JP7283151B2 - 電力増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器に関する。

特許文献１には、いわゆる、デジタルパワーアンプ（Ｄ級アンプ）と称される電力増幅器が開示されている。デジタルパワーアンプは、入力信号の大きさの変化をパルス幅方向の変化で表したＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に変換する。ＰＷＭ信号は電源とグランドの間に直列接続された２つのスイッチに供給され、電源から負荷に電力が直接、供給される。

特許文献２には、第１のスイッチング素子のターンオン時における電力損失を皆無にする、と記載されている。特許文献２には、インダクタンスやコンデンサにエネルギーを蓄え当該エネルギーをスイッチの切り替えに利用することが開示されている。

特開２００２－１５８５４４号公報 実開平６－３６３８４号公報

図８は、既存のスイッチング型Ｄ級電力増幅器（デジタルパワーアンプ）の構成を示す図である。図８を参照すると、通常のスイッチング型Ｄ級電力増幅器には２つのスイッチング素子が存在する。

スイッチング型Ｄ級電力増幅器では、入力電力を入力端子１及び２から入力し、出力端子７から電力を負荷（負荷抵抗Ｒ_Ｌ）に供給する。また、スイッチング型Ｄ級電力増幅器は、上下段のスイッチング素子４及び５を含んで構成される電力増幅回路３と、電力増幅回路３の後段に設けられたフィルタ回路６と、を含む。

フィルタ回路６は、ローパスフィルタとして機能する。フィルタ回路６には、コイルＬ_ＳとコンデンサＣ_Ｓが含まれる。図８に記載された２つのスイッチング素子は、例えば、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）素子である。

これらのスイッチング素子には寄生容量が存在する。スイッチング素子の寄生容量には電荷が蓄積され、当該電荷が動作周波数の高い領域にはスイッチング動作に影響を与える。具体的には、スイッチング素子の有する寄生容量が原因となり、動作周波数の高い領域ではスイッチング型Ｄ級電力増幅器は理想的な増幅動作を行うことができず、変換（電力）効率が低下する。

この点、特許文献１に開示された技術は、デジタルパワーアンプの出力信号に生じる信号歪成分を減少させるためのものであり、当該技術を適用しても上記変換効率の低下を防止することはできない。

本発明は、変換効率のよい電力増幅器を提供することを主たる目的とする。

本発明によれば、入力信号から生成された、第１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により制御される第１のスイッチング素子と、前記第１のＰＷＭ信号とは逆相の関係にある、第２のＰＷＭ信号により制御される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のコンデンサと、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のコンデンサと、を備える電力増幅回路を含む、電力増幅器が提供される。

本発明によれば、変換効率のよい電力増幅器が提供される。なお、本発明により、当該効果の代わりに、又は当該効果と共に、他の効果が奏されてもよい。

一実施形態の概要を説明するための図である。 第１の実施形態に係る電力増幅システムの一構成例を示す図である。 第１の実施形態に係るスイッチング型Ｄ級電力増幅器の回路構成の一例を示す図である。 第１の実施形態に係るスイッチング型Ｄ級電力増幅器の等価回路の一例を示す図である。 共振回路の一例を示す図である。 第１の実施形態に係るスイッチング型Ｄ級電力増幅器の等価回路の一例を示す図ある。 共振回路の一例を示す図である。 スイッチング型Ｄ級電力増幅器の一構成を示す図である。

はじめに、一実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、この概要の記載はなんらの限定を意図するものではない。なお、本明細書及び図面において、同様に説明されることが可能な要素については、同一の符号を付することにより重複説明が省略され得る。

一実施形態に係る電力増幅器１００は、第１のスイッチング素子１０１と、第２のスイッチング素子１０２と、第１のコンデンサ１０３と、第２のコンデンサ１０４と、を含む電力増幅回路１１１を備える（図１参照）。第１のスイッチング素子１０１は、入力信号から生成された、第１のＰＷＭ信号により制御される。第２のスイッチング素子１０２は、第１のＰＷＭ信号とは逆相の関係にある、第２のＰＷＭ信号により制御される。第１のコンデンサ１０３は、第１のスイッチング素子１０１に並列に接続されたコンデンサである。第２のコンデンサ１０４は、第２のスイッチング素子１０２に並列に接続されたコンデンサである。

上記電力増幅器１００は、ハードスイッチング型Ｄ級電力増幅器の第１及び第２のスイッチング素子１０１、１０２のそれぞれに並列に付加された第１及び第２のコンデンサ１０３、１０４を備える。これらのコンデンサの容量値は、電力増幅回路１１１を含んで構成される共振回路のインピーダンスが純抵抗となるように選択される。その結果、電力増幅器１００の負荷における無効電力が消滅し変換効率が向上する。即ち、電力増幅器１００は、並列コンデンサを用いた位相補正型D級電力増幅器として動作する。

以下に具体的な実施の形態について、図面を参照してさらに詳しく説明する。

［第１の実施形態］
第１の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。

図２は、第１の実施形態に係る電力増幅システムの一構成例を示す図である。図２を参照すると、電力増幅システムには、ＰＷＭ生成回路１０とスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０が含まれる。

ＰＷＭ生成回路１０は、入力信号をＰＷＭ信号に変換する回路である。ＰＷＭ生成回路１０は、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０のスイッチング動作に用いられるＰＷＭ信号を生成する。より具体的には、ＰＷＭ生成回路１０は、入力信号（変調波）と三角波（キャリア）の大きさを比較し、その結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。

本願開示では、ＰＷＭ生成回路１０として既存のＰＷＭ生成回路を用いることができるのでその詳細な説明は省略する。

ＰＷＭ生成回路１０は、互いに正負の関係にある２つのＰＷＭ信号を生成し、当該正負のＰＷＭ信号をスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０に供給する。より具体的には、ＰＷＭ生成回路１０は、正相のＰＷＭ信号と当該ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあるＰＷＭ信号を生成し、これらのＰＷＭ信号をスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０に供給する。

図３は、第１の実施形態に係るスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の回路構成の一例を示す図である。図３を参照すると、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０は、電力増幅回路３とフィルタ回路６を含む。

電力増幅回路３は、スイッチング素子４及び５と、コンデンサＣ_１及びＣ_２を含む。スイッチング素子４及び５は、例えば、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子４及び５は、電源Ｖ_ＤＤとグランドＶ_ＳＳの間に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子５のドレインが電源Ｖ_ＤＤに接続され、そのソースがスイッチング素子４のドレインと接続されている。スイッチング素子４のソースはグランドＶ_ＳＳに接続されている。

また、スイッチング素子４及び５のゲートがそれぞれ、入力信号（ＩｎｐｕｔＶ_ｉｎ１、ＩｎｐｕｔＶ_ｉｎ２）を受け付ける入力端子１、２と接続されている。

例えば、スイッチング素子５は正相のＰＷＭ信号により切り替え動作が制御され、スイッチング素子４は逆相のＰＷＭ信号により切り替え動作が制御される。

コンデンサＣ_１は、スイッチング素子４と並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子４のドレインとソースのそれぞれにコンデンサＣ_１の電極が接続されている。コンデンサＣ_２に関しても同様に、スイッチング素子５と並列に接続されている。スイッチング素子５のドレインとソースにコンデンサＣ_２の電極が接続されている。このように、コンデンサＣ_１及びＣ_２は、スイッチング素子４及び５と並列に接続されていることから、以降の説明では、これらのコンデンサを「並列コンデンサ」と表記する。

フィルタ回路６には、コンデンサＣ_ＳとコイルＬ_Ｓが含まれる。フィルタ回路６は、電力増幅回路３からの出力波形を平滑化するローパスフィルタとして機能する。なお、後述するように、フィルタ回路６は負荷側から見た場合のスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０のインピーダンスを調整する回路の一部として機能する。即ち、フィルタ回路６は、インピーダンスの調整を行う機能（インピーダンスの整合機能）を有する。

図３に示すように、電力増幅回路３とフィルタ回路６の間にコンデンサＣ_ＤＣが接続されている。コンデンサＣ_ＤＣの一端がフィルタ回路６の入力端子（コイルＬ_Ｓの端子）と接続され、コンデンサＣ_ＤＣの他の端が電力増幅回路３の出力端子と接続されている。

後述するように、コンデンサＣ_ＤＣは、電力増幅回路３から供給される直流電力（直流電圧）を遮断する役割を有する。そのため、以降の説明では、コンデンサＣ_ＤＣを適宜「直流遮断コンデンサ」と表記する。

フィルタ回路６に含まれるコイルＬ_Ｓの他の一端は、コンデンサＣ_Ｓ及び負荷抵抗Ｒ_Ｌに接続されている。コンデンサＣ_Ｓの一端は接地（グランドＶ_ＳＳに接続）されている。コイルＬ_Ｓ、コンデンサＣ_Ｓ及び負荷抵抗Ｒ_Ｌの接続ノードがスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の出力ノード（出力端子７）となる。出力端子７から出力信号ＯｕｔｐｕｔＶ_ｏｕｔが出力される。

上述のように、フィルタ回路６に直列接続されたコンデンサＣ_ＤＣは、電力増幅回路３から供給される直流電圧を遮断（カット）する。コンデンサＣ_ＤＣが存在するため、出力抵抗（負荷抵抗Ｒ_Ｌ）に直流が供給されず、その発熱を防止することができる。即ち、コンデンサＣ_ＤＣにより電力増幅回路３からの直流電圧供給時の損失を解消（減少）させることが可能となる。

なお、コンデンサＣ_ＤＣ（直流遮断コンデンサ）の容量値はＰＷＭ生成回路１０にて使用されるキャリアの周波数に基づいて定めることができる。具体的には、コンデンサＣ_ＤＣの容量値は、キャリア周波数が当該コンデンサを通過できる容量値から選択すればよい。

スイッチング素子４及び５に並列に付加されたコンデンサＣ_１及びＣ_２（並列コンデンサ）は、特定の周波数（特定の周波数帯域）においてスイッチング素子４及び５の寄生容量を打ち消す役割を果たす。また、上記コンデンサＣ_１及びＣ_２はフィルタ回路６と同位相の容量であり、その容量値は出力側からスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０のインピーダンス成分が純抵抗となるように決定される。

コンデンサＣ１及びＣ２の容量値の決定方法は後述する。

次に、第１の実施形態に係るスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の動作について説明する。

上述のように、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０には正負の関係にあるＰＷＭ信号が供給される。具体的には、入力端子１に正相の入力信号（入力電圧）、入力端子２に逆相の入力信号（入力電圧）が供給される。入力された電力は、電力増幅回路３に含まれる上下段のスイッチング素子４及び５により増幅される。

入力される信号には、直流信号（直流電圧）と交流信号（交流電圧）が考えられる。

はじめに、直流信号が入力された場合の回路動作（ＤＣ（Direct Current）時の動作）について説明する。

この場合、電力増幅回路３から直流信号が出力されてもフィルタ回路６には直流遮断コンデンサが直列に接続されており、当該コンデンサにより直流電流は遮断される。そのため、負荷抵抗Ｒ_Ｌに流れる電流は抑制され、当該抵抗では電力が発生しない（電力は消費されない）。

次に、交流信号が入力された場合の回路動作（ＡＣ（Alternating Current）時の動作）について説明する。

交流信号時には、電力増幅回路３においてスイッチング素子４及び５は、上下段それぞれで異なる動作を行う。特定のタイミングにおいては、スイッチング素子４がオンとなりスイッチング素子５がオフとなる。また、上記とは異なるタイミングにおいては、スイッチング素子４がオフとなりスイッチング素子５がオンとなる。

これらのスイッチング素子４及び５の切り替えにより、電力増幅回路３、直流遮断コンデンサ及びフィルタ回路６では、特定の周波数においてコンデンサコイルの共振回路を構成する。

図４は、スイッチング素子４がオン、スイッチング素子５がオフの場合におけるスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の等価回路の一例を示す図である。図４を参照すると、オン状態のスイッチング素子４は寄生容量Ｃ’に置き換えられる。図４に示す回路は、図５に示す並列共振回路に置き換えることができる。つまり、オン状態にあるスイッチング素子４を、容量を持つスイッチと捉えることで、図５に示す共振回路が得られる。

図５において、コイルＬ_Ｓは、主にフィルタ回路６に含まれるコイルＬ_Ｓのインダクタンス成分に相当する。コンデンサＣ_Ｃ１は、オン状態にあるスイッチング素子４の寄生容量Ｃ’、コンデンサＣ_１、コンデンサＣ_ＤＣ、コンデンサＣ_Ｓの合成容量である。なお、図５には図示していないが、共振回路には抵抗成分Ｒも含まれる。

コンデンサＣ_１の容量値は、特定の周波数（特定の周波数帯域）において図５に示す共振回路のインピーダンス成分が純抵抗となるように決定される。

ここで、上記コンデンサＣ_１の容量値を決定する際に選択される特定の周波数は、入力信号の周波数帯域（ｆｃ）とする。即ち、スイッチング素子を含む電力増幅回路３を動作させる周波数が上記特定の周波数（周波数帯域）に相当する。

図５に示す並列共振回路のインピーダンスは、下記の式（１）として表記される。

式（１）において、Ｒは図５に示す共振回路の抵抗成分の抵抗値、ＣはコンデンサＣ_Ｃ１の容量値、ＬはコイルＬ_Ｓのインダクタンスとする。ωは共振角周波数である。

式（１）において、インピーダンスが純抵抗と捉えることができるのは、虚数成分がゼロになる場合である。従って、以下の式（２）が成り立つ。

式（２）において、分子が０、ωが正の値であることから、以下の式（３）を導くことができる。

上記式（３）において、ＬはコイルＬ_Ｓのインダクタンスであり、Ｃは、寄生容量Ｃ’、コンデンサＣ_１、コンデンサＣ_ＤＣ、コンデンサＣ_Ｓの合成容量である。また、ωは上記特定の周波数から導くことができる値である。従って、式（３）においてコンデンサＣ_１の容量値以外は既知の値であり、当該既知の値を式（３）に代入することでコンデンサＣ_１の容量値を算出することができる。

このように、並列コンデンサであるコンデンサＣ_１の容量値は、当該コンデンサ自身と、スイッチング素子４の寄生容量Ｃ’と、直流遮断コンデンサと、フィルタ回路６と、を含んで構成される並列共振回路のインピーダンスに基づき定められる。より具体的には、コンデンサＣ_１の容量値は、当該並列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される。

図６は、スイッチング素子４がオフ、スイッチング素子５がオンの場合におけるスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の等価回路の一例を示す図ある。図６を参照すると、オン状態のスイッチング素子５は寄生容量Ｃ’に置き換えられる。図６に示す回路は、図７に示すように直列共振回路に置き換えることができる。

図７において、コイルＬ_Ｓは、主にフィルタ回路６に含まれるコイルＬ_Ｓのインダクタンス成分に相当する。コンデンサＣ_Ｃ２は、オン状態にあるスイッチング素子５の寄生容量Ｃ’、コンデンサＣ_２、コンデンサＣ_ＤＣ、コンデンサＣ_Ｓの合成容量である。なお、図７には図示していないが、共振回路には抵抗成分Ｒも含まれる。

コンデンサＣ_２の容量値は、特定の周波数（特定の周波数帯域）において図７に示す共振回路のインピーダンス成分が純抵抗となるように決定される。

ここで、上記コンデンサＣ_２の容量値を決定する際に選択される特定の周波数は、コンデンサＣ_１の容量値を決める場合と同様に、入力信号の周波数帯域（ｆｃ）である。

図７に示す直列共振回路のインピーダンスは、下記の式（４）として表記される。

式（４）において、Ｒは図７に示す共振回路の抵抗成分の抵抗値、ＣはコンデンサＣ_Ｃ２の容量値、ＬはコイルＬ_Ｓのインダクタンスとする。ωは共振角周波数である。

式（４）において、インピーダンスが純抵抗と捉えることができるのは、虚数成分がゼロになる場合である。従って、以下の式（５）が成り立つ。

式（５）から以下の式（６）を導くことができる。

式（６）と式（３）は同じ式であり、直列共振回路の場合であっても、コンデンサＣ_２以外の要素の容量値等は既知の値であるから、式（６）からコンデンサＣ_２の容量値を求めることができる。

このように、コンデンサＣ_２の容量値は、コンデンサＣ_２自身と、スイッチング素子５の寄生容量Ｃ’と、直流遮断コンデンサと、フィルタ回路６と、を含んで構成される直列共振回路のインピーダンスに基づき定められる。より具体的には、コンデンサＣ_２の容量値は、当該直列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される。

第１の実施形態では、ＡＣ動作時の場合に、コンデンサＣ_１及びＣ_２の容量値は、特定の周波数において寄生容量Ｃ’、フィルタ回路６、直流遮断コンデンサからなる共振回路のインピーダンスが純抵抗となるように決定される。換言すれば、コンデンサＣ_１及びＣ_２の容量値は、当該共振回路のコイルとコンデンサのインピーダンスが一致するように決定される。即ち、共振回路（並列共振回路、直列共振回路）の共振周波数が特定の周波数（周波数帯域）となるようにコンデンサＣ_１、Ｃ_２の容量値が決定される。

上記のようにコンデンサＣ１、Ｃ２の容量を選択することで、特定の周波数においてはフィルタ回路６とスイッチング素子４、５の寄生容量が同位相となり出力インピーダンスは純抵抗と捉えることができる。つまり、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０は、出力インピーダンスとして純抵抗を有する増幅器として動作する。その結果、特定の周波数においてスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の無効電力は発生しない（無効電力をゼロとすることができる）。

以上のように、第１の実施形態では、スイッチング素子４及び５に対して並列にコンデンサを付加する。また、当該コンデンサの容量値は、電力増幅回路３がＡＣ動作した場合に、特定の周波数においてフィルタ回路６を含む共振回路のインピーダンスが純抵抗となるように決定（選択）される。さらに、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０には、電力増幅回路３とフィルタ回路６の間に直流遮断コンデンサが挿入されている。即ち、第１の実施形態では、スイッチング素子に並列にコンデンサを付加すると共に直流遮断コンデンサをフィルタ回路６に直列に接合している。その結果、特定の周波数においてスイッチング素子４及び５の寄生容量が打ち消され、負荷が純抵抗と同様に振る舞うことになる。出力インピーダンスが純抵抗に見えるため、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の無効電力はゼロとなる。そのため、既存技術のような、スイッチング素子の改良や電力増幅後の増幅波形に処理を行いより効率の高い電力増幅を行う必要がなくなる。

また、上記説明した並列コンデンサを用いなければ、スイッチング型Ｄ級電力増幅器２０における高い周波数での切り替え動作時に、スイッチング素子の寄生容量が増加して理想的なスイッチング動作は期待できない。しかし、本願開示では、スイッチング素子４及び５の寄生容量に合わせて並列コンデンサを挿入し、上記のような切り替え動作が阻害されることを防止する。

［変形例］
上記実施形態にて説明したスイッチング型Ｄ級電力増幅器２０の構成等は例示であって、回路構成等を限定する趣旨ではない。

例えば、複数の電力増幅回路３を縦続接続してもよい。この場合、直流遮断コンデンサにより直流成分がカットされ、本願開示の効果をより増加させることができる。つまり、特定の周波数において、出力インピーダンスがゼロに見えるため、後段に複数の電力増幅回路３を追加することで効果の増大を果たすことができる。なお、その際の負荷抵抗は１つで十分である。

上記実施形態では、直流遮断コンデンサを有する構成を説明したが、電力増幅回路３から出力される信号に直流成分がない又は極めて小さく無視できるような場合には、当該コンデンサは不要である。直流遮断コンデンサを含まない場合であっても、並列コンデンサの容量値は、共振回路のインピーダンスが純抵抗に見えるように決定すればよい。

上記の説明により、本発明の産業上の利用可能性は明らかであるが、本発明は、電力増幅を必要とする任意の技術分野に好適に適用可能である。例えば、ＲＦ（Radio Frequency）電力増幅器を必要とする、基地局、携帯電話、移動体通信機、発振器等に本願開示は好適に適用可能である。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
［付記１］
入力信号から生成された、第１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により制御される第１のスイッチング素子（５、１０１）と、
前記第１のＰＷＭ信号とは逆相の関係にある、第２のＰＷＭ信号により制御される第２のスイッチング素子（４、１０２）と、
前記第１のスイッチング素子（５、１０１）に並列に接続された第１のコンデンサ（Ｃ_２、１０３）と、
前記第２のスイッチング素子（４、１０２）に並列に接続された第２のコンデンサ（Ｃ_１、１０４）と、
を備える電力増幅回路（３、１１１）を含む、電力増幅器。
［付記２］
前記電力増幅回路（３、１１１）の出力を平滑化するフィルタ回路（６）と、
前記電力増幅回路（３、１１１）と前記フィルタ回路（６）の間に直列に接続された第３のコンデンサ（Ｃ_ＤＣ）と、をさらに含む、付記１に記載の電力増幅器。
［付記３］
前記第１のコンデンサ（Ｃ_２、１０３）の容量値は、前記第１のコンデンサ（Ｃ_２、１０３）と、前記第１のスイッチング素子（５、１０１）の寄生容量と、前記第３のコンデンサ（Ｃ_ＤＣ）と、前記フィルタ回路（６）と、を含んで構成される直列共振回路のインピーダンスに基づき定められる、付記２に記載の電力増幅器。
［付記４］
前記第１のコンデンサ（Ｃ_２、１０３）の容量値は、前記直列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される、付記３に記載の電力増幅器。
［付記５］
前記第２のコンデンサ（Ｃ_１、１０４）の容量値は、前記第２のコンデンサ（Ｃ_１、１０４）と、前記第２のスイッチング素子（４、１０２）の寄生容量と、前記第３のコンデンサ（Ｃ_ＤＣ）と、前記フィルタ回路（６）と、を含んで構成される並列共振回路のインピーダンスに基づき定められる、付記２乃至４のいずれか一つに記載の電力増幅器。
［付記６］
前記第２のコンデンサ（Ｃ_１、１０４）の容量値は、前記並列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される、付記５に記載の電力増幅器。
［付記７］
前記第３のコンデンサ（Ｃ_ＤＣ）の容量値は、前記第１及び第２のＰＷＭ信号の生成に使用されるキャリア周波数に基づき決定される、付記２乃至６のいずれか一つに記載の電力増幅器。
［付記８］
複数の前記電力増幅回路（３、１１１）を含む、付記１乃至７のいずれか一つに記載の電力増幅器。
［付記９］
前記フィルタ回路（６）は、コンデンサ（Ｃ_Ｓ）とコイル（Ｌ_Ｓ）を含むローパスフィルタである、付記２に記載の電力増幅器。
［付記１０］
前記第１及び第２のＰＷＭ信号は、入力信号とキャリアの大きさの比較結果により生成される、付記１乃至９のいずれか一つに記載の電力増幅器。
［付記１１］
前記第１及び第２のスイッチング素子（５、１０１；４、１０２）は、電源とグランドの間に直列に接続されている、付記１乃至１０のいずれか一つに記載の電力増幅器。
［付記１２］
前記第１及び第２のスイッチング素子（５、１０１；４、１０２）は、ＭＯＳＦＥＴである付記１乃至１１のいずれか一つに記載の電力増幅器。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。これらの実施形態は例示にすぎないということ、及び、本発明のスコープ及び精神から逸脱することなく様々な変形が可能であるということは、当業者に理解されるであろう。

１、２ 入力端子
３、１１１ 電力増幅回路
４、５ スイッチング素子
６ フィルタ回路
７ 出力端子
１０ ＰＷＭ生成回路
２０ スイッチング型Ｄ級電力増幅器
１００ 電力増幅器
１０１ 第１のスイッチング素子
１０２ 第２のスイッチング素子
１０３ 第１のコンデンサ
１０４ 第２のコンデンサ
Ｃ_１、Ｃ_２、Ｃ_Ｓ、Ｃ_ＤＣ コンデンサ
Ｃ’ 寄生容量
Ｃ_Ｃ１、Ｃ_Ｃ２ 合成容量
Ｌ_Ｓ コイル
Ｒ_Ｌ 負荷抵抗

Claims (7)

1. 入力信号から生成された、第１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により制御される第１のスイッチング素子と、
   前記第１のＰＷＭ信号とは逆相の関係にある、第２のＰＷＭ信号により制御される第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のコンデンサと、
   前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のコンデンサと、
   を備える電力増幅回路と、
   前記電力増幅回路の出力を平滑化するフィルタ回路と、
   前記電力増幅回路と前記フィルタ回路の間に直列に接続された第３のコンデンサと、
   を含み、
   前記第１のコンデンサの容量値は、前記第１のコンデンサと、前記第１のスイッチング素子の寄生容量と、前記第３のコンデンサと、前記フィルタ回路と、を含んで構成される直列共振回路のインピーダンスに基づき定められる、電力増幅器。
2. 入力信号から生成された、第１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により制御される第１のスイッチング素子と、
   前記第１のＰＷＭ信号とは逆相の関係にある、第２のＰＷＭ信号により制御される第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のコンデンサと、
   前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のコンデンサと、
   を備える電力増幅回路と、
   前記電力増幅回路の出力を平滑化するフィルタ回路と、
   前記電力増幅回路と前記フィルタ回路の間に直列に接続された第３のコンデンサと、を含み、
   前記第２のコンデンサの容量値は、前記第２のコンデンサと、前記第２のスイッチング素子の寄生容量と、前記第３のコンデンサと、前記フィルタ回路と、を含んで構成される並列共振回路のインピーダンスに基づき定められる、電力増幅器。
3. 前記第１のコンデンサの容量値は、前記直列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される、請求項１に記載の電力増幅器。
4. 前記第２のコンデンサの容量値は、前記並列共振回路のインピーダンスの虚数成分が特定の周波数帯域にてゼロとなるように決定される、請求項２に記載の電力増幅器。
5. 前記第３のコンデンサの容量値は、前記第１及び第２のＰＷＭ信号の生成に使用されるキャリア周波数に基づき決定される、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力増幅器。
6. 複数の前記電力増幅回路を含む、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力増幅器。
7. 前記第１及び第２のＰＷＭ信号は、入力信号とキャリアの大きさの比較結果により生成される、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力増幅器。

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