JP7087991B2 - マルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法 - Google Patents

マルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法 Download PDF

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本発明は、マルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法に関する。
近年、送信装置の小型化、運用コストの削減及び環境問題などの観点から、高効率で動作する電力増幅器のニーズが高くなっている。電力増幅器を高効率で動作させる場合、入力電力が比較的大きい領域では、入力電力が線形増幅されずに非線形歪みが発生する。そこで、電力増幅器で発生する非線形歪みの逆特性の歪みをあらかじめ送信信号に付与するデジタルプリディストーションを併用した増幅方法が用いられることがある。デジタルプリディストーションにおいてあらかじめ送信信号に付与される歪みは、歪み補償係数とも呼ばれ、ルックアップテーブルから読み出されたり、級数を用いて算出されたりする。そして、歪み補償係数は、例えば温度などの環境に応じて変動する非線形歪みを十分に補償するように、適切に更新される。
一方、送信信号の宛先以外への干渉を低減して通信システム容量を向上するために、指向性ビームを形成するビームフォーミングが行われることがある。ビームフォーミングが行われる場合には、アレイアンテナを構成する複数のアンテナ素子から送信される信号に位相差が設定される。複数のアンテナ素子には、それぞれ例えばフェーズシフタが設けられて信号の位相が制御され、位相が制御された信号は、それぞれのアンテナ素子に対応する電力増幅器によって増幅される。
第５世代移動通信（５Ｇ）においては、低消費電力かつ高スループットを実現するために、ハイブリッドビームフォーミングを用いることが検討されている。ハイブリッドビームフォーミングでは、アレイアンテナを構成する複数のアンテナ素子がサブアレイにグループ分けされ、それぞれのサブアレイ内ではアナログフェーズドアレイアンテナによるビームフォーミングが行われる。これにより、各サブアレイにより形成されるビームを異なる方向に向けることができるとともに、サブアレイの数と同数のＤ／Ａ（Digital/Analog）コンバータ及びアップコンバータが設けられれば良いため、デジタルビームフォーミングに比べて消費電力や部品コストを抑えることができる。
特開２００９－２１３１１３号公報 特開２０１２－９０１５８号公報 特開２０１６－１００８３５号公報 特開２０１４－１３２７２７号公報 特開２０１４－２３６３８４号公報
S. Han, C. K. I, Z. Xu and C. Rowell, "Large-scale antenna systems with hybrid analog and digital beamforming for millimeter wave 5G", IEEE Commun. Mag., vol. 53, no. 1, 2015 濱中他 「ビームフォーミング送信機用一括非線形補償の効果」 信学総大 Ｂ－５－７４ ２０１５年３月
しかしながら、アレイアンテナ構成においてデジタルプリディストーションを実行する場合には、フィードバック系の回路規模が増大するという問題がある。具体的には、複数のアンテナ素子を備えるアレイアンテナ構成では、アンテナ素子ごとの電力増幅器から出力される信号をそれぞれフィードバックして、アンテナ素子ごとに歪み補償係数の更新が実行されることがある。このため、各アンテナ素子に対応するＡ／Ｄ（Analog/Digital）コンバータなどを含む個別のフィードバック回路が設けられ、フィードバック系の回路規模が大きくなる。
また、ハイブリッドビームフォーミングでは、サブアレイごとにデジタルプリディストーションを施すとともに、サブアレイごとに電力増幅器からの出力を合成してフィードバックすることが考えられる。しかし、このような場合でも、サブアレイごとのフィードバック回路が設けられることになり、回路規模の増大が十分に解消されることはない。
このように、フィードバック系の回路規模が増大すると、装置全体が大型化するとともに消費電力が上昇する。特に最近では、複数のアンテナ素子を直線上に一列に配置するだけではなく、平面上に二次元配置することなども検討されており、アンテナ素子の数が増加する傾向にある。このため、アンテナ素子の増加に伴って、フィードバック系の回路規模が益々増大する可能性がある。
開示の技術は、かかる点に鑑みてなされたものであって、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができるマルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法を提供することを目的とする。
本願が開示するマルチアンテナ通信装置は、１つの態様において、それぞれ１以上のアンテナ素子を含む複数のアンテナ素子グループに対応して設けられ、各アンテナ素子グループのアンテナ素子から送信される送信信号を歪み補償する複数の歪み補償部と、前記複数の歪み補償部によって歪み補償されたアンテナ素子ごとの送信信号を増幅する複数の電力増幅器と、前記複数の電力増幅器から出力される信号を合成してアナログ合成フィードバック信号を生成する合成部と、前記合成部によって生成されたアナログ合成フィードバック信号をＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換してデジタル合成フィードバック信号を生成するＡ／Ｄ変換部と、前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるデジタル合成フィードバック信号と前記複数の歪み補償部によって歪み補償された複数の送信信号を合成して得られるレプリカとを用いて、アンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を算出する算出部と、前記算出部によって算出されたアンテナ素子グループごとの順特性を逆特性に変換する変換部とを有し、前記複数の歪み補償部は、前記変換部によって変換されて得られたアンテナ素子グループごとの逆特性を用いて、各アンテナ素子グループの送信信号を歪み補償する。
本願が開示するマルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法の１つの態様によれば、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１に係る通信システムの一例を示す図である。 図２は、実施の形態１に係るＲＲＨの構成を示すブロック図である。 図３は、順特性算出部の構成を示すブロック図である。 図４は、実施の形態１に係る歪み補償方法を示すフロー図である。 図５は、アンテナ配置とビーム方向の一例を示す図である。 図６は、順特性算出部の構成を示すブロック図である。 図７は、実施の形態２に係るＲＲＨの構成を示すブロック図である。 図８は、実施の形態３に係るＲＲＨの構成を示すブロック図である。 図９は、順特性算出部の構成を示すブロック図である。 図１０は、実施の形態３に係る歪み補償方法を示すフロー図である。 図１１は、実施の形態４に係るプロセッサの構成を示すブロック図である。 図１２は、順特性算出部の構成を示すブロック図である。 図１３は、電力増幅器のモデルの具体例を示す図である。 図１４は、実施の形態５に係るＲＲＨの構成を示すブロック図である。 図１５は、実施の形態６に係るＲＲＨの構成を示すブロック図である。 図１６は、順特性算出部の構成を示すブロック図である。 図１７は、更新期間の具体例を示す図である。
以下、本願が開示するマルチアンテナ通信装置及び歪み補償方法の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る通信システムの一例を示す図である。図１に示す通信システムにおいては、ＢＢＵ（BaseBand Unit）１０に複数のＲＲＨ（Remote Radio Head）１００が接続されており、ＲＲＨ１００とＵＥ（User Equipment）２０とが無線通信する。
ＢＢＵ１０は、信号に対するベースバンド処理を実行する装置であり、例えば情報を符号化して送信ベースバンド信号を生成しＲＲＨ１００へ送信したり、ＲＲＨ１００から受信した受信ベースバンド信号を復号したりする。
ＲＲＨ１００は、ＢＢＵ１０と有線接続され、ＢＢＵ１０が生成した送信ベースバンド信号に無線送信処理を施したり、ＵＥ２０からの受信信号に無線受信処理を施して受信ベースバンド信号を生成しＢＢＵ１０へ送信したりする。また、ＲＲＨ１００は、複数のアンテナ素子を有するマルチアンテナ通信装置であり、ＵＥ２０との無線通信に際しては、複数のアンテナ素子それぞれにおいて位相シフトを施し、ビームフォーミングを行う。
図１においては、１つのＵＥ２０を図示しているが、ＲＲＨ１００は、複数のサブアレイを有し、複数のＵＥ２０に対してそれぞれビームを形成する。すなわち、ＲＲＨ１００が備える複数のアンテナ素子は、複数のサブアレイにグループ分けされており、それぞれのサブアレイに属するアンテナ素子によって異なる方向を向くビームが形成される。
さらに、ＲＲＨ１００は、アンテナ素子ごとに設けられた電力増幅器において発生する非線形歪みを補償するデジタルプリディストーションを実行する。デジタルプリディストーションにおいては、送信信号に歪み補償係数が乗算されるが、歪み補償係数の更新は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成フィードバック信号に基づいて実行される。ＲＲＨ１００の構成及び動作については、後に詳述する。
なお、ＢＢＵ１０及びＲＲＨ１００は、それぞれＣＵ（Centralized Unit）及びＤＵ（Distributed Unit）と呼ばれることもあり、ＣＵ及びＤＵの組み合わせが基地局装置として機能する。この場合、ＣＵとしてのＢＢＵ１０は、コアネットワークに接続されても良い。また、ＣＵとしてのＢＢＵ１０は、さらにコントロールプレーンの処理を実行する装置とユーザプレーンの処理を実行する装置とに分割されても良い。
ＵＥ２０は、例えば携帯電話機やスマートフォンなどのユーザ端末装置であり、ＲＲＨ１００との間で無線通信する。
図２は、実施の形態１に係るＲＲＨ１００の構成を示すブロック図である。図２に示すＲＲＨ１００は、通信インタフェース部（以下「通信Ｉ／Ｆ部」と略記する）１１０、プロセッサ１２０、メモリ１３０、Ｄ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂ、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂ、合成部１６０及びＡ／Ｄ変換部１７０を有する。なお、図２は、２つのサブアレイ（以下「サブアレイＡ」及び「サブアレイＢ」という）を有するＲＲＨ１００の構成を示すが、ＲＲＨ１００が有するサブアレイの数は３つ以上であっても良い。また、図２においては、ＵＥ２０へ信号を送信する処理に関連する処理部を図示しており、ＵＥ２０から信号を受信する処理に関連する処理部の図示を省略している。
通信Ｉ／Ｆ部１１０は、ＢＢＵ１０と有線接続されるインタフェースであり、ＢＢＵ１０との間でベースバンド信号を送受信する。具体的には、通信Ｉ／Ｆ部１１０は、ＢＢＵ１０から送信された送信ベースバンド信号を受信し、受信ベースバンド信号をＢＢＵ１０へ送信する。
プロセッサ１２０は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを備え、ＲＲＨ１００の全体を統括制御する。具体的には、プロセッサ１２０は、ルックアップテーブル（LookUp Table：以下「ＬＵＴ」と略記する）１２１ａ、１２１ｂ、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂ、順特性算出部１２３及び逆数算出部１２４ａ、１２４ｂを有する。
ＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂは、サブアレイＡ及びサブアレイＢに対応して設けられ、それぞれのサブアレイにおいて用いられる歪み補償係数を記憶する。すなわち、ＬＵＴ１２１ａは、サブアレイＡに属するアンテナ素子に設けられた電力増幅器において発生する非線形歪みを補償する歪み補償係数を記憶し、ＬＵＴ１２１ｂは、サブアレイＢに属するアンテナ素子に設けられた電力増幅器において発生する非線形歪みを補償する歪み補償係数を記憶する。これらの歪み補償係数は、アンテナ素子に設けられた個々の電力増幅器において発生する非線形歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みの逆特性の歪みである。
また、ＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂにおいては、それぞれのサブアレイのベースバンド信号の電力に対応付けて歪み補償係数が記憶されており、ＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂにベースバンド信号が入力されると、ベースバンド信号の電力に対応する歪み補償係数が歪み補償部１２２ａ、１２２ｂへ出力される。
歪み補償部１２２ａ、１２２ｂは、サブアレイＡ及びサブアレイＢに対応して設けられ、それぞれのサブアレイのベースバンド信号を歪み補償してプリディストーション信号を生成する。具体的には、歪み補償部１２２ａは、サブアレイＡのベースバンド信号にＬＵＴ１２１ａから出力された歪み補償係数を乗算し、サブアレイＡのプリディストーション信号を生成する。また、歪み補償部１２２ｂは、サブアレイＢのベースバンド信号にＬＵＴ１２１ｂから出力された歪み補償係数を乗算し、サブアレイＢのプリディストーション信号を生成する。歪み補償部１２２ａ、１２２ｂは、プリディストーション信号をそれぞれ対応するＤ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂへ出力するとともに、順特性算出部１２３へ出力する。
順特性算出部１２３は、電力増幅器によって信号が増幅される際に発生する非線形歪みと同等の順特性をサブアレイごとに算出する。すなわち、順特性算出部１２３は、個々の電力増幅器において発生する非線形歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みと同等の順特性を算出する。このとき、順特性算出部１２３は、サブアレイごとのプリディストーション信号に順特性の歪みを乗算してサブアレイごとの送信信号レプリカを生成した後、各サブアレイの送信信号レプリカを合成し、合成レプリカを生成する。そして、順特性算出部１２３は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成フィードバック信号と合成レプリカとの誤差が小さくなるようにプリディストーション信号に乗算される順特性を更新する。順特性算出部１２３は、更新される順特性を定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力する。なお、順特性算出部１２３の具体的な構成については、後に詳述する。
逆数算出部１２４ａ、１２４ｂは、順特性算出部１２３から定期的に出力されるサブアレイごとの順特性の逆数を算出する。そして、逆数算出部１２４ａ、１２４ｂは、算出した逆数をそれぞれのサブアレイの歪み補償係数として、ＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂに記憶させる。
メモリ１３０は、例えばＲＡＭ（Random Access Memory）又はＲＯＭ（Read Only Memory）などを備え、プロセッサ１２０によって処理が実行される際に、種々の情報を記憶する。
Ｄ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂは、プロセッサ１２０によって歪み補償されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換する。Ｄ／Ａ変換により得られたアナログの信号は、アップコンバータによってアップコンバートされ、無線周波数の送信信号となる。
フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂは、サブアレイごとの送信信号をそれぞれアンテナ素子数分だけ分波し、それぞれのアンテナ素子の信号の位相をシフトさせる。これにより、フェーズシフタ１５０ａは、サブアレイＡの送信ビームを形成し、フェーズシフタ１５０ｂは、サブアレイＢの送信ビームを形成する。フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂによって位相がシフトされた信号は、それぞれアンテナ素子ごとの電力増幅器によって増幅され、アンテナ素子から送信される。電力増幅器による増幅の際には非線形歪みが発生するが、本実施の形態においては、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによって歪み補償が実行されているため、サブアレイごとの信号が各アンテナ素子から送信されて無線空間で合成されると、合成された信号に含まれる非線形歪み成分は低減される。
合成部１６０は、各アンテナ素子の電力増幅器によって増幅された信号を合成してプロセッサ１２０へフィードバックする。具体的には、合成部１６０は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子の電力増幅器から出力された信号をフィードバックさせ、これらのフィードバック信号を合成して合成フィードバック信号（以下「合成ＦＢ信号」と略記する）を生成する。すなわち、合成部１６０は、サブアレイとは無関係にすべてのアンテナ素子の電力増幅器から出力された信号を合成することにより、合成ＦＢ信号を生成する。合成ＦＢ信号は、ダウンコンバータによってダウンコンバートされ、ベースバンド周波数の合成ＦＢ信号となる。
Ａ／Ｄ変換部１７０は、合成ＦＢ信号をＡ／Ｄ変換する。合成ＦＢ信号は、プロセッサ１２０の順特性算出部１２３へ出力される。アンテナ素子ごとの電力増幅器からＡ／Ｄ変換部１７０までのフィードバック経路においては、合成部１６０がサブアレイとは無関係にすべてのアンテナ素子のフィードバック信号を合成し、以後は合成ＦＢ信号がフィードバックされる。このため、サブアレイの数が複数であってもダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０は１つずつで済み、フィードバック系の回路規模は最小限に抑制される。また、フィードバック系のアナログ回路が削減される一方で、順特性算出部１２３及び逆数算出部１２４ａ、１２４ｂによるデジタル処理が増加するが、デジタル処理の増加量は無視できるほど小さい。
図３は、順特性算出部１２３の構成を示すブロック図である。図３に示す順特性算出部１２３は、位相シフト部２０１ａ、２０１ｂ、合成部２０２ａ、２０２ｂ、順特性ルックアップテーブル（以下「順特性ＬＵＴ」と略記する）２０３ａ、２０３ｂ、乗算部２０４ａ、２０４ｂ、加算部２０５、誤差算出部２０６及び係数更新部２０７を有する。
位相シフト部２０１ａ、２０１ｂは、歪み補償後のプリディストーション信号（図中「ＰＤ信号」と示す）の位相を各サブアレイのフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂと同じようにシフトする。すなわち、位相シフト部２０１ａは、歪み補償部１２２ａから出力されるプリディストーション信号をサブアレイＡに属するアンテナ素子数の信号に分波し、各信号に対してフェーズシフタ１５０ａと同じ位相を付与する（位相をフェーズシフタ１５０ａと同様にシフトする）。また、位相シフト部２０１ｂは、歪み補償部１２２ｂから出力されるプリディストーション信号をサブアレイＢに属するアンテナ素子数の信号に分波し、各信号の位相をフェーズシフタ１５０ｂと同様にシフトする。
合成部２０２ａ、２０２ｂは、それぞれ位相シフト部２０１ａ、２０１ｂから出力される信号を合成する。
順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂは、それぞれのサブアレイに属する複数の電力増幅器を１つの電力増幅器と見なす場合の順特性を記憶する。すなわち、順特性ＬＵＴ２０３ａは、サブアレイＡに属するアンテナ素子に設けられた電力増幅器すべてを１つの電力増幅器と見なし、この電力増幅器によって信号が増幅される場合に発生する非線形歪みに対応する順特性を記憶する。また、順特性ＬＵＴ２０３ｂは、サブアレイＢに属するアンテナ素子に設けられた電力増幅器すべてを１つの電力増幅器と見なし、この電力増幅器によって信号が増幅される場合に発生する非線形歪みに対応する順特性を記憶する。
また、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂにおいては、それぞれのサブアレイのベースバンド信号の電力に対応付けて順特性が記憶されており、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂにベースバンド信号が入力されると、ベースバンド信号の電力に対応する順特性が乗算部２０４ａ、２０４ｂへ出力される。さらに、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂは、電力ごとの順特性を定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力する。
乗算部２０４ａ、２０４ｂは、それぞれのサブアレイのプリディストーション信号に順特性を乗算して、サブアレイごとの送信信号レプリカを生成する。具体的には、乗算部２０４ａは、位相シフト部２０１ａによって位相がシフトされたサブアレイＡのプリディストーション信号に順特性ＬＵＴ２０３ａから出力された順特性を乗算し、サブアレイＡの送信信号レプリカを生成する。また、乗算部２０４ｂは、位相シフト部２０１ｂによって位相がシフトされたサブアレイＢのプリディストーション信号に順特性ＬＵＴ２０３ｂから出力された順特性を乗算し、サブアレイＢの送信信号レプリカを生成する。
加算部２０５は、サブアレイごとの送信信号レプリカを合成する。そして、加算部２０５は、送信信号レプリカを合成して得られた合成レプリカを誤差算出部２０６へ出力する。
誤差算出部２０６は、合成レプリカとＡ／Ｄ変換部１７０から出力される合成ＦＢ信号との誤差を算出し、算出結果を誤差信号として係数更新部２０７へ出力する。合成レプリカはサブアレイごとの送信信号レプリカを合成したものであり、合成ＦＢ信号はすべてのアンテナ素子からの送信信号を合成したものであるため、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性が各アンテナ素子の電力増幅器の順特性を完全に再現していれば、合成レプリカと合成ＦＢ信号の誤差は０になる。
係数更新部２０７は、誤差算出部２０６から出力される誤差信号に基づいて、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性を更新する。具体的には、係数更新部２０７は、例えば最小平均二乗（ＬＭＳ：Least Mean Square）アルゴリズムを用いて、誤差信号を最小にする順特性を算出する。そして、係数更新部２０７は、算出した順特性を順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶させる。上述したように、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性が各アンテナ素子の電力増幅器の順特性を完全に再現していれば、合成レプリカと合成ＦＢ信号の誤差は０になるため、誤差信号を最小にすることにより、正確な順特性を算出することができる。
次いで、上記のように構成されたＲＲＨ１００における歪み補償方法について、図４に示すフロー図を参照しながら説明する。
ＢＢＵ１０から送信されたベースバンド信号は、通信Ｉ／Ｆ部１１０によって受信され、プロセッサ１２０へ入力される。そして、サブアレイＡ及びサブアレイＢそれぞれのベースバンド信号は、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによって歪み補償され、得られたプリディストーション信号がＤ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂへ出力される。
なお、以下においては、サブアレイごとのベースバンド信号をベースバンド信号ｘ１、ｘ２とし、サブアレイごとのプリディストーション信号をプリディストーション信号ｕ１、ｕ２とする。ＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂから出力される、ベースバンド信号ｘ１、ｘ２の電力ｉ1、ｉ2に対応する歪み補償係数をそれぞれLUT1,inv(i1)、LUT2,inv(i2)とすれば、ベースバンド信号ｘ１、ｘ２とプリディストーション信号ｕ１、ｕ２との関係は下記の式（１）のように表すことができる。
Figure 0007087991000001
各サブアレイのベースバンド信号ｘ１、ｘ２及びプリディストーション信号ｕ１、ｕ２は、順特性算出部１２３へも出力され、後述する順特性の算出に用いられる。
サブアレイごとのプリディストーション信号ｕ１、ｕ２は、Ｄ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂによってＤ／Ａ変換され、アップコンバートされた後、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂによる位相のシフトが施される。これにより、サブアレイごとのビームが形成され、各アンテナ素子の送信信号は、電力増幅器によって増幅されて送信される（ステップＳ１０１）。各アンテナ素子の電力増幅器においては非線形歪みが発生するが、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによってサブアレイごとの歪み補償が実行されているため、サブアレイごとの送信信号が各アンテナ素子から送信されて無線空間で合成されると、合成された信号に含まれる非線形歪み成分は低減される。
各アンテナ素子から送信される送信信号は、合成部１６０によってフィードバックされ、サブアレイに関わらずにすべてのアンテナ素子の送信信号が合成されることにより、合成ＦＢ信号が生成される（ステップＳ１０２）。合成ＦＢ信号は、ダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部１７０によってＡ／Ｄ変換される。このように、すべてのアンテナ素子の送信信号が合成されて合成ＦＢ信号が生成され、合成ＦＢ信号に対するダウンコンバート及びＡ／Ｄ変換が実行されるため、複数のサブアレイに対して共通のダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０が１つずつあれば良い。結果として、フィードバック系のアナログ回路の回路規模増大を抑制することができる。
Ａ／Ｄ変換された合成ＦＢ信号は、プロセッサ１２０の順特性算出部１２３へ出力される。一方、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂから出力されたプリディストーション信号ｕ１、ｕ２には、順特性算出部１２３の位相シフト部２０１ａ、２０１ｂによって、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂと同様の位相シフトが施される（ステップＳ１０３）。そして、位相シフトされたサブアレイごとのプリディストーション信号ｕ１、ｕ２には、乗算部２０４ａ、２０４ｂによって、ベースバンド信号の電力に対応する順特性が乗算され、サブアレイごとの送信信号レプリカが生成される（ステップＳ１０４）。すなわち、サブアレイごとのベースバンド信号ｘ１、ｘ２の電力ｉ1、ｉ2に対応する順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)が順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂから乗算部２０４ａ、２０４ｂへ出力され、サブアレイごとのプリディストーション信号ｕ１、ｕ２に乗算される。したがって、サブアレイごとの送信信号レプリカｒ１、ｒ２は、下記の式（２）によって表される。
Figure 0007087991000002
ただし、式（２）において、Ｎはサブアレイに属するアンテナ素子の数、ｊは虚数単位、φ1,k、φ2,kはサブアレイ内のｋ番目のアンテナ素子の送信信号の位相シフトを示す。
サブアレイごとの送信信号レプリカｒ１、ｒ２は、加算部２０５によって合成され（ステップＳ１０５）、得られた合成レプリカｙ＾と合成ＦＢ信号ｙとの誤差信号ｅが誤差算出部２０６によって算出される（ステップＳ１０６）。すなわち、誤差算出部２０６によって、下記の式（３）の演算が実行される。
Figure 0007087991000003
誤差信号ｅは、係数更新部２０７へ出力され、係数更新部２０７によって誤差信号ｅを小さくする順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)が算出される（ステップＳ１０７）。具体的には、例えばＬＭＳアルゴリズムが用いられて、下記の式（４）により順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)が算出される。
Figure 0007087991000004
ただし、式（４）において、μ1、μ2はＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータを示し、ｕ１*、ｕ２*はそれぞれｕ１、ｕ２の複素共役を示す。順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)の算出は、上式（４）のようにサブアレイごとに独立して実行される。これは、通常、サブアレイＡ及びサブアレイＢの送信信号ｘ１、ｘ２の相互相関が低く、送信信号ｘ１、ｘ２が互いに直交すると見なすことができるためである。
このようにして誤差信号ｅを小さくする順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)が算出されると、これらの順特性LUT1(i1)、LUT2(i2)がそれぞれ順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶される。これにより、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂの更新が実行される。順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂの更新は、各アンテナ素子から信号が送信される間に繰り返して実行され、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性が定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力される。
そして、逆数算出部１２４ａ、１２４ｂによって、順特性の逆数が算出され（ステップＳ１０８）、算出された逆数が歪み補償係数としてＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂに記憶される。すなわち、歪み補償係数LUT1,inv(i1)、LUT2,inv(i2)が下記の式（５）によって更新される。
Figure 0007087991000005
そして、以降の送信信号ｘ１、ｘ２は、更新された歪み補償係数を用いて歪み補償される（ステップＳ１０９）。したがって、電力増幅器の順特性との誤差が小さい順特性の逆数が歪み補償係数として用いられるため、正確な歪み補償処理が可能となる。
以上のように、本実施の形態によれば、サブアレイごとに一括して歪み補償処理を施す場合に、サブアレイに関わらずすべてのアンテナ素子の送信信号を合成して合成ＦＢ信号を生成し、合成ＦＢ信号をフィードバックしてサブアレイごとの電力増幅器の順特性を推定する。そして、推定された順特性の逆数を算出し、算出された逆数をサブアレイごとの歪み補償係数として用いる。このため、歪み補償係数の更新のためのフィードバック系において、合成ＦＢ信号に対する１組のアナログ回路を設ければ良いため、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができる。
（実施の形態２）
実施の形態２の特徴は、サブアレイごとのビームの方向に応じて、順特性を更新する際の変動幅を変更する点である。
上記実施の形態１においては、各アンテナ素子の電力増幅器から出力された送信信号を単純に合成するため、合成ＦＢ信号は、各サブアレイから０度方向へ放射される信号を合成したものと等価である。なお、放射方向の角度は、図５に示すように、アンテナ素子の配列方向に対して垂直な方向を基準とする。このとき、サブアレイごとにビーム方向が異なるため、ビーム方向によって０度方向のパワーが異なり、サブアレイ間で合成ＦＢ信号に含まれる信号のレベル（電力又は振幅）が異なる。
このため、合成ＦＢ信号に含まれるレベルが小さい信号については、誤差信号に占める誤差の割合が相対的に小さくなり、係数更新部２０７による順特性の更新時に収束性が悪くなることがある。そこで、実施の形態２においては、サブアレイごとのビーム方向が異なる場合でも、収束性を改善する方法について説明する。なお、実施の形態２に係る通信システムの構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。
まず、０度方向とビーム方向の振幅比について説明する。図５に示すサブアレイにおいて、アンテナ素子間隔をλ／２（λは波長を表す）、ビーム方向をθ0とする。各フェーズシフタの位相φnは下記の式（６）で表される。
φn＝－π・ｎ・sinθ0 ・・・（６）
また、各アンテナ素子の電力増幅器を線形かつゲイン０ｄＢで近似すると、０度方向のアレイファクタｖ(0)は下記の式（７）で表され、電力増幅器から出力された送信信号の単純な合成となることがわかる。
Figure 0007087991000006
一方、ビーム方向θ0のアレイファクタｖ(θ0)は下記の式（８）で表される。
Figure 0007087991000007
以上より、０度方向とビーム方向θ0の振幅比Ｒは、下記の式（９）によって算出することができる。
Figure 0007087991000008
実施の形態２においては、上記のように算出される振幅比Ｒを用いて、サブアレイごとに順特性を更新する際の変動幅を変更する。具体的には、例えば図２に示したＲＲＨ１００の構成において、順特性算出部１２３を図６のようにしても良い。図６は、順特性算出部１２３の構成を示すブロック図である。図６において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
振幅比算出部２５１は、サブアレイごとのビーム方向に関するビーム方向情報を取得し、取得したビーム方向に基づいて上式（９）の振幅比Ｒを算出する。
係数更新部２５２は、誤差算出部２０６から出力される誤差信号に基づいて、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性を更新する。具体的には、係数更新部２５２は、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号を最小にする順特性を算出する。このとき、係数更新部２５２は、振幅比Ｒに基づいて、ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータを調整する。また、係数更新部２５２は、振幅比Ｒが０となるサブアレイに関しては、順特性の更新を実行しなくても良い。
このように、ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータを振幅比Ｒに応じて調整することにより、サブアレイのビーム方向に応じて順特性を更新する際の変動幅が適切に増減され、収束性を改善することができる。
また、ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータを調整する代わりに、フィードバック信号のゲインを調整することも可能である。図７は、実施の形態２に係るＲＲＨ１００の構成を示すブロック図である。図７において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
合成部２６０ａ、２６０ｂは、サブアレイごとの電力増幅器によって増幅された信号を合成する。具体的には、合成部２６０ａは、サブアレイＡに属するアンテナ素子の電力増幅器から出力された信号を合成し、合成部２６０ｂは、サブアレイＢに属するアンテナ素子の電力増幅器から出力された信号を合成する。
ゲイン調整部２７０ａ、２７０ｂは、上式（９）の振幅比Ｒに基づいて、サブアレイごとの合成信号のゲインを調整する。
合成部２８０は、ゲイン調整部２７０ａ、２７０ｂによってゲインが調整されたサブアレイごとの合成信号を合成し、合成ＦＢ信号を生成する。
このように、サブアレイごとの合成信号のゲインを振幅比Ｒに応じて調整することにより、サブアレイ間で合成ＦＢ信号に含まれる信号のレベル（電力又は振幅）が等しくなり、収束性を改善することができる。また、サブアレイごとの合成信号をさらに合成して合成ＦＢ信号を生成するため、サブアレイの数が複数であってもダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０は１つずつで済み、フィードバック系の回路規模は最小限に抑制される。
以上のように、本実施の形態によれば、サブアレイごとにビーム方向と０度方向の振幅比を算出し、振幅比に基づいて順特性を更新する際の変動幅を調整する。このため、各サブアレイのビーム方向が異なっていても、各サブアレイに関する順特性の更新が適切に実行され、収束性を改善することができる。
（実施の形態３）
実施の形態３の特徴は、電力増幅器から出力される信号にフェーズシフタによる位相シフトの逆位相を付与する点である。
実施の形態３に係る通信システムの構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。
図８は、実施の形態３に係るＲＲＨ１００の構成を示すブロック図である。図８において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図８に示すＲＲＨ１００は、図２に示すＲＲＨ１００の順特性算出部１２３及び合成部１６０を順特性算出部３０１及び合成部３２０に代え、逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂを追加した構成を採る。
順特性算出部３０１は、電力増幅器によって信号が増幅される際に発生する非線形歪みと同等の順特性をサブアレイごとに算出する。すなわち、順特性算出部３０１は、個々の電力増幅器において発生する非線形歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みと同等の順特性を算出する。このとき、順特性算出部３０１は、サブアレイごとのプリディストーション信号に順特性の歪みを乗算してサブアレイごとの送信信号レプリカを生成した後、各サブアレイの送信信号レプリカを合成し、合成レプリカを生成する。そして、順特性算出部３０１は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成ＦＢ信号と合成レプリカとの誤差が小さくなるようにプリディストーション信号に乗算される順特性を更新する。順特性算出部３０１は、更新される順特性を定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力する。なお、順特性算出部３０１の具体的な構成については、後に詳述する。
逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂは、各アンテナ素子の電力増幅器から出力される信号に対して、対応するフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂにおける位相シフトの逆位相を付与する。すなわち、逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂは、それぞれの電力増幅器から出力される信号の位相を、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂへ入力される前の信号の位相に戻す。
合成部３２０は、逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂによって逆位相が付与された各アンテナ素子からのフィードバック信号を合成し、合成ＦＢ信号を生成する。すなわち、合成部３２０は、フィードバック信号の位相がもとに戻された後、サブアレイとは無関係にすべてのアンテナ素子からのフィードバック信号を合成することにより、合成ＦＢ信号を生成する。
図９は、順特性算出部３０１の構成を示すブロック図である。図９において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図９に示す順特性算出部３０１は、図３に示す順特性算出部１２３の位相シフト部２０１ａ、２０１ｂを削除し、乗算部２０４ａ、２０４ｂを乗算部３１１ａ、３１１ｂに代えた構成を採る。
乗算部３１１ａ、３１１ｂは、それぞれのサブアレイのプリディストーション信号に順特性を乗算して、サブアレイごとの送信信号レプリカを生成する。具体的には、乗算部３１１ａは、サブアレイＡのプリディストーション信号に順特性ＬＵＴ２０３ａから出力された順特性を乗算し、サブアレイＡの送信信号レプリカを生成する。また、乗算部３１１ｂは、サブアレイＢのプリディストーション信号に順特性ＬＵＴ２０３ｂから出力された順特性を乗算し、サブアレイＢの送信信号レプリカを生成する。
実施の形態３においては、逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂによって、フィードバック信号の位相がフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂによる位相シフト前の位相に戻っている。このため、順特性算出部３０１は、位相のシフトがない合成レプリカと合成ＦＢ信号の誤差を算出し、順特性を算出する。
次いで、上記のように構成されたＲＲＨ１００における歪み補償方法について、図１０に示すフロー図を参照しながら説明する。図１０において、図４と同じ部分には同じ符号を付し、その詳しい説明を省略する。
ＢＢＵ１０から送信されたベースバンド信号は、通信Ｉ／Ｆ部１１０によって受信され、プロセッサ１２０へ入力される。そして、サブアレイＡ及びサブアレイＢそれぞれのベースバンド信号は、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによって歪み補償され、得られたプリディストーション信号がＤ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂへ出力される。各サブアレイのベースバンド信号及びプリディストーション信号は、順特性算出部３０１へも出力され、後述する順特性の算出に用いられる。
サブアレイごとのプリディストーション信号は、Ｄ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂによってＤ／Ａ変換され、アップコンバートされた後、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂによる位相のシフトが施される。これにより、サブアレイごとのビームが形成され、各アンテナ素子の送信信号は、電力増幅器によって増幅されて送信される（ステップＳ１０１）。各アンテナ素子の電力増幅器においては非線形歪みが発生するが、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによってサブアレイごとの歪み補償が実行されているため、サブアレイごとの送信信号が各アンテナ素子から送信されて無線空間で合成されると、合成された信号に含まれる非線形歪み成分は低減される。
各アンテナ素子から送信される送信信号は、逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂへフィードバックされ、これらのフィードバック信号にフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂにおける位相シフトの逆位相が付与される（ステップＳ２０１）。すなわち、アンテナ素子ごとに、対応するフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂにおける位相シフトの逆位相が逆位相付与部３１０ａ、３１０ｂによって付与される。これにより、フィードバック信号の位相は、フェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂにおける位相シフトの前の位相に戻る。
フィードバック信号に逆位相が付与されると、合成部３２０によって、サブアレイに関わらずにすべてのアンテナ素子からのフィードバック信号が合成されることにより、合成ＦＢ信号が生成される（ステップＳ２０２）。合成ＦＢ信号は、ダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部１７０によってＡ／Ｄ変換される。このように、すべてのアンテナ素子のフィードバック信号が合成されて合成ＦＢ信号が生成され、合成ＦＢ信号に対するダウンコンバート及びＡ／Ｄ変換が実行されるため、複数のサブアレイに対して共通のダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０が１つずつあれば良い。結果として、フィードバック系のアナログ回路の回路規模増大を抑制することができる。
Ａ／Ｄ変換された合成ＦＢ信号は、プロセッサ１２０の順特性算出部３０１へ出力される。一方、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂから出力されたプリディストーション信号には、乗算部３１１ａ、３１１ｂによって、ベースバンド信号の電力に対応する順特性が乗算され、サブアレイごとの送信信号レプリカが生成される（ステップＳ１０４）。サブアレイごとの送信信号レプリカは、加算部２０５によって合成され（ステップＳ１０５）、得られた合成レプリカと合成ＦＢ信号との誤差信号が誤差算出部２０６によって算出される（ステップＳ１０６）。誤差信号は、係数更新部２０７へ出力され、係数更新部２０７によって例えばＬＭＳアルゴリズムが用いられることにより、誤差信号を小さくする順特性が算出される（ステップＳ１０７）。
誤差信号を小さくする順特性が算出されると、これらの順特性がそれぞれ順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶される。これにより、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂの更新が実行される。順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂの更新は、各アンテナ素子から信号が送信される間に繰り返して実行され、順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂに記憶された順特性が定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力される。
そして、逆数算出部１２４ａ、１２４ｂによって、順特性の逆数が算出され（ステップＳ１０８）、算出された逆数が歪み補償係数としてＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂに記憶される。そして、以降の送信信号は、更新された歪み補償係数を用いて歪み補償される（ステップＳ１０９）。したがって、電力増幅器の順特性との誤差が小さい順特性の逆数が歪み補償係数として用いられるため、正確な歪み補償処理が可能となる。
以上のように、本実施の形態によれば、サブアレイごとに一括して歪み補償処理を施す場合に、各アンテナ素子の信号に位相シフトの逆位相を付与した後、サブアレイに関わらずすべてのアンテナ素子の送信信号を合成して合成ＦＢ信号を生成し、合成ＦＢ信号をフィードバックしてサブアレイごとの電力増幅器の順特性を推定する。そして、推定された順特性の逆数を算出し、算出された逆数をサブアレイごとの歪み補償係数として用いる。このため、歪み補償係数の更新のためのフィードバック系において、合成ＦＢ信号に対する１組のアナログ回路を設ければ良いため、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができる。
（実施の形態４）
実施の形態４の特徴は、電力増幅器において発生する瞬時の非線形歪みのみではなく、メモリ効果による歪みも補償する点である。
実施の形態４に係る通信システムの構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。また、実施の形態４に係るＲＲＨの構成は、実施の形態１と同様であるが、プロセッサ１２０の構成が実施の形態１とは異なる。
図１１は、実施の形態４に係るプロセッサ１２０の構成を示すブロック図である。図１１において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１１に示すプロセッサ１２０は、図２に示すプロセッサ１２０にメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂ及びメモリ効果逆特性算出部４０３ａ、４０３ｂを追加し、順特性算出部１２３を順特性算出部４０２に代えた構成を採る。
メモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂは、サブアレイＡ及びサブアレイＢに対応して設けられ、それぞれのサブアレイのプリディストーション信号に、電力増幅器のメモリ効果に起因する歪みの逆特性を付与する。具体的には、メモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂは、アンテナ素子に設けられた個々の電力増幅器のメモリ効果に起因する歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みの逆特性を、サブアレイごとのプリディストーション信号に付与する。なお、ここでは、メモリ効果に起因する歪みの後に非線形歪みが発生する電力増幅器のモデル（Wienerモデル）を前提としているため、図１１においては、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂの後段にメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂが配置される。
順特性算出部４０２は、電力増幅器によって信号が増幅される際に発生する非線形歪みと同等の順特性をサブアレイごとに算出する。すなわち、順特性算出部４０２は、個々の電力増幅器において発生する非線形歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みと同等の順特性を算出する。また、順特性算出部４０２は、電力増幅器によって信号が増幅される際にメモリ効果に起因して発生する歪みをサブアレイごとに推定する。すなわち、順特性算出部４０２は、個々の電力増幅器のメモリ効果がサブアレイごとに合成されて得られる歪みを推定する。
このとき、順特性算出部４０２は、サブアレイごとのプリディストーション信号にメモリ効果に起因する歪み及び順特性の歪みを付与してサブアレイごとの送信信号レプリカを生成した後、各サブアレイの送信信号レプリカを合成し、合成レプリカを生成する。そして、順特性算出部４０２は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成ＦＢ信号と合成レプリカとの誤差が小さくなるようにプリディストーション信号に付与されるメモリ効果及び順特性を更新する。順特性算出部４０２は、更新されるメモリ効果を定期的にメモリ効果逆特性算出部４０３ａ、４０３ｂへ出力するとともに、更新される順特性を定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力する。
メモリ効果逆特性算出部４０３ａ、４０３ｂは、定期的に順特性算出部４０２から出力されるサブアレイごとのメモリ効果を取得し、取得したメモリ効果を逆特性に変換することにより、プリディストーション信号に付与される逆特性を算出する。そして、メモリ効果逆特性算出部４０３ａ、４０３ｂは、算出したメモリ効果の逆特性をメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂへ出力する。
図１２は、順特性算出部４０２の構成を示すブロック図である。図１２において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１２に示す順特性算出部４０２は、図３に示す順特性算出部１２３にメモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂ及びメモリ効果更新部４５２を追加した構成を採る。
メモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂは、それぞれのサブアレイのプリディストーション信号にサブアレイごとの電力増幅器のメモリ効果に起因して発生する歪みを付与する。具体的には、メモリ効果付与部４５１ａは、位相シフト部２０１ａによって位相がシフトされたサブアレイＡのプリディストーション信号に、サブアレイＡにおけるメモリ効果を付与し、メモリ効果付与部４５１ｂは、位相シフト部２０１ｂによって位相がシフトされたサブアレイＢのプリディストーション信号に、サブアレイＢにおけるメモリ効果を付与する。また、メモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂは、プリディストーション信号に付与するメモリ効果を定期的にメモリ効果逆特性算出部４０３ａ、４０３ｂへ出力する。
メモリ効果更新部４５２は、誤差算出部２０６から出力される誤差信号に基づいて、メモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂがプリディストーション信号に付与するメモリ効果を更新する。具体的には、メモリ効果更新部４５２は、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号を最小にするサブアレイごとのメモリ効果を算出する。そして、メモリ効果更新部４５２は、算出したメモリ効果をメモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂへ出力する。
実施の形態４においては、電力増幅器の瞬時の非線形歪みのみではなく、メモリ効果に起因する歪みを推定し、メモリ効果の逆特性をあらかじめ送信信号に付与することにより、電力増幅器のメモリ効果に起因する歪みも補償する。メモリ効果の逆特性は、順特性算出部４０２において順方向でのメモリ効果が推定された後、このメモリ効果がメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂによって逆特性に変換されることにより得られる。
ところで、電力増幅器のメモリ効果に関しては、図１３に示すように３つのモデル、すなわち（ａ）Wienerモデル、（ｂ）Hammersteinモデル及び（ｃ）Wiener-Hammersteinモデル、がある。Wienerモデルは、メモリ効果に起因する歪みの後に非線形歪みが発生するモデルであり、Hammersteinモデルは、非線形歪みの後にメモリ効果に起因する歪みが発生するモデルであり、Wiener-Hammersteinモデルは、WienerモデルとHammersteinモデルを組み合わせたモデルである。
上記の説明では電力増幅器のモデルとしてWienerモデルを前提としているため、図１１においては、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂの後段にメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂが配置され、図１２においては、メモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂの後段に乗算部２０４ａ、２０４ｂが配置される。つまり、順特性算出部４０２では、電力増幅器のモデルと同じ順序で、メモリ効果を付与するメモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂと非線形歪みを付与する乗算部２０４ａ、２０４ｂとが配置される。また、歪みを補償するために逆特性を付与する際には、電力増幅器のモデルの逆の順序で、非線形歪みの逆特性を付与する歪み補償部１２２ａ、１２２ｂとメモリ効果の逆特性を付与するメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂとが配置される。
したがって、電力増幅器のモデルとしてHammersteinモデルを前提とする場合には、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂとメモリ効果逆特性付与部４０１ａ、４０１ｂの位置関係及びメモリ効果付与部４５１ａ、４５１ｂと乗算部２０４ａ、２０４ｂの位置関係は前後が逆になる。また、電力増幅器のモデルとしてWiener-Hammersteinモデルを前提とする場合には、メモリ効果逆特性付与部及びメモリ効果付与部が追加される。そして、メモリ効果及び非線形歪みに対応する各処理部は、逆特性が付与されるプロセッサ１２０においてはモデルの逆方向に並び、順特性を推定する順特性算出部４０２においてはモデルと同様に順方向に並ぶ。
以上のように、本実施の形態によれば、電力増幅器において発生する瞬時の非線形歪みのみではなく、メモリ効果に起因して発生する歪みを推定し、メモリ効果の逆特性をあらかじめ送信信号に付与する。このため、メモリ効果の影響を受ける電力増幅器が用いられる場合でも、精度良く送信信号の歪み補償をすることができる。
（実施の形態５）
実施の形態５の特徴は、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）を実施するＲＲＨにおいて、フィードバック系の回路規模の増大を抑制する点である。
実施の形態５に係る通信システムの構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。ただし、実施の形態５においては、ＲＲＨ１００は、ビームフォーミングを行うのではなく、複数のアンテナ素子から異なる送信信号を同一周波数で同時に送信するＭＩＭＯを実施する。このようなＲＲＨ１００も複数のアンテナ素子を備えるマルチアンテナ通信装置である。
図１４は、実施の形態５に係るＲＲＨ１００の構成を示すブロック図である。図１４において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１４に示すＲＲＨ１００は、図２に示すＲＲＨ１００からフェーズシフタ１５０ａ、１５０ｂを削除し、順特性算出部１２３及び合成部１６０を順特性算出部５０１及び合成部５１０に代えた構成を採る。
順特性算出部５０１は、電力増幅器によって信号が増幅される際に発生する非線形歪みと同等の順特性をアンテナ素子ごとに算出する。このとき、順特性算出部５０１は、アンテナ素子ごとのプリディストーション信号に順特性の歪みを乗算してアンテナ素子ごとの送信信号レプリカを生成した後、各アンテナ素子の送信信号レプリカを合成し、合成レプリカを生成する。そして、順特性算出部５０１は、すべてのアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成ＦＢ信号と合成レプリカとの誤差が小さくなるようにプリディストーション信号に乗算される順特性を更新する。順特性算出部５０１は、更新される順特性を定期的に逆数算出部１２４ａ、１２４ｂへ出力する。
このような順特性算出部５０１の構成は、例えば図９に示した順特性算出部３０１と同様である。順特性算出部３０１にはサブアレイごとのベースバンド信号及びプリディストーション信号が入力されるのに対し、順特性算出部５０１にはアンテナ素子ごとのベースバンド信号及びプリディストーション信号が入力される。
合成部５１０は、各アンテナ素子の電力増幅器によって増幅された信号を合成してプロセッサ１２０へフィードバックする。具体的には、合成部５１０は、すべてのアンテナ素子の電力増幅器から出力された信号をフィードバックさせ、これらのフィードバック信号を合成して合成ＦＢを生成する。合成ＦＢ信号は、ダウンコンバータによってダウンコンバートされ、ベースバンド周波数の合成ＦＢ信号となる。
実施の形態５においては、ビームフォーミングが行われることがないものの、ＭＩＭＯが実施されるため、ＲＲＨ１００は複数のアンテナ素子を備える。そして、複数のアンテナ素子それぞれの送信信号について、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂによる歪み補償が実行される。このため、歪み補償係数を更新するためのフィードバック系の回路が設けられる。
このとき、アンテナ素子ごとの電力増幅器からＡ／Ｄ変換部１７０までのフィードバック経路においては、合成部５１０がすべてのアンテナ素子のフィードバック信号を合成し、以後は合成ＦＢ信号がフィードバックされる。このため、アンテナ素子の本数に関わらずダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０は１つずつで済み、フィードバック系の回路規模は最小限に抑制される。
以上のように、本実施の形態によれば、複数のアンテナ素子によるＭＩＭＯが実施される場合に、すべてのアンテナ素子の送信信号を合成して合成ＦＢ信号を生成し、合成ＦＢ信号をフィードバックしてアンテナ素子ごとの電力増幅器の順特性を推定する。そして、推定された順特性の逆数を算出し、算出された逆数をアンテナ素子ごとの歪み補償係数として用いる。このため、歪み補償係数の更新のためのフィードバック系において、合成ＦＢ信号に対する１組のアナログ回路を設ければ良いため、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができる。
（実施の形態６）
実施の形態６の特徴は、ＬＵＴに記憶された歪み補償係数を用いるＬＵＴ型の歪み補償ではなく、級数を用いる級数型の歪み補償を実行する点である。
実施の形態６に係る通信システムの構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。
図１５は、実施の形態６に係るＲＲＨ１００の構成を示すブロック図である。図１５において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１５に示すＲＲＨ１００は、図２に示すＲＲＨ１００のＬＵＴ１２１ａ、１２１ｂ、歪み補償部１２２ａ、１２２ｂ、順特性算出部１２３及び逆数算出部１２４ａ、１２４ｂに代えて、級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂ、順特性算出部６０２及び逆関数算出部６０３ａ、６０３ｂを有する。
級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂは、サブアレイＡ及びサブアレイＢに対応して設けられ、それぞれのサブアレイのベースバンド信号を歪み補償してプリディストーション信号を生成する。具体的には、級数型歪み補償部６０１ａは、サブアレイＡのベースバンド信号に対して多項式を用いた演算を実行し、サブアレイＡのプリディストーション信号を生成する。また、級数型歪み補償部６０１ｂは、サブアレイＢのベースバンド信号に対して多項式を用いた演算を実行し、サブアレイＢのプリディストーション信号を生成する。級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂが用いる多項式は、サブアレイごとの電力増幅器において発生する非線形歪みの逆特性をベースバンド信号に付与する級数である。級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂは、プリディストーション信号をそれぞれ対応するＤ／Ａ変換部１４０ａ、１４０ｂへ出力するとともに、順特性算出部６０２へ出力する。
順特性算出部６０２は、電力増幅器によって信号が増幅される際に発生する非線形歪みと同等の順特性をサブアレイごとに算出する。すなわち、順特性算出部６０２は、個々の電力増幅器において発生する非線形歪みがサブアレイごとに合成されて得られる歪みと同等の順特性を算出する。このとき、順特性算出部６０２は、サブアレイごとのプリディストーション信号に級数を用いて順特性を付与し、サブアレイごとの送信信号レプリカを生成した後、各サブアレイの送信信号レプリカを合成し、合成レプリカを生成する。そして、順特性算出部６０２は、すべてのサブアレイに属するアンテナ素子からのフィードバック信号を合成して得られる合成ＦＢ信号と合成レプリカとの誤差が小さくなるように級数を更新する。順特性算出部６０２は、更新される級数を定期的に逆関数算出部６０３ａ、６０３ｂへ出力する。なお、順特性算出部６０２の具体的な構成については、後に詳述する。
逆関数算出部６０３ａ、６０３ｂは、順特性算出部６０２から定期的に出力されるサブアレイごとの級数の逆関数を算出する。そして、逆関数算出部６０３ａ、６０３ｂは、算出した逆関数をそれぞれのサブアレイの歪み補償に用いられる多項式として、級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂへ出力する。
図１６は、順特性算出部６０２の構成を示すブロック図である。図１６において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１６に示す順特性算出部６０２は、図３に示す順特性算出部１２３の順特性ＬＵＴ２０３ａ、２０３ｂ、乗算部２０４ａ、２０４ｂ及び係数更新部２０７に代えて、順特性付与部６５１ａ、６５１ｂ及び級数更新部６５２を有する。
順特性付与部６５１ａ、６５１ｂは、それぞれのサブアレイのプリディストーション信号に対して多項式を用いた演算を実行して、サブアレイごとの送信信号レプリカを生成する。具体的には、順特性付与部６５１ａは、位相シフト部２０１ａによって位相がシフトされたサブアレイＡのプリディストーション信号に、サブアレイＡに属する電力増幅器の歪み特性に対応する級数を用いて順特性を付与し、サブアレイＡの送信信号レプリカを生成する。また、順特性付与部６５１ｂは、位相シフト部２０１ｂによって位相がシフトされたサブアレイＢのプリディストーション信号に、サブアレイＢに属する電力増幅器の歪み特性に対応する級数を用いて順特性を付与し、サブアレイＢの送信信号レプリカを生成する。
級数更新部６５２は、誤差算出部２０６から出力される誤差信号に基づいて、順特性付与部６５１ａ、６５１ｂが用いる級数を更新する。具体的には、級数更新部６５２は、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号を最小にする級数の係数を算出する。そして、級数更新部６５２は、係数が更新された級数を順特性付与部６５１ａ、６５１ｂへ出力する。順特性付与部６５１ａ、６５１ｂが順特性の付与に用いる級数が各アンテナ素子の電力増幅器の歪み特性を完全に再現していれば、合成レプリカと合成ＦＢ信号の誤差は０になるため、誤差信号を最小にすることにより、順特性付与部６５１ａ、６５１ｂが用いる級数の精度を高めることができる。
実施の形態６においては、ＬＵＴから読み出される歪み補償係数によるＬＵＴ型歪み補償ではなく、級数を用いた演算による級数型歪み補償が実行される。級数型歪み補償では、級数を用いた演算により歪み補償が実行されるため、順特性算出部６０２は、電力増幅器の歪み特性に対応する級数をサブアレイごとに推定し、級数型歪み補償部６０１ａ、６０１ｂは、順特性算出部６０２が推定した級数の逆関数を歪み補償のための級数として用いる。このように級数型歪み補償が実行される場合も、合成部１６０がすべてのアンテナ素子の送信信号を合成して合成ＦＢ信号を生成し、合成ＦＢ信号に対するダウンコンバート及びＡ／Ｄ変換が実行されるため、複数のサブアレイに対して共通のダウンコンバータ及びＡ／Ｄ変換部１７０が１つずつあれば良い。結果として、フィードバック系のアナログ回路の回路規模増大を抑制することができる。
以上のように、本実施の形態によれば、サブアレイごとに一括して級数を用いた歪み補償処理を施す場合に、サブアレイに関わらずすべてのアンテナ素子の送信信号を合成して合成ＦＢ信号を生成し、合成ＦＢ信号をフィードバックしてサブアレイごとの電力増幅器の歪み特性に対応する級数を推定する。そして、推定された級数の逆関数を算出し、算出された逆関数をサブアレイごとの歪み補償のための級数として用いる。このため、級数の更新のためのフィードバック系において、合成ＦＢ信号に対する１組のアナログ回路を設ければ良いため、フィードバック系の回路規模の増大を抑制することができる。
なお、上記各実施の形態においては、順特性及び級数の係数の算出がサブアレイごと又はアンテナ素子ごとに独立して実行されるものとした。これは、サブアレイごと又はアンテナ素子ごとの送信信号の相互相関が低く、複数の送信信号が互いに直交すると見なすことができるためである。しかし、一般に送信信号のヘッダ部分では、サブアレイ間又はアンテナ素子間で相互相関が高くなることがある。そこで、例えば図１７に示すように、送信信号ｘ１、ｘ２のヘッダ部分においては、順特性又は級数の係数の更新を停止し、送信信号ｘ１、ｘ２のデータ部分において、順特性又は級数の係数の更新が実行されるようにしても良い。こうすることにより、より相互相関が低いデータ部分を用いて順特性又は級数の係数の更新が実行されるため、収束性が向上する。
また、上記各実施の形態は、適宜組み合わせて実施することができる。すなわち、例えば実施の形態２と実施の形態４を組み合わせて、メモリ効果に起因する歪みを補償する場合に、振幅比に基づいて更新の変動幅を変更しても良い。実施の形態を組み合わせる際には、３以上の実施の形態を組み合わせることも可能である。例えば、実施の形態４～６を組み合わせて、ＭＩＭＯが実施される場合に、アンテナ素子ごとに級数型歪み補償を実行するとともに、メモリ効果に起因する歪みを補償しても良い。このような場合でも、級数の係数を更新するためのフィードバック系において、複数のアンテナ素子からのフィードバック信号を合成した合成ＦＢ信号がフィードバックされるため、アナログ回路が最小限で済み、回路規模の増大を抑制することができる。
１１０ 通信Ｉ／Ｆ部
１２０ プロセッサ
１２１ａ、１２１ｂ ＬＵＴ
１２２ａ、１２２ｂ 歪み補償部
１２３、３０１、４０２、５０１、６０２ 順特性算出部
１２４ａ、１２４ｂ 逆数算出部
１３０ メモリ
１４０ａ、１４０ｂ Ｄ／Ａ変換部
１５０ａ、１５０ｂ フェーズシフタ
１６０、２０２ａ、２０２ｂ、２６０ａ、２６０ｂ、２８０、３２０、５１０ 合成部
１７０ Ａ／Ｄ変換部
２０１ａ、２０１ｂ 位相シフト部
２０３ａ、２０３ｂ 順特性ＬＵＴ
２０４ａ、２０４ｂ、３１１ａ、３１１ｂ 乗算部
２０５ 加算部
２０６ 誤差算出部
２０７、２５２ 係数更新部
２５１ 振幅比算出部
２７０ａ、２７０ｂ ゲイン調整部
３１０ａ、３１０ｂ 逆位相付与部
４０１ａ、４０１ｂ メモリ効果逆特性付与部
４０３ａ、４０３ｂ メモリ効果逆特性算出部
４５１ａ、４５１ｂ メモリ効果付与部
４５２ メモリ効果更新部
６０１ａ、６０１ｂ 級数型歪み補償部
６０３ａ、６０３ｂ 逆関数算出部
６５１ａ、６５１ｂ 順特性付与部
６５２ 級数更新部

Claims (9)

  1. それぞれ１以上のアンテナ素子を含む複数のアンテナ素子グループに対応して設けられ、各アンテナ素子グループのアンテナ素子から送信される送信信号を歪み補償する複数の歪み補償部と、
    前記複数の歪み補償部によって歪み補償されたアンテナ素子ごとの送信信号を増幅する複数の電力増幅器と、
    前記複数の電力増幅器から出力される信号を合成してアナログ合成フィードバック信号を生成する合成部と、
    前記合成部によって生成されたアナログ合成フィードバック信号をＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換してデジタル合成フィードバック信号を生成するＡ／Ｄ変換部と、
    前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるデジタル合成フィードバック信号と前記複数の歪み補償部によって歪み補償された複数の送信信号を合成して得られるレプリカとを用いて、アンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を算出する算出部と、
    前記算出部によって算出されたアンテナ素子グループごとの順特性を逆特性に変換する変換部とを有し、
    前記複数の歪み補償部は、
    前記変換部によって変換されて得られたアンテナ素子グループごとの逆特性を用いて、各アンテナ素子グループの送信信号を歪み補償する
    ことを特徴とするマルチアンテナ通信装置。
  2. 各アンテナ素子グループに属する複数のアンテナ素子それぞれから送信される送信信号の位相をシフトさせるフェーズシフタをさらに有し、
    前記算出部は、
    前記複数の歪み補償部によって歪み補償された複数の送信信号の位相を前記フェーズシフタと同様にシフトする位相シフト部と、
    前記位相シフト部によって位相がシフトされた複数の送信信号をアンテナ素子グループごとに合成する第１の合成部と、
    前記第１の合成部によって合成されて得られた信号にアンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を乗算してアンテナ素子グループごとのグループ別レプリカを生成する乗算部と、
    すべてのアンテナ素子グループのグループ別レプリカを合成して合成レプリカを生成する第２の合成部と、
    前記合成レプリカと前記デジタル合成フィードバック信号との誤差が小さくなるように前記乗算部によって乗算される順特性を更新する更新部とを含む
    ことを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  3. 各アンテナ素子グループに属する複数のアンテナ素子それぞれから送信される送信信号の位相をシフトさせるフェーズシフタと、
    前記複数の電力増幅器から出力される信号に前記フェーズシフタによる位相シフトの逆位相を付与する付与部とをさらに有し、
    前記算出部は、
    前記複数の歪み補償部によって歪み補償されたアンテナ素子グループごとの送信信号にアンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を乗算してアンテナ素子グループごとのグループ別レプリカを生成する乗算部と、
    すべてのアンテナ素子グループのグループ別レプリカを合成して合成レプリカを生成する合成部と、
    前記合成レプリカと前記デジタル合成フィードバック信号との誤差が小さくなるように前記乗算部によって乗算される順特性を更新する更新部とを含む
    ことを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  4. 前記歪み補償部は、
    各アンテナ素子グループに対応する電力増幅器のメモリ効果による歪みの逆特性を送信信号に付与する付与部を含み、
    前記算出部は、
    前記デジタル合成フィードバック信号と前記レプリカとを用いて、アンテナ素子グループごとの電力増幅器のメモリ効果による歪みを推定し、
    前記変換部は、
    前記算出部によって推定されたメモリ効果による歪みの逆特性を算出する
    ことを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  5. 前記算出部は、
    アンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を記憶する順特性ルックアップテーブルを更新し、
    前記変換部は、
    前記順特性ルックアップテーブルに記憶された順特性の逆数を算出し、
    前記複数の歪み補償部は、
    前記変換部によって算出された逆数をアンテナ素子グループごとの歪み補償係数として用いて、各アンテナ素子グループの送信信号を歪み補償する
    ことを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  6. 前記算出部は、
    アンテナ素子グループごとの電力増幅器の歪み特性に対応する級数を更新し、
    前記変換部は、
    前記算出部によって更新された級数の逆関数を算出し、
    前記複数の歪み補償部は、
    前記変換部によって算出された逆関数を用いて、各アンテナ素子グループの送信信号を歪み補償する
    ことを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  7. アンテナ素子グループごとのビーム方向に応じた振幅比に基づいて、前記複数の電力増幅器から出力される信号のゲイン又は前記算出部による順特性算出時のパラメータを調整する調整部をさらに有することを特徴とする請求項２記載のマルチアンテナ通信装置。
  8. 前記算出部は、
    送信信号に含まれるヘッダ部分及びデータ部分のうちデータ部分に対応するデジタル合成フィードバック信号及びレプリカを用いて順特性を算出することを特徴とする請求項１記載のマルチアンテナ通信装置。
  9. それぞれ１以上のアンテナ素子を含む複数のアンテナ素子グループごとに歪み補償されたアンテナ素子ごとの送信信号を増幅する複数の電力増幅器を有するマルチアンテナ通信装置が実行する歪み補償方法であって、
    前記複数の電力増幅器から出力される信号を合成してアナログ合成フィードバック信号を生成し、
    前記アナログ合成フィードバック信号をＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換してデジタル合成フィードバック信号を生成し、
    前記デジタル合成フィードバック信号とアンテナ素子グループごとに歪み補償された複数の送信信号を合成して得られるレプリカとを用いて、アンテナ素子グループごとの電力増幅器に対応する順特性を算出し、
    算出されたアンテナ素子グループごとの順特性を逆特性に変換し、
    変換されて得られたアンテナ素子グループごとの逆特性を用いて、各アンテナ素子グループの送信信号を歪み補償する
    ことを特徴とする歪み補償方法。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7238407B2 (ja) * 2018-03-01 2023-03-14 富士通株式会社 マルチアンテナ通信装置及び係数更新方法
WO2023229169A1 (ko) * 2022-05-24 2023-11-30 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템에서, 역 신호 및 피드백 신호를 획득하기 위한 전자 장치 및 방법

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110235749A1 (en) 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
JP2016100835A (ja) 2014-11-25 2016-05-30 住友電気工業株式会社 アクティブアンテナシステム
WO2016167145A1 (ja) 2015-04-13 2016-10-20 三菱電機株式会社 フェーズドアレイアンテナ装置
JP2018113626A (ja) 2017-01-12 2018-07-19 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
WO2018146741A1 (ja) 2017-02-08 2018-08-16 日本電気株式会社 送信機、通信システム、制御方法及びプログラム
WO2018199233A1 (ja) 2017-04-27 2018-11-01 日本電気株式会社 送信機、通信システム、送信機の制御方法及びプログラム

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110235749A1 (en) 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
JP2016100835A (ja) 2014-11-25 2016-05-30 住友電気工業株式会社 アクティブアンテナシステム
WO2016167145A1 (ja) 2015-04-13 2016-10-20 三菱電機株式会社 フェーズドアレイアンテナ装置
CN107534454A (zh) 2015-04-13 2018-01-02 三菱电机株式会社 相控阵天线装置
JP2018113626A (ja) 2017-01-12 2018-07-19 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
WO2018146741A1 (ja) 2017-02-08 2018-08-16 日本電気株式会社 送信機、通信システム、制御方法及びプログラム
WO2018199233A1 (ja) 2017-04-27 2018-11-01 日本電気株式会社 送信機、通信システム、送信機の制御方法及びプログラム

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