KR102642655B1 - PWM control device for power factor improvement of switching power supplies - Google Patents
PWM control device for power factor improvement of switching power supplies Download PDFInfo
- Publication number
- KR102642655B1 KR102642655B1 KR1020207018788A KR20207018788A KR102642655B1 KR 102642655 B1 KR102642655 B1 KR 102642655B1 KR 1020207018788 A KR1020207018788 A KR 1020207018788A KR 20207018788 A KR20207018788 A KR 20207018788A KR 102642655 B1 KR102642655 B1 KR 102642655B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- voltage
- current
- input
- switching power
- power supply
- Prior art date
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 20
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 12
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 10
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Abstract
대출력이며 또한 역률이 양호한 스위칭 전원을 위한 PWM 제어 장치를 제공한다. 스위칭 소자의 온 기간 및 오프 기간의 쌍방에 있어서 전류를 출력 가능하게 구성된 스위칭 전원에 있어서의 상기 스위칭 소자의 온 오프 제어를 행하도록 PWM 신호를 출력하는 PWM 제어 장치에 있어서, 상기 스위칭 전원의 입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와, 상기 스위칭 전원의 입력 전류를 검출하는 입력 전류 검출부와, 검출된 상기 입력 전압 및 상기 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분에 대응하는 제어 전압을 출력하는 차분 출력부와, 상기 제어 전압을 입력 받고, 상기 제어 전압의 크기에 비례한 온 기간을 갖는 PWM 신호를 출력하는 PWMIC 를 갖는다.Provides a PWM control device for switching power supplies with high output and good power factor. A PWM control device that outputs a PWM signal to perform on-off control of a switching power supply configured to output current in both the on and off periods of the switching element, wherein the input voltage of the switching power supply is An input voltage detection unit that detects, an input current detection unit that detects the input current of the switching power supply, and a difference that outputs a control voltage corresponding to the difference between the detected input voltage and a numerical value proportional to each of the input current. It has an output unit and a PWMIC that receives the control voltage and outputs a PWM signal with an on period proportional to the size of the control voltage.
Description
본 발명은 스위칭 전원의 역률 개선을 위한 PWM (Pulse Width Modulation) 제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a PWM (Pulse Width Modulation) control device for improving the power factor of a switching power supply.
교류를 직류로 전력 변환하는 스위칭 전원에 있어서, 입력 전압과 상사형이고 위상이 일치한 입력 전류를 입력시키도록 구성된 역률 개선 회로 (특허문헌 1 ∼ 3 등) 가 공지되어 있다. 역률 개선 회로는, 일반적으로 비절연형의 승압 컨버터로서 구성되고, 교류를 정류한 입력 전압을 일정한 듀티비로 스위칭함으로써, 입력 전압 순시값에 비례한 입력 전류를 리액터에 흘림으로써 역률을 개선하고 있다.In a switching power supply that converts alternating current to direct current, a power factor improvement circuit (Patent Documents 1 to 3, etc.) configured to input an input current that is similar and in phase with the input voltage is known. The power factor improvement circuit is generally configured as a non-isolated boost converter, and improves the power factor by switching an input voltage of rectified alternating current at a constant duty ratio and flowing an input current proportional to the instantaneous value of the input voltage to the reactor.
한편, 역률 개선 기능을 구비한 원 컨버터 방식의 절연형 스위칭 전원도 공지되어 있다 (특허문헌 4, 5 등). 원 컨버터 방식의 절연형 스위칭 전원은, 통상적으로 승압 컨버터와 실질적으로 동일한 동작을 하는 플라이 백 방식으로 구성되어 있다. 원 컨버터 방식의 절연형 스위칭 전원에서는, 교류를 정류한 입력 전압을 일정한 듀티비로 스위칭함으로써, 입력 전압 순시값에 비례한 입력 전류를 트랜스의 일차 코일에 흘림으로써 역률을 개선하고 있다.Meanwhile, a one-converter type isolated switching power supply with a power factor improvement function is also known (Patent Documents 4 and 5, etc.). A one-converter type isolated switching power supply is typically configured as a flyback type that operates substantially the same as a boost converter. In a one-converter type isolated switching power supply, the power factor is improved by switching the input voltage of rectified alternating current at a constant duty ratio and flowing an input current proportional to the instantaneous value of the input voltage to the primary coil of the transformer.
승압 컨버터나 플라이 백 방식의 스위칭 전원은, 통상적으로 스위칭의 온 기간에 자기 에너지를 축적하고, 오프 기간에 플라이 백 전류를 출력한다.A boost converter or flyback type switching power supply usually accumulates magnetic energy during the on period of switching and outputs a flyback current during the off period.
전원의 대출력화를 도모하기 위해서, 예를 들어 절연형 스위칭 전원에 있어서, 온 기간에 포워드 전류를 출력할 수 있는 포워드 방식의 요소를 플라이 백 방식에 끼워 넣는 것을 생각할 수 있다. 이와 같은 포워드/플라이 백 복합 방식에서는, 스위칭의 온 기간에 포워드 전류가 출력됨과 함께 오프 기간에 플라이 백 전류가 출력된다.In order to increase the output of the power supply, for example, in an isolated switching power supply, it is conceivable to insert a forward type element capable of outputting a forward current during the on period into the flyback type. In this forward/flyback combined method, a forward current is output during the on period of switching and a flyback current is output during the off period.
또한, 통상적으로「포워드 전류」및「플라이 백 전류」라는 용어는 절연형의 스위칭 전원에 사용하지만, 본 명세서에서는 비절연형 컨버터의 온 기간 및 오프 기간의 출력 전류에 대해서도, 편의상「포워드 전류」및「플라이 백 전류」로 칭하는 것으로 한다.Additionally, the terms “forward current” and “flyback current” are usually used for an isolated switching power supply, but in this specification, the terms “forward current” and “forward current” are also used for the output current during the on and off periods of a non-isolated converter. It shall be referred to as “flyback current.”
포워드/플라이 백 복합 방식의 절연형 스위칭 전원은, 대출력화를 도모하는 한편, 역률의 관점에서 아래와 같은 문제점이 있다. 예를 들어, 정현파 교류의 전파 (全波) 정류 전압이 입력되는 경우, 플라이 백 전류는, 온 기간에 일차 코일에 흐르는 여자 전류에 의해서 트랜스에 축적된 자기 에너지에 따라서 오프시에 이차 코일에 발생된 기전력에 의해서 출력된다. 플라이 백 전류는, 입력 전압이 작은 범위여도 출력 가능하다. 이는 플라이 백 방식의 절연형 스위칭 전원의 역률이 좋은 것을 의미한다The forward/flyback hybrid isolated switching power supply achieves high output power, but has the following problems in terms of power factor. For example, when a full-wave rectified voltage of sinusoidal alternating current is input, the flyback current is generated in the secondary coil during the off period according to the magnetic energy accumulated in the transformer by the excitation current flowing through the primary coil during the on period. It is output by the generated electromotive force. Flyback current can be output even if the input voltage is in a small range. This means that the power factor of the flyback type isolated switching power supply is good.
그에 비해서, 포워드 전류는, 온 기간에 입력 전압이 인가되는 일차 코일과의 상호 유도에 의해서 이차 코일에 발생된 기전력에 의해서 출력되지만, 이차 코일에 발생된 기전력이 출력단의 평활 콘덴서의 전압을 초과하지 않으면 출력되지 않는다. 따라서, 포워드 전류는, 입력 전압이 작은 범위에서는 출력되지 않고, 따라서 포워드 전류와 쌍이 되는 일차측의 부하 전류도 입력 전류로서 흐르지 않는다. 이는 포워드 방식의 절연형 스위칭 전원의 역률이 좋지 않은 것을 의미한다.In contrast, the forward current is output by the electromotive force generated in the secondary coil by mutual induction with the primary coil to which the input voltage is applied during the on period, but the electromotive force generated in the secondary coil does not exceed the voltage of the smoothing condenser at the output stage. Otherwise, it will not be printed. Therefore, the forward current is not output in a range where the input voltage is small, and therefore the load current on the primary side paired with the forward current does not flow as the input current. This means that the power factor of the forward-type isolated switching power supply is poor.
이와 같이, 포워드/플라이 백 복합 방식의 절연형 스위칭 전원에서는, 입력 전압이 작은 범위에 있어서 플라이 백 전류만이 출력되어 포워드 전류가 출력되지 않는 점에서 입력 전류의 파형이 변형되고, 입력 전압의 정현파와 동일한 정현파로 되지 않아, 역률을 악화시킨다.In this way, in the isolated switching power supply of the forward/flyback combination type, only the flyback current is output in a small range of the input voltage and the forward current is not output, so the waveform of the input current is deformed, and the sinusoidal waveform of the input voltage is It does not become the same sine wave as , which worsens the power factor.
상기한 것은 비절연형 스위칭 전원에 있어서도 동일하다. 포워드/플라이 백 복합 방식으로서 구성된 비절연형 스위칭 전원에 있어서 온 기간에 출력되는 포워드 전류는, 입력 전압에 의해서 리액터에 발생된 기전력의 크기가 출력단의 평활 콘덴서의 전압을 초과하지 않으면 출력되지 않는다. 그 결과, 상기 서술한 절연형 스위칭 전원의 경우와 마찬가지로 역률 악화의 문제를 발생시킨다.The above is the same for non-isolated switching power supplies. In a non-isolated switching power supply configured as a forward/flyback hybrid system, the forward current output during the on period is not output unless the magnitude of the electromotive force generated in the reactor by the input voltage exceeds the voltage of the smoothing capacitor at the output stage. As a result, as in the case of the isolated switching power supply described above, the problem of power factor deterioration occurs.
또한, 일반적인 DC/DC 컨버터에서는, 스위칭 제어를 위해서 범용적이고 저비용의 PWMIC (Pulse Width Modulation Integrated Circuit) 가 널리 사용되고 있다. 그러나, 이 PWMIC 를, 역률 개선용 스위칭 전원의 스위칭 제어에 그대로 채용했을 경우, 충분한 역률 개선 효과를 얻기가 어렵다.Additionally, in general DC/DC converters, a general-purpose and low-cost PWMIC (Pulse Width Modulation Integrated Circuit) is widely used for switching control. However, when this PWMIC is directly adopted for switching control of a switching power supply for power factor improvement, it is difficult to obtain a sufficient power factor improvement effect.
이상의 현 상황으로부터, 본 발명은, 역률 개선용 스위칭 전원에 있어서, 대출력화를 도모할 수 있는 포워드 방식을 조합한 포워드/플라이 백 복합 방식을 채용하며 또한 양호한 역률을 실현하기 위한 PWM 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한, 이와 같은 PWM 제어 장치를 범용적인 PWMIC 를 사용하여 간이한 구성에 의해서 제공하는 것을 목적으로 한다.From the above current situation, the present invention adopts a forward/flyback composite method that combines a forward method that can achieve high output in a switching power supply for power factor improvement, and also provides a PWM control device for realizing a good power factor. The purpose is to Additionally, the purpose is to provide such a PWM control device with a simple configuration using a general-purpose PWMIC.
상기한 목적을 달성하도록, 본 발명은 아래의 구성을 제공한다.To achieve the above object, the present invention provides the following configuration.
ㆍ 본 발명의 양태는, 스위칭 소자의 온 기간 및 오프 기간의 쌍방에 있어서 전류를 출력 가능하게 구성된 스위칭 전원에 있어서의 상기 스위칭 소자의 온 오프 제어를 행하도록 PWM 신호를 출력하는 PWM 제어 장치에 있어서, - An aspect of the present invention is a PWM control device that outputs a PWM signal to perform on-off control of the switching element in a switching power supply configured to output current in both the on period and the off period of the switching element. ,
상기 스위칭 전원의 입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와, an input voltage detector that detects the input voltage of the switching power supply;
상기 스위칭 전원의 입력 전류를 검출하는 입력 전류 검출부와, an input current detection unit that detects the input current of the switching power supply;
검출된 상기 입력 전압 및 상기 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분에 대응하는 제어 전압을 출력하는 차분 출력부와, a difference output unit that outputs a control voltage corresponding to the difference between the detected input voltage and a numerical value proportional to each of the input current;
상기 제어 전압을 입력 받고, 상기 제어 전압의 크기에 비례한 온 기간을 갖는 PWM 신호를 출력하는 PWMIC 를 갖는 것을 특징으로 한다.It is characterized by having a PWMIC that receives the control voltage and outputs a PWM signal with an on period proportional to the magnitude of the control voltage.
ㆍ 상기 양태에 있어서, 상기 입력 전압 검출부가, 상기 입력 전압을 분압한 제 1 전압을 취득하고, In the above aspect, the input voltage detection unit acquires a first voltage obtained by dividing the input voltage,
상기 입력 전류 검출부가, 상기 입력 전류에 의한 저항의 전압 강하를 반전 증폭한 제 2 전압을 취득하고, The input current detector acquires a second voltage obtained by inverting and amplifying the voltage drop of the resistor due to the input current,
상기 차분 출력부가, 상기 제 1 전압과 상기 제 2 전압을 입력 받고, 그것들의 차분에 대응하는 전압을 출력하는 차동 증폭 회로를 갖는 것이 매우 적합하다.It is very suitable for the difference output unit to have a differential amplification circuit that receives the first voltage and the second voltage and outputs a voltage corresponding to the difference between them.
ㆍ 상기 양태에 있어서, 상기 차분 출력부가, 상기 입력 전압의 분압인 전압 및 상기 입력 전류에 의한 저항의 전압 강하의 각각을 각각 AD 변환하는 AD 변환부와, AD 변환된 그것들의 값에 기초하여 디지털 연산에 의해서 상기 입력 전압 및 상기 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분을 연산하는 연산부와, 얻어진 차분을 DA 변환함으로써 상기 차분에 대응하는 전압을 출력하는 DA 변환부를 갖는 것이 바람직하다.In the above aspect, the difference output unit includes an AD converter for AD converting each of a voltage that is a partial voltage of the input voltage and a voltage drop of a resistance due to the input current, and a digital converter based on the AD converted values. It is preferable to have a calculation unit that calculates the difference between the input voltage and the numerical value proportional to each of the input current by calculation, and a DA conversion unit that converts the obtained difference into DA and outputs a voltage corresponding to the difference.
ㆍ 상기 양태에 있어서, 상기 PWM 제어 장치가, 온 기간에 적어도 포워드 전류를 출력하고, 오프 기간에 적어도 플라이 백 전류를 출력 가능하게 구성된 절연형 또는 비절연형의 스위칭 전원에 적용되는 것이 바람직하다.• In the above aspect, it is preferable that the PWM control device is applied to an isolated or non-isolated switching power supply configured to output at least a forward current in the on period and to output at least a flyback current in the off period.
본 발명에 의한 스위칭 전원의 역률 개선용 PWM 제어 장치는, 입력 전압과, 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분에 대응하는 제어 전압에 기초하여, PWM 신호의 온 기간의 길이를 조정함으로써, 입력 전류의 파형을 입력 전압의 파형과 위상이 일치한 상사형으로 하여 역률을 개선할 수 있다.The PWM control device for improving the power factor of a switching power supply according to the present invention adjusts the length of the on period of the PWM signal based on the control voltage corresponding to the difference between the input voltage and the numerical value proportional to each of the input currents. , the power factor can be improved by making the waveform of the input current similar in phase to the waveform of the input voltage.
도 1 은, 본 발명의 제 1 실시형태의 PWM 제어 장치를, 절연형 스위칭 전원에 적용한 예이다.
도 2 는, 도 1 의 회로예에 있어서의 스위칭 전원의 동작을 설명하는 도면으로서, (a) 는 온 기간의 전류를, (b) 는 오프 기간의 전류를 나타낸다.
도 3 은, 도 1 의 회로에 정현파 교류를 입력했을 경우의 교류 반 주기의 동작 파형의 일례를 모식적으로 나타낸다.
도 4 는, 본 발명의 제 1 실시형태의 PWM 제어 장치를, 비절연형 스위칭 전원에 적용한 예이다.
도 5 는, 본 발명의 제 1 실시형태의 PWM 제어 장치를, 비절연형 스위칭 전원에 적용한 다른 예이다.
도 6 은, 본 발명의 제 2 실시형태의 PWM 제어 장치를, 절연형 스위칭 전원에 적용한 예이다.Fig. 1 is an example of applying the PWM control device of the first embodiment of the present invention to an isolated switching power supply.
Fig. 2 is a diagram explaining the operation of the switching power supply in the circuit example of Fig. 1, where (a) represents the current in the on period and (b) represents the current in the off period.
Fig. 3 schematically shows an example of an operating waveform of an alternating current half cycle when sinusoidal alternating current is input to the circuit of Fig. 1.
Fig. 4 is an example of applying the PWM control device of the first embodiment of the present invention to a non-isolated switching power supply.
Fig. 5 is another example in which the PWM control device of the first embodiment of the present invention is applied to a non-isolated switching power supply.
Fig. 6 is an example of applying the PWM control device of the second embodiment of the present invention to an isolated switching power supply.
이하, 예로써 나타낸 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태를 설명한다. 본 발명의 PWM 제어 장치의 적용 대상은, 전형적으로는, 비절연형 스위칭 전원 (승압 컨버터) 또는 원 컨버터 방식의 절연형 스위칭 전원이다. 본 발명의 PWM 제어 장치는, 이들 스위칭 전원에 있어서 양호한 역률이 얻어지도록 스위칭 제어를 행한다. 이들 스위칭 전원의 전형적인 입력 전압은, 정현파 교류의 전파 정류 전압이다. 또한, 입력 전압은, 정현파 이외에 방형파, 삼각파 또는 그 밖의 파형의 전압이어도 된다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings shown by way of example. The application target of the PWM control device of the present invention is typically a non-isolated switching power supply (boost converter) or a one-converter type isolated switching power supply. The PWM control device of the present invention performs switching control so that a good power factor is obtained in these switching power supplies. The typical input voltage of these switching power supplies is a full-wave rectified voltage of sinusoidal alternating current. Additionally, the input voltage may be a voltage of a square wave, a triangle wave, or another waveform other than a sine wave.
(1) 제 1 실시형태(1) First embodiment
(1-1) 절연형 스위칭 전원에 대한 적용예(1-1) Application example for isolated switching power supply
도 1 은, 본 발명의 제 1 실시형태의 PWM 제어 장치 (10) 를, 원 컨버터 방식의 절연형 스위칭 전원 (20) 에 적용한 예이다. 절연형 스위칭 전원 (20) 은, 온 기간에 적어도 포워드 전류를, 오프 기간에 적어도 플라이 백 전류를 출력할 수 있는 포워드/플라이 백 복합 방식의 스위칭 전원으로서 구성되어 있다.Fig. 1 is an example in which the PWM control device 10 of the first embodiment of the present invention is applied to a one-converter type isolated switching power supply 20. The isolated switching power supply 20 is configured as a forward/flyback hybrid switching power supply capable of outputting at least a forward current during the on period and at least a flyback current during the off period.
＜스위칭 전원 (20) 의 구성＞＜Configuration of switching power supply (20)＞
먼저, 절연형 스위칭 전원 (20) 의 구성에 대해서 설명한다. 또한, 본 발명의 PWM 제어 장치 (10) 의 적용 대상인 포워드/플라이 백 복합 방식의 스위칭 전원은, 도 1 의 구성에 한정되지 않는다.First, the configuration of the isolated switching power supply 20 will be described. In addition, the forward/flyback hybrid switching power supply to which the PWM control device 10 of the present invention is applied is not limited to the configuration shown in FIG. 1.
절연형 스위칭 전원 (20) 의 입력단 (1, 2) 에는, 교류 전압을 정류 회로에 의해서 전파 정류한 입력 전압 Vin 이 입력된다. 교류 전압은, 예를 들어, 계통 전원의 50 ㎐ 혹은 60 ㎐ 또는 각종 발전 장치에서 생성되는 수 ㎐ ∼ 수 ㎑ 정도의 주파수를 갖는 정현파이다.An input voltage Vin obtained by full-wave rectifying an alternating voltage through a rectifier circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the insulated switching power supply 20. The alternating voltage is, for example, a sine wave with a frequency of about 50 Hz or 60 Hz from a system power supply or from several Hz to several kHz generated by various power generation devices.
트랜스 (T) 는, 일차 코일 (N1) 과 이차 코일 (N2) 이 동 극성으로 권취된 포워드 트랜스이다 (코일의 권시단 (卷始端) 을 흑색 동그라미로 나타낸다). 트랜스 (T) 의 일차측에는, 입력 전압 Vin 에 의해서 일차 코일 (N1) 에 흐르는 전류를 도통 또는 차단하도록 온 오프 제어되는 스위칭 소자 (Q) 가 형성되어 있다. 여기에서는 스위칭 소자 (Q) 는, n 채널 MOSFET 이다. 그 게이트에 인가되는 PWM 신호 Vg 의 전압에 의해서 온 오프 제어된다. PWM 신호 Vg 의 주파수는, 입력 교류의 주파수보다 높은 수십 kHz ∼ 수백 kHz 이다.The transformer (T) is a forward transformer in which the primary coil (N1) and the secondary coil (N2) are wound with the same polarity (the winding end of the coil is indicated by a black circle). On the primary side of the transformer T, a switching element Q is formed that is controlled on and off to conduct or block the current flowing in the primary coil N1 depending on the input voltage Vin. Here, the switching element (Q) is an n-channel MOSFET. It is controlled on and off by the voltage of the PWM signal Vg applied to the gate. The frequency of the PWM signal Vg is tens to hundreds of kHz, which is higher than the frequency of the input alternating current.
전파 정류 회로의 정출력단인 입력단 (1) 이, 일차 코일 (N1) 의 권시단에 접속되어 있다. 전파 정류 회로의 부출력단인 입력단 (2) 은, 입력 전류 Iin 의 검출용의 저항 (R3) 을 개재하여 스위칭 소자 (Q) 인 FET 의 소스에 접속되어 있다. FET 의 소스는 일차측의 접지단이다.The input terminal (1), which is the constant output terminal of the full-wave rectifier circuit, is connected to the winding terminal of the primary coil (N1). The input terminal 2, which is the sub-output terminal of the full-wave rectifier circuit, is connected to the source of the FET, which is the switching element Q, through a resistor R3 for detection of the input current Iin. The source of the FET is the ground terminal of the primary side.
트랜스 (T) 의 이차 코일 (N2) 의 일단과 출력단 (3) 사이에는 리액터 (L) 가 접속되어 있다. 이차 코일 (N2) 의 타단과 출력단 (4) 사이에는, 애노드가 출력단 (4) 에, 캐소드가 이차 코일 (N2) 의 타단에 접속된 다이오드 (D1) 가 형성되어 있다.A reactor (L) is connected between one end of the secondary coil (N2) of the transformer (T) and the output terminal (3). Between the other end of the secondary coil N2 and the output terminal 4, a diode D1 is formed, the anode of which is connected to the output terminal 4, and the cathode of which is connected to the other end of the secondary coil N2.
또한, 이차 코일 (N2) 의 일단과 출력단 (4) 사이에는, 애노드가 출력단 (4) 에, 캐소드가 이차 코일 (N2) 의 일단에 접속된 다이오드 (D2) 가 형성되어 있다.Additionally, a diode D2 is formed between one end of the secondary coil N2 and the output terminal 4, with its anode connected to the output terminal 4 and its cathode connected to one end of the secondary coil N2.
또한, 이차 코일 (N2) 의 타단과 출력단 (3) 사이에는, 애노드가 이차 코일 (N2) 의 타단에, 캐소드가 출력단 (3) 에 접속된 다이오드 (D3) 가 형성되어 있다.Additionally, a diode D3 is formed between the other end of the secondary coil N2 and the output terminal 3, with its anode connected to the other end of the secondary coil N2 and its cathode connected to the output terminal 3.
출력단 (3) 과 출력단 (4) 사이에는 평활 콘덴서 (C) 가 접속되어 있다. 도시하지 않지만, 이들 출력단 (3) 과 출력단 (4) 사이에는 부하가 접속되어 있다.A smoothing condenser (C) is connected between the output terminal (3) and the output terminal (4). Although not shown, a load is connected between these output terminals (3) and output terminals (4).
＜스위칭 전원 (20) 의 기본적 동작＞＜Basic operation of switching power supply (20)＞
도 2 를 참조하여, 도 1 에 예시한 절연형 스위칭 전원 (20) 의 기본적 동작에 대해서 설명한다. 도 2(a)(b) 는, 도 1 의 절연형 스위칭 전원 (20) 을 개략적으로 나타내고, 각각 온 기간과 오프 기간의 전류의 흐름을 나타낸 도면이다.With reference to FIG. 2, the basic operation of the isolated switching power supply 20 illustrated in FIG. 1 will be described. FIG. 2(a)(b) schematically shows the insulated switching power supply 20 of FIG. 1 and is a diagram showing the flow of current in the on period and the off period, respectively.
ㆍ 온 기간의 동작ㆍOn-period operation
도 2(a) 의 온 기간에 있어서는, 스위칭 소자 (Q) 가 온이 되면, 입력 전압 Vin 이 일차 코일 (N1) 에 인가되고, 이로써, 입력단 (1) → 일차 코일 (N1) → 스위칭 소자 (Q) → 입력단 (2) 의 경로로 입력 전류 Iin 이 흐른다.In the on period of Fig. 2(a), when the switching element Q is turned on, the input voltage Vin is applied to the primary coil N1, and thus the input terminal 1 → primary coil N1 → switching element ( Q) → Input current Iin flows through the path of the input terminal (2).
일차 코일 (N1) 에 입력 전류 Iin 이 흐르면 상호 유도에 의한 기전력 V2 가 이차 코일 (N2) 에 발생된다. 기전력 V2 는, 입력 전압 Vin 의 순시값과 트랜스 (T) 의 권취수비로 정해지고, 입력 전압 Vin 의 순시값에 비례한다.When the input current Iin flows through the primary coil (N1), an electromotive force V2 due to mutual induction is generated in the secondary coil (N2). The electromotive force V2 is determined by the instantaneous value of the input voltage Vin and the turns ratio of the transformer (T), and is proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin.
기전력 V2 는, 이차 코일 (N2) 의 일단이 정전위, 타단이 부전위가 된다. 이로써 다이오드 (D1) 가 순바이어스가 되어 도통하고, 이차 코일 (N2) → 리액터 (L) → 출력단 (3) → 부하 → 출력단 (4) → 다이오드 (D1) 의 경로로 포워드 전류 i1 이 흐른다.As for the electromotive force V2, one end of the secondary coil N2 is at a positive potential and the other end is at a negative potential. As a result, the diode (D1) becomes forward biased and conducts, and the forward current i1 flows through the path of secondary coil (N2) → reactor (L) → output stage (3) → load → output stage (4) → diode (D1).
이차측의 포워드 전류 i1 은, 리액터 (L) 의 여자 전류이기도 하고, 이로써 리액터 (L) 에 자기 에너지가 축적된다.The forward current i1 on the secondary side is also the exciting current of the reactor L, and thus magnetic energy is accumulated in the reactor L.
다이오드 (D2) 는, 이차 코일 (N2) 의 일단이 정전위가 되어 역바이어스가 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 다이오드 (D3) 도, 이차 코일 (N2) 의 타단이 부전위가 되어 역바이어스가 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다.In the diode D2, no current flows because one end of the secondary coil N2 is at a positive potential and reverse biased. Because the other end of the diode (D3) and the secondary coil (N2) is at negative potential and reverse biased, no current flows.
또한, 일차 코일 (N1) 에 흐르는 입력 전류 Iin 은, 상호 유도에 의한 부하 전류와 트랜스 (T) 를 여자하는 여자 전류를 포함한다. 온 기간에는, 여자 전류에 의해서 트랜스 (T) 의 자속이 증가하여 자기 에너지가 축적된다.Additionally, the input current Iin flowing through the primary coil N1 includes a load current due to mutual induction and an excitation current that excites the transformer T. During the on period, the magnetic flux of the transformer T increases due to the excitation current, and magnetic energy is accumulated.
ㆍ 오프 기간의 동작ㆍOff period operation
도 2(b) 는, 오프 기간의 전류의 흐름을 나타낸다. PWM 신호 Vg 가 오프가 되면, 스위칭 소자 (Q) 의 전류로가 차단되어, 일차 코일 (N1) 을 흐르는 전류 Iin 은 소실된다. 이로써, 일차 코일 (N1) 및 이차 코일 (N2) 에 역기전력이 발생된다.Figure 2(b) shows the flow of current during the off period. When the PWM signal Vg is turned off, the current path of the switching element (Q) is blocked, and the current Iin flowing through the primary coil (N1) is lost. As a result, back electromotive force is generated in the primary coil (N1) and the secondary coil (N2).
역기전력에 의해서 이차 코일 (N2) 의 타단이 정전위가 되어, 다이오드 (D1) 는 역바이어스가 되기 때문에, 온 기간에 있어서의 포워드 전류 i1 은 오프 기간에는 흐르지 않는다.The other end of the secondary coil N2 becomes a positive potential due to the back electromotive force, and the diode D1 becomes reverse biased, so the forward current i1 in the on period does not flow in the off period.
한편, 리액터 (L) 에 축적된 자기 에너지를 방출하도록 리액터 전류 i2 가 흐른다. 리액터 전류 i2 의 경로는, 리액터 (L) → 출력단 (3) → 부하 → 출력단 (4) → 다이오드 (D2) 이다. 리액터 전류 i2 는, 포워드 방식에 있어서의 오프 기간의 출력 전류에 상당하고, 다이오드 (D2) 는 전류 (轉流) 다이오드로서 기능한다.Meanwhile, the reactor current i2 flows to release the magnetic energy accumulated in the reactor (L). The path of reactor current i2 is reactor (L) → output stage (3) → load → output stage (4) → diode (D2). The reactor current i2 corresponds to the output current during the off period in the forward method, and the diode D2 functions as a current diode.
또한, 역기전력에 의해서 이차 코일 (N2) 의 일단이 부전위, 타단이 정전위가 되어, 다이오드 (D2) 및 다이오드 (D3) 가 모두 순바이어스가 되어 도통하고, 이차 코일 (N2) → 다이오드 (D3) → 출력단 (3) → 부하 → 출력단 (4) → 다이오드 (D2) 의 경로로 제 3 전류 ifb 가 흐른다. 제 3 전류 ifb 가 흐름으로써, 온 기간에 트랜스 (T) 에 축적된 자기 에너지가 방출된다. 제 3 전류 ifb 는, 플라이 백 방식에 있어서의 플라이 백 전류라고 말할 수 있다.In addition, due to the back electromotive force, one end of the secondary coil (N2) becomes negative potential and the other end becomes positive potential, so both diode (D2) and diode (D3) become forward biased and conductive, and secondary coil (N2) → diode (D3) ) → output terminal (3) → load → output terminal (4) → the third current ifb flows through the path of diode (D2). As the third current ifb flows, the magnetic energy accumulated in the transformer T during the on period is released. The third current ifb can be said to be a flyback current in the flyback method.
이와 같이 도 1 에 나타낸 절연형 스위칭 전원 (20) 은, 온 기간에 포워드 전류 i1 을, 오프 기간에는 리액터 전류 i2 와 플라이 백 전류 ifb 를 출력할 수 있는 포워드/플라이 백 복합 방식의 전원이다. 이와 같은 방식은, 도 1 의 예에 한정되지 않고 다양한 회로가 공지되어 있다.In this way, the isolated switching power supply 20 shown in FIG. 1 is a forward/flyback combined type power supply that can output a forward current i1 in the on period and a reactor current i2 and a flyback current ifb in the off period. This method is not limited to the example in FIG. 1, and various circuits are known.
＜PWM 제어 장치 (10) 의 구성 및 역률 개선 동작＞＜Configuration and power factor improvement operation of the PWM control device 10＞
PWM 제어 장치 (10) 는, 범용적인 PWMIC (5) 를 갖는다. PWMIC (5) 는, 전원 (Vcc) 이 공급되는 단자와, 제어 전압이 입력되는 제어 단자 (cs) 와, 스위칭 전원 (20) 의 출력 전압 (평활 콘덴서의 전압 Vc) 이 저항 (R10) 과 포토커플러 (PC) 를 개재하여 입력되는 피드백 단자 (fb) 와, 스위칭 소자 (Q) 를 온 오프 제어하는 PWM 신호 Vg 를 출력하는 출력 단자 (out) 와 접지 단자 (G) 를 적어도 갖는다. 범용적인 PWMIC (5) 는, 일정한 주파수를 갖는 PWM 신호 Vg 의 1 주기에 있어서의 온 기간의 길이가, 제어 단자 (cs) 에 입력되는 제어 전압 Vcs 에 비례하여 변화하도록 구성되어 있다. 따라서, 제어 전압 Vcs 가 커지면 온 기간이 길어지고, 작아지면 온 기간이 짧아진다.The PWM control device 10 has a general-purpose PWMIC 5. PWMIC (5) has a terminal to which power (Vcc) is supplied, a control terminal (cs) to which a control voltage is input, and the output voltage of the switching power supply (20) (voltage of the smoothing condenser Vc) is connected to the resistor (R10) and the It has at least a feedback terminal (fb) input via a coupler (PC), an output terminal (out) that outputs a PWM signal Vg that controls the switching element (Q) on and off, and a ground terminal (G). The general-purpose PWMIC 5 is configured so that the length of the on period in one cycle of the PWM signal Vg with a constant frequency changes in proportion to the control voltage Vcs input to the control terminal cs. Therefore, as the control voltage Vcs increases, the on-period becomes longer, and as it decreases, the on-period becomes shorter.
상기 서술한 바와 같이 입력 전류 Iin 이 흐르는 라인 상에, 입력 전류 Iin 을 검출하기 위한 검출용의 저항 (R3) 이 삽입되어 있다. 저항 (R3) 은, 일단이 정류 회로의 부출력단에, 타단이 일차측의 접지단에 접속되어 있다. 입력 전류 Iin 에 의한 저항 (R3) 의 전압 강하 (-R3·Iin) 는, 입력 전류 Iin 의 크기에 비례하는 입력 전류 검출치이다. 이 입력 전류 검출치는, 저항 (R4) 을 개재하여 제 1 연산 증폭기 (A1) 의 반전 입력단 (-) 에 입력되어 반전 증폭된다. 제 1 연산 증폭기 (A1) 의 출력 전압을 Vα 로 하면,As described above, a detection resistor (R3) for detecting the input current Iin is inserted on the line through which the input current Iin flows. Resistor R3 has one end connected to the negative output terminal of the rectifier circuit and the other end connected to the ground terminal of the primary side. The voltage drop (-R3·Iin) of the resistor R3 due to the input current Iin is an input current detection value proportional to the magnitude of the input current Iin. This input current detection value is input to the inverting input terminal (-) of the first operational amplifier A1 via the resistor R4 and is inverted and amplified. If the output voltage of the first operational amplifier (A1) is Vα,
Vα= (R4/R5)·R3·Iin ··· 식 1Vα= (R4/R5)·R3·Iin···Equation 1
한편, 입력 전압 Vin 의 입력 전압 검출치도, 입력단 (1) 에서 취득된다. 입력 전압 Vin 은, 직렬 접속된 저항 (R1) 및 저항 (R2) 에 의해서 분압된다. 그 접속점에 있어서의 분압 Vβ가, 제 2 연산 증폭기 (A2) 의 비반전 입력단 ( ＋ ) 에 입력된다. 이 분압 Vβ는, 입력 전압 Vin 에 비례하는 입력 전압 검출치이다.Meanwhile, the input voltage detection value of the input voltage Vin is also acquired at the input terminal (1). The input voltage Vin is divided by the resistor (R1) and resistor (R2) connected in series. The partial voltage Vβ at the connection point is input to the non-inverting input terminal (+) of the second operational amplifier (A2). This partial voltage Vβ is an input voltage detection value proportional to the input voltage Vin.
Vβ= (R2/(R1 ＋ R2))·Vin ···식 2Vβ= (R2/(R1 + R2))·Vin···Equation 2
제 2 연산 증폭기 (A2) 의 반전 입력단 (-) 에는, 제 1 연산 증폭기 (A1) 의 출력 전압 Vα 가 저항 (R6) 을 개재하여 입력된다. 제 2 연산 증폭기 (A2) 는, 차동 증폭기를 구성하고 있다. 제 2 연산 증폭기 (A2) 의 출력 전압 Vγ 는, 아래와 같다.The output voltage Vα of the first operational amplifier (A1) is input to the inverting input terminal (-) of the second operational amplifier (A2) through the resistor (R6). The second operational amplifier (A2) constitutes a differential amplifier. The output voltage Vγ of the second operational amplifier (A2) is as follows.
Vγ = (1 ＋ R7/R6)·Vβ- (R7/R6)·Vα ···식 3Vγ = (1 + R7/R6)·Vβ- (R7/R6)·Vα···Equation 3
식 1, 식 2, 식 3 으로부터From Equation 1, Equation 2, and Equation 3
Vγ = k1·Vin-k2·Iin ···식 4Vγ = k 1 ·Vin-k 2 ·Iin ···Equation 4
단, k1 = (1 ＋ R7/R6)·(R2/(R1 ＋ R2)) However, k1 = (1 + R7/R6)·(R2/(R1 + R2))
k2 = (R7/R6)·(R4/R5)·R3k 2 = (R7/R6)·(R4/R5)·R3
식 4 에서 나타내는 바와 같이, 제 2 연산 증폭기 (A2) 는, 입력 전압 Vin 에 비례하는 수치와, 입력 전류 Iin 에 비례하는 수치의 차분을 출력하는 차분 출력부를 구성한다.As shown in equation 4, the second operational amplifier A2 constitutes a difference output section that outputs the difference between a value proportional to the input voltage Vin and a value proportional to the input current Iin.
제 2 연산 증폭기 (A2) 의 출력 전압 Vγ 는, 저항 (R8) 과 저항 (R9) 에 의해서 분압되어 PWMIC (5) 의 제어 단자 (cs) 에 입력된다. 따라서, 출력 전압 Vγ 에 비례하는 전압이, PWMIC (5) 의 제어 전압 Vcs 가 된다. 이것은, 제어 전압 Vcs 가, 입력 전압 Vin 에 비례하는 수치와, 입력 전류 Iin 에 비례하는 수치의 차분에 비례하는 것을 의미한다. 이 차분이 커지면, PWM 신호 Vg 의 온 기간이 길어져, 입력 전류 Iin 이 커진다. 반대로, 이 차분이 작아지면, PWM 신호 Vg 의 온 기간이 짧아져, 입력 전류 Iin 이 작아진다.The output voltage Vγ of the second operational amplifier (A2) is divided by the resistor (R8) and the resistor (R9) and input to the control terminal (cs) of the PWMIC (5). Therefore, the voltage proportional to the output voltage Vγ becomes the control voltage Vcs of PWMIC (5). This means that the control voltage Vcs is proportional to the difference between a value proportional to the input voltage Vin and a value proportional to the input current Iin. As this difference increases, the on-period of the PWM signal Vg becomes longer, and the input current Iin increases. Conversely, as this difference becomes smaller, the on period of the PWM signal Vg becomes shorter and the input current Iin becomes smaller.
이와 같은 PWM 제어 장치 (10) 의 온 오프 제어에 의해서, 입력 전압 Vin 과 입력 전류 Iin 의 파형이, 위상이 일치한 상사형으로 유지된다. 이로써, 역률이 양호하게, 최적하게는 역률이 1 로 유지된다.By such on-off control of the PWM control device 10, the waveforms of the input voltage Vin and the input current Iin are maintained in a similar form with the phases coincident. This maintains a good power factor, optimally at 1.
도 3 을 참조하여, PWM 제어 장치 (10) 에 의한 절연형 스위칭 전원 (20) 의 역률 개선 동작을 설명한다. 도 3 은, 도 1 의 회로에 정현파 교류가 입력되는 경우의 교류 반 주기의 동작 파형의 일례를 모식적으로 나타낸다.With reference to FIG. 3, the power factor improvement operation of the isolated switching power supply 20 by the PWM control device 10 will be described. FIG. 3 schematically shows an example of an operating waveform of an alternating current half cycle when a sinusoidal alternating current is input to the circuit of FIG. 1.
도 3(a) 는, 교류 반 주기의 입력 전압 Vin 과, 트랜스 (T) 의 이차 코일 (N2) 에 발생되는 기전력 (전압) V2 를 나타낸다. 또, 출력단에 있어서의 평활 콘덴서의 전압 Vc 도 나타낸다.FIG. 3(a) shows the input voltage Vin of the alternating current half cycle and the electromotive force (voltage) V2 generated in the secondary coil N2 of the transformer T. Additionally, the voltage Vc of the smoothing capacitor at the output stage is also shown.
도 3(b) 는 스위칭 소자 (Q) 를 온 오프 제어하는 PWM 신호 Vg 를 나타낸다.Figure 3(b) shows a PWM signal Vg that controls the switching element Q on and off.
도 3(c) 는, 스위칭 소자에 흐르는 입력 전류 Iin 과 그 피크치의 포락선을 나타낸다.Figure 3(c) shows the envelope of the input current Iin flowing through the switching element and its peak value.
도 3(d) 는, 이차측으로 흐르는 포워드 전류 i1 과 리액터 전류 i2 를 가산한 전류와 그 피크치의 포락선 (실선) 을 나타낸다.Figure 3(d) shows the current obtained by adding the forward current i1 and the reactor current i2 flowing to the secondary side and the envelope of the peak value (solid line).
도 3(e) 는, 이차측으로 흐르는 플라이 백 전류 ifb 와 그 피크치의 포락선 (실선) 을 나타낸다.Figure 3(e) shows the flyback current ifb flowing to the secondary side and the envelope of its peak value (solid line).
도 3(f) 는, 이차측으로 출력되는 포워드 전류 i1, 리액터 전류 i2 및 플라이 백 전류 ifb 를 가산한 전류의 피크치의 포락선을 나타낸다.Fig. 3(f) shows the envelope of the peak value of the current obtained by adding the forward current i1, reactor current i2, and flyback current ifb output to the secondary side.
또한, 도 3(c)(d)(e) 의 점선은, 도 1 의 스위칭 전원을, 온 기간 일정한 PWM 신호로 온 오프 제어했을 경우의 각 전류 피크치의 포락선을 나타낸다.Additionally, the dotted lines in Fig. 3(c)(d)(e) indicate the envelope of each current peak value when the switching power supply in Fig. 1 is controlled on and off with a PWM signal constant during the on period.
도 3(a) 에 나타내는 바와 같이, 스위칭의 온시에는, 입력 전압 Vin 의 순시값에 비례하는 기전력 (전압) V2 가 트랜스 (T) 의 이차 코일 (N2) 에 발생된다. 포워드 전류 i1 은, 이차 코일 (N2) 에 발생되는 기전력 V2 가 평활 콘덴서 (C) 의 전압 Vc 를 초과했을 때에만 흐를 수 있다.As shown in Fig. 3(a), when switching is turned on, an electromotive force (voltage) V2 proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin is generated in the secondary coil N2 of the transformer T. The forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil (N2) exceeds the voltage Vc of the smoothing condenser (C).
도 3(c) 에 나타내는 바와 같이, 입력 전류 Iin 은 스위칭의 온 기간에만 흐른다. 입력 전류 Iin 에는, 부하 전류와 여자 전류가 포함된다. 입력 전류 Iin 에 포함되는 부하 전류는, 이차 코일 (N2) 에 상호 유도에 의한 포워드 전류 i1 이 흐를 때에만 흐를 수 있다. 도 3(d) 에 나타내는 바와 같이, 입력 전압 Vin 이 작은 범위에서는 이차 코일 (N2) 에 발생되는 기전력 V2 가 평활 콘덴서 (C) 의 전압 Vc 를 초과하지 못하고, 이차측으로 포워드 전류 i1 이 출력되지 않는다. 이 경우, 입력 전류 Iin 으로서 여자 전류만이 흐른다. 여자 전류는, 입력 전압 Vin 의 크기에 따라서 항상 흐를 수 있다.As shown in Fig. 3(c), the input current Iin flows only during the on period of switching. The input current Iin includes load current and excitation current. The load current included in the input current Iin can flow only when the forward current i1 due to mutual induction flows in the secondary coil (N2). As shown in FIG. 3(d), in the range where the input voltage Vin is small, the electromotive force V2 generated in the secondary coil (N2) does not exceed the voltage Vc of the smoothing condenser (C), and the forward current i1 is not output to the secondary side. . In this case, only the excitation current flows as the input current Iin. Excitation current can always flow depending on the size of the input voltage Vin.
도 3(c) 에 점선으로 나타내는 바와 같이, 만약에 PWM 신호가 온 기간 일정한 펄스 신호인 경우, 입력 전류 Iin 의 파형이 정현파로부터 변형되어, 역률을 악화시킨다. 도 3(d) 및 도 3(e) 의 점선은, 도 3(c) 의 점선에 대응하는 포워드 전류 i1 ＋ 리액터 전류 i2, 및, 플라이 백 전류 ifb 를 각각 나타낸 것이다.As shown by the dotted line in FIG. 3(c), if the PWM signal is a pulse signal that is constant during the on period, the waveform of the input current Iin is transformed from a sinusoidal wave, worsening the power factor. The dotted lines in FIGS. 3(d) and 3(e) represent the forward current i1+reactor current i2 and the flyback current ifb, respectively, corresponding to the dotted lines in FIG. 3(c).
본 발명의 PWM 제어 장치 (10) 의 제어에 의해서, 도 3(b) 에 나타내는 바와 같이, 입력 전압 Vin 과 입력 전류 Iin 의 각 검출치의 차분에 따라서 PWM 신호 Vg 의 온 기간의 길이가 조정된다. 예를 들어, 입력 전압 Vin 이 작은 범위에 있어서 입력 전류 Iin 으로서 여자 전류만이 흐를 경우, PWM 신호 Vg 의 온 기간을 길게 함으로써 입력 전류 Iin 의 피크치를 크게 한다. 또 예를 들어, 기전력 V2 가 콘덴서 전압 Vc 를 초과하고, 입력 전류 Iin 으로서 여자 전류와 부하 전류의 쌍방이 흐를 경우, PWM 신호 Vg 의 온 기간을 짧게 함으로써 입력 전류 Iin 의 피크치를 작게 한다.By control of the PWM control device 10 of the present invention, the length of the on period of the PWM signal Vg is adjusted according to the difference between the respective detected values of the input voltage Vin and the input current Iin, as shown in FIG. 3(b). For example, when the input voltage Vin is in a small range and only the excitation current flows as the input current Iin, the peak value of the input current Iin is increased by lengthening the on period of the PWM signal Vg. Also, for example, when the electromotive force V2 exceeds the capacitor voltage Vc and both the excitation current and the load current flow as the input current Iin, the peak value of the input current Iin is reduced by shortening the on period of the PWM signal Vg.
이 결과, 도 3(c) 에 실선으로 나타내는 바와 같이, 입력 전류 Iin 의 피크치의 포락선은, 입력 전압 Vin 과 상사형으로 위상이 일치하는 정현파가 된다. 이 경우, 역률은 1 이 된다.As a result, as shown by the solid line in FIG. 3(c), the envelope of the peak value of the input current Iin becomes a sine wave whose phase is similar to that of the input voltage Vin. In this case, the power factor becomes 1.
도 3(f) 에 나타내는 바와 같이, 포워드 전류 i1, 리액터 전류 i2 및 플라이 백 전류 ifb 를 가산한 출력 전류의 피크치의 포락선도 정현파가 된다.As shown in Fig. 3(f), the envelope of the peak value of the output current obtained by adding the forward current i1, the reactor current i2, and the flyback current ifb also becomes a sinusoidal wave.
(1-2) 비절연형 스위칭 전원에 대한 적용예(1-2) Application example for non-isolated switching power supply
도 4 는, 도 1 에 나타낸 PWM 제어 장치 (10) 를 적용 가능한 비절연형 스위칭 전원의 예를 나타내고, (a) 는 온 기간의 전류의 흐름을, (b) 는 오프 기간의 흐름을 나타낸다. PWM 제어 장치 (10) 의 구성은, 도 1 과 동일하기 때문에 도시를 생략한다.FIG. 4 shows an example of a non-isolated switching power supply to which the PWM control device 10 shown in FIG. 1 can be applied, where (a) shows the flow of current in the on period and (b) shows the flow in the off period. Since the configuration of the PWM control device 10 is the same as that in FIG. 1, the illustration is omitted.
본 발명의 적용 대상인 비절연형 스위칭 전원도, 절연형의 경우와 마찬가지로, 온 기간에 적어도 포워드 전류를, 오프 기간에 적어도 플라이 백 전류를 출력할 수 있는 포워드/플라이 백 복합 방식의 스위칭 전원으로서 구성되어 있다. 기본적으로는, 승압 컨버터가 된다.As in the case of the isolated type, the non-isolated switching power supply to which the present invention is applied is configured as a forward/flyback combined switching power supply capable of outputting at least a forward current in the on period and at least a flyback current in the off period. there is. Basically, it is a step-up converter.
비절연형 스위칭 전원 (20A) 의 입력단 (1, 2) 에는, 교류 전압을 정류 회로에 의해서 전파 정류한 입력 전압 Vin 이 입력된다. 정 (正) 의 입력단 (1) 이, 트랜스 (T1) 의 일차 코일 (N11) 의 권시단에 접속되어 있다. 부 (不) 의 입력단 (2) 은, 부의 출력단 (4) 과 공통되는 접지단이다. 트랜스 (T1) 는, 일차 코일 (N11) 과 이차 코일 (N12) 이 역극성으로 권취된 플라이 백 트랜스이다. 트랜스 (T1) 의 일차 코일 (N11) 의 타단과 접지단 사이에, 입력 전압 Vin 에 의해서 일차 코일 (N11) 에 흐르는 전류를 도통 또는 차단하도록 온 오프 제어되는 스위칭 소자 (Q) 가 형성되어 있다. 여기에서는 스위칭 소자 (Q) 는, n 채널 MOSFET 이다. FET 의 드레인이 일차 코일 (N11) 의 타단에, 소스가 접지단에 접속되어 있다. 또한, 애노드가 일차 코일 (N11) 의 타단에, 캐소드가 정의 출력단 (3) 에 접속된 다이오드 (D11) 가 형성되어 있다.An input voltage Vin obtained by full-wave rectifying an alternating voltage through a rectifier circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the non-isolated switching power supply 20A. The positive input terminal (1) is connected to the winding terminal of the primary coil (N11) of the transformer (T1). The negative input terminal (2) is a ground terminal common to the negative output terminal (4). The transformer (T1) is a flyback transformer in which the primary coil (N11) and the secondary coil (N12) are wound with reverse polarity. A switching element (Q) is formed between the other end of the primary coil (N11) of the transformer (T1) and the ground terminal, and is controlled on and off to conduct or block the current flowing in the primary coil (N11) by the input voltage Vin. Here, the switching element (Q) is an n-channel MOSFET. The drain of the FET is connected to the other terminal of the primary coil (N11), and the source is connected to the ground terminal. Additionally, a diode D11 is formed in which the anode is connected to the other end of the primary coil N11 and the cathode is connected to the positive output terminal 3.
이차 코일 (N12) 의 타단은 접지단에 접속되어 있다. 또한, 애노드가 이차 코일 (N12) 의 일단에, 캐소드가 출력단 (3) 에 접속된 다이오드 (D12) 가 형성되어 있다. 출력단 (3, 4) 사이에는 평활 콘덴서 (C) 가 접속되어 있다.The other end of the secondary coil (N12) is connected to the ground terminal. Additionally, a diode D12 is formed in which the anode is connected to one end of the secondary coil N12 and the cathode is connected to the output terminal 3. A smoothing condenser (C) is connected between the output terminals (3, 4).
도 4(a) 에 나타내는 온 기간에는, 스위칭 소자 (Q) 가 도통하면, 입력단 (1) 으로부터 일차 코일 (N11) 에 입력 전압 Vin 이 인가되어, 일차 코일 (N11) 에 입력 전류 Iin 이 흐른다. 상기 서술한 바와 같이, 입력 전압 Vin 은 저항 (R1) 을 통과하고, 입력 전류 Iin 은 저항 (R3) 을 통과하여 검출된다. 입력 전류 Iin 이 흐름으로써 이차 코일 (N12) 에 상호 유도에 의한 기전력 V2 를 발생시킨다. 기전력 V2 는, 입력 전압 Vin 의 크기와 권취수비로 정해진다. 이로써, 다이오드 (D12) 가 순바이어스가 되어, 도시한 경로로 포워드 전류 i1 이 출력단 (3) 으로 흐른다. 다이오드 (D11) 는 역바이어스가 되어 차단된다.In the on period shown in Fig. 4(a), when the switching element Q conducts, the input voltage Vin is applied from the input terminal 1 to the primary coil N11, and the input current Iin flows into the primary coil N11. As described above, the input voltage Vin passes through resistor R1, and the input current Iin is detected by passing through resistor R3. As the input current Iin flows, an electromotive force V2 is generated by mutual induction in the secondary coil (N12). The electromotive force V2 is determined by the size of the input voltage Vin and the number of turns. As a result, the diode D12 becomes forward biased, and the forward current i1 flows to the output terminal 3 through the path shown. Diode (D11) is reverse biased and blocked.
단, 포워드 전류 i1 은, 이차 코일 (N12) 에 발생된 기전력 V2 가 평활 콘덴서 (C) 의 전압을 초과할 때에만 흐를 수 있다. 포워드 전류 i1 이 흐르지 않을 때에는, 입력 전류 Iin 에 포함되는 부하 전류는 흐르지 않는다. 부하 전류가 흐르지 않는 경우여도, 입력 전류 Iin 에 포함되는 여자 전류는 항상 흘러, 트랜스 (T1) 에 자기 에너지가 축적된다.However, the forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil (N12) exceeds the voltage of the smoothing condenser (C). When the forward current i1 does not flow, the load current included in the input current Iin does not flow. Even when the load current does not flow, the excitation current included in the input current Iin always flows, and magnetic energy is accumulated in the transformer T1.
도 4(b) 에 나타내는 오프 기간에는, 스위칭 소자 (Q) 가 차단되어, 일차 코일 (N11) 및 이차 코일 (N12) 에 역기전력이 발생된다. 다이오드 (D12) 는 역바이어스가 되어 차단된다. 한편, 다이오드 (D11) 가 순바이어스가 되어, 도시한 경로로 플라이 백 전류 ifb 가 출력단 (3) 으로 흐른다. 이로써 트랜스 (T1) 에 축적된 자기 에너지가 방출된다.During the off period shown in Fig. 4(b), the switching element Q is turned off, and a counter electromotive force is generated in the primary coil N11 and the secondary coil N12. Diode (D12) is reverse biased and blocked. Meanwhile, the diode D11 becomes forward biased, and the flyback current ifb flows to the output terminal 3 through the path shown. This releases the magnetic energy accumulated in the transformer (T1).
도 4 의 비절연형 스위칭 전원에 있어서의 동작 파형은, 도 3 에 나타낸 절연형의 경우와 실질적으로 동일하다. 단, 비절연형의 경우, 도 3(d) 의 리액터 전류 i2 가 없다. 비절연형 스위칭 전원의 경우에도, 본 발명의 PWM 제어 장치에 의해서 PWM 신호의 온 기간의 길이가 조정됨으로써, 입력 전류 Iin 의 파형이, 입력 전압 Vin 과 위상이 일치하는 상사형이 되어, 역률이 양호해진다.The operating waveform of the non-isolated switching power supply shown in FIG. 4 is substantially the same as that of the insulated type shown in FIG. 3 . However, in the case of the non-insulated type, there is no reactor current i2 in FIG. 3(d). Even in the case of a non-isolated switching power supply, the length of the on period of the PWM signal is adjusted by the PWM control device of the present invention, so that the waveform of the input current Iin becomes similar in phase with the input voltage Vin, resulting in a good power factor. .
도 5 는, 본 발명의 적용 대상인 비절연형 스위칭 전원의 다른 예를 나타내고, (a) 는 온 기간의 전류의 흐름을, (b) 는 오프 기간의 흐름을 나타낸다. PWM 제어 장치 (10) 의 구성은, 도 1 과 동일하기 때문에 도시를 생략한다.Figure 5 shows another example of a non-isolated switching power supply to which the present invention is applied, where (a) shows the flow of current in the on period and (b) shows the flow of current in the off period. Since the configuration of the PWM control device 10 is the same as that in FIG. 1, the illustration is omitted.
비절연형 스위칭 전원 (20B) 의 입력단 (1, 2) 에는, 교류 전압을 정류 회로에 의해서 전파 정류한 입력 전압 Vin 이 입력된다. 정의 입력단 (1) 이, 트랜스 (T2) 의 일차 코일 (N21) 의 권시단에 접속되어 있다. 부의 입력단 (2) 은, 부의 출력단 (4) 과 공통되는 접지단이다. 트랜스 (T2) 는, 일차 코일 (N21) 과 이차 코일 (N22) 이 역극성으로 권취된 플라이 백 트랜스이다. 일차 코일 (N21) 의 타단과 이차 코일 (N22) 의 일단은 접속되어 있다. 트랜스 (T22) 의 일차 코일 (N21) 의 타단과 접지단 사이에, 입력 전압 Vin 에 의해서 일차 코일 (N21) 에 흐르는 전류를 도통 또는 차단할 수 있도록 온 오프 제어되는 스위칭 소자 (Q) 가 형성되어 있다. 여기에서는 스위칭 소자 (Q) 는 n 채널 MOSFET 이다. FET 의 드레인이 일차 코일 (N21) 의 타단에, 소스가 접지단에 접속되어 있다. 또한, 애노드가 이차 코일 (N22) 의 타단에, 캐소드가 정의 출력단 (3) 에 접속된 다이오드 (D21) 가 형성되어 있다.An input voltage Vin obtained by full-wave rectifying an alternating voltage through a rectifier circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the non-isolated switching power supply 20B. The positive input terminal (1) is connected to the winding terminal of the primary coil (N21) of the transformer (T2). The negative input terminal (2) is a ground terminal common to the negative output terminal (4). The transformer (T2) is a flyback transformer in which the primary coil (N21) and the secondary coil (N22) are wound with reverse polarity. The other end of the primary coil (N21) and one end of the secondary coil (N22) are connected. Between the other end of the primary coil (N21) of the transformer (T22) and the ground terminal, a switching element (Q) is formed that is controlled on and off to conduct or block the current flowing in the primary coil (N21) by the input voltage Vin. . Here, the switching element (Q) is an n-channel MOSFET. The drain of the FET is connected to the other terminal of the primary coil (N21), and the source is connected to the ground terminal. Additionally, a diode D21 is formed in which the anode is connected to the other end of the secondary coil N22 and the cathode is connected to the positive output terminal 3.
또한, 일차 코일 (N21) 과 이차 코일 (N22) 의 접속점에 애노드가, 출력단 (3) 에 캐소드가 접속된 다이오드 (D22) 가 형성되어 있다. 출력단 (3, 4) 사이에는 평활 콘덴서 (C) 가 접속되어 있다.Additionally, a diode D22 is formed in which the anode is connected to the connection point of the primary coil N21 and the secondary coil N22, and the cathode is connected to the output terminal 3. A smoothing condenser (C) is connected between the output terminals (3, 4).
도 5(a) 에 나타내는 온 기간에는, 스위칭 소자 (Q) 가 도통하면, 입력단 (1) 으로부터 일차 코일 (N21) 에 입력 전압 Vin 이 인가되어, 일차 코일 (N21) 에 입력 전류 Iin 이 흐른다. 상기 서술한 바와 같이, 입력 전압 Vin 은 저항 (R1) 을 통과하고, 입력 전류 Iin 은 저항 (R3) 을 통과하여 검출된다. 입력 전류 Iin 이 흐름으로써 이차 코일 (N22) 에 상호 유도에 의한 기전력 V2 를 발생시킨다. 기전력 V2 는, 입력 전압 Vin 의 크기와 권취수비로 정해진다. 이로써, 다이오드 (D21) 가 순바이어스가 되어, 도시한 경로로 포워드 전류 i1 이 출력단 (3) 으로 흐른다. 다이오드 (D22) 는 역바이어스가 되어 차단된다.In the on period shown in Fig. 5(a), when the switching element Q conducts, the input voltage Vin is applied from the input terminal 1 to the primary coil N21, and the input current Iin flows into the primary coil N21. As described above, the input voltage Vin passes through resistor R1, and the input current Iin is detected by passing through resistor R3. As the input current Iin flows, an electromotive force V2 is generated by mutual induction in the secondary coil (N22). The electromotive force V2 is determined by the size of the input voltage Vin and the number of turns. As a result, the diode D21 becomes forward biased, and the forward current i1 flows to the output terminal 3 through the path shown. The diode (D22) is reverse biased and blocked.
단, 포워드 전류 i1 은, 이차 코일 (N22) 에 발생된 기전력 V2 가 평활 콘덴서 (C) 의 전압을 초과할 때에만 흐를 수 있다. 포워드 전류 i1 이 흐르지 않을 때에는, 입력 전류 Iin 에 포함되는 부하 전류는 흐르지 않는다. 부하 전류가 흐르지 않는 경우여도, 입력 전류 Iin 에 포함되는 여자 전류는 항상 흘러, 트랜스 (T2) 에 자기 에너지가 축적된다.However, the forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil (N22) exceeds the voltage of the smoothing condenser (C). When the forward current i1 does not flow, the load current included in the input current Iin does not flow. Even when the load current does not flow, the excitation current included in the input current Iin always flows, and magnetic energy is accumulated in the transformer T2.
도 5(b) 에 나타내는 오프 기간에는, 스위칭 소자 (Q) 가 차단되어, 일차 코일 (N21) 및 이차 코일 (N22) 에 역기전력이 발생된다. 다이오드 (D21) 는 역바이어스가 되어 차단된다. 한편, 다이오드 (D22) 가 순바이어스가 되어, 도시한 경로로 플라이 백 전류 ifb 가 출력단 (3) 으로 흐른다. 이로써 트랜스 (T2) 에 축적된 자기 에너지가 방출된다.During the off period shown in Fig. 5(b), the switching element Q is turned off, and a counter electromotive force is generated in the primary coil N21 and the secondary coil N22. The diode (D21) is reverse biased and blocked. Meanwhile, the diode D22 becomes forward biased, and the flyback current ifb flows to the output terminal 3 through the path shown. This releases the magnetic energy accumulated in the transformer (T2).
도 5 의 비절연형 스위칭 전원 (20B) 에 있어서의 동작 파형도, 리액터 전류 i2 가 없는 점을 제외하고, 도 3 에 나타낸 절연형의 경우와 실질적으로 동일하다.The operating waveform of the non-isolated switching power supply 20B in Fig. 5 is also substantially the same as that of the insulated type shown in Fig. 3, except that there is no reactor current i2.
(1-3) 스위칭 전원의 그 밖의 구성예(1-3) Other configuration examples of switching power supplies
상기 서술한 절연형 스위칭 전원 또는 비절연형 스위칭 전원이, 복수의 스위칭 소자로 이루어지는 스위칭부를 갖는 경우도 포함된다. 예를 들어, 풀 브릿지 회로, 푸시풀 회로 또는 하프 브릿지 회로에 의해서 구성되는 스위칭부이다. 이와 같은 스위칭부에 포함되는 복수의 스위칭 소자의 각각이, 본 발명의 PWM 제어 장치에 의해서 생성되는 PWM 신호 Vg 에 의해서 온 오프 제어된다.The case where the above-mentioned insulated switching power supply or non-insulated switching power supply has a switching unit made of a plurality of switching elements is also included. For example, it is a switching unit composed of a full bridge circuit, push-pull circuit, or half bridge circuit. Each of the plurality of switching elements included in such a switching unit is controlled on and off by the PWM signal Vg generated by the PWM control device of the present invention.
(2) PWM 제어 장치의 제 2 실시형태(2) Second embodiment of PWM control device
도 6 은, 본 발명의 제 2 실시형태의 PWM 제어 장치 (10A) 를, 도 1 과 동일한 절연형 스위칭 전원에 적용한 예이다.FIG. 6 is an example in which the PWM control device 10A of the second embodiment of the present invention is applied to the same insulated switching power supply as that in FIG. 1.
PWM 제어 장치 (10A) 는, 범용적인 PWMIC (5) 를 갖는다. PWMIC (5) 에 대해서는, 도 1 의 것과 동일하기 때문에 설명을 생략한다.The PWM control device 10A has a general-purpose PWMIC 5. As for PWMIC (5), since it is the same as that in FIG. 1, description is omitted.
제 2 실시형태에 있어서도, 검출용의 저항 (R3) 의 양단 전압에 의해서, 입력 전류 Iin 의 크기에 비례하는 입력 전류 검출치가 얻어진다. 마찬가지로, 한편, 입력 전압 Vin 의 입력 전압 검출치도 입력단 (1) 에서 취득되고, 저항 (R1) 및 저항 (R2) 에 의해서 분압된다. 또한, 입력 전류 검출치 및 입력 전압 검출치를 취득하는 수단은, 이것들에 한정되지 않는다.Also in the second embodiment, an input current detection value proportional to the magnitude of the input current Iin is obtained by the voltage across the detection resistor R3. Similarly, the input voltage detection value of the input voltage Vin is also acquired at the input terminal 1, and the voltage is divided by the resistor R1 and the resistor R2. Additionally, the means for acquiring the input current detection value and the input voltage detection value are not limited to these.
제 2 실시형태에 있어서의 차분 출력부는, 입력 전압 Vin 및 입력 전류 Iin 의 각각에 비례하는 수치 사이의 차분을 디지털적으로 연산한다. 차분 출력부는, 입력 전압 검출치와 입력 전류 검출치를 각각 AD 변환하는 AD 변환부 (11) 와, 디지털 변환된 입력 전류 검출치와 입력 전압 검출치를 사용하여, 디지털 연산에 의해서 그것들의 차분을 연산하는 디지털 시그널 프로세서 (DSP) 등의 디지털 연산부 (12) 와, 얻어진 차분을 DA 변환함으로써, PWMIC (5) 의 cs 단자의 제어 전압을 생성하는 DA 변환부 (13) 를 갖는다.The difference output unit in the second embodiment digitally calculates the difference between numerical values proportional to each of the input voltage Vin and the input current Iin. The difference output unit uses an AD converter 11 that converts the input voltage detection value and the input current detection value to AD, respectively, and uses the digitally converted input current detection value and the input voltage detection value to calculate the difference between them by digital calculation. It has a digital calculation unit 12, such as a digital signal processor (DSP), and a DA conversion unit 13 that generates a control voltage of the cs terminal of the PWMIC 5 by converting the obtained difference into DA.
이상에서 설명한 본 발명의 스위칭 전원의 PWM 제어 장치는, 스위칭 전원의 입력 전압과 입력 전류를 각각 검지하고, 그것들의 차분에 기초하여 PWM 신호의 온 기간을 조정하는 제어를 행한다. 따라서, 포워드/플라이 백 복합 방식의 스위칭 전원에 있어서의 복잡한 입력 전류 파형도, 입력 전압의 정현파와 동일한 정현파로 용이하게 보정할 수 있다.The PWM control device of the switching power supply of the present invention described above detects the input voltage and input current of the switching power supply, and performs control to adjust the on period of the PWM signal based on their difference. Therefore, even the complex input current waveform in the forward/flyback hybrid switching power supply can be easily corrected to a sine wave identical to the sine wave of the input voltage.
또한, 동일한 PWM 제어 장치를, 절연형 및 비절연형의 어느 스위칭 전원에도 공통적으로 사용할 수 있다. 또, 동일 PWM 제어 장치를, 단일한 스위칭 소자에도 풀 브릿지 등의 복수의 스위칭 소자에도 공통적으로 사용할 수 있다. 이로써, 본 발명의 PWM 제어 장치는 범용성이 높다고 말할 수 있다. 도시한 구성예에 한정하지 않고, 본 발명의 주지를 따르는 범위에서 다양한 변형이 가능하다.Additionally, the same PWM control device can be commonly used for both isolated and non-isolated switching power supplies. In addition, the same PWM control device can be commonly used for a single switching element or a plurality of switching elements such as a full bridge. From this, it can be said that the PWM control device of the present invention has high versatility. It is not limited to the configuration example shown, and various modifications are possible within the scope of the main spirit of the present invention.
1, 2 : 입력단
3, 4 : 출력단
T, T1 : 트랜스
N1, N11, N21 : 일차 코일
N2, N12, N22 : 이차 코일
Q : 스위칭 소자
D1, D2, D3, D11, D12, D21, D22 : 다이오드
L : 리액터
C : 평활 콘덴서
R1 ∼ R9 : 저항
A1, A2 : 연산 증폭기1, 2: input terminal
3, 4: output stage
T, T1: Trans
N1, N11, N21: Primary coil
N2, N12, N22: Secondary coil
Q: switching element
D1, D2, D3, D11, D12, D21, D22: Diodes
L: reactor
C: smoothing condenser
R1 ~ R9: Resistance
A1, A2: Operational amplifier
Claims (4)
상기 스위칭 전원의 입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,
상기 스위칭 전원의 입력 전류를 검출하는 입력 전류 검출부와,
검출된 상기 입력 전압 및 상기 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분에 대응하는 제어 전압을 출력하는 차분 출력부와,
상기 제어 전압을 입력 받고, 상기 제어 전압의 크기에 비례한 온 기간을 갖는 PWM 신호를 출력하는 PWMIC 를 갖고,
온 기간에 적어도 포워드 전류를 출력하고, 오프 기간에 적어도 플라이 백 전류를 출력 가능하게 구성된 절연형 또는 비절연형의 스위칭 전원에 적용되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 PWM 제어 장치.A PWM control device that outputs a PWM signal to perform on-off control of a switching element in a switching power supply configured to output current in both the on and off periods of the switching element, comprising:
an input voltage detector that detects the input voltage of the switching power supply;
an input current detection unit that detects the input current of the switching power supply;
a difference output unit that outputs a control voltage corresponding to the difference between the detected input voltage and a numerical value proportional to each of the input current;
It has a PWMIC that receives the control voltage and outputs a PWM signal with an on period proportional to the magnitude of the control voltage,
A PWM control device for a switching power supply, characterized in that it is applied to an isolated or non-isolated switching power supply configured to output at least a forward current in the on period and at least a flyback current in the off period.
상기 입력 전압 검출부가, 상기 입력 전압을 분압한 제 1 전압을 취득하고,
상기 입력 전류 검출부가, 상기 입력 전류에 의한 저항의 전압 강하를 반전 증폭한 제 2 전압을 취득하고,
상기 차분 출력부가, 상기 제 1 전압과 상기 제 2 전압을 입력 받고, 그것들의 차분에 대응하는 전압을 출력하는 차동 증폭 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 PWM 제어 장치.According to claim 1,
The input voltage detector acquires a first voltage obtained by dividing the input voltage,
The input current detector acquires a second voltage obtained by inverting and amplifying the voltage drop of the resistor due to the input current,
A PWM control device for a switching power supply, wherein the differential output unit receives the first voltage and the second voltage and has a differential amplification circuit that outputs a voltage corresponding to the difference between them.
상기 차분 출력부가, 상기 입력 전압의 분압인 전압 및 상기 입력 전류에 의한 저항의 전압 강하의 각각을 각각 AD 변환하는 AD 변환부와, AD 변환된 그것들의 값에 기초하여 디지털 연산에 의해서 상기 입력 전압 및 상기 입력 전류의 각각에 비례하는 수치의 사이의 차분을 연산하는 연산부와, 얻어진 차분을 DA 변환함으로써 상기 차분에 대응하는 전압을 출력하는 DA 변환부를 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원의 PWM 제어 장치.According to claim 1,
The differential output unit includes an AD converter for AD conversion of a voltage that is a division of the input voltage and a voltage drop of a resistance due to the input current, and a digital calculation based on the AD converted values of the input voltage. and a calculation unit that calculates a difference between numerical values proportional to each of the input currents, and a DA conversion unit that converts the obtained difference into DA to output a voltage corresponding to the difference.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JPJP-P-2018-000182 | 2018-01-04 | ||
| JP2018000182A JP2019122134A (en) | 2018-01-04 | 2018-01-04 | Pwm control device for power factor improvement of switching power supply |
| PCT/JP2018/048200 WO2019135391A1 (en) | 2018-01-04 | 2018-12-27 | Power-factor-improving pwm control device for switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20200103694A KR20200103694A (en) | 2020-09-02 |
| KR102642655B1 true KR102642655B1 (en) | 2024-02-29 |
Family
ID=67144240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020207018788A KR102642655B1 (en) | 2018-01-04 | 2018-12-27 | PWM control device for power factor improvement of switching power supplies |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2019122134A (en) |
| KR (1) | KR102642655B1 (en) |
| WO (1) | WO2019135391A1 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112803759A (en) * | 2019-11-13 | 2021-05-14 | 奇源科技有限公司 | Power supply conversion device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006129795A1 (en) * | 2005-06-02 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Induction heating apparatus |
| JP2012139101A (en) * | 2012-04-16 | 2012-07-19 | Murata Mfg Co Ltd | Switching control circuit and switching power supply device |
| JP2013090491A (en) | 2011-10-20 | 2013-05-13 | Ntt Data Intellilink Corp | Forward-flyback power supply circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3090766B2 (en) | 1992-02-24 | 2000-09-25 | オリジン電気株式会社 | AC / DC converter |
| JPH0662568A (en) * | 1992-08-04 | 1994-03-04 | Canon Inc | Switching power device |
| JP4375914B2 (en) | 2001-03-30 | 2009-12-02 | 新電元工業株式会社 | Switching power supply |
| DOP2006000009A (en) | 2005-01-13 | 2006-08-15 | Arena Pharm Inc | PROCEDURE TO PREPARE ETERES OF PIRAZOLO [3,4-D] PYRIMIDINE |
| JP2007037297A (en) | 2005-07-27 | 2007-02-08 | Sanken Electric Co Ltd | Power factor improvement circuit |
| JP2015023722A (en) | 2013-07-22 | 2015-02-02 | サンケン電気株式会社 | Power-factor correction circuit |
| JP2017221073A (en) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | Ntn株式会社 | Dc/dc converter |
-
2018
- 2018-01-04 JP JP2018000182A patent/JP2019122134A/en active Pending
- 2018-12-27 KR KR1020207018788A patent/KR102642655B1/en active IP Right Grant
- 2018-12-27 WO PCT/JP2018/048200 patent/WO2019135391A1/en active Application Filing
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006129795A1 (en) * | 2005-06-02 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Induction heating apparatus |
| JP2013090491A (en) | 2011-10-20 | 2013-05-13 | Ntt Data Intellilink Corp | Forward-flyback power supply circuit |
| JP2012139101A (en) * | 2012-04-16 | 2012-07-19 | Murata Mfg Co Ltd | Switching control circuit and switching power supply device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2019122134A (en) | 2019-07-22 |
| WO2019135391A1 (en) | 2019-07-11 |
| KR20200103694A (en) | 2020-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2690774B1 (en) | Voltage sensing in isolated DC/DC converters | |
| EP2254227A1 (en) | Control device for a constant current flyback converter | |
| TW201640807A (en) | Output current adjustment system in power conversion system and method | |
| KR20060083162A (en) | Dc-dc converter of multi-output type | |
| KR20100048769A (en) | Power factor correction circuit and driving method thereof | |
| KR101516566B1 (en) | Dc power supply | |
| KR20170120592A (en) | Semiconductor device for power control | |
| JP5770364B2 (en) | Switching power supply circuit and LED lighting device | |
| US10038366B2 (en) | Multiphase power factor improvement circuit | |
| JP2011152017A (en) | Switching power supply device | |
| KR20130106983A (en) | Light driving apparatus and method thereof | |
| JP2014042433A (en) | Bridgeless pfc converter with average current mode control | |
| JP2007028751A (en) | Multi-output switching power supply | |
| JP4854556B2 (en) | Power supply | |
| KR102642655B1 (en) | PWM control device for power factor improvement of switching power supplies | |
| CN114726219B (en) | Flyback converter with capacitor voltage as reference and voltage detection through auxiliary winding | |
| JP2011083049A (en) | Voltage converter | |
| JP2009171752A (en) | Power supply circuit | |
| JP2013116003A (en) | Lighting device | |
| JP2012175828A (en) | Current detection circuit of step-up converter | |
| JP2012195999A (en) | Power circuit and lighting device | |
| JP2017017845A (en) | High voltage generator | |
| JP7300278B2 (en) | PWM controller for switching power supply | |
| JP2015091212A (en) | Power conversion device | |
| JP4423994B2 (en) | Power factor correction circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant |