JP2006136146A

JP2006136146A - Switching power supply unit

Info

Publication number: JP2006136146A
Application number: JP2004323363A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Matsuo; 光洋松尾; 幸司 ▲吉▼田; Koji Yoshida; Yoshihiro Takeshima; 由浩竹島
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-11-08
Filing date: 2004-11-08
Publication date: 2006-05-25

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply unit which can control an output current to be constant even if an input voltage fluctuates, and to stably and positively perform overcurrent protection. <P>SOLUTION: The switching power supply unit is provided with an input current detector 103 for detecting the average value of the input current, an overcurrent threshold correcting device 115 for controlling an action point to detect an overcurrent corresponding to a control signal, a reference voltage generating circuit 114 for generating a reference voltage to make the overcurrent threshold correcting device 115 operate, and an error amplifier 113 for detecting that a voltage conversion circuit 125 is in an overcurrent state. By inputting into the error amplifier 113 a voltage value obtained by detecting the input current flowing into the input current detector 103 and a voltage value obtained from the overcurrent threshold correcting device 115, for correcting the control signal of a PWM control circuit 110 based on the output from the error amplifier 113, an overcurrent threshold can be set corresponding to the time ratio of the control signal by controlling the output current to be constant and stably performing the overcurrent protection. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明はスイッチング電源装置の過電流保護機能に関するものである。 The present invention relates to an overcurrent protection function of a switching power supply device.

スイッチング電源装置は、コンピュータやプリンタ等の電子機器からＡＴＭ交換機やルータに代表される情報、通信システムなどに対して、電力を供給するために入力直流電源から所望の出力電圧を得る手段として使用されている。また、電子機器分野では出力の安定性が高く、より小型で高効率なもの、さらにはスイッチング電源装置として安全性の高いものが求められている。 A switching power supply device is used as a means for obtaining a desired output voltage from an input DC power supply to supply power to information such as an ATM switch or a router from an electronic device such as a computer or a printer, or a communication system. ing. In the field of electronic equipment, there is a demand for high output stability, a smaller and more efficient device, and a switching power supply with higher safety.

特に、半導体装置に給電するスイッチング電源装置では、半導体の高集積化に伴い、より低電圧で大電流が供給できるスイッチング電源装置の要求が高まっている。そして、スイッチング電源装置の負荷である電子回路に異常が発生して、その入力インピーダンスが低くなった場合であっても、負荷の電子回路に流れる電流を適切に制限して、その電子回路を安全な状態に保つ過電流保護機能の働きを有することが必要である。 In particular, in switching power supply devices that supply power to semiconductor devices, the demand for switching power supply devices that can supply a large current at a lower voltage is increasing as semiconductors are highly integrated. Even when an abnormality occurs in the electronic circuit that is the load of the switching power supply and the input impedance is low, the current flowing in the electronic circuit of the load is appropriately limited to make the electronic circuit safe. It is necessary to have the function of an overcurrent protection function for maintaining a stable state.

スイッチング電源装置の過電流保護方式として、入力電流を監視する方式と、出力電流を監視する方式と、入力ならびに出力の双方の電流を監視する方式の３つがある。また、電流検出方式には、ピーク電流検出型（瞬時電流検出型）と平均値電流検出型の２つがある。 There are three types of overcurrent protection methods for switching power supplies: a method for monitoring input current, a method for monitoring output current, and a method for monitoring both input and output currents. There are two current detection methods, a peak current detection type (instantaneous current detection type) and an average value current detection type.

ピーク電流検出型の場合、負荷電流が一時的に設定値を超えた場合や、回路上の寄生インダクタンス成分によりピーク電流値が過電流検出設定値を超過すると、過電流として検出されて出力電圧が垂下するために、負荷へ供給する出力電圧が大きく変動するという問題を有している。 In the case of the peak current detection type, if the load current temporarily exceeds the set value, or if the peak current value exceeds the overcurrent detection set value due to parasitic inductance components on the circuit, the output voltage is detected as overcurrent. Due to the droop, there is a problem that the output voltage supplied to the load varies greatly.

平均値電流検出型の場合、一時的なピーク負荷電流を過電流として検出させないようにして、負荷に安定した出力電圧を供給することができる。しかし、その一方でスイッチング電源の出力端において負荷短絡等が生じて出力電流が設定値を大幅に超過するような過電流が生じた場合に、過電流検出信号が出力されるまでの間に入力側電流が過大になり、スイッチング手段として用いられる素子の定格を超える恐れがある。それゆえに、過電流検出回路の高速な応答性が求められる。 In the case of the average value current detection type, a temporary peak load current is not detected as an overcurrent, and a stable output voltage can be supplied to the load. However, if an overcurrent occurs that causes a load short circuit at the output end of the switching power supply and the output current greatly exceeds the set value, input until the overcurrent detection signal is output. There is a possibility that the side current becomes excessive and exceeds the rating of the element used as the switching means. Therefore, high-speed response of the overcurrent detection circuit is required.

従来のスイッチング電源装置の過電流保護機能としては、図１０のように構成されているものがある。図１０において、スイッチング電源装置１００は入力直流電源１０１、カレントトランス１３０からなる入力電流検出器、スイッチング素子１０４、整流ダイオード１０５、インダクタ素子１０６、平滑コンデンサ１０７およびＰＷＭ制御回路１１０で構成されている。 As an overcurrent protection function of a conventional switching power supply device, there is one configured as shown in FIG. In FIG. 10, the switching power supply device 100 includes an input DC power supply 101, an input current detector including a current transformer 130, a switching element 104, a rectifier diode 105, an inductor element 106, a smoothing capacitor 107, and a PWM control circuit 110.

このスイッチング電源装置１００は、降圧型コンバータとして構成されており、入力直流電源１０１から所定の電圧に変換して出力する。前記スイッチング素子１０４はたとえばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタで構成されており、ＰＷＭ制御回路１１０からスイッチング素子１０４に対して駆動信号を与えることでオンオフ動作を行う。 The switching power supply device 100 is configured as a step-down converter, which converts the input DC power supply 101 into a predetermined voltage and outputs it. The switching element 104 is composed of a transistor such as a MOSFET, for example, and performs an on / off operation by giving a drive signal to the switching element 104 from the PWM control circuit 110.

このＰＷＭ制御回路１１０は、スイッチング電源装置１００の出力電圧が帰還されており、この出力電圧に応じてＰＷＭ信号の時比率を制御するようになっている。 The PWM control circuit 110 is fed back with the output voltage of the switching power supply apparatus 100, and controls the time ratio of the PWM signal in accordance with the output voltage.

スイッチング素子１０４がオン状態の時には、入力直流電源１０１からスイッチング素子１０４を流れる電流によって、カレントトランス１３０の２次巻線に入力電流に比例した電圧が誘起される。この誘起電圧をＰＷＭ制御回路１１０に入力して、出力電流の過電流状態を検出することができる。すなわち、ＰＷＭ制御回路１１０に入力されるカレントトランス１３０の誘起電圧が所定値を超えた場合には、過電流保護のためにスイッチング素子１０４の駆動信号の時比率を狭めるようにしている。 When the switching element 104 is on, a voltage proportional to the input current is induced in the secondary winding of the current transformer 130 by the current flowing from the input DC power supply 101 through the switching element 104. This induced voltage can be input to the PWM control circuit 110 to detect an overcurrent state of the output current. That is, when the induced voltage of the current transformer 130 input to the PWM control circuit 110 exceeds a predetermined value, the duty ratio of the drive signal of the switching element 104 is narrowed for overcurrent protection.

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００２−３０５８７３号公報 As prior art document information related to the invention of this application, for example, Patent Document 1 is known.
JP 2002-305873 A

しかし、ピーク電流検出型では、入力直流電源１０１からの入力電圧が変化すると、平滑用のインダクタ素子１０６の励磁電流が変化するため、負荷装置１０９に供給される直流電流量が一定であっても、入力電流検出器のカレントトランス１３０を流れるスイッチング電流のピーク値が変化する。 However, in the peak current detection type, when the input voltage from the input DC power supply 101 changes, the exciting current of the smoothing inductor element 106 changes, so even if the amount of DC current supplied to the load device 109 is constant, The peak value of the switching current flowing through the current transformer 130 of the input current detector changes.

すなわち、入力電圧が低い場合には、カレントトランス１３０を流れる電流の傾きは緩やかであるが、入力電圧が高い場合には、カレントトランス１３０を流れる電流の傾きは急峻になる。 That is, when the input voltage is low, the slope of the current flowing through the current transformer 130 is gentle, but when the input voltage is high, the slope of the current flowing through the current transformer 130 is steep.

図１０に示す回路では、ピーク電流の検出により過電流状態を検出しているため、入力電圧が高い場合、スイッチング電流の傾きが急峻になるとピーク電流値が過電流状態を判別する閾値を超えてしまうために、ＰＷＭ制御回路１１０の駆動信号の時比率を狭めて過電流保護を行うことがある。そのため、従来のピーク電流検出による過電流制御では、入力電圧の変動に対して正確に出力電流を検出することができないという問題点を有していた。 In the circuit shown in FIG. 10, since the overcurrent state is detected by detecting the peak current, when the input voltage is high, the peak current value exceeds the threshold for determining the overcurrent state when the slope of the switching current becomes steep. Therefore, the current ratio of the drive signal of the PWM control circuit 110 may be narrowed to perform overcurrent protection. Therefore, the conventional overcurrent control based on peak current detection has a problem that the output current cannot be accurately detected with respect to the fluctuation of the input voltage.

本発明は、上記のような課題を解決するもので、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems, and even when the input voltage fluctuates, the output current is controlled to be constant, and the overcurrent protection can be stably and surely performed. It aims at providing a switching power supply device.

前記従来の課題を解決するために、本発明は以下の構成を有する。 In order to solve the conventional problems, the present invention has the following configuration.

本発明の請求項１に記載の発明は、スイッチング手段と整流平滑手段を有する電圧変換回路と、前記スイッチング手段のオンオフ期間を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御回路と、前記電圧変換回路の入力電流の平均値を検出する入力電流検出器と、前記制御信号に応じて過電流検出の動作点を制御するための過電流閾値補正器と、前記過電流閾値補正器を動作させるための基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、前記電圧変換回路が過電流状態であることを検出する誤差増幅器とを備え、前記入力電流検出器に流れる入力電流を検出して得られる電圧値と、前記過電流閾値補正器から得られる電圧値とを誤差増幅器に入力して、この誤差増幅器の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路の制御信号を補正するようにしたことにより、入力電圧や出力電圧が変化した場合であっても、制御信号の時比率に応じて過電流の閾値を設定できるため、出力電流を一定に制御し安定した過電流保護を行うことができるという作用効果を有するものである。 According to the first aspect of the present invention, there is provided a voltage conversion circuit having switching means and rectifying / smoothing means, a PWM control circuit for generating a control signal for controlling an on / off period of the switching means, and the voltage conversion circuit. An input current detector for detecting an average value of the input current, an overcurrent threshold corrector for controlling an operating point of overcurrent detection according to the control signal, and an operation for operating the overcurrent threshold corrector A reference voltage generation circuit that generates a reference voltage; and an error amplifier that detects that the voltage conversion circuit is in an overcurrent state; a voltage value obtained by detecting an input current flowing through the input current detector; The voltage value obtained from the overcurrent threshold corrector is input to an error amplifier, and the control signal of the PWM control circuit is corrected based on the output of the error amplifier. Even when the input voltage or output voltage changes, the overcurrent threshold can be set according to the control signal duty ratio, so that the output current can be controlled to be stable and stable overcurrent protection can be performed. It has an effect.

本発明の請求項２に記載の発明は、電圧変換回路を降圧コンバータで構成したもので、降圧コンバータにおいて入力電流の平均値を検出することで、電流検出部の電力損失の低減が図れるという作用効果を有する。 According to the second aspect of the present invention, the voltage conversion circuit is configured by a step-down converter, and the power loss of the current detection unit can be reduced by detecting the average value of the input current in the step-down converter. Has an effect.

本発明の請求項３に記載の発明は、スイッチング手段と出力手段との間に絶縁型トランスを用いることで、電圧変換比が大きく、低電圧・大電流出力のスイッチング電源を実現できるという作用効果を有する。 According to the third aspect of the present invention, the use of an insulating transformer between the switching means and the output means can achieve a switching power supply with a large voltage conversion ratio and a low voltage / large current output. Have

本発明の請求項４に記載の発明は、電圧変換回路をハーフブリッジ型のコンバータで構成することにより、絶縁トランスの巻数比を少なくすることができるという作用効果を有する。 The invention according to claim 4 of the present invention has an effect that the turn ratio of the insulating transformer can be reduced by configuring the voltage conversion circuit with a half-bridge type converter.

本発明の請求項５に記載の発明は、スイッチング手段の前段に電流検出器を包括するローパスフィルタを配置したもので、入力電流を正確に検出することができるという作用効果を有する。 According to the fifth aspect of the present invention, a low-pass filter including a current detector is disposed in front of the switching means, and has an effect of being able to accurately detect an input current.

本発明のスイッチング電源装置によれば、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にするスイッチング電源装置を提供することができる。 According to the switching power supply device of the present invention, it is possible to provide a switching power supply device that can stably and surely perform overcurrent protection by controlling the output current to be constant even when the input voltage fluctuates. can do.

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（実施の形態１）
図１は、本発明のスイッチング電源装置における概略構成図を示したものである。図２は、実施の形態１におけるスイッチング電源装置の回路図を示したものである。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a switching power supply device according to the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the first embodiment.

図２において、入力直流電源１０１は、商用電源を整流平滑する回路もしくは電池で構成されている。この入力直流電源１０１はスイッチング電源装置１００の入力端子１０２ａ、１０２ｂに接続されている。入力電流検出器１０３は、スイッチング素子１０４、整流ダイオード１０５、インダクタ素子１０６、平滑コンデンサ１０７からなる電圧変換回路１２５の入力電流の平均値を検出する部分であり、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂで構成される。入力電流検出器１０３は、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂに限定されるものではなく、カレントトランスやホール素子によっても同様に検出できる。入力電流検出器１０３の一端は入力端子１０２ｂに接続され、他端は整流ダイオード１０５のアノード端に接続されている。 In FIG. 2, an input DC power supply 101 is constituted by a circuit or a battery for rectifying and smoothing a commercial power supply. This input DC power supply 101 is connected to input terminals 102 a and 102 b of the switching power supply apparatus 100. The input current detector 103 is a part that detects an average value of the input current of the voltage conversion circuit 125 including the switching element 104, the rectifier diode 105, the inductor element 106, and the smoothing capacitor 107, and includes an input current detection resistor 112a and a capacitor 112b. Composed. The input current detector 103 is not limited to the input current detection resistor 112a and the capacitor 112b, and can be similarly detected by a current transformer or a Hall element. One end of the input current detector 103 is connected to the input terminal 102 b, and the other end is connected to the anode end of the rectifier diode 105.

入力端子１０２ａには、スイッチング素子１０４の一端が接続されている。スイッチング素子１０４は入力直流電源１０１とインダクタ素子１０６との間のＯＮ−ＯＦＦを制御するものであれば、特に限定されるものではない。一般的にはトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどで構成される。 One end of the switching element 104 is connected to the input terminal 102a. The switching element 104 is not particularly limited as long as it controls ON-OFF between the input DC power supply 101 and the inductor element 106. Generally, it is composed of a transistor, MOSFET, IGBT, or the like.

スイッチング素子１０４の他端は、整流ダイオード１０５のカソードと、インダクタ素子１０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子１０４は、後述するＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によってオンオフ動作が制御される。 The other end of the switching element 104 is connected to the cathode of the rectifier diode 105 and one end of the inductor element 106. The switching element 104 thus connected is controlled to be turned on / off by a control signal from a PWM control circuit 110 described later.

整流ダイオード１０５は、通常、順方向電圧の小さいショットキーダイオードを使用する。この整流ダイオード１０５をスイッチング素子に置き換えても同様の動作を行う。インダクタ素子１０６と平滑コンデンサ１０７は直列に接続され平滑回路が構成されている。 As the rectifier diode 105, a Schottky diode having a small forward voltage is usually used. The same operation is performed even if the rectifier diode 105 is replaced with a switching element. The inductor element 106 and the smoothing capacitor 107 are connected in series to form a smoothing circuit.

インダクタ素子１０６は、スイッチング素子１０４がＯＮ状態の時に磁気エネルギーを蓄えて、スイッチング素子１０４がＯＦＦ状態の時には、蓄えられたエネルギーを電流として平滑コンデンサ１０７に放出する。この平滑回路は、整流ダイオード１０５の両端に発生する矩形波電圧を平均化して、直流電圧を形成する。出力端子１０８ａ、１０８ｂからは、平滑コンデンサ１０７により平均化された電圧が出力される。出力端子１０８ａ、１０８ｂには負荷装置１０９が接続される。ＰＷＭ制御回路１１０は、出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を検出して安定な電圧を出力するようにスイッチング素子１０４のオンオフ比を制御する制御信号を発生する。 The inductor element 106 stores magnetic energy when the switching element 104 is in an ON state, and releases the stored energy as a current to the smoothing capacitor 107 when the switching element 104 is in an OFF state. This smoothing circuit averages the rectangular wave voltage generated at both ends of the rectifier diode 105 to form a DC voltage. A voltage averaged by the smoothing capacitor 107 is output from the output terminals 108a and 108b. A load device 109 is connected to the output terminals 108a and 108b. The PWM control circuit 110 generates a control signal for controlling the on / off ratio of the switching element 104 so as to detect a voltage at the output terminals 108a and 108b and output a stable voltage.

このスイッチング電源装置１００の動作について、図３を用いて説明する。本実施の形態の場合、スイッチング素子１０４のオン時間を調整して、出力電圧の定電圧化を行う。入力電圧をＶｉ［Ｖ］、出力電圧をＶｏ［Ｖ］、インダクタ素子１０６のL値をＬ［Ｈ］、スイッチング素子１０４のオン時間をＴｏｎ［ｓ］とする。ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によって、スイッチング素子１０４がオン状態になると、スイッチング素子１０４の両端における印加電圧は０［Ｖ］となり、かつスイッチ電流Ｉｄが流れる（図３［Ｔ０−Ｔ１］）。そのため、インダクタ素子１０６に印加される電圧Ｖ１は（Ｖｉ−Ｖｏ）［Ｖ］となる。よって、このオン時間にインダクタ素子１０６に流れる電流変化量ΔＩは、 The operation of the switching power supply apparatus 100 will be described with reference to FIG. In the case of the present embodiment, the on-time of the switching element 104 is adjusted to make the output voltage constant. The input voltage is Vi [V], the output voltage is Vo [V], the L value of the inductor element 106 is L [H], and the ON time of the switching element 104 is Ton [s]. When the switching element 104 is turned on by the control signal from the PWM control circuit 110, the applied voltage across the switching element 104 becomes 0 [V] and the switch current Id flows (FIG. 3 [T0-T1]). Therefore, the voltage V1 applied to the inductor element 106 is (Vi−Vo) [V]. Therefore, the current change amount ΔI flowing through the inductor element 106 during this on-time is

となる。一方、スイッチング素子１０４がオフになると（図３［Ｔ１−Ｔ２］））、この瞬間にインダクタ素子１０６に流れていた電流を維持するために、整流ダイオード１０５が導通して、電流Ｉｄが整流ダイオード１０５に流れる。すなわち、スイッチング素子１０４がオフする直前の電流値と同一の電流が流れ、インダクタ素子１０６には−Ｖｏ［Ｖ］の電圧が印加される。従って、この時間におけるインダクタ素子１０６の電流変化量ΔＩは、 It becomes. On the other hand, when the switching element 104 is turned off (FIG. 3 [T1-T2]), the rectifier diode 105 is turned on to maintain the current flowing in the inductor element 106 at this moment, and the current Id is changed to the rectifier diode. It flows to 105. That is, the same current as that immediately before the switching element 104 is turned off flows, and a voltage of −Vo [V] is applied to the inductor element 106. Therefore, the current change amount ΔI of the inductor element 106 at this time is

となる。インダクタ素子１０６に流れる電流が連続的なものであるとすれば、降圧型コンバータの入出力間には It becomes. If the current flowing through the inductor element 106 is continuous, the input / output of the step-down converter is not

の式が成り立つ。 The following equation holds.

次に実施の形態１における過電流状態を検出する手段の構成について説明する。過電流状態を検出するにあたり、入力電流の平均値を検出する入力電流検出器１０３の一端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間に、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂが直列接続されている。同様に、入力電流検出抵抗１１２ａの他端と基準電圧発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間にも、分圧抵抗１１１ｃ、１１１ｄが接続されている。ここで、分圧抵抗１１１ｃの両端電圧と、分圧抵抗１１１ａの両端電圧と過電流閾値補正器１１５の出力電圧Ｖｒｅｆの和とが、誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３にて検出する入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給し、スイッチング素子１０４のオンオフ状態を変更する。 Next, the configuration of the means for detecting an overcurrent state in the first embodiment will be described. In detecting the overcurrent state, voltage dividing resistors 111a and 111b are connected in series between one end of the input current detector 103 that detects the average value of the input current and the output voltage Vref of the reference potential generating circuit 114. . Similarly, voltage dividing resistors 111c and 111d are connected between the other end of the input current detecting resistor 112a and the output voltage Vref of the reference voltage generating circuit 114. Here, the voltage across the voltage dividing resistor 111 c and the sum of the voltage across the voltage dividing resistor 111 a and the output voltage Vref of the overcurrent threshold corrector 115 are supplied to the error amplifier 113. When the average value of the input current detected by the input current detector 103 is in an overcurrent state, an overcurrent state detection signal from the error amplifier 113 is supplied to the PWM control circuit 110, and the on / off state of the switching element 104 is changed.

過電流閾値補正器１１５の構成は、特に限定されるものではないが、一例としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される第５のスイッチング素子１１６、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第６のスイッチング素子１１７、抵抗１１８にて構成される。本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴが図示されているが、他の半導体スイッチを用いてもよい。ＰＷＭ制御回路１１０から生成されるスイッチング素子１０４の制御信号を用いて、第５のスイッチング素子１１６を駆動する。第５のスイッチング素子１１６がオン状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオン状態になる。また、第５のスイッチング素子１１６がオフ状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオフ状態になる。これにより、過電流閾値補正器１１５はスイッチング素子１０４の制御信号の時比率に応じて、直流電圧である補正電圧Ｖｓｅｔを生成することができ、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂの中点に接続される。 The configuration of the overcurrent threshold corrector 115 is not particularly limited. For example, the fifth switching element 116 formed of an N-channel MOSFET, the sixth switching element 117 formed of a P-channel MOSFET, a resistor 118. Although the MOSFET is illustrated in the present embodiment, other semiconductor switches may be used. The fifth switching element 116 is driven using the control signal of the switching element 104 generated from the PWM control circuit 110. When the fifth switching element 116 is on, the sixth switching element 117 is also on. Further, when the fifth switching element 116 is in the off state, the sixth switching element 117 is also in the off state. Thus, the overcurrent threshold corrector 115 can generate a correction voltage Vset, which is a DC voltage, according to the time ratio of the control signal of the switching element 104, and is connected to the midpoint of the voltage dividing resistors 111a and 111b. .

これにより入力電圧が変動する場合に、過電流の設定値を過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔによって調整することができる。また、過電流状態を検出した後に、ＰＷＭ制御回路１１０から生成されるスイッチング素子１０４への制御信号のオン時間が狭められても、その制御信号に応じて過電流設定値を制御できるため、安定して確実に過電流保護を行うことができる。 Thereby, when the input voltage fluctuates, the set value of the overcurrent can be adjusted by the output voltage Vset from the overcurrent threshold corrector 115. In addition, since the overcurrent set value can be controlled in accordance with the control signal even if the ON time of the control signal to the switching element 104 generated from the PWM control circuit 110 is narrowed after the overcurrent state is detected, it is stable. Thus, overcurrent protection can be reliably performed.

入力電圧をＶｉｎ［Ｖ］、入力電流をＩｉｎ［Ａ］、出力電圧をＶｏｕｔ［Ｖ］、出力電流をＩｏｕｔ［Ａ］、電力交換変換率をηとすると、スイッチング電源装置１００の入出力間には（数４）の関係が成り立つ。 When the input voltage is Vin [V], the input current is Iin [A], the output voltage is Vout [V], the output current is Iout [A], and the power exchange conversion rate is η, the input and output of the switching power supply 100 are (Equation 4) holds.

（数４）において、式展開すると、（数５）のように記述できる。 In (Expression 4), when the expression is expanded, it can be described as (Expression 5).

（数５）において、スイッチング素子１０４の時比率をＤとすると（数６）のようになる。 In (Equation 5), when the duty ratio of the switching element 104 is D, (Equation 6) is obtained.

（数６）より、過電流設定値は時比率Ｄに依存することがわかる。これより、時比率Ｄの値が大きい場合は、過電流閾値の補正電圧Ｖｓｅｔの値を大きくし、逆に、時比率Ｄの値が小さい場合は、過電流閾値の補正電圧Ｖｓｅｔの値を小さくする。 (Equation 6) shows that the overcurrent set value depends on the duty ratio D. Accordingly, when the value of the time ratio D is large, the value of the correction voltage Vset for the overcurrent threshold is increased, and conversely, when the value of the time ratio D is small, the value of the correction voltage Vset for the overcurrent threshold is decreased. To do.

このようにすると、誤差増幅器の一端の入力電圧（−側）は、（数７）のようになる。 In this way, the input voltage (− side) at one end of the error amplifier is as shown in (Expression 7).

ここで、Ｖｒｅｆは基準電圧発生回路１１４から出力される基準電圧、Ｒｓは入力電流検出器１０３の入力電流検出抵抗１１２ａにおける抵抗値、Ｒｃは抵抗１１１ｃの抵抗値、Ｒｄは抵抗１１１ｄの抵抗値、Ｉｏｃｌは過電流検出時の入力電流である。 Here, Vref is a reference voltage output from the reference voltage generation circuit 114, Rs is a resistance value in the input current detection resistor 112a of the input current detector 103, Rc is a resistance value of the resistor 111c, Rd is a resistance value of the resistor 111d, Iocl is an input current when an overcurrent is detected.

同様に、誤差増幅器１１３の他端の入力電圧（＋側）は、（数８）のようになる。 Similarly, the input voltage (+ side) at the other end of the error amplifier 113 is expressed by (Equation 8).

ここでＲａは抵抗１１１ａにおける抵抗値、Ｒｂは抵抗１１１ｂにおける抵抗値である。すなわち、入力直流電源１０１の電源電圧が変動すると、過電流検出の閾値も変動する。いま、ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号を用いて直流電圧を生成することで、誤差増幅器１１３の入力電圧Ｖ＋を補正することができる。 Here, Ra is a resistance value in the resistor 111a, and Rb is a resistance value in the resistor 111b. That is, when the power supply voltage of the input DC power supply 101 varies, the overcurrent detection threshold also varies. Now, the input voltage V + of the error amplifier 113 can be corrected by generating a DC voltage using the control signal from the PWM control circuit 110.

ここで、誤差増幅器１１３の入力電圧が「Ｖ＋＝Ｖ＿」となると過電流状態であると認識して、ＰＷＭ制御回路１１０の制御信号パルスを狭めるように制御を施す。すなわち、（数７）および（数８）より、 Here, when the input voltage of the error amplifier 113 becomes “V + = V_”, it is recognized as an overcurrent state, and control is performed so as to narrow the control signal pulse of the PWM control circuit 110. That is, from (Equation 7) and (Equation 8),

となる。 It becomes.

ここで、 here,

として（数９）に代入すると、 Substituting into (Equation 9) as

となる。過電流状態が検出されると、ＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号の時比率が狭められる。（数５）および（数１１）より、 It becomes. When the overcurrent state is detected, the time ratio of the control signal from the PWM control circuit 110 is narrowed. From (Equation 5) and (Equation 11),

となる。 It becomes.

は定数であり、また、 Is a constant, and

という関係が成り立つので、ηを一定と仮定すれば、Ｉｏｕｔは定電流で制御される。 Therefore, if it is assumed that η is constant, Iout is controlled by a constant current.

よって、誤差増幅器１１３における一方の入力電圧Ｖ＋についても、ＰＷＭ制御信号の時比率に応じて小さくなる。そのため、過電流状態になると定電流垂下を行う。これにより、出力側の負荷の状態によって、定格以上の電流が流れようとした場合であっても、適切に過電流保護機能を働かせて安全なスイッチング電源装置を提供することができる。 Therefore, one input voltage V + in the error amplifier 113 is also reduced according to the time ratio of the PWM control signal. Therefore, constant current droop is performed when an overcurrent state occurs. As a result, even when a current exceeding the rating is about to flow depending on the state of the load on the output side, it is possible to provide a safe switching power supply device by appropriately operating the overcurrent protection function.

（実施の形態２）
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置について図４を参照して説明する。図４において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における部品と同じ機能、構成を示すものは、同じ符号を付してその説明は省略する。 (Embodiment 2)
Next, a switching power supply device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 4, components having the same functions and configurations as the components in the switching power supply device of the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図４において、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂおよび第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆは直列に接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａと第３のスイッチング素子１０４ｅの一端は入力端子１０２ａに接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａの他端は、第２のスイッチング素子１０４ｂの一端およびトランスの１次巻線１１９ａの一端に接続されている。また、第３のスイッチング素子１０４ｅの他端は、第４のスイッチング素子１０４ｆの一端およびトランスの１次巻線１１９ａの他端に接続されている。さらに第２のスイッチング素子１０４ｂおよび第４のスイッチング素子１０４ｆの他端は、入力電流検出器１０３を介して入力端子１０２ｂに接続されている。第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂ、また第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆは交互にオンオフ動作を繰り返すように構成されている。 In FIG. 4, a first switching element 104a and a second switching element 104b, and a third switching element 104e and a fourth switching element 104f are connected in series. One ends of the first switching element 104a and the third switching element 104e are connected to the input terminal 102a. The other end of the first switching element 104a is connected to one end of the second switching element 104b and one end of the primary winding 119a of the transformer. The other end of the third switching element 104e is connected to one end of the fourth switching element 104f and the other end of the primary winding 119a of the transformer. Further, the other ends of the second switching element 104 b and the fourth switching element 104 f are connected to the input terminal 102 b via the input current detector 103. The first switching element 104a and the second switching element 104b, and the third switching element 104e and the fourth switching element 104f are configured to alternately repeat the on / off operation.

トランス１１９はトランスの１次巻線１１９ａとトランスの２次巻線１１９ｂ、１１９ｃを有している。トランスの１次巻線１１９ａの一端は、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂの接続点に接続されており、他端は第３のスイッチング素子１０４ｅと第４のスイッチング素子１０４ｆの接続点に接続されている。トランスの２次巻線１１９ｂの一端には、第１の整流ダイオード１２０ａのアノードが接続されている。トランスの２次巻線１１９ｃの一端には、第２の整流ダイオード１２０ｂのアノードが接続されている。第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂのカソードは、互いに接続されて整流回路が構成されている。また、トランス１１９の２次側には、インダクタ素子１０６と平滑コンデンサ１０７の直列回路により平滑回路が構成されている。この平滑回路の一端は第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂのカソードに接続され、平滑回路の他端はトランスの２次巻線１１９ｂとトランスの２次巻線１１９ｃの接続点に接続される。平滑コンデンサ１０７の両端は出力端子１０８ａ、１０８ｂに接続されている。出力端子１０８ａ、１０８ｂからは平滑コンデンサ１０７により平均化された電圧が出力される。出力端子１０８ａ、１０８ｂには負荷装置１０９が接続される。 The transformer 119 has a primary winding 119a of the transformer and secondary windings 119b and 119c of the transformer. One end of the primary winding 119a of the transformer is connected to the connection point of the first switching element 104a and the second switching element 104b, and the other end of the third switching element 104e and the fourth switching element 104f. Connected to the connection point. One end of the secondary winding 119b of the transformer is connected to the anode of the first rectifier diode 120a. The anode of the second rectifier diode 120b is connected to one end of the secondary winding 119c of the transformer. The cathodes of the first rectifier diode 120a and the second rectifier diode 120b are connected to each other to form a rectifier circuit. On the secondary side of the transformer 119, a smoothing circuit is configured by a series circuit of the inductor element 106 and the smoothing capacitor 107. One end of this smoothing circuit is connected to the cathodes of the first rectifier diode 120a and the second rectifier diode 120b, and the other end of the smoothing circuit is at the connection point between the secondary winding 119b of the transformer and the secondary winding 119c of the transformer. Connected. Both ends of the smoothing capacitor 107 are connected to output terminals 108a and 108b. A voltage averaged by the smoothing capacitor 107 is output from the output terminals 108a and 108b. A load device 109 is connected to the output terminals 108a and 108b.

ＰＷＭ制御回路１１０は、第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆのオンオフ動作を決定する制御信号を出力する。ＰＷＭ制御回路１１０から出力される制御信号は、出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を一定にするために、入力電流検出器１０３からの過電流状態の判別信号に基づいてオンオフ比が決定される。 The PWM control circuit 110 outputs a control signal that determines the on / off operation of the first switching element 104a, the second switching element 104b, the third switching element 104e, and the fourth switching element 104f. The on / off ratio of the control signal output from the PWM control circuit 110 is determined based on the overcurrent state determination signal from the input current detector 103 in order to keep the voltage at the output terminals 108a and 108b constant.

次に、過電流状態の検出手段について説明する。過電流状態を検出するにあたり、入力電流の平均値を検出する入力電流検出器１０３の一端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間に、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂが直列接続されている。同様に、入力電流検出器１０３の他端と基準電位発生回路１１４の出力電圧Ｖｒｅｆとの間にも、分圧抵抗１１１ｃ、１１１ｄが接続されている。ここで、分圧抵抗１１１ｃの両端電圧と、分圧抵抗１１１ａの両端電圧と過電流閾値補正器１１５の出力電圧Ｖｓｅｔとの和が誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３で検出する入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給して、第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆのオンオフ状態を変更する。 Next, the overcurrent state detection means will be described. In detecting the overcurrent state, voltage dividing resistors 111a and 111b are connected in series between one end of the input current detector 103 that detects the average value of the input current and the output voltage Vref of the reference potential generating circuit 114. . Similarly, voltage dividing resistors 111 c and 111 d are connected between the other end of the input current detector 103 and the output voltage Vref of the reference potential generation circuit 114. Here, the sum of the voltage across the voltage dividing resistor 111 c, the voltage across the voltage dividing resistor 111 a, and the output voltage Vset of the overcurrent threshold corrector 115 is supplied to the error amplifier 113. When the average value of the input current detected by the input current detector 103 is in an overcurrent state, an overcurrent state detection signal from the error amplifier 113 is supplied to the PWM control circuit 110, and the first switching element 104a and the second switching element 104a The on / off states of the switching element 104b, the third switching element 104e, and the fourth switching element 104f are changed.

過電流閾値補正器１１５の構成は、特に限定されるものではないが、一例としては第５のスイッチング素子１１６と第６のスイッチング素子１１７とコンデンサ１２６と抵抗１１８にて構成される。ＰＷＭ制御回路１１０から生成される第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂの駆動信号を用いて、第５のスイッチング素子１１６を駆動する。第１のスイッチング素子１０４ａがオン状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオン状態になる。また、第５のスイッチング素子１１６がオフ状態の時には、第６のスイッチング素子１１７もオフ状態になる。過電流閾値補正器１１５はスイッチング素子１０４の駆動信号の時比率に応じて補正電圧Ｖｓｅｔを生成し、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｂの中点に入力される。これにより、入力電圧が変動する場合に、過電流の設定値を過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔによって調整できる。また、過電流状態を検出した後に、ＰＷＭ制御回路１１０から生成される第１のスイッチング素子１０４ａ、第２のスイッチング素子１０４ｂ、第３のスイッチング素子１０４ｅ、第４のスイッチング素子１０４ｆへの制御信号のオン時間が狭められても、その制御信号に応じて過電流閾値補正器１１５からの出力電圧Ｖｓｅｔを制御できるため、安定して確実に過電流保護を行うことができる。 The configuration of the overcurrent threshold corrector 115 is not particularly limited, but as an example, the overcurrent threshold corrector 115 includes a fifth switching element 116, a sixth switching element 117, a capacitor 126, and a resistor 118. The fifth switching element 116 is driven using the drive signals of the first switching element 104a and the second switching element 104b generated from the PWM control circuit 110. When the first switching element 104a is on, the sixth switching element 117 is also on. Further, when the fifth switching element 116 is in the off state, the sixth switching element 117 is also in the off state. The overcurrent threshold corrector 115 generates a correction voltage Vset according to the time ratio of the drive signal of the switching element 104 and inputs it to the midpoint of the voltage dividing resistors 111a and 111b. Thereby, when the input voltage fluctuates, the set value of the overcurrent can be adjusted by the output voltage Vset from the overcurrent threshold corrector 115. In addition, after detecting the overcurrent state, the control signals generated from the PWM control circuit 110 to the first switching element 104a, the second switching element 104b, the third switching element 104e, and the fourth switching element 104f Even if the on-time is narrowed, the output voltage Vset from the overcurrent threshold corrector 115 can be controlled in accordance with the control signal, so that overcurrent protection can be performed stably and reliably.

図４は、フルブリッジ型のコンバータ方式についての記載であるが、図５に示すように、第３のスイッチング素子１０４ｅを第１のコンデンサ１０４ｃに、第４のスイッチング素子１０４ｆを第２のコンデンサ１０４ｄに置換したハーフブリッジ型のコンバータ方式にしても同様の効果が得られる。 FIG. 4 shows the full-bridge converter system. As shown in FIG. 5, the third switching element 104e is replaced with the first capacitor 104c, and the fourth switching element 104f is replaced with the second capacitor 104d. The same effect can be obtained even if the half-bridge type converter system is used.

図５はハーフブリッジ型のコンバータ方式で構成されたスイッチング電源装置を、図６はそのスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。図５および図６を用いて、その動作を説明する。 FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply device, and FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply device. The operation will be described with reference to FIGS.

ＰＷＭ制御回路１１０は出力端子１０８ａ、１０８ｂの電圧を検出して、出力電圧が一定になるようにＰＷＭ信号を出力する。この時の制御信号であるオンオフ信号は、それぞれ１８０度の位相差で動作し、最大時比率は５０％と設定されている。ＰＷＭ制御回路１１０は、第１のスイッチング素子１０４ａおよび第２のスイッチング素子１０４ｂをオンオフ動作するように駆動信号を出力する。この際、第１のスイッチング素子１０４ａの駆動信号は、第２のスイッチング素子１０４ｂと相補的にオンオフ動作を繰り返すようにＰＷＭ制御回路から出力される。 The PWM control circuit 110 detects the voltage at the output terminals 108a and 108b, and outputs a PWM signal so that the output voltage becomes constant. The on / off signals as control signals at this time operate with a phase difference of 180 degrees, and the maximum duty ratio is set to 50%. The PWM control circuit 110 outputs a drive signal so as to turn on and off the first switching element 104a and the second switching element 104b. At this time, the drive signal for the first switching element 104a is output from the PWM control circuit so as to repeat the on / off operation complementarily to the second switching element 104b.

上記のようにＰＷＭ制御回路１１０で第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂの駆動信号を制御することで、第２のスイッチング素子１０４ｂに電圧Ｖ２が印加される。従って、第１のスイッチング素子１０４ａがオンしている時（図６［Ｔ０−Ｔ１］期間）は、トランス１１９の２次巻線１１９ｂと２次巻線１１９ｃには、トランス１１９の巻数比Ｎに応じて、Ｖｉｎ／（２・Ｎ）［Ｖ］の電圧が発生する。トランス１１９の２次巻線１１９ｂと２次巻線１１９ｃとに発生する電圧により、第１の整流ダイオード１２０ａはオン状態となり、第１の整流ダイオード１２０ａには電圧Ｖ１が印加される。第２の整流ダイオード１２０ｂはオフ状態になるため、第２の整流ダイオード１２０ｂの両端に印加される電圧Ｖ２は０［Ｖ］になる。この結果、インダクタ素子１０６には（Ｖｉｎ／（２・Ｎ）−Ｖｏｕｔ）[Ｖ]を波高値にもつＶｆの電圧が印加される。 As described above, the PWM control circuit 110 controls the drive signals of the first switching element 104a and the second switching element 104b, whereby the voltage V2 is applied to the second switching element 104b. Therefore, when the first switching element 104a is turned on (period [T0-T1] in FIG. 6), the secondary winding 119b and the secondary winding 119c of the transformer 119 have a turn ratio N of the transformer 119. In response, a voltage of Vin / (2.N) [V] is generated. The voltage generated at the secondary winding 119b and the secondary winding 119c of the transformer 119 turns on the first rectifier diode 120a, and the voltage V1 is applied to the first rectifier diode 120a. Since the second rectifier diode 120b is turned off, the voltage V2 applied to both ends of the second rectifier diode 120b is 0 [V]. As a result, a voltage of Vf having a peak value of (Vin / (2 · N) −Vout) [V] is applied to the inductor element 106.

図６に示すように、第１のスイッチング素子１０４ａと第２のスイッチング素子１０４ｂがともにオン状態である時は、第２のスイッチング素子１０４ｂの印加電圧Ｖ２と第２のコンデンサ１０４ｄの印加電圧Ｖ４は等しくなり、トランス１１９の１次巻線１１９ａは短絡されて印加電圧は０Ｖとなる。この結果、トランス１１９の２次巻線１１９ｂ、１１９ｃには電圧が発生しない。インダクタ素子１０６を流れる電流は第１の整流ダイオード１２０ａと第２の整流ダイオード１２０ｂを分流して流れるため、インダクタ素子１０６に印加される電圧は出力電圧Ｖｏｕｔとなる。 As shown in FIG. 6, when both the first switching element 104a and the second switching element 104b are on, the applied voltage V2 of the second switching element 104b and the applied voltage V4 of the second capacitor 104d are The primary winding 119a of the transformer 119 is short-circuited and the applied voltage becomes 0V. As a result, no voltage is generated in the secondary windings 119b and 119c of the transformer 119. Since the current flowing through the inductor element 106 flows through the first rectifier diode 120a and the second rectifier diode 120b, the voltage applied to the inductor element 106 becomes the output voltage Vout.

定常状態では、インダクタ素子１０６の励磁電流の増加と減少分が等しくなるので以下の式が成り立つ。 In the steady state, the increase and decrease of the exciting current of the inductor element 106 are equal, so the following equation is established.

従って、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のようになる。 Therefore, the output voltage Vout is as follows.

このようにハーフブリッジ型のコンバータ方式では、大容量の出力を得ることが可能で、入出力間の電圧比が大きい仕様については有効な回路方式である。 As described above, the half-bridge converter system can obtain a large output and is an effective circuit system for a specification having a large voltage ratio between input and output.

また、従来のハーフブリッジ型のコンバータ方式では、パルスバイパルスによる過電流保護を行うと時比率のバランスが崩れるため、ＦＥＴの過電流は保護できてもトランスの偏磁を防止することはできなかった。そのため、パルスバイパルスをハーフブリッジ型のコンバータに適用すると、トランスに接続されたコンデンサの直列回路の電圧バランスが崩れるという現象が起きる。 Also, in the conventional half-bridge type converter method, if the overcurrent protection by pulse-by-pulse is performed, the balance of the time ratio is lost, so even if the overcurrent of the FET can be protected, it is not possible to prevent the transformer from being demagnetized. It was. Therefore, when pulse-by-pulse is applied to a half-bridge converter, a phenomenon occurs in which the voltage balance of the series circuit of capacitors connected to the transformer is lost.

本発明では、平均値モードによる過電流保護を行うことで、入力電圧が変動した場合であっても出力電流を一定に制御して、安定して確実に過電流保護を行うことを可能にすることができる。 In the present invention, by performing overcurrent protection in the average value mode, even when the input voltage fluctuates, it is possible to control the output current to be constant and perform overcurrent protection stably and reliably. be able to.

（実施の形態３）
次に、本発明における実施の形態３のスイッチング電源装置を図７に示す。図７において、前述の実施の形態のスイッチング電源装置における部品と同じ機能、構成を示すものは、同じ符号を付してその説明は省略する。 (Embodiment 3)
Next, a switching power supply device according to Embodiment 3 of the present invention is shown in FIG. In FIG. 7, components having the same functions and configurations as the components in the switching power supply device of the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図７において、ローパスフィルタ１２４は、インダクタ素子１２１、コンデンサ１２２、１２３で構成される。また、入力電流検出器１０３はローパスフィルタ１２４の内部に包括されている。このような構成にすることで、入力電流を回路方式の違いによらず正確に検出することができる。 In FIG. 7, the low-pass filter 124 includes an inductor element 121 and capacitors 122 and 123. The input current detector 103 is included in the low-pass filter 124. With such a configuration, it is possible to accurately detect the input current regardless of the circuit method.

ローパスフィルタ１２４の端子１０２ｃは、スイッチング素子１０４の一端に接続されており、スイッチング素子１０４の他端は、整流ダイオード１０５のカソードとインダクタ素子１０６の一端に接続されている。このように接続されたスイッチング素子１０４は、後述するＰＷＭ制御回路１１０からの制御信号によってオンオフ動作が繰り返される。また、ローパスフィルタ１２４の端子１０２ｄは、整流ダイオード１０５のアノードに接続されている。 The terminal 102 c of the low-pass filter 124 is connected to one end of the switching element 104, and the other end of the switching element 104 is connected to the cathode of the rectifier diode 105 and one end of the inductor element 106. The switching element 104 connected in this manner is repeatedly turned on and off by a control signal from a PWM control circuit 110 described later. The terminal 102 d of the low-pass filter 124 is connected to the anode of the rectifier diode 105.

図７は降圧型コンバータで構成したものを記載しているが、他の回路方式においても同様に実施可能である。図８には、ハーフブリッジ型のコンバータの入力側にローパスフィルタ１２４を組み合わせた構成を示す。 Although FIG. 7 shows a configuration composed of a step-down converter, the present invention can be similarly applied to other circuit systems. FIG. 8 shows a configuration in which a low-pass filter 124 is combined on the input side of a half-bridge converter.

本実施の形態によれば、ローパスフィルタ１２４を電圧変換回路１２５に組み込むことで、入力側の電圧および電流をスイッチング素子１０４の状態によらず安定化することができる。そして、入力電流検出器１０３をローパスフィルタ１２４の内部に包括することで、入力側の平均電流をより安定した状態で検出することが可能である。 According to the present embodiment, by incorporating the low-pass filter 124 into the voltage conversion circuit 125, the voltage and current on the input side can be stabilized regardless of the state of the switching element 104. By including the input current detector 103 in the low-pass filter 124, it is possible to detect the average current on the input side in a more stable state.

図９は、ローパスフィルタ１２４を構成するインダクタ素子１２１に並列に入力電流検出器１０３を備えた構成を示す。入力電流検出器１０３は、インダクタ素子１２１を通る電流を検出するためのものであり、入力電流検出抵抗１１２ａとコンデンサ１１２ｂとが直列に接続された回路を、インダクタ素子１２１と並列に接続する。コンデンサ１１２ｂの両端には、分圧抵抗１１１ａ、１１１ｃの一端が接続されている。コンデンサ１１２ｂの両端電圧を用いることで、分圧抵抗１１１ｂの両端電圧と、分圧抵抗１１１ｄと過電流閾値補正器の出力電圧Ｖｓｅｔの和が誤差増幅器１１３に供給されている。入力電流検出器１０３により入力電流の平均値が過電流状態になると、誤差増幅器１１３からの過電流状態検出信号をＰＷＭ制御回路１１０に供給し、第１のスイッチング素子１０４ａおよび第２のスイッチング素子１０４ｂのオンオフ状態を変更する。 FIG. 9 shows a configuration in which the input current detector 103 is provided in parallel with the inductor element 121 constituting the low-pass filter 124. The input current detector 103 is for detecting a current passing through the inductor element 121, and a circuit in which an input current detection resistor 112 a and a capacitor 112 b are connected in series is connected in parallel with the inductor element 121. One ends of voltage dividing resistors 111a and 111c are connected to both ends of the capacitor 112b. By using the voltage across the capacitor 112b, the sum of the voltage across the voltage dividing resistor 111b and the output voltage Vset of the voltage dividing resistor 111d and the overcurrent threshold corrector is supplied to the error amplifier 113. When the average value of the input current becomes an overcurrent state by the input current detector 103, an overcurrent state detection signal from the error amplifier 113 is supplied to the PWM control circuit 110, and the first switching element 104a and the second switching element 104b. Change the on / off status of.

本実施の形態においても、入力電流検出器１０３をローパスフィルタ１２４の内部に包括することで、入力側の平均電流をより安定した状態で検出することが可能である。また、インダクタ素子１２１に流れる電流量に比例した電圧がコンデンサ１１２ｂの両端に発生するため、入力電流検出器１０３の損失を低減することもできる。 Also in the present embodiment, by including the input current detector 103 in the low-pass filter 124, it is possible to detect the average current on the input side in a more stable state. In addition, since a voltage proportional to the amount of current flowing through the inductor element 121 is generated across the capacitor 112b, the loss of the input current detector 103 can be reduced.

本発明は、スイッチング電源装置の過電流保護機能に関するものであり、入力電圧が変動した場合であっても、出力電流を一定に制御して、確実に過電流保護を行うことを可能にする安全性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention relates to an overcurrent protection function of a switching power supply device, and even when an input voltage fluctuates, a safety that enables an overcurrent protection by reliably controlling an output current even when the input voltage fluctuates. An object of the present invention is to provide a high-performance switching power supply device.

本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の概略構成図Schematic configuration diagram of a switching power supply device in an embodiment of the present invention 本発明の実施の形態１における降圧コンバータで構成したスイッチング電源装置の回路図1 is a circuit diagram of a switching power supply device configured by a step-down converter according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における降圧コンバータで構成したスイッチング電源装置の動作波形図Operation Waveform Diagram of Switching Power Supply Device Constituting Step-Down Converter in Embodiment 1 of the Present Invention 本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるスイッチング電源装置の回路図Circuit diagram of a switching power supply device including an insulating transformer according to Embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるもう一つ実施例を示すスイッチング電源装置の回路図The circuit diagram of the switching power supply device which shows another Example in which the insulation transformer in Embodiment 2 of this invention is included 本発明の実施の形態２における絶縁トランスが含まれるもう一つの実施例を示すスイッチング電源装置の動作波形図Operation Waveform Diagram of Switching Power Supply Device Showing Another Example Including Insulation Transformer in Embodiment 2 of the Present Invention 本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のスイッチング電源装置の回路図Circuit diagram of a switching power supply unit having a configuration in which a low-pass filter according to Embodiment 3 of the present invention is arranged 本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のもう１つの実施例を示すスイッチング電源装置の回路図The circuit diagram of the switching power supply device which shows another Example of the structure which arrange | positions the low-pass filter in Embodiment 3 of this invention 本発明の実施の形態３におけるローパスフィルタを配置する構成のもう１つの実施例を示すスイッチング電源装置の回路図The circuit diagram of the switching power supply device which shows another Example of the structure which arrange | positions the low-pass filter in Embodiment 3 of this invention 従来のスイッチング電源装置の回路図Circuit diagram of conventional switching power supply

Explanation of symbols

１００スイッチング電源装置
１０１入力直流電源
１０２ａ、１０２ｂ入力端子
１０２ｃ、１０２ｄ端子
１０３入力電流検出器
１０４スイッチング素子
１０４ａ第１のスイッチング素子
１０４ｂ第２のスイッチング素子
１０４ｃ第１のコンデンサ
１０４ｄ第２のコンデンサ
１０４ｅ第３のスイッチング素子
１０４ｆ第４のスイッチング素子
１０５整流ダイオード
１０６インダクタ素子
１０７平滑コンデンサ
１０８ａ、１０８ｂ出力端子
１０９負荷装置
１１０ＰＷＭ制御回路
１１１ａ、１１１ｂ、１１１ｃ、１１１ｄ分圧抵抗
１１２ａ入力電流検出抵抗
１１２ｂコンデンサ
１１３誤差増幅器
１１４基準電圧発生回路
１１５過電流閾値補正器
１１６第５のスイッチング素子
１１７第６のスイッチング素子
１１８抵抗
１１９トランス
１１９ａトランスの１次巻線
１１９ｂ、１１９ｃトランスの２次巻線
１２０ａ第１の整流ダイオード
１２０ｂ第２の整流ダイオード
１２１インダクタ素子
１２２、１２３コンデンサ
１２４ローパスフィルタ
１２５電圧変換回路
１２６コンデンサ DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Switching power supply device 101 Input DC power supply 102a, 102b Input terminal 102c, 102d terminal 103 Input current detector 104 Switching element 104a 1st switching element 104b 2nd switching element 104c 1st capacitor 104d 2nd capacitor 104e 3rd Switching element 104f fourth switching element 105 rectifier diode 106 inductor element 107 smoothing capacitor 108a, 108b output terminal 109 load device 110 PWM control circuit 111a, 111b, 111c, 111d voltage dividing resistor 112a input current detection resistor 112b capacitor 113 error amplifier 114 Reference voltage generation circuit 115 Overcurrent threshold corrector 116 Fifth switching element 117 Sixth switching element 118 Resistor 119 Transformer 119a Transformer primary winding 119b, 119c Transformer secondary winding 120a First rectifier diode 120b Second rectifier diode 121 Inductor element 122, 123 Capacitor 124 Low-pass filter 125 Voltage conversion circuit 126 Capacitor

Claims

A voltage conversion circuit having a switching means and a rectifying / smoothing means; a PWM control circuit for generating a control signal for controlling an on / off period of the switching means; and an input current detection for detecting an average value of an input current of the voltage conversion circuit A reference voltage generator for generating a reference voltage for operating the overcurrent threshold corrector, an overcurrent threshold corrector for controlling an operating point of overcurrent detection according to the control signal, An error amplifier that detects that the voltage conversion circuit is in an overcurrent state, a voltage value obtained by detecting an input current flowing through the input current detector, and a voltage value obtained from the overcurrent threshold corrector; Is input to the error amplifier, and the control signal of the PWM control circuit is corrected based on the output of the error amplifier.

The switching power supply device according to claim 1, wherein the voltage conversion circuit includes a step-down converter.

The switching power supply device according to claim 2, wherein the voltage conversion circuit includes an insulation transformer.

4. The switching power supply device according to claim 3, wherein the voltage conversion circuit is configured by a half-bridge type converter.

2. The switching power supply device according to claim 1, wherein a low-pass filter including an input current detector is disposed in front of the voltage conversion circuit.