JP7126854B2 - 電力消費装置およびそれを備えた直流給電システム - Google Patents
電力消費装置およびそれを備えた直流給電システム Download PDFInfo
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Description
本発明は、過大な電力を消費する電力消費装置およびそれを備えた直流給電システムに関する。
風力発電機では、風速が早過ぎると、風車が過回転し、破壊されるおそれがある。そこで、風速が早過ぎるとき、電気式ブレーキによって風車の回転速度を低下させる風力発電機が知られている（例えば、特許文献１参照）。電気式ブレーキは、風力発電機から出力される交流電力を直流電力に変換し、電力消費装置によってその直流電力を消費する。電力消費装置は、抵抗素子とスイッチとを備えており、スイッチを閉じると、抵抗素子に電流が流れて直流電力が消費される。スイッチは、リレーやＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子で実現される。
強風のために風車が過回転し、風力発電機から過大な電流が出力されると、風力発電機が破壊されるおそれがある。このため、電力消費装置により風車の回転に電気式ブレーキをかける場合でも、風力発電機から出力される電流に上限を設定し、電流がその上限を超えたときには機械式ブレーキで風車の回転を抑えることが望ましい。
本発明の目的は、抵抗素子を流れる電流が所定の上限に達するまで電力を消費する電力消費装置およびそれを備えた直流給電システムを提供することである。
上記目的を達成するために、本発明の電力消費装置は、
基準電位であるローレベルの電圧が印加される第１の電源ラインと
前記ローレベルの電圧に対して高電位である直流電圧が印加される第２の電源ラインと、
前記第２の電源ラインの電圧を、前記第２の電源ラインの電圧が上昇すると上昇し、前記第２の電源ラインの電圧が低下すると低下するモニタ電圧に変換するモニタ電圧変換部と、
前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波であるＰＷＭ信号を生成する制御部と、
前記制御部によって生成されたＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子が導通しているときに前記第２の電源ラインから電流が流れることによって電力を消費する電力消費素子と、
前記電力消費素子に流れた電流の量を検出する電流検出部と、
前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の量に応じた電圧だけ低下させる電流調節部と、
を備えることを特徴とする。
基準電位であるローレベルの電圧が印加される第１の電源ラインと
前記ローレベルの電圧に対して高電位である直流電圧が印加される第２の電源ラインと、
前記第２の電源ラインの電圧を、前記第２の電源ラインの電圧が上昇すると上昇し、前記第２の電源ラインの電圧が低下すると低下するモニタ電圧に変換するモニタ電圧変換部と、
前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波であるＰＷＭ信号を生成する制御部と、
前記制御部によって生成されたＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子が導通しているときに前記第２の電源ラインから電流が流れることによって電力を消費する電力消費素子と、
前記電力消費素子に流れた電流の量を検出する電流検出部と、
前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の量に応じた電圧だけ低下させる電流調節部と、
を備えることを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする。
前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
複数の前記スイッチング素子と、当該各スイッチング素子に対応する複数の前記電力消費素子と、
を備え、
前記制御部が、前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である最初のＰＷＭ信号を生成し、順次前段のＰＷＭ信号が所定のデューティ比以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である各ＰＷＭ信号を生成し、
前記各スイッチング素子が、前記制御部によって生成された各ＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御され、
前記電流検出部が、前記複数の電力消費素子に流れる電流の総量を検出し、
前記電流調節部が、前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の総量に応じた電圧だけ低下させる、
ことを特徴とする。
複数の前記スイッチング素子と、当該各スイッチング素子に対応する複数の前記電力消費素子と、
を備え、
前記制御部が、前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である最初のＰＷＭ信号を生成し、順次前段のＰＷＭ信号が所定のデューティ比以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である各ＰＷＭ信号を生成し、
前記各スイッチング素子が、前記制御部によって生成された各ＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御され、
前記電流検出部が、前記複数の電力消費素子に流れる電流の総量を検出し、
前記電流調節部が、前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の総量に応じた電圧だけ低下させる、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする。
前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記制御部が、
前記モニタ電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて最初の制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該最初の制御電圧を低下させ、順次前段の制御電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて各制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該各制御電圧を低下させる制御電圧生成部と、
前記制御電圧生成部から出力される各制御電圧に応じたデューティ比を有する前記各ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を含む、
ことを特徴とする。
前記制御部が、
前記モニタ電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて最初の制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該最初の制御電圧を低下させ、順次前段の制御電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて各制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該各制御電圧を低下させる制御電圧生成部と、
前記制御電圧生成部から出力される各制御電圧に応じたデューティ比を有する前記各ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を含む、
ことを特徴とする。
好ましくは、本発明の電力消費装置は、
前記制御電圧生成部が、
コレクタが前記第３の電源ラインに接続され、ベースに前記モニタ電圧が入力され、エミッタに強化されたモニタ電圧が生じるＮＰＮバイポーラトランジスタを含み、当該強化されたモニタ電圧を出力するモニタ電圧強化回路と、
ベースに調整電圧が入力され、コレクタに前記各制御電圧が生じるＰＮＰバイポーラトランジスタを含む複数段の制御電圧生成回路であって、１段目の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧が入力され、２段目以降の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前段の制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタに生じる制御電圧が入力される制御電圧生成回路と、
前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧の変動に応じて前記各制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、前記調整電圧を生成するベース電圧調整回路と、
を備える、
ことを特徴とする。
前記制御電圧生成部が、
コレクタが前記第３の電源ラインに接続され、ベースに前記モニタ電圧が入力され、エミッタに強化されたモニタ電圧が生じるＮＰＮバイポーラトランジスタを含み、当該強化されたモニタ電圧を出力するモニタ電圧強化回路と、
ベースに調整電圧が入力され、コレクタに前記各制御電圧が生じるＰＮＰバイポーラトランジスタを含む複数段の制御電圧生成回路であって、１段目の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧が入力され、２段目以降の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前段の制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタに生じる制御電圧が入力される制御電圧生成回路と、
前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧の変動に応じて前記各制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、前記調整電圧を生成するベース電圧調整回路と、
を備える、
ことを特徴とする。
また、本発明の直流給電システムは、
直流バスと、
前記直流バスに直流電力を出力する１つ以上の直流電力源と、
前記直流バスに前記第１の電源ラインと前記第２の電源ラインとが接続された上記電力消費装置と、
を備えることを特徴とする。
直流バスと、
前記直流バスに直流電力を出力する１つ以上の直流電力源と、
前記直流バスに前記第１の電源ラインと前記第２の電源ラインとが接続された上記電力消費装置と、
を備えることを特徴とする。
本発明によれば、電力消費装置に、抵抗素子を流れる電流が所定の上限に達するまで電力を消費させることができる。
以下、本発明の実施形態に係る電力消費装置および直流給電システムについて図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施形態を説明する全図において、共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力消費装置１の構成の一例を示す。
電力消費装置１は、定電圧電源１０と、モニタ電圧変換部２０と、電圧調節部２１と、電流調節部２２と、制御部１００Ａと、スイッチング素子３１と、電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１と、電流検出部５０と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、定電圧ラインＬＣとを有する。
電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１は、一端が高電位ラインＬＨに接続され、他端がスイッチング素子３１の電流路（ソース・ドレイン間）の一端に接続される。電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１は、例えば抵抗素子である。スイッチング素子３１は、例えばＮＭＯＳトランジスタである。スイッチング素子３１の電流路の他端は、電流検出部５０の一端に接続される。スイッチング素子３１の制御入力には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ＶＰ１が入力される。電流検出部５０の他端は、低電位ラインＬＬに接続される。
電力消費装置１は、定電圧電源１０と、モニタ電圧変換部２０と、電圧調節部２１と、電流調節部２２と、制御部１００Ａと、スイッチング素子３１と、電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１と、電流検出部５０と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、定電圧ラインＬＣとを有する。
電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１は、一端が高電位ラインＬＨに接続され、他端がスイッチング素子３１の電流路（ソース・ドレイン間）の一端に接続される。電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１は、例えば抵抗素子である。スイッチング素子３１は、例えばＮＭＯＳトランジスタである。スイッチング素子３１の電流路の他端は、電流検出部５０の一端に接続される。スイッチング素子３１の制御入力には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ＶＰ１が入力される。電流検出部５０の他端は、低電位ラインＬＬに接続される。
定電圧電源１０は、高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬに接続されており、電圧ＶＣを出力する。定電圧電源１０の電圧ＶＣは、定電圧ラインＬＣに印加される。モニタ電圧変換部２０は、高電位ラインＬＨに接続されており、モニタ電圧ＶＭを出力する。電圧調節部２１は、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続される。また、電圧調節部２１には、モニタ電圧ＶＭが入力される。電流調節部２２は、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続される。また、電流調節部２２は、モニタ電圧ＶＭが入力され、電流検出部５０の一端に接続される。電流検出部５０の他端は低電位ラインＬＬに接続される。制御部１００Ａは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続される。また、制御部１００Ａは、モニタ電圧ＶＭが入力され、ＰＷＭ信号ＶＰ１を出力する。
端子Ｔ２には、基準電位であるローレベルの電圧が印加される。端子Ｔ１には、ローレベルの電圧に対して高電位である直流電圧が印加される。例えば、端子Ｔ２と端子Ｔ１にそれぞれ０Ｖ（接地電位）と４００Ｖが印加される。または、例えば、端子Ｔ２と端子Ｔ１にそれぞれ－２００Ｖと＋２００Ｖが印加される。ただし、端子Ｔ１に印加される直流電圧は、変動する。高電位ラインＬＨは端子Ｔ１に接続されている。低電位ラインＬＬは端子Ｔ２に接続されている。従って、低電位ラインＬＬには基準電位であるローレベルの電圧が印加され、高電位ラインＬＨにはローレベルの電圧に対して高電位である直流電圧が印加される。
定電圧電源１０は、高電位ラインＬＨの電圧に基づいて安定した電圧ＶＣ（例えば２４Ｖ）を生成する。電圧ＶＣは、定電圧ラインＬＣに印加される。
なお、低電位ラインＬＬは本発明の第１の電源ラインの例であり、高電位ラインＬＨは本発明の第２の電源ラインの例であり、定電圧ラインＬＣは本発明の第３の電源ラインの例である。
定電圧電源１０は、高電位ラインＬＨの電圧に基づいて安定した電圧ＶＣ（例えば２４Ｖ）を生成する。電圧ＶＣは、定電圧ラインＬＣに印加される。
なお、低電位ラインＬＬは本発明の第１の電源ラインの例であり、高電位ラインＬＨは本発明の第２の電源ラインの例であり、定電圧ラインＬＣは本発明の第３の電源ラインの例である。
図２は、図１に示す電力消費装置１の動作の一例を示す。
モニタ電圧変換部２０は、高電位ラインＬＨの電圧をモニタ電圧ＶＭに変換する（Ｓ１）。図３に示すように、モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると低下する。高電位ラインＬＨの電圧が例えば４１０Ｖであるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ１に変換される。
制御部１００Ａは、図４に示すように、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるとき（すなわち、高電位ラインＬＨの電圧が所定の電圧、例えば４１０Ｖ以上であるとき）に、パルス波であるＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する（Ｓ２）。ＰＷＭ信号ＶＰ１は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少するデューティ比を有する。
スイッチング素子３1は、制御部１００Ａによって生成されたＰＷＭ信号ＶＰ１によって導通と非導通が制御される。電力消費素子４１は、スイッチング素子３１が導通しているときに高電位ラインＬＨから電流が流れることによって電力を消費する（Ｓ３）。
電流検出部５０は、電力消費素子４１に流れる電流の量を検出する（Ｓ４）。
モニタ電圧変換部２０は、高電位ラインＬＨの電圧をモニタ電圧ＶＭに変換する（Ｓ１）。図３に示すように、モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると低下する。高電位ラインＬＨの電圧が例えば４１０Ｖであるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ１に変換される。
制御部１００Ａは、図４に示すように、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるとき（すなわち、高電位ラインＬＨの電圧が所定の電圧、例えば４１０Ｖ以上であるとき）に、パルス波であるＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する（Ｓ２）。ＰＷＭ信号ＶＰ１は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少するデューティ比を有する。
スイッチング素子３1は、制御部１００Ａによって生成されたＰＷＭ信号ＶＰ１によって導通と非導通が制御される。電力消費素子４１は、スイッチング素子３１が導通しているときに高電位ラインＬＨから電流が流れることによって電力を消費する（Ｓ３）。
電流検出部５０は、電力消費素子４１に流れる電流の量を検出する（Ｓ４）。
電流調節部２２は、モニタ電圧変換部２０によって変換されたモニタ電圧ＶＭを、電流検出部５０によって検出された電流の量に応じた電圧だけ低下させる（Ｓ５）。これにより、図５に示すように、電流検出部５０によって検出された電流の量が増加するにつれてモニタ電圧ＶＭの増加率が小さくなる。モニタ電圧ＶＭの増加率が０になると、電力消費素子４１を流れる電流の量は上限に達する。このため、図６に示すように、電力消費素子４１を流れる電流の量は、高電位ラインＬＨの電圧が上昇するにつれて増加率が徐々に小さくなり、高電位ラインＬＨの電圧が所定の電圧まで上昇すると、上限に達する。その所定の電圧以上に高電位ラインＬＨの電圧が上昇しても電力消費素子４１を流れる電流の量は増加せず、一定となる。
モニタ電圧変換部２０と電圧調節部２１と電流調節部２２と電流検出部５０と制御部１００Ａは、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）等で構成される主メモリと、フラッシュメモリやハードディスク等で構成される記憶部とを備えたコンピュータに所定のプログラムを実行させることにより電圧調節部２１と電流調節部２２と電流検出部５０と制御部１００Ａの機能を実現することもできる。
なお、モニタ電圧変換部２０は、アナログ回路では抵抗、デジタル回路ではＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータにより実現することができる。
なお、モニタ電圧変換部２０は、アナログ回路では抵抗、デジタル回路ではＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータにより実現することができる。
図７Ａは、モニタ電圧変換部２０と電圧調節部２１と電流調節部２２と電流検出部５０の回路構成の一例を示す。図７Ａは、モニタ電圧変換部２０と電圧調節部２１と電流調節部２２と電流検出部５０とがアナログ回路で実現された例である。
モニタ電圧変換部２０は、抵抗Ｒ１１を有する。抵抗Ｒ１１は、一端が高電位ラインＬＨに接続されており、他端にモニタ電圧ＶＭを生じる。抵抗Ｒ１１は、高電位ラインＬＨの電圧を、制御部１００Ａが動作可能なモニタ電圧ＶＭに変換する。
電圧調節部２１は、可変抵抗ＶＲ１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２と、抵抗Ｒ１２と、抵抗Ｒ１３と、スイッチＣＶとを有する。
可変抵抗ＶＲ１１の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１２は、ベースとコレクタが可変抵抗ＶＲ１１の他端に接続され、エミッタが抵抗Ｒ１３を介して低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ１１は、ベースがトランジスタＱ１２のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＶを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１２を介して低電位ラインＬＬに接続される。
モニタ電圧変換部２０は、抵抗Ｒ１１を有する。抵抗Ｒ１１は、一端が高電位ラインＬＨに接続されており、他端にモニタ電圧ＶＭを生じる。抵抗Ｒ１１は、高電位ラインＬＨの電圧を、制御部１００Ａが動作可能なモニタ電圧ＶＭに変換する。
電圧調節部２１は、可変抵抗ＶＲ１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２と、抵抗Ｒ１２と、抵抗Ｒ１３と、スイッチＣＶとを有する。
可変抵抗ＶＲ１１の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１２は、ベースとコレクタが可変抵抗ＶＲ１１の他端に接続され、エミッタが抵抗Ｒ１３を介して低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ１１は、ベースがトランジスタＱ１２のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＶを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１２を介して低電位ラインＬＬに接続される。
トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とは、カレントミラー回路を構成している。可変抵抗ＶＲ１１の抵抗値を変更することにより、トランジスタＱ１２の電流路（コレクタ・エミッタ間）を流れる電流ｉ１２の大きさを調節することができる。スイッチＣＶが閉じているとき、この電流ｉ１２と同じ大きさの電流ｉ１１がトランジスタＱ１１の電流路（コレクタ・エミッタ間）を流れる。電流ｉ１１は、モニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれるため、モニタ電圧ＶＭが低下する。
電圧調節部２１では、可変抵抗ＶＲ１１の抵抗値を変更することにより、モニタ電圧ＶＭが変動する範囲を調節することができる。
電圧調節部２１では、可変抵抗ＶＲ１１の抵抗値を変更することにより、モニタ電圧ＶＭが変動する範囲を調節することができる。
電流検出部５０は、シャント抵抗ＳＲを有する。シャント抵抗ＳＲの一端は、スイッチング素子３１の電流路の他端および電流調節部２２に含まれるＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１３のエミッタと接続されている。シャント抵抗ＳＲの他端は、低電位ラインＬＬに接続されている。従って、シャント抵抗ＳＲは、電力消費素子４１と低電位ラインＬＬとの間に配置されている。シャント抵抗ＳＲには、スイッチング素子３１を介して電力消費素子４１を流れた電流が流れ込む。シャント抵抗ＳＲの入力には、電力消費素子４１を流れた電流の量に応じた電圧が生じる。
電流調節部２２は、可変抵抗ＶＲ１２と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１３と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１４と、抵抗Ｒ１４と、スイッチＣＣとを有する。
可変抵抗ＶＲ１２の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１３は、ベースとコレクタが可変抵抗ＶＲ１２の他端に接続され、エミッタがシャント抵抗ＳＲの入力に接続される。トランジスタＱ１４は、ベースがトランジスタＱ１３のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＣを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１４を介して低電位ラインＬＬに接続される。
可変抵抗ＶＲ１２の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１３は、ベースとコレクタが可変抵抗ＶＲ１２の他端に接続され、エミッタがシャント抵抗ＳＲの入力に接続される。トランジスタＱ１４は、ベースがトランジスタＱ１３のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＣを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１４を介して低電位ラインＬＬに接続される。
上述したように、電力消費素子４１に電流が流れるとき、シャント抵抗ＳＲの入力に、電力消費素子４１を流れた電流の量に応じた電圧が生じる。このため、トランジスタＱ１３のエミッタの電圧は電力消費素子４１を流れた電流の量に応じた電圧となる。
図３に示したように、高電位ラインＬＨの電圧が上がると、モニタ電圧ＶＭが上昇する（図２のステップＳ１）。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がる（図２のステップＳ２）。このため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
電力消費素子４１に流れる電流が増加すると、トランジスタＱ１３はエミッタの電圧が上がり、ベースの電圧も同時に上昇する。トランジスタＱ１３のベースとトランジスタＱ１４のベースは接続されているため、トランジスタＱ１４もベースの電圧が上がる。これにより、トランジスタＱ１４は、ベース・エミッタ間電圧が上昇するため、電流路（コレクタ・エミッタ間）が導通する方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流がモニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれるため、モニタ電圧ＶＭが低下する（図２のステップＳ５）。
図３に示したように、高電位ラインＬＨの電圧が上がると、モニタ電圧ＶＭが上昇する（図２のステップＳ１）。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がる（図２のステップＳ２）。このため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
電力消費素子４１に流れる電流が増加すると、トランジスタＱ１３はエミッタの電圧が上がり、ベースの電圧も同時に上昇する。トランジスタＱ１３のベースとトランジスタＱ１４のベースは接続されているため、トランジスタＱ１４もベースの電圧が上がる。これにより、トランジスタＱ１４は、ベース・エミッタ間電圧が上昇するため、電流路（コレクタ・エミッタ間）が導通する方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流がモニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれるため、モニタ電圧ＶＭが低下する（図２のステップＳ５）。
図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが低下すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が下がるため、電力消費素子４１を流れる電流が減少する。これにより、図５に示したように、電流検出部５０によって検出された電流の量が増加するにつれてモニタ電圧ＶＭの増加率が小さくなる。モニタ電圧ＶＭの増加率が０になると、電力消費素子４１を流れる電流の量は上限に達する。このため、図６に示したように、電力消費素子４１に流れる電流の量は、高電位ラインＬＨの電圧が上昇するにつれて増加率が徐々に小さくなり、高電位ラインＬＨの電圧が所定の電圧まで上昇すると、上限に達する。
電流調節部２２では、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値を調節することにより、電力消費素子４１に流れる電流の大きさを調節することができる。
例えば、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値を増加させると、可変抵抗ＶＲ１２における電圧降下が大きくなり、トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１４のベースの電圧が低下する。トランジスタＱ１４のベースの電圧が低下すると、トランジスタＱ１４のベース・エミッタ間の電位差が減少する。このため、トランジスタＱ１４は電流路（コレクタ・エミッタ間）が非導通となる方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流が減少する（すなわち、モニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれる電流が減少する）ため、モニタ電圧ＶＭが上昇する。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がるため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
このため、図８に示すように、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値を増加させると、高電位ラインＬＨの電圧がより低いときから電力消費素子４１に電流が流れ始め、電力消費素子４１に流れる電流の上限が高くなる。
例えば、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値を増加させると、可変抵抗ＶＲ１２における電圧降下が大きくなり、トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１４のベースの電圧が低下する。トランジスタＱ１４のベースの電圧が低下すると、トランジスタＱ１４のベース・エミッタ間の電位差が減少する。このため、トランジスタＱ１４は電流路（コレクタ・エミッタ間）が非導通となる方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流が減少する（すなわち、モニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれる電流が減少する）ため、モニタ電圧ＶＭが上昇する。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がるため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
このため、図８に示すように、可変抵抗ＶＲ１２の抵抗値を増加させると、高電位ラインＬＨの電圧がより低いときから電力消費素子４１に電流が流れ始め、電力消費素子４１に流れる電流の上限が高くなる。
図７Ｂは、電流調節部２２の回路構成の別の例を示す。
電流調節部２２Ａは、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１３と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１４と、抵抗Ｒ１４と、抵抗Ｒ１５と、抵抗Ｒ１６と、可変抵抗ＶＲ１３と、可変抵抗ＶＲ１４と、スイッチＣＣとを有する。
電流調節部２２Ａは、可変抵抗ＶＲ１２が抵抗Ｒ１５に置き換えられ、抵抗Ｒ１６と可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４とが追加されている点が図７Ａの電流調節部２２と異なる。
抵抗Ｒ１５の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１３は、ベースとコレクタが抵抗Ｒ１５の他端に接続され、エミッタがシャント抵抗ＳＲの入力に接続される。トランジスタＱ１４は、ベースがトランジスタＱ１３のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＣを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１４を介して低電位ラインＬＬに接続される。可変抵抗ＶＲ１３は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ１４の一端に接続される。可変抵抗ＶＲ１４の他端は低電位ラインＬＬに接続される。可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４は定電圧ラインＬＣの電圧を設定された電圧に分圧する。可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４によって分圧された電圧は、抵抗Ｒ１６を介してトランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１４の一端との接続部分に供給される。
電流調節部２２Ａは、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１３と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１４と、抵抗Ｒ１４と、抵抗Ｒ１５と、抵抗Ｒ１６と、可変抵抗ＶＲ１３と、可変抵抗ＶＲ１４と、スイッチＣＣとを有する。
電流調節部２２Ａは、可変抵抗ＶＲ１２が抵抗Ｒ１５に置き換えられ、抵抗Ｒ１６と可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４とが追加されている点が図７Ａの電流調節部２２と異なる。
抵抗Ｒ１５の一端は、定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ１３は、ベースとコレクタが抵抗Ｒ１５の他端に接続され、エミッタがシャント抵抗ＳＲの入力に接続される。トランジスタＱ１４は、ベースがトランジスタＱ１３のベースに接続され、コレクタにスイッチＣＣを介してモニタ電圧ＶＭが入力され、エミッタが抵抗Ｒ１４を介して低電位ラインＬＬに接続される。可変抵抗ＶＲ１３は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ１４の一端に接続される。可変抵抗ＶＲ１４の他端は低電位ラインＬＬに接続される。可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４は定電圧ラインＬＣの電圧を設定された電圧に分圧する。可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４によって分圧された電圧は、抵抗Ｒ１６を介してトランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１４の一端との接続部分に供給される。
電流調節部２２Ａは、電流調節部２２と同様に、高電位ラインＬＨの電圧が上昇して電力消費素子４１に流れる電流が増加すると、その電流を減少させるように動作する。
電流調節部２２Ａでは、可変抵抗ＶＲ１２の代わりに、可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４の抵抗値を調節することにより、電力消費素子４１に流れる電流の大きさを調節することができる。
例えば、可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４の抵抗値を調節し、トランジスタＱ１４のエミッタの電位を上昇させると、トランジスタＱ１４のベース・エミッタ間の電位差が減少する。このため、トランジスタＱ１４は電流路（コレクタ・エミッタ間）が非導通となる方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流が減少する（すなわち、モニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれる電流が減少する）ため、モニタ電圧ＶＭが上昇する。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がるため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
このため、図８に示すように、可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４の抵抗値を調節し、トランジスタＱ１４のエミッタの電位を上昇させると、高電位ラインＬＨの電圧がより低いときから電力消費素子４１に電流が流れ始め、電力消費素子４１に流れる電流の上限が高くなる。
なお、電流調節部２２と電流調節部２２Ａは同等の機能を有する。電力消費装置１には、電流調節部２２と電流調節部２２Ａのいずれを用いてもよい。後述する電力消費装置２も同様である。
例えば、可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４の抵抗値を調節し、トランジスタＱ１４のエミッタの電位を上昇させると、トランジスタＱ１４のベース・エミッタ間の電位差が減少する。このため、トランジスタＱ１４は電流路（コレクタ・エミッタ間）が非導通となる方向に動作する。このとき、スイッチＣＣが閉じていると、トランジスタＱ１４の電流路を流れる電流が減少する（すなわち、モニタ電圧ＶＭを出力するラインから吸い込まれる電流が減少する）ため、モニタ電圧ＶＭが上昇する。図４に示したように、モニタ電圧ＶＭが上昇すると、ＰＷＭ信号のデューティ比が上がるため、電力消費素子４１に流れる電流が増加する。
このため、図８に示すように、可変抵抗ＶＲ１３と可変抵抗ＶＲ１４の抵抗値を調節し、トランジスタＱ１４のエミッタの電位を上昇させると、高電位ラインＬＨの電圧がより低いときから電力消費素子４１に電流が流れ始め、電力消費素子４１に流れる電流の上限が高くなる。
なお、電流調節部２２と電流調節部２２Ａは同等の機能を有する。電力消費装置１には、電流調節部２２と電流調節部２２Ａのいずれを用いてもよい。後述する電力消費装置２も同様である。
図９は、図１１に示す制御部１００Ａの詳細な構成の一例を示す。
制御部１００Ａは、制御電圧生成部１１０Ａと、ＰＷＭ信号生成部１２０Ａとを有する。
制御電圧生成部１１０Ａは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続されている。制御電圧生成部１１０Ａには、モニタ電圧ＶＭが入力される。制御電圧生成部１１０Ａは、図１０に示すように、モニタ電圧ＶＭに基づいて制御電圧ＶＣ１を生成し、それをＰＷＭ信号生成部１２０Ａに供給する。制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以下であるとき制御電圧ＶＣ１をローレベルの電圧（たとえば、低電位ラインＬＬの電圧）に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて制御電圧ＶＣ１を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて制御電圧ＶＣ１を低下させる。
制御部１００Ａは、制御電圧生成部１１０Ａと、ＰＷＭ信号生成部１２０Ａとを有する。
制御電圧生成部１１０Ａは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続されている。制御電圧生成部１１０Ａには、モニタ電圧ＶＭが入力される。制御電圧生成部１１０Ａは、図１０に示すように、モニタ電圧ＶＭに基づいて制御電圧ＶＣ１を生成し、それをＰＷＭ信号生成部１２０Ａに供給する。制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以下であるとき制御電圧ＶＣ１をローレベルの電圧（たとえば、低電位ラインＬＬの電圧）に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて制御電圧ＶＣ１を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて制御電圧ＶＣ１を低下させる。
制御電圧生成部１１０Ａは、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、コンピュータに所定のプログラムを実行させることにより制御電圧生成部１１０Ａの機能を実現することもできる。
図１１は、制御電圧生成部１１０Ａの回路構成の一例を示す。図１１は、制御電圧生成部１１０Ａがアナログ回路で実現された例である。
制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧強化回路１２１と、制御電圧生成回路１２２と、ベース電圧調整回路１２６とを有する。
モニタ電圧強化回路１２１は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２１と、逆電圧保護用ダイオードＤ２１と、電流制限用抵抗Ｒ２１とを有する。
モニタ電圧ＶＭは、電流制限用抵抗Ｒ２１を通ってトランジスタＱ２１のベースに入力される。トランジスタＱ２１のコレクタは定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ２１は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２１のエミッタは、モニタ電圧ＶＭよりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い電圧となる。以下では、この電圧を強化されたモニタ電圧ＶＭ’という。強化されたモニタ電圧ＶＭ’は、制御信号生成回路１２２に入力される。トランジスタＱ２１のエミッタとベースには、逆電圧保護用ダイオードＤ２１が接続される。
制御電圧生成部１１０Ａは、モニタ電圧強化回路１２１と、制御電圧生成回路１２２と、ベース電圧調整回路１２６とを有する。
モニタ電圧強化回路１２１は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２１と、逆電圧保護用ダイオードＤ２１と、電流制限用抵抗Ｒ２１とを有する。
モニタ電圧ＶＭは、電流制限用抵抗Ｒ２１を通ってトランジスタＱ２１のベースに入力される。トランジスタＱ２１のコレクタは定電圧ラインＬＣに接続される。トランジスタＱ２１は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２１のエミッタは、モニタ電圧ＶＭよりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い電圧となる。以下では、この電圧を強化されたモニタ電圧ＶＭ’という。強化されたモニタ電圧ＶＭ’は、制御信号生成回路１２２に入力される。トランジスタＱ２１のエミッタとベースには、逆電圧保護用ダイオードＤ２１が接続される。
制御電圧生成回路１２２は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２２と、電流制限用抵抗Ｒ２２と、逆電流防止用ダイオードＤ２２と、抵抗Ｒ３２と、コンデンサＣ２２とを有する。制御電圧生成回路１２２は、制御電圧ＶＣ１を生成する。
トランジスタＱ２２のエミッタには、強化されたモニタ電圧ＶＭ’が入力される。トランジスタＱ２２のベースは電流制限用抵抗Ｒ２２の一端に接続される。電流制限用抵抗Ｒ２２の他端は、逆電流防止用ダイオードＤ２２のアノードに接続される。逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードには、後述するベース電圧調整回路１２６によって生成される調整電圧Ｖｕｐが印加される。なお、本発明では、逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードに調整電圧Ｖｕｐが印加されることを、トランジスタＱ２２のベースに調整電圧が入力されるという。
トランジスタＱ２２のコレクタは、抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２からなるＲＣ並列回路の一端に接続される。このＲＣ並列回路の他端は、低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ２２のコレクタとこのＲＣ並列回路の一端との接続部分に生じる電圧が制御電圧ＶＣ１である。なお、このＲＣ並列回路はノイズ等を除去するために設けられている。
トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が導通している間、制御電圧ＶＣ１は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには制御電圧ＶＣ１はローレベルの電圧（低電位ラインＬＬの電圧）となる。
トランジスタＱ２２のエミッタには、強化されたモニタ電圧ＶＭ’が入力される。トランジスタＱ２２のベースは電流制限用抵抗Ｒ２２の一端に接続される。電流制限用抵抗Ｒ２２の他端は、逆電流防止用ダイオードＤ２２のアノードに接続される。逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードには、後述するベース電圧調整回路１２６によって生成される調整電圧Ｖｕｐが印加される。なお、本発明では、逆電流防止用ダイオードＤ２２のカソードに調整電圧Ｖｕｐが印加されることを、トランジスタＱ２２のベースに調整電圧が入力されるという。
トランジスタＱ２２のコレクタは、抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２からなるＲＣ並列回路の一端に接続される。このＲＣ並列回路の他端は、低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ２２のコレクタとこのＲＣ並列回路の一端との接続部分に生じる電圧が制御電圧ＶＣ１である。なお、このＲＣ並列回路はノイズ等を除去するために設けられている。
トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が導通している間、制御電圧ＶＣ１は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには制御電圧ＶＣ１はローレベルの電圧（低電位ラインＬＬの電圧）となる。
ベース電圧調整回路１２６は、抵抗Ｒ２０と、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２６と、可変抵抗ＶＲ２１と、可変抵抗ＶＲ２２とを有する。
抵抗Ｒ２０は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端がトランジスタＱ２６のエミッタに接続される。可変抵抗ＶＲ２１は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ２２の一端に接続される。可変抵抗ＶＲ２２の他端は低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ２６は、ベースが可変抵抗ＶＲ２１の他端と可変抵抗ＶＲ２２の一端との接続部分に接続され、コレクタが低電位ラインＬＬに接続される。
可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２とは、定電圧ラインＬＣの電圧を分圧する。トランジスタＱ２６は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２６のエミッタは、可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２によって分圧された電圧よりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ高い調整電圧Ｖｕｐとなる。
ベース電圧調整回路１２６は、モニタ電圧強化回路１２１に含まれるトランジスタＱ２１のエミッタに生じる強化されたモニタ電圧ＶＭ’の変動に応じて、制御電圧生成回路１２２に含まれるトランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、調整電圧Ｖｕｐを生成する。
抵抗Ｒ２０は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端がトランジスタＱ２６のエミッタに接続される。可変抵抗ＶＲ２１は、一端が定電圧ラインＬＣに接続され、他端が可変抵抗ＶＲ２２の一端に接続される。可変抵抗ＶＲ２２の他端は低電位ラインＬＬに接続される。トランジスタＱ２６は、ベースが可変抵抗ＶＲ２１の他端と可変抵抗ＶＲ２２の一端との接続部分に接続され、コレクタが低電位ラインＬＬに接続される。
可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２とは、定電圧ラインＬＣの電圧を分圧する。トランジスタＱ２６は、エミッタフォロワである。トランジスタＱ２６のエミッタは、可変抵抗ＶＲ２１と可変抵抗ＶＲ２２によって分圧された電圧よりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ高い調整電圧Ｖｕｐとなる。
ベース電圧調整回路１２６は、モニタ電圧強化回路１２１に含まれるトランジスタＱ２１のエミッタに生じる強化されたモニタ電圧ＶＭ’の変動に応じて、制御電圧生成回路１２２に含まれるトランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、調整電圧Ｖｕｐを生成する。
図１２は、図９に示すＰＷＭ信号生成部１２０Ａの回路構成の一例を示す。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ａは、制御電圧生成部１１０Ａから出力される制御電圧ＶＣ１に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ａは、コンパレータ（比較器）１３１と、三角波生成回路１３５とを有する。
三角波生成回路１３５は、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。三角波生成回路１３５は、図１３に示す三角波電圧ＶＴを生成する。三角波電圧ＶＴは、最小の電圧が制御電圧ＶＣ１におけるローレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧）より高い。三角波電圧ＶＴは、例えば、最小電圧（ローレベルの電圧＋１Ｖ）から最大電圧（ローレベルの電圧＋９Ｖ）までの三角波の電圧である。三角波電圧ＶＴは、コンパレータ１３１に供給される。
コンパレータ１３１は、低電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。コンパレータ１３１には、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴが入力される。コンパレータ１３１は、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴとに基づいてＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する。ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより高いときにハイレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧＋２０Ｖ）となり、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより低いときにローレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧）となる。これにより、ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１の電圧の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで増加するパルス波となる。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ａは、制御電圧生成部１１０Ａから出力される制御電圧ＶＣ１に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ａは、コンパレータ（比較器）１３１と、三角波生成回路１３５とを有する。
三角波生成回路１３５は、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。三角波生成回路１３５は、図１３に示す三角波電圧ＶＴを生成する。三角波電圧ＶＴは、最小の電圧が制御電圧ＶＣ１におけるローレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧）より高い。三角波電圧ＶＴは、例えば、最小電圧（ローレベルの電圧＋１Ｖ）から最大電圧（ローレベルの電圧＋９Ｖ）までの三角波の電圧である。三角波電圧ＶＴは、コンパレータ１３１に供給される。
コンパレータ１３１は、低電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。コンパレータ１３１には、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴが入力される。コンパレータ１３１は、制御電圧ＶＣ１と三角波電圧ＶＴとに基づいてＰＷＭ信号ＶＰ１を生成する。ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより高いときにハイレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧＋２０Ｖ）となり、制御電圧ＶＣ１が三角波電圧ＶＴより低いときにローレベルの電圧（例えば、低電位ラインＬＬの電圧）となる。これにより、ＰＷＭ信号ＶＰ１は、制御電圧ＶＣ１の電圧の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで増加するパルス波となる。
図１４は、本発明の第２の実施形態に係る電力消費装置２の構成の一例を示す。
電力消費装置は、定電圧電源１０と、モニタ電圧変換部２０と、電圧調節部２１と、電流調節部２２と、制御部１００Ｂと、スイッチング素子３１～３４と、電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１～４４と、電流検出部５０と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、定電圧ラインＬＣと、出力ラインＶＯとを有する。
電力消費装置２は、スイッチング素子３１と電力消費素子４１に加えて、スイッチング素子３２～３４と電力消費素子４２～４４を有する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。また、電力消費装置２は、全ての電力消費素子４１～４４を流れた電流が流れ込む出力ラインＶＯを有する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。更に、電力消費装置２は、制御部１００ＢがＰＷＭ信号ＶＰ１に加えてＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４を出力する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。その他の点では、電力消費装置２は第１の実施形態に係る電力消費装置１と同一である。
電力消費装置は、定電圧電源１０と、モニタ電圧変換部２０と、電圧調節部２１と、電流調節部２２と、制御部１００Ｂと、スイッチング素子３１～３４と、電力消費素子（ＬＯＡＤ）４１～４４と、電流検出部５０と、高電位ラインＬＨと、低電位ラインＬＬと、定電圧ラインＬＣと、出力ラインＶＯとを有する。
電力消費装置２は、スイッチング素子３１と電力消費素子４１に加えて、スイッチング素子３２～３４と電力消費素子４２～４４を有する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。また、電力消費装置２は、全ての電力消費素子４１～４４を流れた電流が流れ込む出力ラインＶＯを有する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。更に、電力消費装置２は、制御部１００ＢがＰＷＭ信号ＶＰ１に加えてＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４を出力する点が第１の実施形態に係る電力消費装置１と異なる。その他の点では、電力消費装置２は第１の実施形態に係る電力消費装置１と同一である。
電力消費素子４１～４４は、それぞれ一端が高電位ラインＬＨに接続され、他端がスイッチング素子３１～３４の電流路の一端に接続される。スイッチング素子３１～３４の電流路の他端は、出力ラインＶＯに接続される。電流調節部２２に含まれるトランジスタＱ１３のエミッタは、出力ラインＶＯに接続される。電流検出部５０は、一端が出力ラインＶＯに接続され、他端が低電位ラインＬＬに接続される。すなわち、トランジスタＱ１３のエミッタは、出力ラインＶＯを介して、第１の実施形態に係る電力消費装置１と同様にシャント抵抗ＳＲの入力に接続される。電流検出部５０は、出力ラインＶＯと低電位ラインＬＬとの間に配置されており、全ての電力消費素子４１～４４を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有する。
制御部１００Ｂは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬに接続される。制御部１００Ｂによって出力されるＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４はパルス波である。ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のローレベルの電圧は低電位ラインＬＬの電圧である。スイッチング素子３１～３４の制御入力には、それぞれＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４が入力される。
まず、スイッチＣＣが開き、スイッチＣＶが閉じている場合（電圧調節部２１は動作し、電流調節部２２は停止している場合）における電力消費装置２の動作について説明する。
図１５は、スイッチＣＣが開き、スイッチＣＶが閉じている場合における高電位ラインＬＨの電圧とＰＷＭ信号のデューティ比との関係の一例を示す。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第１の電圧（例えば、４１０Ｖ）以上であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させる。図１５に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第２の電圧（例えば、４１５Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は９０％であり、ＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第３の電圧（例えば、４１６Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は１００％である。
図１５は、スイッチＣＣが開き、スイッチＣＶが閉じている場合における高電位ラインＬＨの電圧とＰＷＭ信号のデューティ比との関係の一例を示す。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第１の電圧（例えば、４１０Ｖ）以上であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させる。図１５に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第２の電圧（例えば、４１５Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は９０％であり、ＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第３の電圧（例えば、４１６Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は１００％である。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（例えば、４１５Ｖ）以上である（すなわち、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させる。図１５に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第４の電圧（例えば、４２０Ｖ）であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は９０％である。このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は１００％であり、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３と４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第５の電圧（例えば、４２１Ｖ）であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は１００％である。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（例えば、４２０Ｖ）以上である（すなわち、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させる。図１５に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第６の電圧（例えば、４２５Ｖ）であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は９０％である。このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１と２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は１００％であり、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は０である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第７の電圧（例えば、４２６Ｖ）であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は１００％である。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（例えば、４２５Ｖ）以上である（すなわち、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比が所定のデューティ比、例えば９０％以上である）とき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させる。図１５に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が所定の第８の電圧（例えば、４３０Ｖ）であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は９０％である。このとき、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比は１００％である。高電位ラインＬＨの電圧が所定の第９の電圧（例えば、４３１Ｖ）であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比は１００％である。
スイッチング素子３１は、ＰＷＭ信号ＶＰ１がハイレベルの電圧であるときに導通し、ＰＷＭ信号ＶＰ１がローレベルの電圧であるときに非導通となる。電力消費素子４１は、スイッチング素子３１が導通しているときに電力を消費し、スイッチング素子３１が非導通であるときには電力を消費しない。スイッチング素子３２～３４もＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４によってスイッチング素子３１と同様に動作する。電力消費素子４２～４４も、電力消費素子４１と同様に、スイッチング素子３２～３４が導通しているときに電力を消費し、スイッチング素子３２～３４が非導通であるときには電力を消費しない。
このため、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比が増加するとき高電位ラインＬＨの電圧は低下し、そのデューティ比が減少するとき高電位ラインＬＨの電圧は上昇する。
このため、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比が増加するとき高電位ラインＬＨの電圧は低下し、そのデューティ比が減少するとき高電位ラインＬＨの電圧は上昇する。
なお、上記では、制御部１００Ｂは、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比が９０％以上であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を高電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させるとしたが、制御部１００Ｂは、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３が予め設定された任意のデューティ比以上であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させることができる。例えば、制御部１００Ｂは、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ３のデューティ比が１００％であるとき、次段のＰＷＭ信号ＶＰ２～ＶＰ４のデューティ比を電位ラインＬＨにおける電圧の上昇に応じて増加させ、その電圧の低下に応じて減少させることができる。
図１６は、スイッチＣＣが開き、スイッチＣＶが閉じている場合における高電位ラインＬＨの電圧とモニタ電圧ＶＭとの関係の一例を示す。
モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると低下する。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ１である。また、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（たとえば、４２５Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ２である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（たとえば、４２０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ３である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（たとえば、４２５Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ４である。
モニタ電圧ＶＭは、高電位ラインＬＨの電圧が上昇すると上昇し、高電位ラインＬＨの電圧が低下すると低下する。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ１である。また、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第２の電圧（たとえば、４２５Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ２である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第４の電圧（たとえば、４２０Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ３である。高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第６の電圧（たとえば、４２５Ｖ）であるとき、モニタ電圧ＶＭは電圧ｖｍ４である。
図１７は、モニタ電圧ＶＭとＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比との関係の一例を示す
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。そして、制御部１００Ｂは、最初のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、２段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。同様に、制御部１００Ｂは、２段目のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、３段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。制御部１００Ｂは、３段目のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、４段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）であるとき、最初のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。そして、制御部１００Ｂは、最初のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、２段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。同様に、制御部１００Ｂは、２段目のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、３段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。制御部１００Ｂは、３段目のＰＷＭ信号が所定のデューティ比（例えば、９０％）以上であるとき、４段目のＰＷＭ信号のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。
次に、スイッチＣＶが開き、スイッチＣＣが閉じている場合（電流調節部２２は動作し、電圧調節部２１は停止している場合）における電力消費装置２の動作について説明する。
スイッチＣＶが開いてスイッチＣＣが閉じている場合と、スイッチＣＣが開いてスイッチＣＶが閉じている場合とにおいて、制御部１００Ｂの動作は同一である。すなわち、電流調節部２２が動作し、電圧調節部２１が停止している場合でも、モニタ電圧ＶＭとＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比との関係は、図１７に示したようになる。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）以上であるとき（すなわち、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるとき）、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。そして、制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ２（このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は例えば９０％である）以上であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。同様に、制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ３（このとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は例えば９０％である。）以上であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ４（このとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は例えば９０％である。）以上であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。
スイッチＣＶが開いてスイッチＣＣが閉じている場合と、スイッチＣＣが開いてスイッチＣＶが閉じている場合とにおいて、制御部１００Ｂの動作は同一である。すなわち、電流調節部２２が動作し、電圧調節部２１が停止している場合でも、モニタ電圧ＶＭとＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比との関係は、図１７に示したようになる。
制御部１００Ｂは、高電位ラインＬＨの電圧が上記所定の第１の電圧（たとえば、４１０Ｖ）以上であるとき（すなわち、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるとき）、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。そして、制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ２（このとき、最初のＰＷＭ信号ＶＰ１のデューティ比は例えば９０％である）以上であるとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。同様に、制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ３（このとき、２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２のデューティ比は例えば９０％である。）以上であるとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。制御部１００Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ４（このとき、３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３のデューティ比は例えば９０％である。）以上であるとき、４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４のデューティ比をモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて増加させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて減少させる。
ただし、図２のステップＳ５に示したように、電流調節部２２は、モニタ電圧変換部２０によって変換されたモニタ電圧ＶＭを、電流検出部５０によって検出された電流の量に応じた電圧だけ低下させる。このため、図１８に示すように、高電位ラインＬＨの電圧が増加するに連れて、ＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４のデューティ比の増加率は減少する。これにより、高電位ラインＬＨの電圧が増加するに連れて、電流検出部５０によって検出された電流の量（すなわち、電力消費素子４１～４４を流れる電流の総量）の増加率は減少する。
制御部１００Ｂは、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、コンピュータに所定のプログラムを実行させることにより制御部１００Ｂの機能を実現することもできる。
図１９は、図１４に示す制御部１００Ｂの詳細な構成の一例を示す。
制御部１００Ｂは、制御電圧生成部１１０Ｂと、ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂとを有する。
制御電圧生成部１１０Ｂは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。制御電圧生成部１１０Ｂには、モニタ電圧ＶＭが入力される。
制御電圧生成部１１０Ｂは、図２０に示すように、モニタ電圧ＶＭに基づいて制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４を生成し、それらをＰＷＭ信号生成部１２０Ｂに供給する。
具体的には、制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以下であるとき最初の制御電圧ＶＣ１をローレベルの電圧（たとえば、低電位ラインＬＬの電圧）に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ２を超えたとき、最初の制御電圧ＶＣ１は所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御部１００Ｂは、制御電圧生成部１１０Ｂと、ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂとを有する。
制御電圧生成部１１０Ｂは、定電圧ラインＬＣと低電位ラインＬＬとに接続されている。制御電圧生成部１１０Ｂには、モニタ電圧ＶＭが入力される。
制御電圧生成部１１０Ｂは、図２０に示すように、モニタ電圧ＶＭに基づいて制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４を生成し、それらをＰＷＭ信号生成部１２０Ｂに供給する。
具体的には、制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以下であるとき最初の制御電圧ＶＣ１をローレベルの電圧（たとえば、低電位ラインＬＬの電圧）に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ１以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて最初の制御電圧ＶＣ１を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ２を超えたとき、最初の制御電圧ＶＣ１は所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御電圧生成部１１０Ｂは、最初の制御電圧ＶＣ１が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、２段目の制御電圧ＶＣ２をローレベルの電圧に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ｂは、最初の制御電圧ＶＣ１が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて２段目の制御電圧ＶＣ２を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて２段目の制御電圧ＶＣ２を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ３を超えたとき、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、３段目の制御電圧ＶＣ３をローレベルの電圧に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ４を超えたとき、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、３段目の制御電圧ＶＣ３をローレベルの電圧に保つ。そして、制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧ＶＣ２が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて３段目の制御電圧ＶＣ３を低下させる。そして、モニタ電圧ＶＭが電圧ｖｍ４を超えたとき、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓを超える。
制御電圧生成部１１０Ｂは、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓ以下であるとき、４段目の制御電圧ＶＣ４をローレベルの電圧に保つそして、制御電圧生成部１１０Ｂは、３段目の制御電圧ＶＣ３が所定の電圧ｖｃｓ以上であるときにモニタ電圧ＶＭの上昇に応じて４段目の制御電圧ＶＣ４を上昇させ、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて４段目の制御電圧ＶＣ４を低下させる。
図２１は、図１９に示すＰＷＭ信号生成部１２０Ｂの構成の一例を示す。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、制御電圧生成部１１０Ｂから出力される制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４を生成する。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、コンパレータ（比較器）１３１～１３４と、三角波生成回路１３５とを有する。
コンパレータ１３１と三角波生成回路１３５については、第１の実施形態に係るＰＷＭ信号生成部１２０Ａと同一の構成である。ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、コンパレータ１３２～１３４を有する点が第１の実施形態に係るＰＷＭ信号生成部１２０Ａと異なる。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、制御電圧生成部１１０Ｂから出力される制御電圧ＶＣ１～ＶＣ４に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号ＶＰ１～ＶＰ４を生成する。
ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、コンパレータ（比較器）１３１～１３４と、三角波生成回路１３５とを有する。
コンパレータ１３１と三角波生成回路１３５については、第１の実施形態に係るＰＷＭ信号生成部１２０Ａと同一の構成である。ＰＷＭ信号生成部１２０Ｂは、コンパレータ１３２～１３４を有する点が第１の実施形態に係るＰＷＭ信号生成部１２０Ａと異なる。
三角波生成回路１３５によって生成される三角波電圧ＶＴは、４つのコンパレータ１３１～１３４に共通に供給される。
コンパレータ１３２とコンパレータ１３３とコンパレータ１３４は、コンパレータ１３１と同様にして、それぞれ２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２と３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３と４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４とを生成する。これらは、それぞれ制御電圧ＶＣ２と制御電圧ＶＣ３と制御電圧ＶＣ４の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで徐々に増加するパルス波である。
コンパレータ１３２とコンパレータ１３３とコンパレータ１３４は、コンパレータ１３１と同様にして、それぞれ２段目のＰＷＭ信号ＶＰ２と３段目のＰＷＭ信号ＶＰ３と４段目のＰＷＭ信号ＶＰ４とを生成する。これらは、それぞれ制御電圧ＶＣ２と制御電圧ＶＣ３と制御電圧ＶＣ４の上昇に応じてデューティ比が０から所定の値（例えば、１００％）まで徐々に増加するパルス波である。
制御電圧生成部１１０Ｂは、デジタル回路でもアナログ回路でも実現することができる。また、コンピュータに所定のプログラムを実行させることにより制御電圧生成部１１０Ｂの機能を実現することもできる。
図２２は、図１９に示す制御電圧生成部１１０Ｂの回路構成の一例を示す。図２２は、制御電圧生成部１１０Ｂがアナログ回路で実現された例である。
制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧強化回路１２１と、１段目の制御電圧生成回路１２２と、２段目の制御電圧生成回路１２３と、３段目の制御電圧生成回路１２４と、４段目の制御電圧生成回路１２５と、ベース電圧調整回路１２６とを有する。
モニタ電圧強化回路１２１と制御電圧生成回路１２２とベース電圧調整回路１２６については、第１の実施形態に係る制御電圧生成部１１０Ａと同一の構成である。制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧生成回路１２３と３段目の制御電圧生成回路１２４と４段目の制御電圧生成回路１２５とを有する点が第１の実施形態に係る制御電圧生成部１１０Ａと異なる。
制御電圧生成部１１０Ｂは、モニタ電圧強化回路１２１と、１段目の制御電圧生成回路１２２と、２段目の制御電圧生成回路１２３と、３段目の制御電圧生成回路１２４と、４段目の制御電圧生成回路１２５と、ベース電圧調整回路１２６とを有する。
モニタ電圧強化回路１２１と制御電圧生成回路１２２とベース電圧調整回路１２６については、第１の実施形態に係る制御電圧生成部１１０Ａと同一の構成である。制御電圧生成部１１０Ｂは、２段目の制御電圧生成回路１２３と３段目の制御電圧生成回路１２４と４段目の制御電圧生成回路１２５とを有する点が第１の実施形態に係る制御電圧生成部１１０Ａと異なる。
２段目の制御電圧生成回路１２３は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２３と、電流制限用抵抗Ｒ２３と、逆電流防止用ダイオードＤ２３と、抵抗Ｒ３３と、コンデンサＣ２３とを有する。２段目の制御電圧生成回路１２３は、２段目の制御電圧ＶＣ２を生成する。
トランジスタＱ２３のエミッタには、最初の制御電圧ＶＣ１が入力される。トランジスタＱ２３と電流制限用抵抗Ｒ２３と逆電流防止用ダイオードＤ２３と抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３は、１段目の制御電圧生成回路１２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２３のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が２段目の制御電圧ＶＣ２である。
トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が導通している間、２段目の制御電圧ＶＣ２は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには２段目の制御電圧ＶＣ２はローレベルの電圧となる。
トランジスタＱ２３のエミッタには、最初の制御電圧ＶＣ１が入力される。トランジスタＱ２３と電流制限用抵抗Ｒ２３と逆電流防止用ダイオードＤ２３と抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３は、１段目の制御電圧生成回路１２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２３のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ２３とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が２段目の制御電圧ＶＣ２である。
トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が導通している間、２段目の制御電圧ＶＣ２は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２３のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには２段目の制御電圧ＶＣ２はローレベルの電圧となる。
３段目の制御電圧生成回路１２４は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２４と、電流制限用抵抗Ｒ２４と、逆電流防止用ダイオードＤ２４と、抵抗Ｒ３４と、コンデンサＣ２４とを有する。３段目の制御電圧生成回路１２４は、３段目の制御電圧ＶＣ３を生成する。
トランジスタＱ２４のエミッタには、２段目の制御電圧ＶＣ２が入力される。トランジスタＱ２４と電流制限用抵抗Ｒ２４と逆電流防止用ダイオードＤ２４と抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２４のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が３段目の制御電圧ＶＣ３である。
トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が導通している間、３段目の制御電圧ＶＣ３は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには３段目の制御電圧ＶＣ３はローレベルの電圧となる。
トランジスタＱ２４のエミッタには、２段目の制御電圧ＶＣ２が入力される。トランジスタＱ２４と電流制限用抵抗Ｒ２４と逆電流防止用ダイオードＤ２４と抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２４のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ２４とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が３段目の制御電圧ＶＣ３である。
トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が導通している間、３段目の制御電圧ＶＣ３は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには３段目の制御電圧ＶＣ３はローレベルの電圧となる。
４段目（最終段）の制御電圧生成回路１２５は、ＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２５と、電流制限用抵抗Ｒ２５と、逆電流防止用ダイオードＤ２５と、抵抗Ｒ３５と、コンデンサＣ２５とを有する。４段目の制御電圧生成回路１２５は、４段目の制御電圧ＶＣ４を生成する。
トランジスタＱ２５のエミッタには、３段目の制御電圧ＶＣ３が入力される。トランジスタＱ２５と電流制限用抵抗Ｒ２５と逆電流防止用ダイオードＤ２５と抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２５のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が４段目の制御電圧ＶＣ４である。
トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が導通している間、４段目の制御電圧ＶＣ４は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには４段目の制御電圧ＶＣ４はローレベルの電圧となる。
トランジスタＱ２５のエミッタには、３段目の制御電圧ＶＣ３が入力される。トランジスタＱ２５と電流制限用抵抗Ｒ２５と逆電流防止用ダイオードＤ２５と抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５は、１段目の制御電圧生成回路２２におけるトランジスタＱ２２と電流制限用抵抗Ｒ２２と逆電流防止用ダイオードＤ２２と抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ２２と同様に接続される。トランジスタＱ２５のコレクタとＲＣ並列回路（抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ２５とからなるＲＣ並列回路）の一端との接続部分に生じる電圧が４段目の制御電圧ＶＣ４である。
トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が導通している間、４段目の制御電圧ＶＣ４は、モニタ電圧ＶＭの上昇に応じて上昇し、モニタ電圧ＶＭの低下に応じて低下する。また、トランジスタＱ２５のエミッタ・コレクタ間が非導通であるときには４段目の制御電圧ＶＣ４はローレベルの電圧となる。
図２３は、電力消費装置１を備える風力発電システム２００の構成の一例を示す。
風力発電システム２００は、風力発電機２０１と、整流回路２０２と、電力消費装置１とを有する。
風力発電機２０１は、交流電力を出力する。整流回路２０２は、風力発電機２０１によって出力される交流電力を直流電力に変換する。電力消費装置１の端子Ｔ１と端子Ｔ２には、整流回路２０２によって出力される直流電圧が印加される。風速が早過ぎて風力発電機２０１が過大な電力を発電するとき、電力消費装置１は直流電力を消費し、風車の回転速度を低下させる。
なお、風力発電機２０１は、電力消費装置１ではなく、第２の実施形態に係る電力消費装置２を有していてもよい。
風力発電システム２００は、風力発電機２０１と、整流回路２０２と、電力消費装置１とを有する。
風力発電機２０１は、交流電力を出力する。整流回路２０２は、風力発電機２０１によって出力される交流電力を直流電力に変換する。電力消費装置１の端子Ｔ１と端子Ｔ２には、整流回路２０２によって出力される直流電圧が印加される。風速が早過ぎて風力発電機２０１が過大な電力を発電するとき、電力消費装置１は直流電力を消費し、風車の回転速度を低下させる。
なお、風力発電機２０１は、電力消費装置１ではなく、第２の実施形態に係る電力消費装置２を有していてもよい。
図２４は、電力消費装置１を備える直流給電システム３００の構成の一例を示す。
直流給電システム３００は、電力消費装置１と、風力発電装置３０１と、太陽光発電装置３０２と、蓄電装置３０３と、系統連係装置３０４と、複数の負荷３０５と、直流バス３１０とを有する。
電力消費装置１は、直流バス３１０の直流電圧が所定の電圧（例えば、４１０Ｖ）を超えたときに、過大な電力を消費する。
風力発電装置３０１は、通常の一般的な風力発電機を含む。風力発電装置３０１は、直流バス３１０に直流電力を出力する。なお、風力発電装置３０１の出力する電圧が所定の電圧（例えば、４１０Ｖ）を超えたときには電力消費装置１が電力を消費するため、風力発電装置３０１が独自の電力消費装置を有する必要はない。
直流給電システム３００は、電力消費装置１と、風力発電装置３０１と、太陽光発電装置３０２と、蓄電装置３０３と、系統連係装置３０４と、複数の負荷３０５と、直流バス３１０とを有する。
電力消費装置１は、直流バス３１０の直流電圧が所定の電圧（例えば、４１０Ｖ）を超えたときに、過大な電力を消費する。
風力発電装置３０１は、通常の一般的な風力発電機を含む。風力発電装置３０１は、直流バス３１０に直流電力を出力する。なお、風力発電装置３０１の出力する電圧が所定の電圧（例えば、４１０Ｖ）を超えたときには電力消費装置１が電力を消費するため、風力発電装置３０１が独自の電力消費装置を有する必要はない。
太陽光発電装置３０２は、太陽電池を有する。太陽光発電装置３０２は、直流バス３１０に直流電力を出力する。
蓄電装置３０３は、バッテリーを含む。蓄電装置３０３は、バッテリーの電圧が高いときは直流バス３１０に直流電力を出力し、バッテリーの電圧が低いときは直流バス３１０の直流電力によって充電される。
系統連係装置３０４は、外部の交流の電力系統３２０から供給される交流電圧を直流電圧に変換して直流バス３１０に出力する。
負荷３０５は、直流バス３１０から供給される電力を消費する。負荷３０５は、例えば、テレビ、冷蔵庫、冷暖房、コンピュータ、照明、住宅、工場等である。
蓄電装置３０３は、バッテリーを含む。蓄電装置３０３は、バッテリーの電圧が高いときは直流バス３１０に直流電力を出力し、バッテリーの電圧が低いときは直流バス３１０の直流電力によって充電される。
系統連係装置３０４は、外部の交流の電力系統３２０から供給される交流電圧を直流電圧に変換して直流バス３１０に出力する。
負荷３０５は、直流バス３１０から供給される電力を消費する。負荷３０５は、例えば、テレビ、冷蔵庫、冷暖房、コンピュータ、照明、住宅、工場等である。
なお、直流給電システム３００は、電力消費装置１ではなく、第２の実施形態に係る電力消費装置２を有していてもよい。
また、風力発電装置３０１と太陽光発電装置３０２と蓄電装置３０３と系統連係装置３０４は、本発明の直流電力源の例である。直流給電システム３００は、これら以外の直流電力源を有していてもよい。直流給電システム３００は、風力発電装置３０１と太陽光発電装置３０２と蓄電装置３０３と系統連係装置３０４のいずれか１つから３つを有していてもよい。
また、風力発電装置３０１と太陽光発電装置３０２と蓄電装置３０３と系統連係装置３０４は、本発明の直流電力源の例である。直流給電システム３００は、これら以外の直流電力源を有していてもよい。直流給電システム３００は、風力発電装置３０１と太陽光発電装置３０２と蓄電装置３０３と系統連係装置３０４のいずれか１つから３つを有していてもよい。
また、上述した実施形態では、スイッチＣＶとスイッチＣＣのいずれか一方のみが閉じている場合（電圧調節部２１と電流調節部２２のいずれか一方のみが動作している場合）について説明したが、スイッチＣＶとスイッチＣＣの両方を閉じて電圧調節部２１と電流調節部２２を同時に動作させることができることはもちろんである。
また、上述した実施形態に係る電力消費装置では、スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）と電力消費素子（抵抗素子）とがそれぞれ１個および４個である例を示したが、これらは１個または４個に限らず、それぞれ２個、３個または５個以上含まれていてもよい。制御部は、これらの数に合わせてＰＷＭ信号を生成する。
また、上述した実施形態に係る電力消費装置では、スイッチング素子としてＮＭＯＳトランジスタを用いる例を示したが、スイッチング素子としてリレーを用いることもできる。
また、上述した実施形態に係る電力消費装置では、スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）と電力消費素子（抵抗素子）とがそれぞれ１個および４個である例を示したが、これらは１個または４個に限らず、それぞれ２個、３個または５個以上含まれていてもよい。制御部は、これらの数に合わせてＰＷＭ信号を生成する。
また、上述した実施形態に係る電力消費装置では、スイッチング素子としてＮＭＯＳトランジスタを用いる例を示したが、スイッチング素子としてリレーを用いることもできる。
以上説明したように、本発明によれば、電力消費装置に、電力消費素子（例えば、抵抗素子）を流れる電流が所定の上限に達するまで電力を消費させることができる。
また、本発明の第２の実施形態に係る電力消費装置では、複数の抵抗とスイッチング素子を使用するため、個々の抵抗とスイッチング素子を小型化することができる。
更に、本発明の第２の実施形態に係る電力消費装置では、前段のスイッチング素子が常時導通した後に次のスイッチング素子がスイッチングを開始するようにすることができ、この場合スイッチングノイズを大幅に削減することができる。
また、本発明の第２の実施形態に係る電力消費装置では、複数の抵抗とスイッチング素子を使用するため、個々の抵抗とスイッチング素子を小型化することができる。
更に、本発明の第２の実施形態に係る電力消費装置では、前段のスイッチング素子が常時導通した後に次のスイッチング素子がスイッチングを開始するようにすることができ、この場合スイッチングノイズを大幅に削減することができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが、設計や製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。
１，２…電力消費装置、１０…定電圧電源、２０…モニタ電圧変換部、２１…電圧調節部、２２，２２Ａ…電流調節部、３１～３４…スイッチング素子、４１～４４…電力消費素子（ＬＯＡＤ）、５０…電流検出部、１００Ａ，１００Ｂ…制御部、１１０Ａ，１１０Ｂ…制御電圧生成部、１２０Ａ，１２０Ｂ…ＰＷＭ信号生成部、１２１…モニタ電圧強化回路、１２２～１２５…制御電圧生成回路、１２６…ベース電圧調整回路、１３１～１３４…コンパレータ、１３５…三角波生成回路、２００…風力発電システム、２０１…風力発電機、２０２…整流回路、３００…直流給電システム、３０１…風力発電装置、風力発電装置…太陽光発電装置、３０３…蓄電装置、３０４…系統連係装置、３０５…負荷、３１０…直流バス、３２０…電力系統、ＬＨ…高電位ライン、ＬＬ…低電位ライン、ＬＣ…定電圧ライン、ＶＯ…出力ライン
Claims (11)
- 基準電位であるローレベルの電圧が印加される第１の電源ラインと
前記ローレベルの電圧に対して高電位である直流電圧が印加される第２の電源ラインと、
前記第２の電源ラインの電圧を、前記第２の電源ラインの電圧が上昇すると上昇し、前記第２の電源ラインの電圧が低下すると低下するモニタ電圧に変換するモニタ電圧変換部と、
前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波であるＰＷＭ信号を生成する制御部と、
前記制御部によって生成されたＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子が導通しているときに前記第２の電源ラインから電流が流れることによって電力を消費する電力消費素子と、
前記電力消費素子に流れた電流の量を検出する電流検出部と、
前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の量に応じた電圧だけ低下させる電流調節部と、
を備えることを特徴とする電力消費装置。 - 前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力消費装置。 - 前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記電力消費素子と前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記シャント抵抗の入力に接続された第１のＰＮＰバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＰＮＰバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力消費装置。 - 前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする請求項３に記載の電力消費装置。
- 複数の前記スイッチング素子と、当該各スイッチング素子に対応する複数の前記電力消費素子と、
を備え、
前記制御部が、前記第２の電源ラインの電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である最初のＰＷＭ信号を生成し、順次前段のＰＷＭ信号が所定のデューティ比以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて増加し、前記モニタ電圧の低下に応じて減少するデューティ比を有するパルス波である各ＰＷＭ信号を生成し、
前記各スイッチング素子が、前記制御部によって生成された各ＰＷＭ信号によって導通と非導通が制御され、
前記電流検出部が、前記複数の電力消費素子に流れる電流の総量を検出し、
前記電流調節部が、前記モニタ電圧変換部によって変換されたモニタ電圧を、前記電流検出部によって検出された電流の総量に応じた電圧だけ低下させる、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力消費装置。 - 前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された可変抵抗と、ベースとコレクタが当該可変抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする請求項５に記載の電力消費装置。 - 前記第２の電源ラインの電圧に基づいて安定した電圧を生成する定電圧回路と、
前記定電圧回路によって生成された電圧が印加される第３の電源ラインと、
前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込む出力ラインと、
を備え、
前記電流検出部が、前記出力ラインと前記第１の電源ラインとの間に配置されており、前記全ての電力消費素子を流れた電流が流れ込むシャント抵抗を有し、
前記電流調節部が、一端が前記第３の電源ラインに接続された第１の抵抗と、ベースとコレクタが当該第１の抵抗の他端に接続され、エミッタが前記出力ラインに接続された第１のＮＰＮバイポーラトランジスタと、ベースが当該第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続され、コレクタに前記モニタ電圧が入力され、エミッタが第２の抵抗を介して前記第１の電源ラインに接続された第２のＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する、
ことを特徴とする請求項５に記載の電力消費装置。 - 前記電流調節部が、前記第３の電源ラインの電圧を設定された電圧に分圧する可変抵抗を有し、当該可変抵抗によって分圧された電圧が前記第２のＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタと前記第２の抵抗との接続部分に供給されることを特徴とする請求項７に記載の電力消費装置。
- 前記制御部が、
前記モニタ電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて最初の制
御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該最初の制御電圧を低下させ、順次前段の制御電圧が所定の電圧以上であるときに前記モニタ電圧の上昇に応じて各制御電圧を上昇させ、前記モニタ電圧の低下に応じて当該各制御電圧を低下させる制御電圧生成部と、
前記制御電圧生成部から出力される各制御電圧に応じたデューティ比を有する前記各ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
を含む、
ことを特徴とする請求項５ないし８のいずれか１項に記載の電力消費装置。 - 前記制御電圧生成部が、
コレクタが前記第３の電源ラインに接続され、ベースに前記モニタ電圧が入力され、エミッタに強化されたモニタ電圧が生じるＮＰＮバイポーラトランジスタを含み、当該強化されたモニタ電圧を出力するモニタ電圧強化回路と、
ベースに調整電圧が入力され、コレクタに前記各制御電圧が生じるＰＮＰバイポーラトランジスタを含む複数段の制御電圧生成回路であって、１段目の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧が入力され、２段目以降の当該制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタには前段の制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタに生じる制御電圧が入力される制御電圧生成回路と、
前記モニタ電圧強化回路から出力される強化されたモニタ電圧の変動に応じて前記各制御電圧生成回路に含まれるＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタ・コレクタ間が導通または非導通となるように、前記調整電圧を生成するベース電圧調整回路と、
を備える、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力消費装置。 - 直流バスと、
前記直流バスに直流電力を出力する１つ以上の直流電力源と、
前記直流バスに前記第１の電源ラインと前記第２の電源ラインとが接続された請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電力消費装置と、
を備えることを特徴とする直流給電システム。
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