Vgを出力する。
このため、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)を超えている場合、PWM信号Vgのデューティ比が小さくなり、スイッチング電源20の出力電圧が低下する。
When the switching element Q1 is off, the
That is, as shown in FIG. 5, when the switching element Q1 is off and the output voltage of the switching
Therefore, when the output voltage of the switching
入力電流変換部11と入力電圧変換部12とPWM信号生成部13とは、アナログ回路でもデジタル回路でも実現することができる。また、CPU(Central Processing Unit)とメモリとを有するコンピュータに所定のPWM制御プログラムを実行させることにより、入力電流変換部11と入力電圧変換部12とPWM信号生成部13との各部の機能を実現することもできる。
The input
図6は、アナログ回路で実現された入力電圧変換部12とPWM信号生成部13の構成の一例を示す。図6の回路では、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以下である場合に、スイッチング素子Q1のオフ時間は一定に保たれる。
入力電圧変換部12は、抵抗R21と、抵抗R22と、抵抗R23と、反転増幅器121とを有する。抵抗R21の一端には、スイッチング電源20の入力電圧Vinが入力される。抵抗R22の一端には、入力電流変換部11から出力された入力電流変換電圧VIinが入力される。抵抗R22の一端は、さらに、抵抗R23の一端に接続されている。抵抗R23の他端は、スイッチング電源20の1次側の接地端に接続されている。抵抗R21の他端と抵抗R22の他端は接続されている。抵抗R21の他端と抵抗R22の他端の接続部分に生じる電圧は、反転増幅器121に入力される。反転増幅器121の出力電圧は、PWM信号生成部13に入力される。
FIG. 6 shows an example of the configuration of the
The
抵抗R21と抵抗R22と抵抗R23は直列に接続されており、抵抗R21の他端と抵抗R22の他端の接続部分に変換入力電圧が生じる。従って、変換入力電圧はスイッチング電源20の入力電圧Vinが抵抗分圧された電圧である。そして、この接続部分で変換入力電圧と負の入力電流変換電圧VIinが加算され、入力電流変換電圧VIinと変換入力電圧との電圧差が求まる。反転増幅器121は、例えば、オペアンプを使用した反転増幅器である。ここで、入力電流変換電圧VIinが変換入力電圧より多くなるように、抵抗R21と抵抗R22と抵抗R23の各抵抗値等は設定されている。このため、反転増幅器121の入力において、入力電流変換電圧VIinと変換入力電圧との電圧差は負である。反転増幅器121は、負の電圧差を増幅すると同時に正の電圧差に変換する。
A resistor R21, a resistor R22, and a resistor R23 are connected in series, and a converted input voltage is generated at the connecting portion of the other end of the resistor R21 and the other end of the resistor R22. Therefore, the converted input voltage is a voltage obtained by dividing the input voltage Vin of the switching
PWM信号生成部13は、タイマIC131を有する。タイマIC131は、タイマやパルス生成、発振回路等に広く使用される555タイマICである。図6のPWM信号生成部では、555タイマICは発振回路として使用される。
タイマIC131において、出力端子OUTは、スイッチング電源20のスイッチング素子Q1をオンにするオンレベルまたはスイッチング素子Q1をオフにするオフレベルのPWM信号Vgを出力する。トリガー端子TRGに入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧VLth以下になるときに出力端子OUTのPWM信号Vgはオフレベルからオンレベルに変化する。スレッショルド端子THRに入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧VHth以上になるときに出力端子OU
TのPWM信号Vgはオンレベルからオフレベルに変化する。ディスチャージ端子DISは、出力端子OUTのPWM信号Vgがオンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、出力端子OUTのPWM信号Vgがオフレベルであるときにはローレベル閾電圧以下の電圧となる。
図6のタイマIC131では、電源端子Vccは、スイッチング電源20における1次側の電源端Vccに接続されている。接地端子GNDは、スイッチング電源20における1次側の接地端に接続されている。制御端子CTRLと1次側の接地端との間にはコンデンサC2が配置されている。
The
In the
The PWM signal Vg of T changes from ON level to OFF level. The discharge terminal DIS has a high impedance when the PWM signal Vg of the output terminal OUT is on level, and has a voltage below the low level threshold voltage when the PWM signal Vg of the output terminal OUT is off level.
In the
そして、PWM信号生成部13において、コンデンサC1は、一端が1次側の接地端に接続されており、他端の電位がタイマIC131のトリガー端子TRGの電位およびスレッショルド端子THRの電位と同一である。抵抗R11は、一端が1次側の電源端に接続されている。ダイオードD11は、アノードが抵抗R11の他端に接続され、カソードがコンデンサC1の他端に接続されている。
ダイオードD12は、アノードがコンデンサC1の他端に接続されている。抵抗R12は、ダイオードD12のカソードから出力される電流が一端に入力され、他端がタイマIC131のディスチャージ端子DISと抵抗R11の他端とダイオードD11のアノードとに接続されている。
抵抗R13は、一端がダイオード12のカソードに接続され、他端が抵抗R12の一端に接続されている。フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードは、電流路の一端(コレクタ)と他端(エミッタ)とがそれぞれ抵抗R13の一端と他端とに接続されており、出力電圧検出部30Aから放射される光を受けるとき、電流路が導通する。
In the
The diode D12 has its anode connected to the other end of the capacitor C1. One end of the resistor R12 receives the current output from the cathode of the diode D12, and the other end is connected to the discharge terminal DIS of the timer IC131, the other end of the resistor R11, and the anode of the diode D11.
The resistor R13 has one end connected to the cathode of the
ダイオードD13は、アノードがコンデンサC1の他端に接続され、カソードがタイマIC131のスレッショルド端子THRに接続されている。抵抗R14も、同様に、一端がコンデンサC1の他端に接続され、他端がタイマIC131のスレッショルド端子THRに接続されている。ダイオードD13と抵抗R14により、コンデンサC1の他端およびタイマIC131のトリガー端子TRGとスレッショルド端子THRの電位は同一となる。なお、ダイオードD13と抵抗R14はPWM信号生成部13の安定動作のために設けられており、無くてもよい。
ダイオードD14は、入力電圧変換部12から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードがタイマIC131のスレッショルド端子THRに接続されている。
The diode D13 has an anode connected to the other end of the capacitor C1 and a cathode connected to the threshold terminal THR of the timer IC131. Similarly, the resistor R14 has one end connected to the other end of the capacitor C1 and the other end connected to the threshold terminal THR of the timer IC131. Due to the diode D13 and the resistor R14, the potentials of the other end of the capacitor C1 and the trigger terminal TRG and the threshold terminal THR of the timer IC131 become the same. The diode D13 and the resistor R14 are provided for stable operation of the
The diode D14 has an anode to which the amplified voltage difference output from the
次に、図6のPWM信号生成部13の動作について説明する。
スイッチング素子Q1がオンであるとき、タイマIC131は出力端子OUTからオンレベルのPWM信号Vgを出力している。このとき、1次側の電源端Vccから、抵抗R11とダイオードD11とを通って、コンデンサC1の他端に充電電流i3が流れている。コンデンサC1とスレッショルド端子THRの電圧がハイレベル閾電圧VHthまで増加すると、出力端子OUTのPWM信号Vgはオンレベルからオフレベルに変化する。
すると、コンデンサC1から、ダイオードD12とフォトカプラPCの受光素子の電流路(コレクタ・エミッタ間)と抵抗R12とを通って、ディスチャージ端子DISに放電電流i4が流れ始める。コンデンサC1とトリガー端子TRGの電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧VLth以下になると、出力端子OUTのPWM信号Vgはオフレベルからオンレベルに変化する。
通常は上記動作を繰り返して、PWM信号生成部13は一定の周期のPWM信号Vgを生成する。
Next, the operation of the
When the switching element Q1 is on, the
Then, a discharge current i4 starts to flow from the capacitor C1 to the discharge terminal DIS through the diode D12, the current path (between the collector and the emitter) of the light receiving element of the photocoupler PC, and the resistor R12. When the voltage of the capacitor C1 and the trigger terminal TRG decreases from the high level and becomes equal to or lower than the predetermined low level threshold voltage VLth, the PWM signal Vg of the output terminal OUT changes from the off level to the on level.
Normally, by repeating the above operation, the
しかし、入力電圧Vinに対する入力電流Iinの増加率が大きくて、入力電流変換電圧VIinと変換入力電圧との電圧差が大きくなった場合、入力電圧変換部12からダイオードD14を通ってスレッショルド端子THRに強制充電電流i5が流れる。強制充電電流i5により、コンデンサC1とスレッショルド端子THRの電圧がハイレベル閾電圧VHthまで増加すると、出力端子OUTのPWM信号Vgはオンレベルからオフレベルに変化する。このため、スイッチング素子Q1のオン時間が短くなり、PWM信号Vgのデューティ比は減少する。
However, when the rate of increase of the input current Iin with respect to the input voltage Vin is large and the voltage difference between the converted input current voltage VIin and the converted input voltage becomes large, the voltage from the
また、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)を超えているとき、出力電圧検出部30Aは光を放射しない。このとき、フォトカプラPCの受光素子の電流路(コレクタ・エミッタ間)は遮断される。このため、放電電流i4は、ダイオードD12と抵抗R13と抵抗R12とを通って流れる。抵抗R13の抵抗値に応じて、コンデンサC1とトリガー端子TRGの電圧がローレベル閾電圧VLthまで減少する時間が長くなる。その結果、出力端子OUTのPWM信号Vgがオフレベルからオンレベルに変化するまでの時間が長くなる。従って、スイッチング素子Q1のオフ時間が長くなり、PWM信号Vgのデューティ比は減少する。
Moreover, when the output voltage of the switching
図7は、出力電圧検出部30Aの変形例である出力電圧検出部30Bの構成を示す。
出力電圧検出部30Bは、図1の出力電圧検出部30と異なり、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以上であるときにフォトカプラPCに含まれる発光素子からPWM信号生成部13に向けて光を放射する。
出力電圧検出部30Bにおいて、抵抗R3と抵抗R4は、スイッチング電源20の出力端3と2次側の接地端との間に直列に接続されている。フォトカプラPCに含まれる発光ダイオード(発光素子)のカソードは、スイッチング電源20の2次側の接地端に接続されている。その発光ダイオードのアノードは、チェナーダイオードZDのアノードに接続されている。チェナーダイオードZDのカソードは、抵抗R3と抵抗R4との接続部分に接続されている。
FIG. 7 shows the configuration of an output
Unlike the output voltage detection unit 30 of FIG. 1, the output
In the output
抵抗R3と抵抗R4の抵抗値は、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以上であるとき、チェナーダイオードZDに電流が流れるように設定されている。このため、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧以上であるとき、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードに電流が流れ、発光ダイオードが光を放射する。
一方、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧より小さいとき、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードには電流が流れず、発光ダイオードは光を放射しない。
The resistance values of the resistors R3 and R4 are set so that current flows through the zener diode ZD when the output voltage of the switching
On the other hand, when the output voltage of the switching
従って、出力電圧検出部30Bを使用する場合、スイッチング素子Q1がオフであるとき、出力電圧検出部30Aから放射される光を受けていない場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのPWM信号を出力し、出力電圧検出部30Aから放射される光を受けている場合にはオフ時間を延長してオフレベルのPWM信号を出力するようにPWM信号生成部を構成すればよい。
このように構成することにより、図5に示すように、PWM信号生成部は、スイッチング素子Q1がオフであるとき、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)より小さい場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのPWM信号を出力し、スイッチング電源20の出力電圧が所定の電圧(例えば、300V)以上である場合には出力電圧に応じてオフ時間を延長してオフレベルのPWM信号を出力する。
Therefore, when the
With this configuration, as shown in FIG. 5, when the switching element Q1 is off and the output voltage of the switching
なお、上述した実施形態では、フォワード方式とフライバック方式を複合したフォワード/フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源を例として説明したが、本発明のPWM制御装置はフォワード方式の絶縁型スイッチング電源、フォワード方式の非絶縁型スイッチング電源、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源、フライバック方式の非絶縁型スイッチング電源、およびフォワード/フライバック複合方式の非絶縁型スイッチング電源にも適用することができる。 In the above-described embodiment, a forward/flyback composite type insulated switching power supply that combines the forward method and the flyback method has been described as an example. It can also be applied to a forward type non-isolated switching power supply, a flyback type isolated switching power supply, a flyback type non-isolated switching power supply, and a forward/flyback combined type non-isolated switching power supply.
以上説明したように、本発明によれば、トランスの1次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにPWM信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができる。 As described above, according to the present invention, the waveforms of the input voltage and the input current on the primary side of the transformer are nearly similar, and a PWM signal can be generated so that their phases match. can improve the power factor of
以上、本発明の実施形態について説明したが、設計または製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。 Although the embodiments of the present invention have been described above, various modifications and combinations necessary for convenience of design or manufacturing and other factors are not described in the inventions described in the claims and the embodiments of the inventions. It is included in the scope of the invention corresponding to the specific examples.
1,2…入力端、3,4…出力端、10…PWM制御部、11…入力電流変換部、111…非反転増幅器、12…入力電圧変換部、121…反転増幅器、13…PWM信号生成部、131…タイマIC、20…スイッチング電源、30A,30B…出力電圧検出部、Ei…交流電圧、RC…整流回路、T…トランス、N1…1次コイル、N2…2次コイル、Q1…スイッチング素子(nチャネルMOSFET)、L…リアクトル、PC…フォトカプラ、Q2…NPNバイポーラトランジスタ、ZD…チェナーダイオード、R1…シャント抵抗、R2~R4,R11~R14,R21~R23…抵抗、D1~D3,D11~D14…ダイオード、C,C1,C2…コンデンサ
Claims (7)
前記スイッチング電源の入力電流に所定の第1の変換を施し、前記スイッチング素子がオンであるときには所定のレベルから線形に変化し、前記スイッチング素子がオフであるときには当該所定のレベルとなる入力電流変換電圧を求める入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧に所定の第2の変換を施して変換入力電圧を求める入力電圧変換部と、
オンレベルのPWM信号を出力して前記スイッチング素子をオンにし、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧とが所定の条件を満たしたときに前記スイッチング素子をオフにするオフレベルに前記PWM信号を変化させるPWM信号生成部と、
を備えるスイッチング電源用PWM制御装置。 A PWM control device for a switching power supply that outputs a PWM signal for controlling on and off of a switching element included in the switching power supply,
Input current conversion that performs a predetermined first conversion on the input current of the switching power supply, linearly changes from a predetermined level when the switching element is on, and becomes the predetermined level when the switching element is off. an input current converter that obtains a voltage;
an input voltage converter that obtains a converted input voltage by performing a predetermined second conversion on the input voltage of the switching power supply;
outputting an on-level PWM signal to turn on the switching element, and outputting the off-level PWM signal to turn off the switching element when the input current converted voltage and the converted input voltage satisfy a predetermined condition; a variable PWM signal generator;
A PWM controller for a switching power supply, comprising:
シャント抵抗により前記スイッチング電源の入力電流を電圧に変換し、当該電圧を増幅して入力電流変換電圧を出力する入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧を抵抗分圧して変換入力電圧を求め、前記入力電流変換電圧と当該変換入力電圧との電圧差を増幅する入力電圧変換部と、
前記スイッチング素子をオンにするオンレベルまたは前記スイッチング素子をオフにするオフレベルのPWM信号を出力する出力端子と、入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧以下になるときに前記出力端子のPWM信号が前記オフレベルから前記オンレベルに変化するトリガー端子と、入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧以上になるときに前記出力端子のPWM信号が前記オンレベルから前記オフレベルに変化するスレッショルド端子と、前記出力端子のPWM信号が前記オンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、前記出力端子のPWM信号が前記オフレベルであるときには前記ローレベル閾電圧以下の電圧となるディスチャージ端子と、電源端に接続された電源端子と、接地端に接続された接地端子とを有するタイマICと、
一端が前記接地端に接続されており、他端の電位が前記タイマICのトリガー端子の電位およびスレッショルド端子の電位と同一であるコンデンサと、
一端が前記電源端に接続された第1の抵抗と、
アノードが前記第1の抵抗の他端に接続され、カソードが前記コンデンサの他端に接続
された第1のダイオードと、
アノードが、前記コンデンサの他端に接続された第2のダイオードと、
前記第2のダイオードのカソードから出力される電流が一端に入力され、他端が前記タイマICのディスチャージ端子に接続された第2の抵抗と、
前記入力電圧変換部から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードが前記タイマICのスレッショルド端子に接続された第3のダイオードと、
を備えるスイッチング電源用PWM制御装置。 A PWM control device for a switching power supply that outputs a PWM signal for controlling on and off of a switching element included in the switching power supply,
an input current converter that converts the input current of the switching power supply into a voltage using a shunt resistor, amplifies the voltage, and outputs an input current converted voltage;
an input voltage converter that divides the input voltage of the switching power supply to find a converted input voltage, and amplifies the voltage difference between the input current converted voltage and the converted input voltage;
an output terminal for outputting an on-level PWM signal for turning on the switching element or an off-level PWM signal for turning off the switching element; a trigger terminal at which the PWM signal of the output terminal changes from the off level to the on level; and a PWM signal of the output terminal when the input voltage increases from the low level and becomes equal to or higher than a predetermined high level threshold voltage. changes from the on level to the off level, and when the PWM signal of the output terminal is the on level, the impedance becomes high, and when the PWM signal of the output terminal is the off level, the low level threshold voltage a timer IC having a discharge terminal having the following voltage, a power supply terminal connected to a power supply terminal, and a ground terminal connected to a ground terminal;
a capacitor having one end connected to the ground terminal and the potential of the other end being the same as the potential of the trigger terminal and the potential of the threshold terminal of the timer IC;
a first resistor having one end connected to the power supply end;
a first diode having an anode connected to the other end of the first resistor and a cathode connected to the other end of the capacitor;
a second diode having an anode connected to the other end of the capacitor;
a second resistor having one end to which the current output from the cathode of the second diode is input and the other end to which the discharge terminal of the timer IC is connected;
a third diode having an anode to which the amplified voltage difference output from the input voltage conversion unit is input and a cathode to which the threshold terminal of the timer IC is connected;
A PWM controller for a switching power supply, comprising:
一端が前記第2のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第2の抵抗の一端に接続された第3の抵抗と、
電流路の一端と他端とがそれぞれ前記第3の抵抗の一端と他端とに接続されており、前記出力電圧検出部から放射される光を受けるとき、当該電流路が導通する受光素子と、
を備える請求項6に記載のスイッチング電源用PWM制御装置。 an output voltage detection unit having a light emitting element that emits light when the output voltage of the switching power supply is equal to or lower than a predetermined voltage;
a third resistor having one end connected to the cathode of the second diode and the other end connected to one end of the second resistor;
a light-receiving element having one end and the other end of the current path connected to one end and the other end of the third resistor, respectively, and conducting the current path when receiving light emitted from the output voltage detector; ,
The PWM control device for a switching power supply according to claim 6, comprising:
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