JP7069988B2

JP7069988B2 - 温度検出装置

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Publication number: JP7069988B2
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Inventors: 貴浩森
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Description

本技術は、温度検出装置に関する。

近年、絶縁ゲート型半導体素子（IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor）と、ＩＧＢＴを駆動するドライブ回路を内蔵した半導体モジュールの開発が進んでいる。半導体モジュールとしては、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）があり、ＡＣ（Alternating Current）サーボや空調機器などの用途に広く利用されている。

また、半導体モジュールは、過熱状態の回避および素子の保護を行う過熱保護機能を有している。過熱保護機能としては、ＩＧＢＴの近傍に搭載される温度検出素子で温度をモニタしてＩＧＢＴチップの過熱を検出するものがある。

また、半導体モジュールの用途によっては、ＩＧＢＴに接続されるＦＷＤ（Free Wheel Diode）に主に電流が流れてＩＧＢＴの温度があまり上がらないものがあり、このような半導体モジュールでは、ケース温度を検出することが行われる。

図４は従来の温度検出回路の構成の一例を示す図である。温度検出回路１は、電流源１１、温度検出用ダイオードＤｔ、比較器１２、アラーム検出回路１３および閾値電圧補正回路１４を備える。

また、温度検出回路１には、モニタ用パッドｐｄが接続されている。モニタ用パッドｐｄは、温度検出試験時に、温度検出用ダイオードＤｔにかかる順方向電圧ＶＦや温度検出用ダイオードＤｔを流れる順方向電流ＩＦ等をモニタするためのパッドである（運用時には使用されない）。

各回路素子の接続関係において、電流源１１の一端は、電源電圧Ｖｃｃに接続される。電流源１１の他端は、温度検出用ダイオードＤｔのアノード、比較器１２の正側入力端子（＋）およびモニタ用パッドｐｄに接続される。温度検出用ダイオードＤｔのカソードは、閾値電圧補正回路１４の負側電圧端子と、基準電位（以下、ＧＮＤと表記）に接続される。

比較器１２の負側入力端子（－）は、閾値電圧補正回路１４の正側電圧端子に接続される。比較器１２の出力端子は、アラーム検出回路１３の入力端子に接続される。
ここで、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電圧ＶＦは、ケース温度の上昇に伴い、低下する特性を有している。また、閾値電圧補正回路１４は、ケース温度が過熱状態であるか否かを判定するための、比較器１２の閾値電圧ＶＯＨを出力する。

閾値電圧補正回路１４は、例えば、常温状態ではＶＯＨ＜ＶＦ、過熱状態ではＶＦ≦ＶＯＨとなるような閾値電圧ＶＯＨを設定する。この場合、ＶＯＨ＜ＶＦの常温状態では、比較器１２から高電位レベル（Ｈレベル）の信号が出力され、ＶＦ≦ＶＯＨの過熱状態では、比較器１２から低電位レベル（Ｌレベル）の信号が出力される。

アラーム検出回路１３は、比較器１２から出力されたＬレベルの信号を受信すると、ケース温度が過熱になっていることを認識し、例えば、アラーム信号を所定の期間出力する。なお、閾値電圧補正回路１４が発生する閾値電圧ＶＯＨは、補正（調整）が可能であり、従来ではツェナーザップ手法により補正が行われていた。

一方、ウェハ試験における、過熱保護対象となるケース温度の閾値（閾値温度ＴｃＯＨ）は、以下の式（１）から算出される。ケース温度が閾値ＴｃＯＨ以上になった場合は過熱状態、閾値ＴｃＯＨ未満の場合は非過熱状態である。

ＴｃＯＨ＝（（ＶＦ－ＶＯＨ）／ＶＦ温度係数）＋Ｔａ・・・（１）
式（１）において、ＶＦは、常温での温度検出用ダイオードＤｔの順方向電圧（ｍＶ）であり、ＶＯＨは、比較器１２の閾値電圧（ｍＶ）である。また、ＶＦ温度係数は、２５℃～１２５℃の範囲のＶＦ温度変化量（ｍＶ／℃）であり、Ｔａは、ウェハ試験の環境温度（℃）である。

従来技術としては、第１、第２の電圧電源の間に設けられた定電圧電源回路、温度検出用ダイオード、定電流源およびインバータを有し、インバータを構成しているトランジスタのゲート－ソース間電圧を定電流源の両端電圧にして、温度検出感度を高めた技術が提案されている（特許文献１）。

特開２００７－３１２５２９号公報

上記の図４に示した温度検出回路１のような構成では、閾値電圧ＶＯＨの補正しかできないので、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電圧ＶＦのばらつきの影響を受けると、ケース温度検出に誤差が生じていた。

図５はケース温度検出に誤差が生じる状態を説明するための図である。グラフｇ１は、順方向電圧ＶＦとケース温度Ｔの関係（ＶＦ－Ｔ特性）を示しており、縦軸は順方向電圧ＶＦ、横軸はケース温度Ｔ（℃）である。

波形ｗ１は、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電圧ＶＦの代表値（Ｔｙｐ）を示している。順方向電圧ＶＦは、上述したように温度が上昇する程低下する。一方、波形ｗ２、ｗ３は、順方向電圧ＶＦのばらつきを示している。温度検出用ダイオードＤｔの製造ばらつきによって順方向電圧ＶＦにもばらつきが生じ、波形ｗ１に対して上下に変動する。

従来では、順方向電圧ＶＦの代表値のライン（波形ｗ１）を想定して閾値電圧ＶＯＨの補正を行って過熱状態となるケース温度を検出している。しかし、波形ｗ２、ｗ３のように、代表値からずれたＶＦ－Ｔ特性になった場合、ケース温度ＴｃＬ、ＴｃＨがそれぞれ検出され、閾値電圧ＶＯＨ設定後の理想とするケース温度Ｔｃからずれてしまい、ケース温度検出に誤差が生じていた。

このように、従来では、ケース温度検出に誤差が生じていたので、ケース温度の規格は誤差分を含めたものとなる。このため、規格幅を広く設けることが行われており、温度検出の精度低下が起きていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、温度検出精度の向上を図った温度検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、１つの案では、温度検出装置が提供される。温度検出装置は、温度検出用ダイオードと、温度検出用ダイオードの順方向電圧と、閾値電圧との比較を行って、温度状態に応じたレベル信号を出力する比較器と、第１のトランジスタと第２のトランジスタを含むカレントミラー回路、第３のトランジスタ、オペアンプおよび可変抵抗器を有し、温度検出用ダイオードの順方向電流の補正を行って順方向電圧を可変させる順方向電流補正回路とを備える。また、第１のトランジスタの第１端子は、電源電圧と、第２のトランジスタの第１端子に接続され、第１のトランジスタの第２端子は、第１のトランジスタの第３端子、第２のトランジスタの第２端子および第３のトランジスタの第３端子に接続され、第２のトランジスタの第３端子は、比較器の正側入力端子および温度検出用ダイオードのアノードに接続され、比較器の負側入力端子には、閾値電圧が入力され、オペアンプの正側入力端子には、基準電圧が入力され、オペアンプの出力端子は、第３のトランジスタの第２端子に接続され、オペアンプの負側入力端子は、第３のトランジスタの第１端子と、可変抵抗器の一端に接続され、可変抵抗器の他端は、温度検出用ダイオードのカソードおよび基準電位に接続される。

また、１つの案では、温度検出装置が提供される。温度検出装置は、温度検出用ダイオードと、温度検出用ダイオードの順方向電圧と、閾値電圧との比較を行って、温度状態に応じたレベル信号を出力する比較器と、第１のトランジスタと第２のトランジスタを含むカレントミラー回路、第３のトランジスタ、オペアンプ、第１の抵抗素子、第２の抵抗素子および可変抵抗器を有し、温度検出用ダイオードの順方向電流の補正を行って順方向電圧を可変させる順方向電流補正回路とを備える。また、第１のトランジスタの第１端子は、電源電圧と、第２のトランジスタの第１端子に接続され、第１のトランジスタの第２端子は、第１のトランジスタの第３端子、第２のトランジスタの第２端子および第３のトランジスタの第３端子に接続され、第２のトランジスタの第３端子は、比較器の正側入力端子および温度検出用ダイオードのアノードに接続され、比較器の負側入力端子には、閾値電圧が入力され、第２の抵抗素子の一端には基準電圧が入力され、第２の抵抗素子の他端は、可変抵抗器の一端と、オペアンプの正側入力端子に接続され、可変抵抗器の他端は、基準電位に接続され、オペアンプの出力端子は、第３のトランジスタの第２端子に接続され、オペアンプの負側入力端子は、第３のトランジスタの第１端子と、第１の抵抗素子の一端に接続され、第１の抵抗素子の他端は、温度検出用ダイオードのカソードおよび基準電位に接続される。

温度検出精度を向上させることが可能になる。

温度検出装置の構成の一例を示す図である（第１の実施の形態）。温度検出装置による補正動作を説明するための図である。温度検出装置の構成の一例を示す図である（第２の実施の形態）。従来の温度検出回路の構成の一例を示す図である。ケース温度検出に誤差が生じる状態を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本明細書および図面において実質的に同一の機能を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する場合がある。

［第１の実施の形態］
図１は温度検出装置の構成の一例を示す図である。第１の実施の形態の温度検出装置１－１は、温度検出素子である温度検出用ダイオードＤｔ、比較器１２、アラーム検出回路１３、閾値電圧補正回路１４および順方向電流補正回路１０－１を備える。また、順方向電流補正回路１０－１は、カレントミラー回路１１ａ、オペアンプ１５、トランジスタ１６および可変抵抗器Ｒｖ１を備える。

カレントミラー回路１１ａは、トランジスタ１１ａ１、１１ａ２（第１、第２のトランジスタ）を含む。図１の例ではＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）トランジスタが使用されている（以降ではＰＭＯＳトランジスタ１１ａ１、１１ａ２と呼ぶ）。

また、トランジスタ１６（第３のトランジスタ）は、図１の例では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されている（以降ではＮＭＯＳトランジスタ１６と呼ぶ）。なお、ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ１、１１ａ２およびＮＭＯＳトランジスタ１６に対して、第１端子はソース、第２端子はゲート、第３端子はドレインに対応する。

各回路素子の接続関係において、ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ１のソースは、電源電圧Ｖｃｃと、ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ２のソースに接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ１のゲートは、ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ１のドレイン、ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ２のゲートおよびＮＭＯＳトランジスタ１６のドレインに接続される。

ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ２のドレインは、モニタ用パッドｐｄ、比較器１２の正側入力端子（＋）および温度検出用ダイオードＤｔのアノードに接続される。
オペアンプ１５の正側入力端子（＋）には、基準電圧ＶＲＥＦが入力され、オペアンプ１５の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタ１６のゲートに接続される。オペアンプ１５の負側入力端子（－）は、ＮＭＯＳトランジスタ１６のソースと、可変抵抗器Ｒｖ１の一端に接続される。

可変抵抗器Ｒｖ１の他端は、温度検出用ダイオードＤｔのカソード、閾値電圧補正回路１４の負側電圧端子およびＧＮＤに接続される。閾値電圧補正回路１４の正側入力端子は、比較器１２の負側入力端子（－）に接続される。比較器１２の出力端子は、アラーム検出回路１３の入力端子に接続される。

ここで、順方向電流補正回路１０－１によって、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電流ＩＦの補正を行うことができる。この場合、オペアンプ１５の機能から、ＮＭＯＳトランジスタ１６のソース側の電位である電圧Ｖ１が基準電圧ＶＲＥＦに等しくなるように（Ｖ１＝ＶＲＥＦ）、ＮＭＯＳトランジスタ１６のドレインを流れる電流Ｉ１が変化する。これにより、順方向電流ＩＦが補正される。また、基準電圧ＶＲＥＦは、例えば、温度検出装置１－１が組み込まれるパッケージ内のメインチップ内にてＭＯＳ（レギュレータ等）を使用して生成される。

順方向電流ＩＦの補正動作の流れについて説明する。まず、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値を減少する方向に可変した場合、電圧Ｖ１が低下する。電圧Ｖ１が低下すると、電圧Ｖ１と基準電圧ＶＲＥＦとの電位差が大きくなるので、電圧Ｖ１を上げようとしてオペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが増加する。

オペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが増加すると、ＮＭＯＳトランジスタ１６を流れる電流Ｉ１が増加する。電流Ｉ１が増加すると、カレントミラー回路１１ａのミラー比に応じて増加した順方向電流ＩＦが温度検出用ダイオードＤｔへ流れる。このように、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値を減少すると、順方向電流ＩＦが増加する方向に補正される。

一方、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値を増加する方向に可変した場合、電圧Ｖ１が増加する。電圧Ｖ１が増加すると、電圧Ｖ１と基準電圧ＶＲＥＦとの電位差が小さくなるので、電圧Ｖ１を下げようとしてオペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが減少する。

オペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが減少すると、ＮＭＯＳトランジスタ１６を流れる電流Ｉ１が減少する。電流Ｉ１が減少すると、カレントミラー回路１１ａのミラー比に応じて減少した順方向電流ＩＦが温度検出用ダイオードＤｔへ流れる。このように、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値を増加すると、順方向電流ＩＦが減少する方向に補正される。

なお、順方向電圧ＶＦの検出、および閾値電圧ＶＯＨの補正や可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値の可変制御は、図示しない上位プロセッサから実施することができる。この場合、閾値電圧ＶＯＨや可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値は、複数の設定値がメモリ（例えば、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory））に保持されている。上位プロセッサは、順方向電圧ＶＦを検知すると、メモリに保持されている所望の値を閾値電圧補正回路１４や可変抵抗器Ｒｖ１に設定する。

図２は温度検出装置による補正動作を説明するための図である。グラフｇ２は、順方向電流ＩＦと順方向電圧ＶＦの関係を示しており、縦軸は順方向電流ＩＦ、横軸は順方向電圧ＶＦである。

波形ｗ１１は、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電圧ＶＦが代表値（Ｔｙｐ）のときの順方向電流ＩＦを示している。また、順方向電圧ＶＦには上述のようにばらつきがあるので、順方向電圧ＶＦのばらつきに応じて、順方向電流ＩＦは、波形ｗ１１に対して左右に変動する。

波形ｗ１２は、順方向電圧ＶＦが代表値から減少方向にばらついたときの順方向電流ＩＦを示している。波形ｗ１３は、順方向電圧ＶＦが代表値から増加方向にばらついたときの順方向電流ＩＦを示している。

一方、上述の閾値電圧補正によって閾値電圧ＶＯＨが設定される。閾値電圧ＶＯＨは、過熱状態であるか否かの基準となる理想順方向電圧ＶＦである（以下、理想ＶＦ値と記す）とする。

なお、理想ＶＦ値＝閾値電圧ＶＯＨになるが、これはケース温度検出時の高温状態でのＶＦ値になる。また、ウェハ試験は常温で行うため、事前に図４で上述したようなＶＦ－Ｔ特性を取得しておき、常温において高温時のＶＦ値を見積もれるようにしておく。

グラフｇ２において、波形ｗ１２の場合、順方向電圧ＶＦは、理想ＶＦ値に対して低いＶＦ値（順方向電圧ＶＦ１）となる。このため、順方向電流ＩＦの補正を行って順方向電圧ＶＦを可変させる。すなわち、順方向電圧ＶＦ１が理想ＶＦ値になるように、順方向電流ＩＦを増加させる方向に補正する（矢印ａ１）。

この場合、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値は減少方向に制御される。このような制御により、順方向電圧ＶＦ１のときのケース温度ＴｃＬは、閾値電圧ＶＯＨのときの理想ケース温度Ｔｃに近づくことになる。

また、波形ｗ１３の場合、順方向電圧ＶＦは、理想ＶＦ値に対して大きいＶＦ値（順方向電圧ＶＦ２）となる。このため、順方向電流ＩＦの補正を行って順方向電圧ＶＦを可変させる。すなわち、順方向電圧ＶＦ２が理想ＶＦ値になるように、順方向電流ＩＦを減少させる方向に補正する（矢印ａ２）。

この場合、可変抵抗器Ｒｖ１の抵抗値は増加するように制御される。このような制御により、順方向電圧ＶＦ２のときのケース温度ＴｃＨは、閾値電圧ＶＯＨのときの理想ケース温度Ｔｃに近づくことになる。

上記のように、閾値電圧ＶＯＨのみの補正では、順方向電圧ＶＦばらつきの影響からケース温度検出に誤差が生じていたが、本発明ではこの誤差分を解消するため、順方向電流ＩＦを可変に制御可能な回路構成にした。

すなわち、本発明では、閾値電圧ＶＯＨの補正に加えて、さらに順方向電流ＩＦの補正を行う。順方向電流ＩＦの補正では、検知した順方向電圧ＶＦにもとづいて、順方向電流ＩＦを増加させて順方向電圧ＶＦを増加させ、または順方向電流ＩＦを減少させて順方向電圧ＶＦを低下させる。これにより、ケース温度検出の誤差を低減することができ、温度検出精度の向上を図ることが可能になる。

なお、従来の構成では、閾値電圧ＶＯＨの補正をツェナーザップで行っていたため、１ビット補正のために１パッド必要であったが、本発明の補正ではＥＰＲＯＭに予め保持してある設定値で補正される。

これにより、ビット数を増やしてもパッド数は変わらず、またＥＰＲＯＭのデバイス実装面積は、ツェナーザップの実装面積よりも小さいので、実装面積の増加を軽減するという効果も有している。

［第２の実施の形態］
図３は温度検出装置の構成の一例を示す図である。第２の実施の形態の温度検出装置１－２は、温度検出用ダイオードＤｔ、比較器１２、アラーム検出回路１３、閾値電圧補正回路１４および順方向電流補正回路１０－２を備える。

また、順方向電流補正回路１０－２は、カレントミラー回路１１ａ、オペアンプ１５、トランジスタ１６、抵抗Ｒ１（第１の抵抗素子）、抵抗Ｒ２（第２の抵抗素子）および可変抵抗器Ｒｖ２を備える。

ＰＭＯＳトランジスタ１１ａ２のドレインは、モニタ用パッドｐｄ、比較器１２の正側入力端子（＋）および温度検出用ダイオードＤｔのアノードに接続される。
抵抗Ｒ２の一端には基準電圧ＶＲＥＦが入力され、抵抗Ｒ２の他端は、可変抵抗器Ｒｖ２の一端と、オペアンプ１５の正側入力端子（＋）に接続される。可変抵抗器Ｒｖ２の他端は、ＧＮＤに接続される。

オペアンプ１５の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタ１６のゲートに接続される。オペアンプ１５の負側入力端子（－）は、ＮＭＯＳトランジスタ１６のソースと、抵抗Ｒ１の一端に接続される。

抵抗Ｒ１の他端は、温度検出用ダイオードＤｔのカソード、閾値電圧補正回路１４の負側電圧端子およびＧＮＤに接続される。閾値電圧補正回路１４の正側入力端子は、比較器１２の負側入力端子（－）に接続される。比較器１２の出力端子は、アラーム検出回路１３の入力端子に接続される。

ここで、順方向電流補正回路１０－２によって、温度検出用ダイオードＤｔの順方向電流ＩＦの補正を行うことができる。この場合、抵抗Ｒ２と可変抵抗器Ｒｖ２とで基準電圧ＶＲＥＦを分圧した電圧Ｖｉｎにもとづいて、ＮＭＯＳトランジスタ１６のドレインを流れる電流Ｉ１が変化する。これにより、順方向電流ＩＦが補正される。

順方向電流ＩＦの補正動作の流れについて説明する。オペアンプ１５の入力電圧Ｖｉｎは、Ｖｉｎ＝ＶＲＥＦ×（Ｒｖ２／（Ｒ２＋Ｒｖ２））となる。まず、可変抵抗器Ｒｖ２の抵抗値を増加する方向に可変した場合、オペアンプ１５の入力電圧Ｖｉｎが増加する。

オペアンプ１５の入力電圧Ｖｉｎが増加すると、オペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが増加し、ＮＭＯＳトランジスタ１６を流れる電流Ｉ１が増加する。電流Ｉ１が増加すると、カレントミラー回路１１ａのミラー比に応じて増加した順方向電流ＩＦが温度検出用ダイオードＤｔへ流れる。このように、可変抵抗器Ｒｖ２の抵抗値を増加すると、順方向電流ＩＦが増加する方向に補正される。

一方、可変抵抗器Ｒｖ２の抵抗値を減少する方向に可変した場合、オペアンプ１５の入力電圧Ｖｉｎが低下する。オペアンプ１５の入力電圧Ｖｉｎが低下すると、オペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、ＮＭＯＳトランジスタ１６を流れる電流Ｉ１が減少する。

電流Ｉ１が減少すると、カレントミラー回路１１ａのミラー比に応じて減少した順方向電流ＩＦが温度検出用ダイオードＤｔへ流れる。このように、可変抵抗器Ｒｖ２の抵抗値を減少すると、順方向電流ＩＦが減少する方向に補正される。

なお、順方向電圧ＶＦの検出、および閾値電圧ＶＯＨの補正や可変抵抗器Ｒｖ２の抵抗値の可変制御は、第１の実施の形態と同様に上位プロセッサから実施することができる。また、上位プロセッサが、順方向電圧ＶＦを検知すると、メモリに保持されている所望の値を閾値電圧補正回路１４や可変抵抗器Ｒｖ２に設定する。

このように、第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、閾値電圧ＶＯＨの補正に加えて、さらに順方向電流ＩＦの補正を行う。順方向電流ＩＦの補正では、検知した順方向電圧ＶＦにもとづいて、順方向電流ＩＦを増加させて順方向電圧ＶＦを増加させ、または順方向電流ＩＦを減少させて順方向電圧ＶＦを低下させる。これにより、ケース温度検出の誤差を低減することができ、温度検出精度の向上を図ることが可能になる。

以上、実施の形態を例示したが、実施の形態で示した各部の構成は同様の機能を有する他のものに置換することができる。また、他の任意の構成物や工程が付加されてもよい。

１－１温度検出装置
１０－１順方向電流補正回路
１１ａカレントミラー回路
１１ａ１、１１ａ２第１、第２のトランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）
１２比較器
１３アラーム検出回路
１４閾値電圧補正回路
１５オペアンプ
１６第３のトランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）
Ｄｔ温度検出用ダイオード
ｐｄモニタ用パッド
Ｒｖ１可変抵抗器
ＶＲＥＦ基準電圧
ＩＦ順方向電流
ＶＦ順方向電圧
ＶＯＨ閾値電圧
Ｖｏｕｔ出力電圧
Ｖｃｃ電源電圧
Ｖ１電圧
Ｉ１電流

Claims

温度検出用ダイオードと、
前記温度検出用ダイオードの順方向電圧と、閾値電圧との比較を行って、温度状態に応じたレベル信号を出力する比較器と、
第１のトランジスタと第２のトランジスタを含むカレントミラー回路、第３のトランジスタ、オペアンプおよび可変抵抗器を有し、前記温度検出用ダイオードの順方向電流の補正を行って前記順方向電圧を可変させる順方向電流補正回路と、
を備え、
前記第１のトランジスタの第１端子は、電源電圧と、前記第２のトランジスタの第１端子に接続され、前記第１のトランジスタの第２端子は、前記第１のトランジスタの第３端子、前記第２のトランジスタの第２端子および前記第３のトランジスタの第３端子に接続され、
前記第２のトランジスタの第３端子は、前記比較器の正側入力端子および前記温度検出用ダイオードのアノードに接続され、前記比較器の負側入力端子には、前記閾値電圧が入力され、
前記オペアンプの正側入力端子には、基準電圧が入力され、前記オペアンプの出力端子は、前記第３のトランジスタの第２端子に接続され、前記オペアンプの負側入力端子は、前記第３のトランジスタの第１端子と、前記可変抵抗器の一端に接続され、
前記可変抵抗器の他端は、前記温度検出用ダイオードのカソードおよび基準電位に接続される、
ことを特徴とする温度検出装置。
前記可変抵抗器の抵抗値を減少させることで、前記順方向電流を増大させて前記順方向電圧を増加させ、前記可変抵抗器の抵抗値を増加させることで、前記順方向電流を減少させて前記順方向電圧を低下させる請求項１記載の温度検出装置。
温度検出用ダイオードと、
前記温度検出用ダイオードの順方向電圧と、閾値電圧との比較を行って、温度状態に応じたレベル信号を出力する比較器と、
第１のトランジスタと第２のトランジスタを含むカレントミラー回路、第３のトランジスタ、オペアンプ、第１の抵抗素子、第２の抵抗素子および可変抵抗器を有し、前記温度検出用ダイオードの順方向電流の補正を行って前記順方向電圧を可変させる順方向電流補正回路と、
を備え、
前記第１のトランジスタの第１端子は、電源電圧と、前記第２のトランジスタの第１端子に接続され、前記第１のトランジスタの第２端子は、前記第１のトランジスタの第３端子、前記第２のトランジスタの第２端子および前記第３のトランジスタの第３端子に接続され、
前記第２のトランジスタの第３端子は、前記比較器の正側入力端子および前記温度検出用ダイオードのアノードに接続され、前記比較器の負側入力端子には、前記閾値電圧が入力され、
前記第２の抵抗素子の一端には基準電圧が入力され、前記第２の抵抗素子の他端は、前記可変抵抗器の一端と、前記オペアンプの正側入力端子に接続され、前記可変抵抗器の他端は、基準電位に接続され、
前記オペアンプの出力端子は、前記第３のトランジスタの第２端子に接続され、前記オペアンプの負側入力端子は、前記第３のトランジスタの第１端子と、前記第１の抵抗素子の一端に接続され、
前記第１の抵抗素子の他端は、前記温度検出用ダイオードのカソードおよび前記基準電位に接続される、
ことを特徴とする温度検出装置。
前記可変抵抗器の抵抗値を減少させることで、前記順方向電流を減少させて前記順方向電圧を低下させ、前記可変抵抗器の抵抗値を増加させることで、前記順方向電流を増大させて前記順方向電圧を増加させる請求項３記載の温度検出装置。