JP7204067B1 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１）は、複数のアーム（５，６）と制御装置（３）とを備える。各アーム（５，６）は、互いに直列接続された複数のサブモジュール（７）を備える。制御装置（３）は、各サブモジュール（７）のブリッジ回路を位相シフトパルス幅変調によって制御する。各サブモジュール（７）において位相シフトパルス幅変調に用いられるキャリア信号の初期位相は他のサブモジュール（７）と異なるように設定される。制御装置は、キャリア信号の周期を動的に変更する場合に、各サブモジュール（７）におけるキャリア信号の位相が初期位相に等しいタイミングで、キャリア信号の周期を変更する。

Description

本開示は、電力変換装置およびその制御方法に関する。

自励式ＨＶＤＣ（High Voltage Direct Current）送電の代表的電力変換装置として、複数の単位変換器がカスケードに接続されたモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter）が知られている。以下、単位変換器を「変換器セル」または「サブモジュール」と称する。通常、サブモジュールは、複数のスイッチング素子から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路に並列に接続された蓄電素子（代表的には、キャパシタ）とを備える。

各サブモジュールにおいてブリッジ回路を構成するスイッチング素子は、位相シフトパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によってオンおよびオフに制御される。位相シフトＰＷＭ制御では、高調波成分を低減させるために、同一アーム（上アームまたは下アーム）を構成する複数の変換器セルのそれぞれに対して出力されるキャリア信号のタイミングが相互にずらされる。具体的に、アーム電圧指令値の１周期（２π［ｒａｄ］）に対して、同一アーム内のＫｃｅｌｌ個変換器セル内で、位相が互いに（２π／Ｋｃｅｌｌ）［ｒａｄ］ずつ、ずれるように、Ｋｃｅｌｌ個の初期位相の指令値が、アームごとに生成される（たとえば、国際公開第２０２１／１３０９１１号明細書（特許文献１）を参照）。

国際公開第２０２１／１３０９１１号明細書

ＭＭＣの制御においては、電力系統の状態または制御の状況に応じて、電力変換処理を停止させることなく、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を動的に変更したいというニーズがある。たとえば、系統事故発生時などに制御応答速度を上げるためキャリア周波数を高くするケース、または定常運転時に変換器回路のスイッチング頻度を抑えるためキャリア周波数を低くするケースなどが想定される。

キャリア周波数を動的に切替える際には、キャリア波形の歪を最低限に抑えることにより、電力変換処理への悪影響を生じさせない様に配慮する必要がある。上記の従来技術では、キャリア周波数を設定する方法については開示されているが、キャリア周波数を動的に変更する方法については開示も示唆もされていない。

本開示は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、電力変換処理への悪影響を生じさせないようにしながら、動的にキャリア周波数を変更可能なＭＭＣ方式の電力変換装置を提供することである。本開示のその他の目的は、以下の実施の形態において記述する。

一実施形態において、直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置は、複数のアームと、制御装置とを備える。各アームは、互いに直列接続された複数のサブモジュールを備える。各サブモジュールは、入出力端子対と、複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路と、ブリッジ回路を介して入出力端子対に接続される蓄電素子とを含む。制御装置は、各サブモジュールのブリッジ回路を位相シフトパルス幅変調によって制御する。各サブモジュールにおいて位相シフトパルス幅変調に用いられるキャリア信号の初期位相は他のサブモジュールと異なるように設定される。制御装置は、キャリア信号の周期を動的に変更する場合に、各サブモジュールにおけるキャリア信号の位相が初期位相に等しいタイミングでキャリア信号の周期を変更する。

上記の実施形態によれば、キャリア信号の周期を動的に変更する場合に、各サブモジュールにおけるキャリア信号の位相が初期位相に等しいタイミングでキャリア信号の周期を変更するので、電力変換処理への悪影響を生じさせないようにしながら動的にキャリア周波数を変更可能なＭＭＣ方式の電力変換装置を提供できる。

電力変換装置の概略構成図である。 制御装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。 制御装置３の機能的構成例を示すブロック図である。 図１の各レグ回路を構成するサブモジュールの一例を示す回路図である。 図４の個別制御部２８の構成例を示すブロック図である。 キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳの具体的内容を表形式で示す図である。 キャリア信号の周期および初期位相を初期設定する手順を説明するためのタイミング図である。 キャリア信号の周期の変更の具体例を説明するためのタイミング図である。 キャリア信号の初期位相を変更する手順を説明するためのタイミング図である。 本開示の電力変換装置の制御方法を説明するためのフローチャートである。 図１０におけるキャリア信号の周期および初期位相を動的に変更するステップをさらに詳しく示すフローチャートである。

以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。

実施の形態１．
［電力変換装置の構成］
図１は、電力変換装置の概略構成図である。図１を参照して、電力変換装置１は、互いに直列接続された複数のサブモジュール（ＳＭ：Sub Module）７を含むモジュラーマルチレベル変換器によって構成されている。電力変換装置１は、直流回路１４と交流回路１２との間で電力変換を行なう。具体的には、電力変換装置１は、電力変換回路部２と、制御装置３とを含む。

電力変換回路部２は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（総称する場合または任意のものを示す場合、レグ回路４と記載する）を含む。

レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流回路１２と直流回路１４との間に接続され、両回路間で電力変換を行なう。図１には、交流回路１２が３相交流系統の場合が示され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられている。

レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、連系変圧器１３を介して交流回路１２に接続される。交流回路１２は、例えば、交流電源などを含む交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと連系変圧器１３との接続は図示していない。

各レグ回路４に共通に接続された高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎは、直流回路１４に接続される。直流回路１４は、例えば、直流送電網などを含む直流電力系統または他の電力変換装置の直流端子である。後者の場合、２台の電力変換装置を連結することによって定格周波数などが異なる交流電力系統間を接続するためのＢＴＢ（Back To Back）システムが構成される。

図１の連系変圧器１３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗが交流回路１２に接続される構成としてもよい。さらに、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが連系変圧器１３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル８Ａ，８Ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路４は、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗに設けられた接続部を介して電気的に（すなわち直流的または交流的に）交流回路１２に接続される。

レグ回路４ｕは、高電位側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、低電位側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが連系変圧器１３と接続される。高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎが直流回路１４に接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有しているので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。

上アーム５は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ａとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ａは互いに直列接続されている。

同様に、下アーム６は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ｂとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ｂは互いに直列接続されている。

リアクトル８Ａが挿入される位置は、レグ回路４ｕの上アーム５のいずれの位置であってもよく、リアクトル８Ｂが挿入される位置は、レグ回路４ｕの下アーム６のいずれの位置であってもよい。リアクトル８Ａ，８Ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、上アーム５のリアクトル８Ａのみ、もしくは、下アーム６のリアクトル８Ｂのみを設けてもよい。

リアクトル８Ａ，８Ｂは、交流回路１２または直流回路１４などの事故時に事故電流が急激に増大しないように設けられている。しかし、リアクトル８Ａ，８Ｂのインダクタンス値を過大なものにすると電力変換器の効率が低下するという問題が生じる。したがって、事故時においては、各サブモジュール７の全てのスイッチング素子をできるだけ短時間で停止（オフ）することが好ましい。

電力変換装置１は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧など）を計測する各検出器として、交流電圧検出器１０と、交流電流検出器１６と、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂと、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂとを含む。

これらの検出器によって検出された信号は、制御装置３に入力される。制御装置３は、これらの検出信号に基づいて各サブモジュール７の運転状態を制御するための制御指令１５ｐｕ，１５ｎｕ，１５ｐｖ，１５ｎｖ，１５ｐｗ，１５ｎｗを出力する。また、制御装置３は、各サブモジュール７から信号１７を受信する。信号１７は、キャパシタ電圧（後述の図７中の直流コンデンサ２４の電圧）の検出値と、サブモジュール７の異常の有無を示す異常判定情報とを含む。

本実施の形態の場合、制御指令１５ｐｕ，１５ｎｕ，１５ｐｖ，１５ｎｖ，１５ｐｗ，１５ｎｗは、Ｕ相上アーム、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アーム、およびＷ相下アームにそれぞれ対応して生成されている。以下の説明では、制御指令１５ｐｕ，１５ｎｕ，１５ｐｖ，１５ｎｖ，１５ｐｗ，１５ｎｗについて、総称する場合または任意のものを示す場合、制御指令１５と記載する。

なお、図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３に入力される信号の信号線と、制御装置３および各サブモジュール７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごとおよびサブモジュール７ごとに設けられている。各サブモジュール７と制御装置３との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。また、本実施の形態の場合、これらの信号は耐ノイズ性の観点から光ファイバを介して伝送される。

以下、各検出器について具体的に説明する。交流電圧検出器１０は、交流回路１２のＵ相の交流電圧値Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧値Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧値Ｖａｃｗを検出する。交流電流検出器１６は、交流回路１２のＵ相の交流電流値Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流値Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流値Ｉａｃｗを検出する。直流電圧検出器１１Ａは、直流回路１４に接続された高電位側直流端子Ｎｐの直流電圧値Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流回路１４に接続された低電位側直流端子Ｎｎの直流電圧値Ｖｄｃｎを検出する。

Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム５に流れる上アーム電流Ｉｐｕおよび下アーム６に流れる下アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｖおよび下アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。

なお、制御装置３は、最上位の制御装置と複数の中継装置とを含んでいてもよい。中継装置は、最上位の制御装置と各サブモジュール７との間で通信される上記の制御指令１５および信号１７を中継する。さらに、中継装置は、制御指令１５および信号１７に対して、情報を追加したり、補足的な信号処理を行ったりしてもよい。

［制御装置のハードウェア構成の一例］
図２は、制御装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。図２には、コンピュータによって制御装置３を構成する例が示される。

図２を参照して、制御装置３は、１つ以上の入力変換器５０と、１つ以上のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路５１と、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５２と、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換器５３とを含む。さらに、制御装置３は、１つ以上のＣＰＵ（Central Processing Unit）５４と、ＲＡＭ（Random Access Memory）５５と、ＲＯＭ（Read Only Memory）５６とを含む。更に、制御装置３は、１つ以上の入出力インターフェイス（Ｉ／Ｆ）５７と、補助記憶装置５８と、上記の構成要素間を相互に接続するバス５９を含む。

入力変換器５０は、入力チャンネルごとに補助変成器（図示せず）を有する。各補助変成器は、図１の各電気量検出器による検出信号を、後続する信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。

サンプルホールド回路５１は、入力変換器５０ごとに設けられる。サンプルホールド回路５１は、対応の入力変換器５０から受けた電気量を表す信号を規定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。

マルチプレクサ５２は、複数のサンプルホールド回路５１に保持された信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器５３は、マルチプレクサ５２によって選択された信号をデジタル値に変換する。なお、複数のＡ／Ｄ変換器５３を設けることによって、複数の入力チャンネルの検出信号に対して並列的にＡ／Ｄ変換を実行するようにしてもよい。

ＣＰＵ５４は、制御装置３の全体を制御し、プログラムに従って演算処理を実行する。揮発性メモリとしてのＲＡＭ５５及び不揮発性メモリとしてのＲＯＭ５６は、ＣＰＵ５４の主記憶として用いられる。ＲＯＭ５６は、プログラム及び信号処理用の設定値などを収納する。補助記憶装置５８は、ＲＯＭ５６に比べて大容量の不揮発性メモリであり、プログラム及び電気量検出値のデータなどを格納する。

入出力インターフェイス５７は、ＣＰＵ５４及び外部装置の間で通信する際のインターフェイス回路である。

なお、図２の例とは異なり、制御装置３の少なくとも一部をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）及び、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等の回路を用いて構成することも可能である。すなわち、次図３に記載された各機能ブロックの機能は、図２に例示されたコンピュータをベースに構成することもできるし、その少なくとも一部をＦＰＧＡ及びＡＳＩＣなどの回路を用いて構成することができる。また、各機能ブロックの機能の少なくとも一部は、アナログ回路によって構成することも可能である。

［制御装置の機能的構成例］
図３は、制御装置３の機能的構成例を示すブロック図である。図３を参照して、制御装置３は、機能的には、直流電圧指令生成部６０と、交流電圧指令生成部６１と、循環電流指令生成部６２と、コンデンサ電圧指令生成部６３と、アーム電圧指令生成部６４と、キャリア制御部６５とを含む。これらの機能ブロックは、たとえば、図２のＣＰＵ５４がプログラムに従って動作することによって実現される。

直流電圧指令生成部６０は、各相の上アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗに基づいて直流電流値Ｉｄｃを演算する。具体的には、上アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗの和をＩｄｃ＿ｐとし、下アーム電流Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗの和をＩｄｃ＿ｎとすれば、直流電流値Ｉｄｃは、
Ｉｄｃ＝（Ｉｄｃ＿ｐ＋Ｉｄｃ＿ｎ）／２ …(1)
によって計算できる。

直流電圧指令生成部６０は、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂで検出された直流電圧値Ｖｄｃｐ，Ｖｄｃｎと、算出した直流電流値Ｉｄｃとに基づいて、直流電圧指令値を生成する。直流電圧指令生成部６０は、例えば、ＰＩＤ制御器（Proportional-Integral-Differential Controller）などのフィードバック制御器によって構成される。

交流電圧指令生成部６１は、交流電圧検出器１０によって検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧値Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗと、交流電流検出器１６によって検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流値Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗとに基づいて、各相の交流電圧指令値を生成する。交流電圧指令生成部６１は、例えば、ＰＩＤ制御器などのフィードバック制御器によって構成される。

循環電流指令生成部６２は、まず、レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ流れる循環電流Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗを各相の上アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗに基づいて計算する。循環電流は、複数のレグ回路４の間を循環する電流である。例えば、Ｕ相レグ回路４ｕを流れる循環電流Ｉｃｃｕは、
Ｉｃｃｕ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）／２－Ｉｄｃ／３ …(2)
によって計算できる。

式（２）の第１項はレグ回路４ｕの上アーム５および下アーム６に共通に流れる電流を表す。式（２）の第２項は、直流電流値Ｉｄｃが各レグ回路に均等に流れると仮定したときのＵ相レグ回路４ｕの分担分を表す。循環電流Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗについても同様に計算できる。

循環電流指令生成部６２は、算出された各相の循環電流Ｉｃｃｕ，Ｉｃｃｖ，Ｉｃｃｗと、アーム回路ごとに平均化されたキャパシタ電圧Ｖｃａｐとに基づいて各相の循環電流の指令値を算出する。循環電流指令生成部６２は、例えば、ＰＩＤ制御器などのフィードバック制御器によって構成される。

コンデンサ電圧指令生成部６３は、アーム回路ごとに平均化されたキャパシタ電圧Ｖｃａｐと、各相の上アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗに基づいて、各サブモジュール７の直流コンデンサの電圧指令値を生成する。コンデンサ電圧指令生成部６３は、例えば、ＰＩＤ制御器などのフィードバック制御器によって構成される。

アーム電圧指令生成部６４は、上記の各指令生成部を合成することによって、各相の上アーム５および下アーム６用のアーム電圧指令値Ｖｐｒｅｆｕ，Ｖｎｒｅｆｕ，Ｖｐｒｅｆｖ，Ｖｎｒｅｆｖ，Ｖｐｒｅｆｗ，Ｖｎｒｅｆｗを生成する。各相のアーム電圧指令値Ｖｐｒｅｆｕ，Ｖｎｒｅｆｕ，Ｖｐｒｅｆｖ，Ｖｎｒｅｆｖ，Ｖｐｒｅｆｗ，Ｖｎｒｅｆｗは、電圧指令として各アームのサブモジュール７に伝送される。以下の説明において、いずれの相であるかを特定しない場合には、単にアーム電圧指令値Ｖｐｒｅｆ，Ｖｎｒｅｆと記載する場合がある。

キャリア制御部６５は、各サブモジュール７で実行される位相シフトＰＷＭ制御において使用されるキャリア信号の周期および位相の指令値（すなわち、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤ、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳ）を出力する。さらに、キャリア制御部６５は、各相の交流電圧Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗの零点に基づいて、キャリア信号の位相原点のタイミングを表す基準パルス信号（すなわち、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴ）を生成する。キャリア制御部６５のより詳細な動作については、図６～図８を参照して後述する。

なお、上記で説明した制御装置３の機能的構成は一例であって、他の構成の制御装置を本実施の形態に適用することができる。

［サブモジュールの構成例］
図４は、図１の各レグ回路を構成するサブモジュールの一例を示す回路図である。図４に示すサブモジュール７は、ハーフブリッジ型の変換回路２０ＨＢと、蓄電素子としての直流コンデンサ２４と、電圧検出器２７と、個別制御部２８とを含む。変換回路２０ＨＢをブリッジ回路２０ＨＢとも称する。

ハーフブリッジ型の変換回路２０ＨＢは、互いに直列接続されたスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂと、ダイオード２３Ａ，２３Ｂとを含む。ダイオード２３Ａ，２３Ｂは、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂとそれぞれ逆並列（すなわち、並列かつ逆バイアス方向）に接続される。直流コンデンサ２４は、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を保持する。スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの接続ノードは高電位側の入出力端子２６Ｐと接続される。スイッチング素子２２Ｂと直流コンデンサ２４の接続ノードは低電位側の入出力端子２６Ｎと接続される。

典型的には、入出力端子２６Ｐは、正極側に隣接するサブモジュール７の入出力端子２６Ｎと接続される。入出力端子２６Ｎは、負極側に隣接するサブモジュール７の入出力端子２６Ｐと接続される。

各スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂには、オン動作とオフ動作の両方を制御可能な自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）である。

なお、サブモジュール７の変換回路は、上記のようなハーフブリッジ型の変換回路２０ＨＢに限られない。たとえば、サブモジュール７は、フルブリッジ型の変換回路、またはスリークオーターブリッジ型の変換回路を用いて構成されていてもよい。

バイパススイッチＳＷは、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間に接続される。バイパススイッチＳＷは、接点を閉じることによりスイッチング素子２２Ｂの両端を短絡可能に構成されるスイッチであり、事故電流の通電が可能である。すなわち、バイパススイッチＳＷは、サブモジュール７を短絡することにより、サブモジュール７に含まれる各素子（スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ、ダイオード２３Ａ，２３Ｂおよび直流コンデンサ２４）を事故時に発生する過電流から保護する。

また、バイパススイッチＳＷは、サブモジュール７の各素子が故障した場合に、当該サブモジュール７を短絡させる際にも利用される。これにより、複数のサブモジュール７のうちの任意のサブモジュール７が故障しても、他のサブモジュール７を利用することにより電力変換装置１の運転継続が可能となる。

電圧検出器２７は、直流コンデンサ２４の両端２４Ｐ，２４Ｎの間の電圧（すなわち、キャパシタ電圧）を検出する。

個別制御部２８は、制御装置３から受信した制御指令１５に基づいて、位相シフトＰＷＭ制御に従ってスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂのオンおよびオフを制御するためのゲート信号を生成する。個別制御部２８は、さらに、サブモジュール７の異常判定情報と、電圧検出器２７によって検出されたキャパシタ電圧とを含む信号１７を制御装置３に送信する。

典型的には、個別制御部２８は、通常動作時（すなわち、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの一方をオン状態とし、他方をオフ状態となるように制御を行なう。スイッチング素子２２Ａがオン状態であり、スイッチング素子２２Ｂがオフ状態のとき、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間には直流コンデンサ２４の両端間の電圧が印加される。逆に、スイッチング素子２２Ａがオフ状態であり、スイッチング素子２２Ｂがオン状態のとき、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間は０Ｖとなる。

サブモジュール７は、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂを交互にオン状態とすることによって、零電圧または直流コンデンサ２４の電圧に依存した正電圧を出力することができる。ダイオード２３Ａ，２３Ｂは、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂに逆方向電圧が印加されたときの保護のために設けられている。

上記の個別制御部２８は、専用回路によって構成してもよいし、ＦＰＧＡなどを利用して構成してもよい。

なお、上記の個別制御部２８を制御装置３の内部に設け、各個別制御部２８から対応するサブモジュール７にゲート信号を、光ファイバを介して送信するようにしてもよい。この場合、制御装置３の内部に設けられた各個別制御部２８は、対応するサブモジュール７からサブモジュール７の異常判定情報と、電圧検出器２７によって検出されたキャパシタ電圧とを含む信号１７を、光ファイバを介して受信する。

［個別制御部の機能的構成例］
図５は、図４の個別制御部２８の構成例を示すブロック図である。図５を参照して、各サブモジュール７に設けられた個別制御部２８は、通信インターフェイス（Ｉ／Ｆ）７０と、キャリア信号生成器７１と、ゲート信号生成器７２と、Ａ／Ｄ変換器７３とを含む。

各サブモジュール７の通信インターフェイス７０は、制御装置３から制御指令１５として、アーム電圧指令値ＶｐｒｅｆまたはＶｎｒｅｆ、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴ、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤ、およびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを受信する。通信インターフェイス７０は、受信したアーム電圧指令値ＶｐｒｅｆまたはＶｎｒｅｆをゲート信号生成器７２に転送し、受信したキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴ、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤ、およびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳをキャリア信号生成器７１に転送する。

キャリア信号生成器７１は、位相シフトＰＷＭ制御で用いるキャリア信号として、たとえば三角波を生成する。具体的に、キャリア信号生成器７１は、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤに基づく周期を有し、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳに基づく位相を有するキャリア信号を、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴに同期して生成する。キャリア信号の周期および位相を変更する場合には、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳの内容が変更される。

ゲート信号生成器７２は、アーム電圧指令値ＶｐｒｅｆまたはＶｎｒｅｆと、キャリア信号生成器７１で生成されたキャリア信号との比較に基づいて、ゲート信号を生成する。ゲート信号生成器７２は、生成したゲート信号をスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂのゲートに供給する。

具体的に、ゲート信号生成器７２は、アーム電圧指令値ＶｐｒｅｆまたはＶｎｒｅｆがキャリア信号の値以上の場合には、ハイレベルのゲート信号を生成し、アーム電圧指令値ＶｐｒｅｆまたはＶｎｒｅｆがキャリア信号の値未満の場合には、ロウレベルのゲート信号を生成する。

Ａ／Ｄ変換器７３は、電圧検出器２７によって検出された直流コンデンサ２４の電圧値をＡ／Ｄ変換することによってデジタル値を生成する。Ａ／Ｄ変換器７３は、得られたキャパシタ電圧Ｖｃａｐのデジタル値を、通信インターフェイス７０を介して制御装置３に伝送する。

図６は、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳの具体的内容を表形式で示す図である。

図６を参照して、初期設定時には、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤとして、キャリア周期の初期値βが設定され、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳとして初期位相の値γが設定される。キャリア周期の初期値βは、その整数（Ｍ）倍と交流系統の周期αの整数（Ｎ）倍とが等しくなるように、すなわち、β×Ｍ＝α×Ｎとなるように選定される。

初期位相の値γについては、同一アーム（上アームまたは下アーム）を構成する複数の変換器セルのそれぞれに対して出力されるキャリア信号の初期位相は互いに異なるように設定される。具体的に、各アームに設けられたサブモジュール７の数をＫｃｅｌｌとし、キャリア周期βが位相２π［ｒａｄ］に対応するとする。この場合、単位位相シフト量θは、
θ＝２π／Ｋｃｅｌｌ （２πがキャリア周期βに対応） …(3)
で表される。したがって、各アームに設けられた第ｉ番目（１≦ｉ≦Ｋｃｅｌｌ）のサブモジュール７におけるキャリア信号の初期位相γは、
γ＝（ｉ－１）×θ …(4)
で表される。この初期位相γの値が、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳとして、各アームの第ｉ番目のサブモジュール７に割り当てられる。

キャリア信号の周期および位相を変更しない場合には、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは、それぞれ前値保持される。

一方、キャリア信号の周期を変更する場合には、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤとして変更したい周期値β’が設定される。この場合、変更後のキャリア周期β’の整数（Ｍ’）倍と交流系統の周期αの整数（Ｎ）倍とが等しくなるように、すなわち、β’×Ｍ’＝β×Ｍ＝α×Ｎが満たされるように、キャリア周期β’が選定される。

キャリア周期の選定を容易にするために、予めキャリア周期の候補を複数定めておき、これらの複数のキャリア周期の候補β０，β１，β２，…と系統周期αとの公倍数を、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの周期（α×Ｎ）に定めておいてもよい。この場合、Ｎ，Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，…を２以上の整数として、
α×Ｎ＝β０×Ｍ０＝β１×Ｍ１＝β２×Ｍ２＝… …(5)
が成り立つ。

キャリア信号の初期位相を変更する場合には、初期設定されたキャリア信号の初期位相γに調整値δが加算される。調整値δがキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳとして各サブモジュール７に送信される。初期位相の変更方法の具体例については実施の形態２で説明する。

［キャリア信号の周期および初期位相の初期設定の具体例］
図７は、キャリア信号の周期および初期位相を初期設定する手順を説明するためのタイミング図である。

図７を参照して、制御装置３（キャリア制御部６５）は、交流系統の周期αのＮ倍の周期を有しかつ電力系統の各相の交流電圧に同期するような基準信号を生成する。基準信号の立ち上がりエッジに対応する時刻ｔ１および時刻ｔ４において、交流系統の対応する相の電圧位相は０になる。

さらに、制御装置３は、上記の基準信号よりもリセットオフセット時間Ａ（単に、オフセット時間Ａとも記載する）だけ遅れたキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴを生成する。そして、制御装置３は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの立ち上がりエッジのタイミングである時刻ｔ２に、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。図７に示すように、リセットオフセット時間Ａは初期設定時には通常０であるが、０以外の任意の値に設定してもよい。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴに応答して、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの立ち上がり時刻ｔ１から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ２に、上記の指令値に基づく周期および位相を有するキャリア信号の出力を開始する。なお、固定遅延時間ＤＲは、通信遅延および各サブモジュール７での制御処理時間によって決まる一定の時間である。

具体的に図７に示す例では、サブモジュールＳＭ＃１で生成されるキャリア信号の初期位相は０である。サブモジュールＳＭ＃２で生成されるキャリア信号の初期位相はθである。サブモジュールＳＭ＃３で生成されるキャリア信号の初期位相は２×θである。時刻ｔ２において、キャリア信号の位相原点（図７の場合、三角波の谷の位置）からこれらの初期位相だけずれた値がキャリア信号として出力される。

なお、図７に示す例では、サブモジュールＳＭ＃１で用いられるキャリア信号の初期位相に対して、サブモジュールＳＭ＃２およびＳＭ＃３で用いられるキャリア信号の初期位相をマイナス方向にずらす例を示している。これとは反対に、サブモジュールＳＭ＃１で用いられるキャリア信号の初期位相に対して、サブモジュールＳＭ＃２およびＳＭ＃３で用いられるキャリア信号の初期位相をプラス方向にずらしてもよい。

時刻ｔ１から交流系統の周期αのＮ倍（α×Ｎ）だけ経過した時刻ｔ５に、基準信号が再び立ち上がる。図７に示す例ではオフセット時間Ａは０であるので、基準信号が立ち上がる時刻ｔ５にキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴも再び立ち上がる。そして、制御装置３は、この時刻ｔ５において、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。ここで、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは、前値保持であるとする。キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの周期は、基準信号と同じα×Ｎになる。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、時刻ｔ５から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ６に、キャリア信号の位相を初期位相γにリセットする。これにより、キャリア信号の周波数は変更されずに、交流系統の交流電圧との同期、系統周波数変動への追随、およびサブモジュールごとのクロック誤差の蓄積の解消が行われる。

［キャリア信号の周期の変更の具体例］
図８は、キャリア信号の周期の変更の具体例を説明するためのタイミング図である。図８では、キャリア周期がβからβ’に変更される例が示される。Ｎ、Ｍ、Ｍ’を２以上の整数とし、系統周波数をαとすると、α×Ｎ＝β×Ｍ＝β’×Ｍ’が成り立つ。

図８を参照して、制御装置３（キャリア制御部６５）は、交流系統の周期αのＮ倍の周期を有しかつ電力系統の各相の交流電圧に同期するように基準信号を生成する。基準信号の立ち上がりエッジに対応する時刻ｔ１および時刻ｔ５において、交流系統の対応する相の電圧位相は０になる。図７で説明したように、キャリア周期βの変更前のオフセット時間Ａは０であるので、時刻ｔ１から固定遅延時間ＤＲだけ遅れた時刻ｔ２に、各キャリア信号の位相が初期位相γになる。

キャリア周期を変更する場合、制御装置３は、上記の基準信号よりも新たなオフセット時間Ａ’だけ遅れたキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴを生成する。ここで、新たなオフセット時間Ａ’は、変更前のオフセット時間をＡとし、変更前のキャリア周期をβとし、Ｌを整数として、
Ａ’＝Ａ＋β×Ｌ …(6)
に設定される。図８に示す例では、変更前のオフセット時間Ａは０であり、Ｌ＝２である。オフセット時間の差（すなわち、Ａ’－Ａ）をキャリア周期βの整数倍に設定することによって、各キャリア信号の位相が初期位相γになるタイミングでキャリア周期を切り替えることができる。

具体的に、制御装置３は、オフセット時間Ａ’を有するキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの立ち上がりエッジのタイミングである時刻ｔ３に、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤは変更したいキャリア周期β’であり、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは前値（初期位相γ）のままで変更されていない。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴに応答して、時刻ｔ３から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ４に、キャリア周期をβからβ’に変更する。時刻ｔ４は時刻ｔ２からキャリア周期βの整数倍（図８では２倍）だけ経過した時間であるので、時刻ｔ４において各キャリア信号の位相が初期位相γになる。

上記のように、各キャリア信号の位相が初期位相γになるタイミングでキャリア周期が変更されるので、キャリア信号は基本的に連続的に変化して跳びがない。また、オフセット時間Ａ’は、キャリア信号が初期位相となるタイミングで選択できるので、短い遅延時間でキャリア周期を変更することができる。たとえば電力系統に故障が発生した場合、次のキャリアリセット信号を待たず、キャリア信号が初期位相となる最も近いタイミングに合わせてオフセット時間Ａ’を設定してキャリアリセット信号を発行することにより、少ない遅延時間でキャリア周期をより短い値に変更できる。

時刻ｔ１から交流系統の周期αのＮ倍（α×Ｎ）だけ経過した時刻ｔ５に、基準信号が再び立ち上がる。制御装置３は、時刻ｔ５から上記のオフセット時間Ａ’が経過した時刻ｔ７において、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に出力する。ここで、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは、前値保持であるとする。なお、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの周期は、基準信号と同じα×Ｎになる。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、時刻ｔ７から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ８に、キャリア信号の位相を初期位相γにリセットする。これにより、キャリア信号の周期は変更後の周期β’のままで、交流系統の交流電圧との同期、系統周波数変動への追随、およびサブモジュールごとのクロック誤差の蓄積の解消が行われる。

なお、図８に示す例では、サブモジュールＳＭ＃１で用いられるキャリア信号の初期位相に対して、サブモジュールＳＭ＃２およびＳＭ＃３で用いられるキャリア信号の初期位相をマイナス方向にずらす例を示している。これとは反対に、サブモジュールＳＭ＃１で用いられるキャリア信号の初期位相に対して、サブモジュールＳＭ＃２およびＳＭ＃３で用いられるキャリア信号の初期位相をプラス方向にずらしてもよい。

［実施の形態１の効果］
上記のとおり、実施の形態１の電力変換装置によれば、キャリア信号の位相が初期位相となるタイミングでキャリア信号の周期が変更される。これにより、キャリア波形の歪みを最低限に抑えて、電力変換処理への悪影響を生じさせないようにしながら、動的にキャリア周期を変更できる。この結果、電力系統の状況や制御状況に適したキャリア周波数の選択が可能となる。たとえば、系統事故発生時などに制御応答速度を上げるためキャリア周波数を高くしたり、定常運転時に変換器回路のスイッチング頻度を抑えるためキャリア周波数を低くしたりするといった運用が実現できる。

実施の形態２．
ＭＭＣ方式の電力変換装置では、所望の制御出力を得るためには、個々のサブモジュールの蓄電素子の電圧を目標値近辺に維持する必要がある。ところが、位相シフトＰＷＭ制御では、運転状況に応じて特定のサブモジュールに蓄電素子に電圧が蓄積されて、サブモジュール間の電圧バランスに偏りが生じる場合がある。このような電圧バランスの偏りを解消するために、各サブモジュールのキャリア信号の初期位相を動的に変更する方法が知られている。以下、キャリア信号の初期位相を動的に変化させる手順について説明する。

［キャリア信号の初期位相の変更の具体例］
図９は、キャリア信号の初期位相を変更する手順を説明するためのタイミング図である。

図９の例において初期位相γの変更は、現在のキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴに同期したタイミング（具体的に、立ち上がりエッジのタイミング）で実行される。ただし、初期位相γの変更は毎回実行しなくてもよい。たとえば、図９の場合、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５でキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴが立ち上がるが、時刻ｔ１，ｔ５では初期位相の変更は実行されず、時刻ｔ３において初期位相γの変更が実行される。いずれの時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５のいずれにおいても、基準信号に対するオフセット時間は変更されない。

上記と異なり、初期位相γの変更と同時にオフセット時間を変更してもよい。この場合には、実施の形態１の場合と同様に、初期位相γの変更前のオフセット時間をＡとし、初期位相γの変更後のオフセット時間をＡ’とすると、オフセット時間の差（すなわち、Ａ’－Ａ）はキャリア周期βの整数倍に設定される。これにより、キャリア信号の周期が初期位相となる任意のタイミングで、初期位相γが更新される。

実施の形態２の場合、キャリア信号の初期位相γは、固定値γ０に調整値δを加算することによって生成される。固定値γ０は、前述の式（４）で示したように、アームごとのサブモジュール数Ｋｃｅｌｌおよび各サブモジュールのＩＤ（たとえば、式（４）の番号ｉ）によって定まる。調整値δは、各サブモジュールで共通の値である。たとえば、第ｉ番目（１≦ｉ≦Ｋｃｅｌｌ）のサブモジュールの初期位相γは、式（３）で表される単位位相シフト量θを用いて、
γ＝γ０＋δ＝（ｉ－１）×θ＋δ …(7)
で表される。

上式（７）で示すように、各アームを構成するＫｃｅｌｌ個のサブモジュール７の初期位相γを変更する場合、初期位相γは調整値δだけ一斉に変化される。調整値δを比較的小さな値（たとえば、θよりも小さい値）に設定することによって、キャリア波形の歪みを最低限に抑えて、電力変換処理への悪影響を生じさせないようにしながら、動的にキャリア信号の初期位相を変更できる。

具体的に図９の時刻ｔ１において、制御装置３（キャリア制御部６５）は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは、前値保持であるとする。すなわち、初期位相の調整値は０度であり、初期位相γは固定値γ０（たとえば、３０度）に等しい。また、キャリア周期βにも変更はない。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、時刻ｔ１から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ２に、キャリア信号の位相を現在の初期位相γにリセットする。これにより、キャリア信号の周期βおよび初期位相γを変更せずに、交流系統の交流電圧との同期、系統周波数変動への追随、およびサブモジュールごとのクロック誤差の蓄積の解消が行われる。

時刻ｔ１からキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの周期（α×Ｎ）が経過した時刻ｔ３において、制御装置３（キャリア制御部６５）は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤは前値保持のままであるが、キャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳについては、調整値としてδが指定される。これにより、初期位相γは、γ０からγ０＋δに変更される。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、時刻ｔ３から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ４に、初期位相を固定値γ０から調整値δだけずらす。キャリア周期βは変更されない。

時刻ｔ３からキャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴの周期（α×Ｎ）が経過した時刻ｔ５において、制御装置３（キャリア制御部６５）は、キャリアリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともに、キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。キャリア周期指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよびキャリア位相指令値ＣＲ＿ＰＨＳは、前値保持であるとする。初期位相の調整値はδのまま変更がない。

各サブモジュール７のキャリア信号生成器７１は、時刻ｔ５から一定の固定遅延時間ＤＲが経過した時刻ｔ６に、キャリア信号の位相を現在の初期位相γ（＝γ０＋δ）にリセットする。これにより、キャリア信号の周期βおよび初期位相γを変更せずに、交流系統の交流電圧との同期、系統周波数変動への追随、およびサブモジュールごとのクロック誤差の蓄積の解消が行われる。

なお、図９では、初期位相γをプラス方向にずらす例を示しているが、初期位相γをマイナス方向にずらしてもよい。

［実施の形態２の効果］
上記のとおり、実施の形態２の電力変換装置によれば、キャリア信号の位相が初期位相となるタイミングでキャリア信号の初期位相が変更される。特に実施の形態２の場合には、各サブモジュールにおける初期位相γが一斉に同じ調整値δだけ変更される。調整値δを比較的小さい値に設定することにより、キャリア波形の歪みを最低限に抑えて、電力変換処理への悪影響を生じさせないようにしながら、動的にキャリア信号の初期位相を変更できる。したがって、キャリア信号の初期位相が固定化されることによって生じるサブモジュール間のキャパシタ電圧のバランスの偏りを解消できる。

なお、上記の実施の形態１，２は組み合わせて実施できる。
［実施の形態１，２のまとめ］
以下、図１０および図１１のフローチャートを参照して、本開示における電力変換装置の制御方法について総括する。

図１０は、本開示の電力変換装置の制御方法を説明するためのフローチャートである。図１０のステップＳ１００において、制御装置３は、各アーム５，６のサブモジュール７ごとに異なる初期位相γと各サブモジュール７で共通の第１の周期βとを有するキャリア信号を用いて、位相シフトパルス幅変調によって各サブモジュール７のブリッジ回路２０ＨＢを制御する。

次のステップＳ１１０において、制御装置３は、各サブモジュール７におけるキャリア信号の位相が初期位相に等しいタイミングで、キャリア信号の周期を第１の周期βから第２の周期β’に動的に変更する。ここで、第１の周期βと第２の周期β’との公倍数は、交流回路１２の電圧の周期αの整数（Ｎ）倍に等しい。

次のステップＳ１２０において、制御装置３は、各サブモジュール７におけるキャリア信号の位相が初期位相に等しいタイミングで、キャリア信号の初期位相を新たな値に動的に変更する。ここで、初期位相γを動的に変更する場合には、サブモジュール７ごとに初期設定された初期位相γ０に複数のサブモジュール間で共通の調整値δを加算する。

その後、処理はステップＳ１００に戻り、新たに設定されたキャリア信号の周期および初期位相を用いて、ブリッジ回路２０ＨＢに制御が実行される。

図１１は、図１０においてキャリア信号の周期および初期位相を動的に変更するステップをさらに詳しく示すフローチャートである。

まず、ステップＳ２００において、制御装置３は、交流回路１２の電圧の周期αの整数（Ｎ）倍に等しい周期を有し、交流回路１２の電圧に同期したリセット信号ＣＲ＿ＲＳＴを生成する。

次のステップＳ２１０において、制御装置３は、リセット信号ＣＲ＿ＲＳＴとともにキャリア信号の周期の指令値ＣＲ＿ＰＲＤおよび初期位相の指令値ＣＲ＿ＰＨＳを各サブモジュール７に送信する。

その次のステップＳ２２０において、各サブモジュール７は、リセット信号ＣＲ＿ＲＳＴに応答して、上記の指令値に従ってキャリア信号の周期および初期位相を設定する。ここで、各サブモジュール７は、受信した周期の指令値および初期位相の指令値が前値保持の場合に、リセット信号に応答してキャリア信号を再設定する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この出願の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置、２ 電力変換回路部、３ 制御装置、４ レグ回路、５ 上アーム、６ 下アーム、７，ＳＭ サブモジュール、８Ａ，８Ｂ リアクトル、９Ａ，９Ｂ アーム電流検出器、１０ 交流電圧検出器、１１Ａ，１１Ｂ 直流電圧検出器、１２ 交流回路、１３ 連系変圧器、１４ 直流回路、１５ 制御指令、１６ 交流電流検出器、１７ 信号、２０ＨＢ 変換回路（ブリッジ回路）、２２Ａ，２２Ｂ スイッチング素子、２３Ａ，２３Ｂ ダイオード、２４ 直流コンデンサ、２６Ｎ，２６Ｐ 入出力端子、２７ 電圧検出器、２８ 個別制御部、５０ 入力変換器、５１ サンプルホールド回路、５２ マルチプレクサ、５３，７３ Ａ／Ｄ変換器、５４ ＣＰＵ、５５ ＲＡＭ、５６ ＲＯＭ、５７ 入出力インターフェイス、５８ 補助記憶装置、５９ バス、６０ 直流電圧指令生成部、６１ 交流電圧指令生成部、６２ 循環電流指令生成部、６３ コンデンサ電圧指令生成部、６４ アーム電圧指令生成部、６５ キャリア制御部、７０ 通信インターフェイス、７１ キャリア信号生成器、７２ ゲート信号生成器、Ａ オフセット時間、ＣＲ＿ＲＳＴ キャリアリセット信号、ＣＲ＿ＰＲＤ キャリア周期指令値、ＣＲ＿ＰＨＳ キャリア位相指令値、ＤＲ 固定遅延時間、Ｋｃｅｌｌ サブモジュール数、Ｎｎ 低電位側直流端子、Ｎｐ 高電位側直流端子、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ 交流入力端子。

Claims (12)

1. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
   複数のアームと、
   制御装置とを備え、
   各アームは、互いに直列接続された複数のサブモジュールを備え、
   各サブモジュールは、
   入出力端子対と、
   複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路を介して前記入出力端子対に接続される蓄電素子とを含み、
   前記制御装置は、各サブモジュールの前記ブリッジ回路を位相シフトパルス幅変調によって制御し、各サブモジュールにおいて前記位相シフトパルス幅変調に用いられるキャリア信号の初期位相は他のサブモジュールと異なるように設定され、
   前記制御装置は、前記キャリア信号の周期を動的に変更する場合に、各サブモジュールにおける前記キャリア信号の位相が前記初期位相に等しいタイミングで前記キャリア信号の周期を変更する、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記キャリア信号の前記初期位相を動的に変更する場合に、各サブモジュールにおける前記キャリア信号の位相が変更前の前記初期位相に等しいタイミングで、前記キャリア信号の前記初期位相を変更する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記キャリア信号の初期位相を動的に変更する場合に、前記サブモジュールごとに初期設定された初期位相に前記複数のサブモジュール間で共通の調整値を加算することによって初期位相を変更する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記キャリア信号の周期を第１の周期から第２の周期に変更する場合に、前記第１の周期と前記第２の周期との公倍数は、前記交流回路の電圧の周期の整数倍に等しい、請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、前記交流回路の前記周期の前記整数倍に等しい周期を有し、前記交流回路の電圧に同期したリセット信号を生成し、前記リセット信号とともに前記キャリア信号の周期および初期位相の指令値を各サブモジュールに送信し、
   各サブモジュールは、前記リセット信号に応答して、前記指令値に従って前記キャリア信号の前記周期および前記初期位相を設定する、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 各サブモジュールは、受信した前記周期の指令値および前記初期位相の指令値が前値保持の場合に、前記リセット信号に応答して前記キャリア信号を再設定する、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置は、複数のアームを備え、
   各アームは、互いに直列接続された複数のサブモジュールを備え、
   各サブモジュールは、
   入出力端子対と、
   複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路を介して前記入出力端子対に接続される蓄電素子とを含み、
   前記制御方法は、
   各アームの前記サブモジュールごとに異なる初期位相と各サブモジュールで共通の第１の周期とを有するキャリア信号を用いて、位相シフトパルス幅変調によって各サブモジュールの前記ブリッジ回路を制御するステップと、
   各サブモジュールにおける前記キャリア信号の位相が前記初期位相に等しいタイミングで、前記キャリア信号の周期を前記第１の周期から第２の周期に動的に変更するステップとを備える、電力変換装置の制御方法。
8. 各サブモジュールにおける前記キャリア信号の位相が前記初期位相に等しいタイミングで、前記キャリア信号の前記初期位相を動的に変更するステップをさらに備える、請求項７に記載の電力変換装置の制御方法。
9. 前記初期位相を動的に変更するステップは、前記サブモジュールごとに初期設定された初期位相に前記複数のサブモジュール間で共通の調整値を加算するステップを含む、請求項８に記載の電力変換装置の制御方法。
10. 前記第１の周期と前記第２の周期との公倍数は、前記交流回路の電圧の周期の整数倍に等しい、請求項８または９に記載の電力変換装置の制御方法。
11. 前記周期を動的に変更するステップおよび前記初期位相を動的に変更するステップの各々は、
    前記交流回路の前記周期の前記整数倍に等しい周期を有し、前記交流回路の電圧に同期したリセット信号を生成するステップと、
    前記リセット信号とともに前記キャリア信号の周期の指令値および初期位相の指令値を各サブモジュールに送信するステップと、
    各サブモジュールが、前記リセット信号に応答して、前記指令値に従って前記キャリア信号の前記周期および前記初期位相を設定するステップとを含む、請求項１０に記載の電力変換装置の制御方法。
12. 前記指令値に従って前記キャリア信号の前記周期および前記初期位相を設定するステップは、
    受信した前記周期の指令値および前記初期位相の指令値が前値保持の場合に、前記リセット信号に応答して前記キャリア信号を再設定するステップを含む、請求項１１に記載の電力変換装置の制御方法。

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