JP2011083049A - Voltage converter - Google Patents

Voltage converter Download PDF

Info

Publication number
JP2011083049A
JP2011083049A JP2009230748A JP2009230748A JP2011083049A JP 2011083049 A JP2011083049 A JP 2011083049A JP 2009230748 A JP2009230748 A JP 2009230748A JP 2009230748 A JP2009230748 A JP 2009230748A JP 2011083049 A JP2011083049 A JP 2011083049A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inductor
voltage
input terminal
hysteresis comparator
resistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2009230748A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Maki Wasekura
真樹 早稲倉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Priority to JP2009230748A priority Critical patent/JP2011083049A/en
Publication of JP2011083049A publication Critical patent/JP2011083049A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a voltage converter which can stabilize an output voltage even though an inductor, in which an inductor current is controlled according to the output signal of a hysteresis comparator, is constituted at its input stage. <P>SOLUTION: The voltage converter includes the hysteresis comparator 22, a switching element Q which is driven according to the output signal of the comparator 22, and the inductor 26 which is provided in series between a voltage input terminal 1 in which an input voltage Vin is inputted and a switching element Q. The converter generates an output voltage Vout converted from the input voltage Vin by controlling the inductor current flowing to the inductor 26 by the drive of the switching element Q. The converter feeds back the DC components of the output voltage Vout to the side of the inverse input terminal of the comparator 22, and feeds back the AC components of the voltage corresponding to the magnitude of the inductor current to the non-inverse input terminal side of the comparator 22. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、スイッチング素子の駆動によって入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成する電圧変換装置に関する。   The present invention relates to a voltage converter that generates an output voltage obtained by converting an input voltage by driving a switching element.

従来、インダクタが出力側に設けられたヒステリシススイッチングレギュレータが知られている（例えば、特許文献１の図２ｂ及び図３参照）。特許文献１の開示内容によれば、ＡＣ結合を利用したレギュレータによって、出力電圧に生じたエラーの低減が図られている。   Conventionally, a hysteresis switching regulator in which an inductor is provided on the output side is known (for example, see FIG. 2b and FIG. 3 of Patent Document 1). According to the disclosed contents of Patent Document 1, an error generated in the output voltage is reduced by a regulator using AC coupling.

特開２００７−１５９３９５号公報JP 2007-159395 A

しかしながら、出力側にインダクタがあるタイプのヒステリシススイッチングレギュレータについて記載された特許文献１の開示技術では、入力側にインダクタがあるタイプの電圧変換装置の出力電圧の安定化を図ることができない。すなわち、入力側にインダクタがあるタイプの電圧変換装置の場合、特許文献１の開示技術と同様に、出力側をＡＣ結合を利用してフィードバックを行っても、出力電流の連続性が特許文献１に開示されたヒステリシススイッチングレギュレータと相違するため、出力電圧を安定化させることが難しい。   However, the technology disclosed in Patent Document 1 that describes a hysteresis switching regulator with an inductor on the output side cannot stabilize the output voltage of a voltage conversion device with an inductor on the input side. That is, in the case of a voltage conversion device having an inductor on the input side, the continuity of the output current is maintained even if feedback is performed using AC coupling on the output side, as in the disclosed technique of Patent Document 1. Therefore, it is difficult to stabilize the output voltage.

そこで、本発明は、ヒステリシスコンパレータの出力信号に従ってインダクタ電流が制御されるインダクタが入力段に構成されていても、出力電圧を安定させることができる、電圧変換装置の提供を目的とする。   SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a voltage converter that can stabilize an output voltage even when an inductor whose inductor current is controlled according to an output signal of a hysteresis comparator is configured in an input stage.

上記目的を達成するため、本発明に係る電圧変換装置は、
ヒステリシスコンパレータと、
前記ヒステリシスコンパレータの出力信号に従って駆動されるスイッチング素子と、
入力電圧が入力される電圧入力端子と前記スイッチング素子との間に直列に設けられたインダクタとを備え、
前記インダクタに流れるインダクタ電流を前記スイッチング素子の駆動により制御することによって、前記入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成する電圧変換装置であって、
前記出力電圧の直流成分を前記ヒステリシスコンパレータの第１の入力端子側にフィードバックする第１のフィードバック回路と、
前記インダクタ電流の大きさに対応する電圧の交流成分を前記ヒステリシスコンパレータの第２の入力端子側にフィードバックする第２のフィードバック回路とを備えることを特徴とするものである。 In order to achieve the above object, a voltage conversion device according to the present invention includes:
A hysteresis comparator;
A switching element driven according to the output signal of the hysteresis comparator;
An inductor provided in series between a voltage input terminal to which an input voltage is input and the switching element;
A voltage converter that generates an output voltage obtained by converting the input voltage by controlling an inductor current flowing through the inductor by driving the switching element;
A first feedback circuit that feeds back a DC component of the output voltage to the first input terminal side of the hysteresis comparator;
And a second feedback circuit that feeds back an AC component of a voltage corresponding to the magnitude of the inductor current to the second input terminal side of the hysteresis comparator.

本発明によれば、ヒステリシスコンパレータの出力信号に従ってインダクタ電流が制御されるインダクタが入力段に構成されていても、出力電圧を安定させることができる。   According to the present invention, the output voltage can be stabilized even when an inductor whose inductor current is controlled according to the output signal of the hysteresis comparator is configured in the input stage.

本発明に係る電圧変換装置の第１の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of a hysteresis comparator type DC-DC converter 10 which is a first embodiment of a voltage converter according to the present invention. 本発明に係る電圧変換装置の第２の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the hysteresis comparator type DC-DC converter 20 which is 2nd Embodiment of the voltage converter which concerns on this invention. 本発明に係る電圧変換装置の第３の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the hysteresis comparator type DC-DC converter 30 which is 3rd Embodiment of the voltage converter which concerns on this invention. ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作シミュレーションの波形図である。4 is a waveform diagram of an operation simulation of the DC-DC converter 10. FIG.

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための形態の説明を行う。図１は、本発明に係る電圧変換装置の第１の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成を示したブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ヒステリシスコンパレータ２２と、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従って駆動されるスイッチング素子Ｑ（Ｑ１，Ｑ２）と、入力電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子１とスイッチング素子Ｑとの間に直列に設けられたインダクタ２６とを備える電圧変換回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流をスイッチング素子Ｑの駆動により制御することによって、入力電圧Ｖｉｎを電圧変換した出力電圧Ｖｏｕｔを生成するブーストコンバータである。   Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a hysteresis comparator type DC-DC converter 10 which is a first embodiment of a voltage converter according to the present invention. The DC-DC converter 10 includes a hysteresis comparator 22, a switching element Q (Q1, Q2) driven according to an output signal of the hysteresis comparator 22, and a voltage input terminal 1 to which an input voltage Vin is input and the switching element Q. Is a voltage conversion circuit including an inductor 26 provided in series. The DC-DC converter 10 is a boost converter that generates an output voltage Vout obtained by converting the input voltage Vin by controlling the inductor current flowing through the inductor 26 by driving the switching element Q.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１のフィードバック回路と第２のフィードバック回路とを備える。第１のフィードバック回路は、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分（ＤＣ値）をヒステリシスコンパレータ２２の第１の入力端子（図１の場合、反転入力端子）側にフィードバックする。第２のフィードバック回路は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧の交流成分（ＡＣ値）をヒステリシスコンパレータ２２の第２の入力端子（図１の場合、非反転入力端子）側にフィードバックする。   The DC-DC converter 10 includes a first feedback circuit and a second feedback circuit. The first feedback circuit feeds back the direct current component (DC value) of the output voltage Vout to the first input terminal (inverted input terminal in the case of FIG. 1) side of the hysteresis comparator 22. The second feedback circuit supplies an AC component (AC value) of the voltage corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26 to the second input terminal (in the case of FIG. 1, non-inverting input terminal) side of the hysteresis comparator 22. provide feedback.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、このような構成を有しているので、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従ってインダクタ電流が制御されるインダクタ２６が入力段に構成されていても、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることができる。   Since the DC-DC converter 10 has such a configuration, the output voltage Vout can be stabilized even if the inductor 26 whose inductor current is controlled according to the output signal of the hysteresis comparator 22 is configured in the input stage. Can do.

すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分をフィードバックすることによって、出力電圧ＶｏｕｔのＤＣ的な精度の低下を抑えることができる。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力段にインダクタが構成されていないため、ヒステリシスコンパレータ２２に供給するための三角波（ランプ信号）をその出力段で得ることができなくても、図１に例示した上述の構成によれば、インダクタ２６に流れるインダクタ電流をスイッチング素子Ｑの駆動により制御することによって、該インダクタ電流の大きさに応じた三角波を生成することができる。したがって、入力段に構成されたインダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧の交流成分をフィードバックすることによって、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を向上させることができる。   That is, by feeding back the direct current component of the output voltage Vout, it is possible to suppress a decrease in DC accuracy of the output voltage Vout. Since no inductor is configured at the output stage of the DC-DC converter 10, a triangular wave (ramp signal) to be supplied to the hysteresis comparator 22 cannot be obtained at the output stage, but is illustrated in FIG. According to the configuration described above, by controlling the inductor current flowing through the inductor 26 by driving the switching element Q, a triangular wave corresponding to the magnitude of the inductor current can be generated. Therefore, the responsiveness of the output voltage Vout can be improved by feeding back the AC component of the voltage corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26 configured in the input stage.

次に、図１の構成について詳細に説明する。   Next, the configuration of FIG. 1 will be described in detail.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、電圧入力端子１から入力される入力電圧Ｖｉｎを昇圧変換した出力電圧Ｖｏｕｔを電圧出力端子２から出力する。電圧入力端子１には、入力電圧Ｖｉｎを平滑させる入力キャパシタ３１が接続され、電圧出力端子２には、出力電圧Ｖｏｕｔを平滑させる出力キャパシタ２８が接続されている。   The DC-DC converter 10 outputs an output voltage Vout obtained by boosting the input voltage Vin input from the voltage input terminal 1 from the voltage output terminal 2. An input capacitor 31 for smoothing the input voltage Vin is connected to the voltage input terminal 1, and an output capacitor 28 for smoothing the output voltage Vout is connected to the voltage output terminal 2.

出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分をヒステリシスコンパレータ２２の反転入力端子側にフィードバックする第１のフィードバック回路は、検出抵抗２９Ａと２９Ｂとが直列に接続された直列回路を備える。この直列回路が、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分を検出する直流成分検出回路２９である。直流成分検出回路２９は、検出抵抗２９Ａと２９Ｂによる出力電圧Ｖｏｕｔの分圧によって検出した出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分を、ヒステリシスコンパレータ２２の反転入力端子側に出力する。   The first feedback circuit that feeds back the DC component of the output voltage Vout to the inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 includes a series circuit in which detection resistors 29A and 29B are connected in series. This series circuit is a DC component detection circuit 29 that detects a DC component of the output voltage Vout. The DC component detection circuit 29 outputs the DC component of the output voltage Vout detected by dividing the output voltage Vout by the detection resistors 29A and 29B to the inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22.

インダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側にフィードバックする第２のフィードバック回路は、抵抗３７とキャパシタ３８とが接続されて構成されたＲＣ回路網４９を備える。インダクタ２６に接続されたＲＣ回路網４９は、電圧Ｖｍの交流成分を検出する交流成分検出回路である。ＲＣ回路網４９は、検出した電圧Ｖｍの交流成分を、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に出力する。電圧Ｖｍは、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応して変化し、例えば、インダクタ電流の大きさが大きくなるにつれて増加する。つまり、電圧Ｖｍは、インダクタ電流の大きさを表している。図１の場合、電圧Ｖｍは、インダクタ２６に直列に接続された抵抗３７のインダクタ２６側の端子電圧である。   The second feedback circuit that feeds back the AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26 to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 is configured by connecting a resistor 37 and a capacitor 38. An RC network 49 is provided. The RC network 49 connected to the inductor 26 is an AC component detection circuit that detects an AC component of the voltage Vm. The RC network 49 outputs the detected AC component of the voltage Vm to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22. The voltage Vm changes corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26, and increases as the magnitude of the inductor current increases, for example. That is, the voltage Vm represents the magnitude of the inductor current. In the case of FIG. 1, the voltage Vm is a terminal voltage on the inductor 26 side of the resistor 37 connected in series to the inductor 26.

抵抗３７は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流を検出するため、インダクタ２６に直列に接続される。抵抗３７は、電圧入力端子１とインダクタ２６との間に、より詳細には、入力キャパシタ３１が入力電圧Ｖｉｎの供給経路に接続された接続点とインダクタ２６との間に、直列に挿入されている。抵抗３７にインダクタ電流が流れることによって、そのインダクタ電流の電流値（大きさ）に対応する電圧Ｖｍが生成される。   The resistor 37 is connected in series with the inductor 26 in order to detect the inductor current flowing through the inductor 26. The resistor 37 is inserted in series between the voltage input terminal 1 and the inductor 26, more specifically, between the connection point where the input capacitor 31 is connected to the supply path of the input voltage Vin and the inductor 26. Yes. When the inductor current flows through the resistor 37, a voltage Vm corresponding to the current value (magnitude) of the inductor current is generated.

キャパシタ３８は、インダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に伝達するため、抵抗３７とインダクタ２６との間に一端が接続され且つヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に他端が接続される。キャパシタ３８は、このように接続されることによって、抵抗３７とインダクタ２６との接続点の電圧Ｖｍの交流成分を、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に供給する。   The capacitor 38 transmits an AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22, so that one end of the capacitor 38 is connected between the resistor 37 and the inductor 26. The other end is connected to the non-inverting input terminal side. The capacitor 38 is connected in this way, thereby supplying the AC component of the voltage Vm at the connection point between the resistor 37 and the inductor 26 to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22.

ＲＣ回路網４９は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の電流値に対応する電圧Ｖｍを抵抗３７で生成して、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に出力する。抵抗３７によって取り出される電圧Ｖｍは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に構成されたインダクタに直列に接続された抵抗によって該インダクタに流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧を取り出す場合に比べて、１８０°位相がずれている。そこで、位相を反転させて位相を合わせるため、ヒステリシスコンパレータ２２のリファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力される非反転入力端子側に、電圧Ｖｍをフィードバックする。   The RC network 49 generates a voltage Vm corresponding to the current value of the inductor current flowing through the inductor 26 by the resistor 37 and outputs it to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22. The voltage Vm extracted by the resistor 37 is 180 in comparison with the case where a voltage corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor is extracted by a resistor connected in series to the inductor configured in the output stage of the DC-DC converter. ° Out of phase. Therefore, in order to reverse the phase and match the phase, the voltage Vm is fed back to the non-inverting input terminal side to which the reference voltage Vref of the hysteresis comparator 22 is input.

ＲＣ回路網４９によって、ヒステリシスコンパレータ２２に入力するための三角波（ランプ信号）が生成される。一定のリファレンス電圧ＶｒｅｆとＲＣ回路網４９から供給されるランプ信号との重畳電圧Ｖ＋が、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子に入力される。   The RC network 49 generates a triangular wave (ramp signal) for input to the hysteresis comparator 22. A superimposed voltage V + of the constant reference voltage Vref and the ramp signal supplied from the RC network 49 is input to the non-inverting input terminal of the hysteresis comparator 22.

ヒステリシスコンパレータ２２は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆに電圧Ｖｍの交流成分が加算した重畳電圧Ｖ＋と出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分の大きさに応じた出力フィードバック電圧Ｖ−とを比較し、その比較結果を駆動回路２４に出力する。出力フィードバック電圧Ｖ−がヒステリシスコンパレータ２２のヒステリシス幅内で変動するように、その比較結果である出力電圧レベルが、ハイレベル又はローレベルに切り替わる。駆動回路２４は、ヒステリシスコンパレータ２２の出力電圧レベルに従って、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧となるようなデューティ比でスイッチング素子Ｑ（Ｑ１，Ｑ２）を駆動する駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。その駆動信号に基づきスイッチング素子Ｑのそれぞれがスイッチング動作を行うことによって、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔへの昇圧がなされる。なお、スイッチング素子Ｑの具体例として、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体素子が挙げられる。   The hysteresis comparator 22 compares the superimposed voltage V + obtained by adding the alternating current component of the voltage Vm to the reference voltage Vref and the output feedback voltage V− corresponding to the magnitude of the direct current component of the output voltage Vout, and compares the comparison result with the drive circuit 24. Output to. The output voltage level, which is the comparison result, is switched between a high level and a low level so that the output feedback voltage V− varies within the hysteresis width of the hysteresis comparator 22. The drive circuit 24 outputs a drive signal (PWM signal) that drives the switching element Q (Q1, Q2) at a duty ratio such that the output voltage Vout becomes a predetermined target voltage in accordance with the output voltage level of the hysteresis comparator 22. Each switching element Q performs a switching operation based on the drive signal, thereby boosting the input voltage Vin to the output voltage Vout. Specific examples of the switching element Q include semiconductor elements such as IGBTs, MOSFETs, and bipolar transistors.

つまり、ＰＷＭ信号に基づき、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２がオンし、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との間の接続点に接続されたインダクタ２６にインダクタ電流が流れ、インダクタ２６にエネルギーが蓄積される。そして、ＰＷＭ信号に基づき、スイッチング素子Ｑ２がオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、インダクタ２６に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子Ｑ１を介して出力コンデンサ２８に蓄積される。このようなスイッチング動作をすることによって、平滑された出力電圧Ｖｏｕｔが電圧出力端子２から出力される。   That is, based on the PWM signal, when the low-side switching element Q2 is turned on and the high-side switching element Q1 is turned off, an inductor current flows through the inductor 26 connected to the connection point between the switching elements Q1 and Q2, and the inductor 26 stores energy. When the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on based on the PWM signal, the energy accumulated in the inductor 26 is accumulated in the output capacitor 28 via the switching element Q1. By performing such a switching operation, the smoothed output voltage Vout is output from the voltage output terminal 2.

なお、スイッチング素子Ｑ１が構成されている場合、スイッチング素子Ｑ１がダイオードに置き換えられた構成に比べて、該ダイオードに電流が流れることによる発熱を抑えることができる。   In the case where the switching element Q1 is configured, heat generation due to current flowing through the diode can be suppressed as compared to a configuration in which the switching element Q1 is replaced with a diode.

図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作シミュレーションの波形図である。図４（ａ）は、出力電圧Ｖｏｕｔを表す。図４（ｂ）は、ヒステリシスコンパレータ２２の反転入力端子の電圧Ｖ−を表す。図４（ｃ）は、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子の電圧Ｖ＋を表す。図４（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点の電圧Ｖｃを表す。図４に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成によれば、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることができる。   FIG. 4 is a waveform diagram of an operation simulation of the DC-DC converter 10. FIG. 4A shows the output voltage Vout. FIG. 4B shows the voltage V− of the inverting input terminal of the hysteresis comparator 22. FIG. 4C shows the voltage V + of the non-inverting input terminal of the hysteresis comparator 22. FIG. 4D shows the voltage Vc at the connection point between the collector of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2. As shown in FIG. 4, according to the configuration of the DC-DC converter 10, the output voltage Vout can be stabilized.

図２は、本発明に係る電圧変換装置の第２の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の構成を示すブロック図である。図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略又は簡略する。   FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a hysteresis comparator type DC-DC converter 20 which is a second embodiment of the voltage converter according to the present invention. The same components as those of the DC-DC converter 10 illustrated in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted or simplified.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、ヒステリシスコンパレータ２２と、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従って駆動されるスイッチング素子Ｑ１と、入力電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子１とスイッチング素子Ｑ１との間に直列に設けられた一次巻線２６Ａを有するフライバックトランスＴｓとを備える電圧変換回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、一次巻線２６Ａに流れる一次電流をスイッチング素子Ｑ１の駆動により制御することによって、入力電圧Ｖｉｎを電圧変換した出力電圧Ｖｏｕｔを生成するフライバック型レギュレータである。   The DC-DC converter 20 is provided in series between the hysteresis comparator 22, the switching element Q1 driven according to the output signal of the hysteresis comparator 22, and the voltage input terminal 1 to which the input voltage Vin is input and the switching element Q1. And a flyback transformer Ts having a primary winding 26A. The DC-DC converter 20 is a flyback regulator that generates an output voltage Vout obtained by converting the input voltage Vin by controlling the primary current flowing through the primary winding 26A by driving the switching element Q1.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、第１のフィードバック回路と第２のフィードバック回路とを備える。第１のフィードバック回路は、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分（ＤＣ値）をヒステリシスコンパレータ２２の第１の入力端子（図２の場合、反転入力端子）側にフィードバックする。第２のフィードバック回路は、一次巻線２６Ａに流れる一次電流の大きさに対応する電圧の交流成分（ＡＣ値）をヒステリシスコンパレータ２２の第２の入力端子（図２の場合、非反転入力端子）側にフィードバックする。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、フライバックトランスＴｓの一次インダクタンスが十分大きいため、一次電流の大きさに対応する電圧の交流成分をフィードバックしている。   The DC-DC converter 20 includes a first feedback circuit and a second feedback circuit. The first feedback circuit feeds back the DC component (DC value) of the output voltage Vout to the first input terminal (inverted input terminal in the case of FIG. 2) side of the hysteresis comparator 22. The second feedback circuit supplies an AC component (AC value) corresponding to the magnitude of the primary current flowing through the primary winding 26A to the second input terminal of the hysteresis comparator 22 (in the case of FIG. 2, a non-inverting input terminal). Feedback to the side. Since the primary inductance of the flyback transformer Ts is sufficiently large, the DC-DC converter 20 feeds back an AC component of a voltage corresponding to the magnitude of the primary current.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、このような構成を有しているので、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０の場合と同様に、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従って一次電流が制御される一次巻線２６Ａが入力段に構成されていても、図４に示した波形と同様の結果が得られ、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることができる。   Since the DC-DC converter 20 has such a configuration, as in the case of the DC-DC converter 10 shown in FIG. 1, the primary winding in which the primary current is controlled according to the output signal of the hysteresis comparator 22. Even if 26A is configured in the input stage, the same result as the waveform shown in FIG. 4 can be obtained, and the output voltage Vout can be stabilized.

次に、図２の構成について詳細に説明する。   Next, the configuration of FIG. 2 will be described in detail.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、一次側の入力電圧ＶｉｎをフライバックトランスＴｓで電圧変換（昇圧又は降圧）し、二次側の直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、電圧入力端子１に接続された入力キャパシタ３１と、フライバックトランスＴｓと、フライバックトランスＴｓの一次巻線２６Ａに流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ１と、フライバックトランスＴｓの二次巻線２６Ｂにアノードが接続されたダイオード３９と、ダイオード３９のカソードに接続された出力キャパシタ２８とを有するフライバック式スイッチング回路を備える。ダイオード３９と出力コンデンサ２８とで構成される整流平滑回路の出力電圧がＶｏｕｔに相当する。なお、ダイオード３９を効率改善のためスイッチング素子に置き換えて、同期整流してもよい。   The DC-DC converter 20 performs voltage conversion (step-up or step-down) on the primary-side input voltage Vin by the flyback transformer Ts, and generates and outputs a secondary-side direct-current output voltage Vout. The DC-DC converter 20 includes an input capacitor 31 connected to the voltage input terminal 1, a flyback transformer Ts, a switching element Q1 that controls a current flowing through the primary winding 26A of the flyback transformer Ts, and a flyback transformer Ts. The flyback type switching circuit has a diode 39 having an anode connected to the secondary winding 26B and an output capacitor 28 connected to the cathode of the diode 39. The output voltage of the rectifying / smoothing circuit composed of the diode 39 and the output capacitor 28 corresponds to Vout. The diode 39 may be replaced with a switching element to improve efficiency, and synchronous rectification may be performed.

出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分をヒステリシスコンパレータ２２の反転入力端子側にフィードバックする第１のフィードバック回路は、増幅回路を備える。この増幅回路が、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分を検出する直流成分検出回路２９である。   The first feedback circuit that feeds back the DC component of the output voltage Vout to the inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 includes an amplifier circuit. This amplifier circuit is a DC component detection circuit 29 that detects a DC component of the output voltage Vout.

一次巻線２６Ａに流れる一次電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側にフィードバックする第２のフィードバック回路は、抵抗３７とキャパシタ３８とが接続されて構成されたＲＣ回路網４９を備える。   The second feedback circuit that feeds back the AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the primary current flowing through the primary winding 26A to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 is configured by connecting a resistor 37 and a capacitor 38. RC network 49 is provided.

駆動回路２４は、ヒステリシスコンパレータ２２の出力電圧レベルに従って、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧となるようなデューティ比でスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する。その駆動信号に基づきスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うことによって、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔへの昇圧がなされる。   The drive circuit 24 outputs a drive signal (PWM signal) that drives the switching element Q1 with a duty ratio such that the output voltage Vout becomes a predetermined target voltage in accordance with the output voltage level of the hysteresis comparator 22. The switching element Q1 performs a switching operation based on the drive signal, thereby boosting the input voltage Vin to the output voltage Vout.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、このような構成を有しているので、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０の場合と同様に、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従って一次電流が制御される一次巻線２６Ａが入力段に構成されていても、図４に示した波形と同様の結果が得られ、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることができる。   Since the DC-DC converter 20 has such a configuration, as in the case of the DC-DC converter 10 shown in FIG. 1, the primary winding in which the primary current is controlled according to the output signal of the hysteresis comparator 22. Even if 26A is configured in the input stage, the same result as the waveform shown in FIG. 4 can be obtained, and the output voltage Vout can be stabilized.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の場合、ＡＣ値のフィードバックをフライバックトランスＴｓの一次巻線２６Ａ側（ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力側）から行うため、フライバックトランスＴｓの二次巻線２６Ｂ側（ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力側）から行う場合に比べて、ＡＣカップリングのためのキャパシタ３８の耐圧を低く設定することができる。   In the case of the DC-DC converter 20, since the feedback of the AC value is performed from the primary winding 26A side of the flyback transformer Ts (input side of the DC-DC converter 20), the secondary winding 26B side of the flyback transformer Ts. The withstand voltage of the capacitor 38 for AC coupling can be set lower than when performing from (the output side of the DC-DC converter 20).

図３は、本発明に係る電圧変換装置の第３の実施形態であるヒステリシスコンパレータ型ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成を示すブロック図である。上述の実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。   FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a hysteresis comparator type DC-DC converter 30 which is a third embodiment of the voltage converter according to the present invention. The same components as those in the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の場合、出力電圧Ｖｏｕｔの直流成分をヒステリシスコンパレータ２２の反転入力端子側にフィードバックする第１のフィードバック回路は、検出抵抗２９Ａと２９Ｂとが直列に接続された直流成分検出回路２９を備える。   In the case of the DC-DC converter 30, the first feedback circuit that feeds back the DC component of the output voltage Vout to the inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 is a DC component detection circuit 29 in which detection resistors 29A and 29B are connected in series. Is provided.

また、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側にフィードバックする第２のフィードバック回路は、抵抗４２とキャパシタ４１とキャパシタ３８とが接続されて構成されたＲＣ回路網４９を備える。インダクタ２６に接続されたＲＣ回路網４９は、電圧Ｖｍの交流成分を検出する交流成分検出回路である。ＲＣ回路網４９は、検出した電圧Ｖｍの交流成分を、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に出力する。図３の場合、電圧Ｖｍは、抵抗４２とキャパシタ４１との接続点の電圧である。   The second feedback circuit that feeds back the AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26 to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22 includes a resistor 42, a capacitor 41, and a capacitor 38. An RC network 49 configured as described above is provided. The RC network 49 connected to the inductor 26 is an AC component detection circuit that detects an AC component of the voltage Vm. The RC network 49 outputs the detected AC component of the voltage Vm to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22. In the case of FIG. 3, the voltage Vm is a voltage at a connection point between the resistor 42 and the capacitor 41.

ＲＣ回路網４９は、抵抗４２とキャパシタ４１との直列回路と、抵抗４２とキャパシタ４１との間に一端が接続され且つヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に他端が接続されるキャパシタ３８とを有する。抵抗４２とキャパシタ４１との直列回路は、インダクタ２６に並列に接続されている。   The RC network 49 includes a series circuit of a resistor 42 and a capacitor 41, a capacitor 38 having one end connected between the resistor 42 and the capacitor 41 and the other end connected to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22. Have A series circuit of the resistor 42 and the capacitor 41 is connected to the inductor 26 in parallel.

抵抗４２とキャパシタ４１との直列回路は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流を検出するため、インダクタ２６に並列に接続される。抵抗４２の一端がキャパシタ４１に接続され、その他端がインダクタ２６の出力側（スイッチング素子Ｑ１及びＱ２）に接続される。キャパシタ４１の一端が抵抗４２に接続され、その他端がインダクタ２６の入力側に接続される。   A series circuit of the resistor 42 and the capacitor 41 is connected in parallel to the inductor 26 in order to detect the inductor current flowing through the inductor 26. One end of the resistor 42 is connected to the capacitor 41, and the other end is connected to the output side (switching elements Q1 and Q2) of the inductor 26. One end of the capacitor 41 is connected to the resistor 42, and the other end is connected to the input side of the inductor 26.

キャパシタ３８は、インダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に供給するため、抵抗４２とキャパシタ４１との間に一端が接続され且つヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に他端が接続される。   Since the capacitor 38 supplies an AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22, one end is connected between the resistor 42 and the capacitor 41 and the hysteresis comparator 22 The other end is connected to the non-inverting input terminal side.

ＲＣ回路網４９は、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の電流値に対応する電圧Ｖｍを抵抗４２とキャパシタ４１で生成して、ヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に出力する。   The RC network 49 generates a voltage Vm corresponding to the current value of the inductor current flowing through the inductor 26 by the resistor 42 and the capacitor 41 and outputs the voltage Vm to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、このような構成を有しているので、図１，２に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０，２０の場合と同様に、ヒステリシスコンパレータ２２の出力信号に従ってインダクタ電流が制御されるインダクタ２６が入力段に構成されていても、図４に示した波形と同様の結果が得られ、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることができる。   Since the DC-DC converter 30 has such a configuration, the inductor current is controlled according to the output signal of the hysteresis comparator 22 as in the case of the DC-DC converters 10 and 20 shown in FIGS. Even if the inductor 26 is configured in the input stage, the same result as the waveform shown in FIG. 4 is obtained, and the output voltage Vout can be stabilized.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の場合、インダクタ２６に流れる電流の電流経路に並列に抵抗が挿入されているため、直列に電流検出用の抵抗が挿入されている場合に比べて、抵抗による損失を低減することができる。   Further, in the case of the DC-DC converter 30, since a resistor is inserted in parallel in the current path of the current flowing through the inductor 26, the loss due to the resistance is reduced as compared with the case where a resistor for current detection is inserted in series. Can be reduced.

ところで、インダクタ２６の抵抗分の抵抗値ＲＤＣＲに対して、抵抗４２の抵抗値Ｒ１が十分大きければ、抵抗４２とキャパシタ４１との直列回路と、インダクタ２６とが並列に接続された並列回路に流れる電流は、該直列回路に流れる電流は微小なため、インダクタ２６に流れるインダクタ電流で近似できる。そのため、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の電流値ＩＬ１は、ＶＬ１がインダクタ２６の両端にかかる電圧、Ｌ１がインダクタ２６のインダクタンスとすると、
ＩＬ１＝ＶＬ１／（ｊω×Ｌ１＋ＲＤＣＲ） ・・・（１）
と表すことができる。 By the way, if the resistance value R1 of the resistor 42 is sufficiently larger than the resistance value R DCR corresponding to the resistance of the inductor 26, a series circuit of the resistor 42 and the capacitor 41 and a parallel circuit in which the inductor 26 is connected in parallel are formed. The flowing current can be approximated by the inductor current flowing in the inductor 26 because the current flowing in the series circuit is very small. Therefore, the current value I L1 of inductor current flowing through the inductor 26, the voltage V L1 is applied across the inductor 26, when L1 is the inductance of the inductor 26,
I L1 = V L1 / (jω × L1 + R DCR ) (1)
It can be expressed as.

一方、キャパシタ４１の両端にかかる電圧ＶＣ２は、Ｃ２がキャパシタ４１の静電容量、Ｒ１が抵抗４２の抵抗値とすると、
ＶＣ２＝ＶＬ１／（１＋ｊω×Ｃ２×Ｒ１） ・・・（２）
と表すことができる。 On the other hand, the voltage V C2 applied to both ends of the capacitor 41 is as follows.
V C2 = V L1 / (1 + jω × C2 × R1) (2)
It can be expressed as.

式（２）をＶＬ１について整理して、式（１）に代入すると、電流値ＩＬ１は
ＩＬ１＝（ＶＣ２／ＲＤＣＲ）
×（１＋ｊω×Ｃ２×Ｒ１）／（１＋ｊω×（Ｌ１／ＲＤＣＲ））
・・・（３）
と表すことができる。 When formula (2) is arranged for V L1 and substituted into formula (1), the current value I L1 is I L1 = (V C2 / R DCR ).
× (1 + jω × C2 × R1) / (1 + jω × (L1 / R DCR ))
... (3)
It can be expressed as.

ここで、キャパシタ４１と抵抗４２との時定数（Ｃ２×Ｒ１）と、インダクタ２６とインダクタ２６の抵抗分との時定数（Ｌ１／ＲＤＣＲ）が等しくなるように、キャパシタ４１の静電容量Ｃ２と抵抗４２の抵抗値Ｒ１とを選定することによって、式（３）は更に簡素化され、
ＩＬ１＝（ＶＣ２／ＲＤＣＲ） ・・・（４）
と表すことができる。つまり、キャパシタ４１の両端間電圧ＶＣ２が、インダクタ２６のインダクタ電流の電流値ＩＬ１の比例値になる。 Here, the capacitance C2 of the capacitor 41 is set such that the time constant (C2 × R1) of the capacitor 41 and the resistor 42 is equal to the time constant (L1 / R DCR ) of the inductor 26 and the resistance of the inductor 26. And the resistance value R1 of the resistor 42 are selected, the expression (3) is further simplified,
I L1 = (V C2 / R DCR ) (4)
It can be expressed as. That is, the voltage V C2 between both ends of the capacitor 41 becomes a proportional value of the current value I L1 of the inductor current of the inductor 26.

したがって、時定数（Ｃ２×Ｒ１）と時定数（Ｌ１／ＲＤＣＲ）が等しくなるように選定されたキャパシタ４１と抵抗４２を構成して、キャパシタ４１の両端間電圧ＶＣ２をキャパシタ３８のＡＣカップリングによってフィードバックすることによって、式（４）に示されるように他の回路要素による誤差要因が減るので、インダクタ２６に流れるインダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分を精度良くフィードバックすることができる。 Therefore, the capacitor 41 and the resistor 42 selected so that the time constant (C2 × R1) and the time constant (L1 / R DCR ) are equal are configured, and the voltage V C2 across the capacitor 41 is converted into the AC cup of the capacitor 38. By feeding back with the ring, the error factor due to other circuit elements is reduced as shown in the equation (4), and therefore the AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current flowing through the inductor 26 is fed back with high accuracy. Can do.

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。   The preferred embodiments of the present invention have been described in detail above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and substitutions can be made to the above-described embodiments without departing from the scope of the present invention. Can be added.

例えば、上述の実施形態では、インダクタ電流の大きさに対応する電圧の交流成分をフィードバックするために、キャパシタを使用する例を示した。しかしながら、交流成分をフィードバックする手段は、他の構成によって実現してもよい。例えば、デジタル回路によって交流成分を検出してもよい。   For example, in the above-described embodiment, an example is shown in which a capacitor is used to feed back an AC component of a voltage corresponding to the magnitude of the inductor current. However, the means for feeding back the AC component may be realized by another configuration. For example, the AC component may be detected by a digital circuit.

また、抵抗３７は、図１又は２において、電圧入力端子１とインダクタ２６（一次巻線２６Ａ）との間に直列に挿入されているが、スイッチング素子Ｑとインダクタ２６（一次巻線２６Ａ）との間に直列に挿入されていてもよい。この場合、キャパシタ３８は、インダクタ電流の大きさに対応する電圧Ｖｍの交流成分をヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に伝達するため、スイッチング素子Ｑとインダクタ２６（一次巻線２６Ａ）との間に直列に挿入された抵抗３７と、インダクタ２６との間に一端が接続され且つヒステリシスコンパレータ２２の非反転入力端子側に他端が接続される。   The resistor 37 is inserted in series between the voltage input terminal 1 and the inductor 26 (primary winding 26A) in FIG. 1 or 2, but the switching element Q and the inductor 26 (primary winding 26A) May be inserted in series. In this case, the capacitor 38 transmits an AC component of the voltage Vm corresponding to the magnitude of the inductor current to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22, and therefore, between the switching element Q and the inductor 26 (primary winding 26A). One end is connected between the resistor 37 inserted in series with the inductor 26 and the inductor 26, and the other end is connected to the non-inverting input terminal side of the hysteresis comparator 22.

１ 電圧入力端子
２ 電圧出力端子
１０，２０，３０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２ ヒステリシスコンパレータ
２４ 駆動回路
２６ インダクタ
２８ 出力キャパシタ
２９ 直流成分検出回路
３１ 入力キャパシタ
３７，４２ 抵抗
３８，４１ キャパシタ
３９ ダイオード
４９ ＲＣ回路網（交流成分検出回路）
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 1 Voltage Input Terminal 2 Voltage Output Terminal 10, 20, 30 DC-DC Converter 22 Hysteresis Comparator 24 Drive Circuit 26 Inductor 28 Output Capacitor 29 DC Component Detection Circuit 31 Input Capacitor 37, 42 Resistor 38, 41 Capacitor 39 Diode 49 RC Network (AC component detection circuit)
Q1, Q2 switching element

Claims (6)

ヒステリシスコンパレータと、
前記ヒステリシスコンパレータの出力信号に従って駆動されるスイッチング素子と、
入力電圧が入力される電圧入力端子と前記スイッチング素子との間に直列に設けられたインダクタとを備え、
前記インダクタに流れるインダクタ電流を前記スイッチング素子の駆動により制御することによって、前記入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成する電圧変換装置であって、
前記出力電圧の直流成分を前記ヒステリシスコンパレータの第１の入力端子側にフィードバックする第１のフィードバック回路と、
前記インダクタ電流の大きさに対応する電圧の交流成分を前記ヒステリシスコンパレータの第２の入力端子側にフィードバックする第２のフィードバック回路とを備えることを特徴とする、電圧変換装置。 A hysteresis comparator;
A switching element driven according to the output signal of the hysteresis comparator;
An inductor provided in series between a voltage input terminal to which an input voltage is input and the switching element;
A voltage converter that generates an output voltage obtained by converting the input voltage by controlling an inductor current flowing through the inductor by driving the switching element;
A first feedback circuit that feeds back a DC component of the output voltage to the first input terminal side of the hysteresis comparator;
And a second feedback circuit that feeds back an AC component of a voltage corresponding to the magnitude of the inductor current to the second input terminal side of the hysteresis comparator. 前記第２のフィードバック回路が、前記インダクタに接続されたＲＣ回路網を有し、
前記ＲＣ回路網が、前記交流成分を検出する、請求項１に記載の電圧変換装置。 The second feedback circuit has an RC network connected to the inductor;
The voltage converter according to claim 1, wherein the RC network detects the AC component. 前記ＲＣ回路網が、
前記インダクタに直列に接続された抵抗と、該抵抗と前記インダクタとの間に一端が接続され且つ前記第２の入力端子側に他端が接続されるキャパシタとを有する、請求項２に記載の電圧変換装置。 The RC network is
The resistor according to claim 2, further comprising: a resistor connected in series to the inductor; and a capacitor having one end connected between the resistor and the inductor and the other end connected to the second input terminal side. Voltage converter. 前記抵抗が、前記電圧入力端子と前記インダクタとの間に直列に設けられる、請求項３に記載の電圧変換装置。   The voltage converter according to claim 3, wherein the resistor is provided in series between the voltage input terminal and the inductor. 前記ＲＣ回路網が、
抵抗と第１のキャパシタとの直列回路と、該抵抗と前記第１のキャパシタとの間に一端が接続され且つ前記第２の入力端子側に他端が接続される第２のキャパシタとを有し、
前記直列回路が、前記インダクタに並列に接続された、請求項２に記載の電圧変換装置。 The RC network is
A series circuit of a resistor and a first capacitor; and a second capacitor having one end connected between the resistor and the first capacitor and the other end connected to the second input terminal side. And
The voltage converter according to claim 2, wherein the series circuit is connected in parallel to the inductor. 前記第１のキャパシタの静電容量と前記抵抗の抵抗値とを積算した積算値が、前記インダクタのインダクタンスを前記インダクタの抵抗分の抵抗値で除算した除算値に等しい、請求項５に記載の電圧変換装置。   The integrated value obtained by integrating the capacitance of the first capacitor and the resistance value of the resistor is equal to a division value obtained by dividing the inductance of the inductor by the resistance value of the resistance of the inductor. Voltage converter.
JP2009230748A 2009-10-02 2009-10-02 Voltage converter Pending JP2011083049A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009230748A JP2011083049A (en) 2009-10-02 2009-10-02 Voltage converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009230748A JP2011083049A (en) 2009-10-02 2009-10-02 Voltage converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2011083049A true JP2011083049A (en) 2011-04-21

Family

ID=44076543

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009230748A Pending JP2011083049A (en) 2009-10-02 2009-10-02 Voltage converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2011083049A (en)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014135816A (en) * 2013-01-09 2014-07-24 Renesas Electronics Corp Power supply device
WO2015163117A1 (en) * 2014-04-25 2015-10-29 ローム株式会社 Power supply device, ac adapter, ac charger, electronic device, and power supply system
JP2015531223A (en) * 2012-10-25 2015-10-29 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． Driving device and driving method for driving a load, particularly an LED unit
CN105846678A (en) * 2016-03-25 2016-08-10 东南大学 Secondary-ring control system for single-inductor multiple-output switch power converter
EP3311477A4 (en) * 2015-06-18 2019-02-20 INTEL Corporation Power supplier, power supply system, and voltage adjustment method

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000193687A (en) * 1998-12-25 2000-07-14 Toyota Autom Loom Works Ltd Current detection circuit and dc/dc converter provided with current detection circuit
JP2005086854A (en) * 2003-09-05 2005-03-31 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching power supply
JP2007325477A (en) * 2006-06-05 2007-12-13 Torex Device Co Ltd Switching power supply circuit

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000193687A (en) * 1998-12-25 2000-07-14 Toyota Autom Loom Works Ltd Current detection circuit and dc/dc converter provided with current detection circuit
JP2005086854A (en) * 2003-09-05 2005-03-31 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching power supply
JP2007325477A (en) * 2006-06-05 2007-12-13 Torex Device Co Ltd Switching power supply circuit

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015531223A (en) * 2012-10-25 2015-10-29 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． Driving device and driving method for driving a load, particularly an LED unit
US9363856B2 (en) 2012-10-25 2016-06-07 Koninklijke Philips N.V. Driver device and driving method for driving a load, in particular an LED unit
JP2014135816A (en) * 2013-01-09 2014-07-24 Renesas Electronics Corp Power supply device
WO2015163117A1 (en) * 2014-04-25 2015-10-29 ローム株式会社 Power supply device, ac adapter, ac charger, electronic device, and power supply system
JP2015211545A (en) * 2014-04-25 2015-11-24 ローム株式会社 Power supply device, ac adapter, ac charger, electronic apparatus, and power supply system
CN106233602A (en) * 2014-04-25 2016-12-14 罗姆股份有限公司 Power supply device, AC adapter, AC charger, electronic equipment and electric power supply system
US10312708B2 (en) 2014-04-25 2019-06-04 Rohm Co., Ltd. Power supply device, AC adapter, AC charger, electronic device, and power supply system
EP3311477A4 (en) * 2015-06-18 2019-02-20 INTEL Corporation Power supplier, power supply system, and voltage adjustment method
CN105846678A (en) * 2016-03-25 2016-08-10 东南大学 Secondary-ring control system for single-inductor multiple-output switch power converter

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8624572B2 (en) Switching control circuit and switching power-supply apparatus
US8400123B2 (en) Voltage converter and voltage conversion method
US9318960B2 (en) High efficiency and low loss AC-DC power supply circuit and control method
JP4245066B2 (en) Multi-output switching power supply
JP4258560B2 (en) Multi-output switching power supply
US9131568B2 (en) Light-emitting diode driving apparatus and semiconductor device
JPWO2011114850A1 (en) Switching power supply
US10924004B2 (en) AC-DC converter circuit arrangement and method for operating a respective AC-DC converter circuit arrangement
CN110858753A (en) Feedforward enhanced feedback control of isolated switch mode power converter with secondary side rectified voltage sensing
JP4852910B2 (en) Multi-output switching power supply
KR101265799B1 (en) Variable mode converter control circuit and half-bridge converter having the same
JP5424031B2 (en) Power factor correction circuit
JP2011083049A (en) Voltage converter
JP4473041B2 (en) DC power supply
KR101609726B1 (en) Control circuit of switching rectifier with high power factor
JP5239917B2 (en) Power factor correction converter and power factor correction converter controller
JP3874291B2 (en) Power supply
JP5588393B2 (en) Synchronous rectifier converter and its test system
JP2009219329A (en) Switching power supply for driving linear motor
WO2018043227A1 (en) Switching power supply device and semiconductor device
JP6409171B2 (en) Switching power supply device, electronic device, and bidirectional DCDC converter
JP2012039792A (en) Converter
KR101664572B1 (en) Power converter
JP5569242B2 (en) converter
JP2009232595A (en) Switching power supply circuit and its power factor improvement circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20120926

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20131022

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20131023

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140325