JP7042447B2 - 点灯システム、照明制御システム、及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、点灯システム、照明制御システム、及び照明器具に関する。

従来、特許文献１に示すように、電力変換部と、制御部と、フィードバック回路と、を備えた点灯回路が提供されている。電力変換部は、電源供給経路を介して調光器に接続され、さらに照明負荷に接続される。電力変換部は、位相制御された交流電圧を調光器から供給され、スイッチング素子をオン、オフすることで、直流電圧を照明負荷に供給する。

そして、制御部は、交流電圧の導通角を検出し、検出した導通角に応じて電力変換部を制御することで、検出した導通角に応じて照明負荷を調光する。さらに、フィードバック回路は、照明負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて照明負荷に流れる電流をフィードバック制御する。

特開２０１５－１８５３６０号公報

上述の従来の点灯回路（点灯システム）では、照明負荷（光源）の明るさを調整する場合、ユーザが調光器を操作する。しかしながら、調光器が操作されて照明負荷の明るさが変化しているときに、フィードバック制御におけるフィードバックゲインが過大又は過少になり、照明負荷から発せられる光が不安定になることがある。例えば、フィードバックゲインが過大になると、照明負荷を流れる負荷電流（負荷パラメータ）が振動して、照明負荷から発せられる光がちらつくことがある。また、フィードバックゲインが過少になると、負荷電流の収束に時間がかかり過ぎる。

そこで、本発明の目的とするところは、交流電圧の導通角に応じて光源の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる点灯システム、照明制御システム、及び照明器具を提供することにある。

本発明の一態様に係る点灯システムは、電源回路と、負荷検出回路と、位相検出回路と、制御回路と、を備える。前記電源回路は、交流電圧の通電期間である導通角が可変に設定された位相制御電圧を入力され、スイッチング素子のオンデューティが制御されることで光源に直流電力を供給する。前記負荷検出回路は、前記電源回路が前記光源に供給する負荷電流又は前記電源回路が出力する出力電圧を負荷パラメータとして、前記負荷パラメータの大きさに応じた負荷検出信号を出力する。前記位相検出回路は、前記導通角を検出して導通角検出信号を出力する。前記制御回路は、前記導通角検出信号に基づく前記導通角の検出値に応じて前記負荷パラメータの目標値を設定し、前記負荷検出信号に基づく前記負荷パラメータの大きさを表す負荷検出値と前記目標値との差分を偏差とする。前記制御回路は、前記偏差を小さくするための前記スイッチング素子の前記オンデューティの制御値を求め、前記制御値に基づいて前記オンデューティを調整するフィードバック制御を行う。前記制御回路は、前記負荷パラメータの大きさを一定に維持する定常制御における前記フィードバック制御のフィードバックゲインと、前記負荷パラメータの大きさを変化させる過渡制御における前記フィードバック制御のフィードバックゲインとを異ならせる。

本発明の一態様に係る照明制御システムは、交流電源に接続された上述の点灯システムと調光器との直列回路を備える。前記調光器は、前記交流電源の交流電圧の通電期間である導通角が可変に設定された位相制御電圧を前記点灯システムへ出力する。

本発明の一態様に係る照明器具は、上述の点灯システムと、前記点灯システムから前記負荷電流を供給される光源と、少なくとも前記光源が支持される筐体と、を備える。

以上説明したように、本発明では、交流電圧の導通角に応じて光源の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できるという効果がある。

図１は、実施形態に係る点灯システムを備える照明システムを示すブロック図である。 図２は、同上の点灯システムの各部の波形を示す波形図である。 図３は、同上の点灯システムの位相検出回路を示すブロック図である。 図４は、同上の点灯システムの各部の波形を示す波形図である。 図５は、同上の点灯システムのオンデューティと負荷電流との関係を表す静特性図である。 図６は、同上の点灯システムの全点灯時のゲイン特性及び位相特性を示す特性図である。 図７は、同上の点灯システムの調光点灯時のゲイン特性及び位相特性を示す特性図である。 図８は、同上の点灯システムの導通角と調光レベルとの関係を示す説明図である。 図９は、同上の点灯システムの導通角の変化時における各部の波形を示す波形図である。 図１０は、同上の第２変形例に係る点灯システムを示すブロック図である。 図１１は、同上の第３変形例に係る点灯システムの負荷電圧検出回路の構成例を示すブロック図である。 図１２Ａは、同上の点灯システムを備える照明器具を示す断面図である。図１２Ｂは、同上の点灯システムを備える別の照明器具を示す断面図である。

以下の実施形態は、一般に、点灯システム、照明制御システム、及び照明器具に関する。より詳細には、交流電圧の導通角に応じて光源の明るさをフィードバック制御する点灯システム、照明制御システム、及び照明器具に関する。なお、以下に説明する実施形態は、本発明の実施形態の一例にすぎない。本発明は、以下の実施形態に限定されず、本発明の効果を奏することができれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

実施形態の点灯システム、照明制御システム、及び照明器具は、主に、住戸、オフィス、工場、又は店舗などで用いられる。住戸は、戸建住宅及び集合住宅のいずれでもよい。

以下に実施形態を図面に基づいて説明する。

実施形態の照明制御システムＡ１は、図１に示すように、照明装置１と、調光器２とを備える。そして、照明装置１と調光器２との直列回路が交流電源９の両端間に接続している。交流電源９は、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源である。

調光器２は、交流電源９から照明装置１に供給される交流電圧Ｖａを位相制御する。つまり、照明装置１は、調光器２によって位相制御された電圧（位相制御電圧Ｖｂ）が入力される。調光器２が位相制御電圧Ｖｂの半波毎の通電期間である導通角を調整し、照明装置１が導通角に応じて調光を行う。この場合、導通角が、光源１２の調光レベルの指示値を表す指示情報に相当する。調光器２は、ユーザによって操作される例えばロータリー式又はスライド式の操作部を具備しており、ユーザが操作部を操作することで、導通角が調整される。

照明装置１は、調光が可能な照明器具であり、図１に示すように、点灯システム１１、及び光源１２を備える。点灯システム１１と光源１２は、共通の筐体に収納されて一体に構成されてもよいし、点灯システム１１と光源１２は、別体に構成されてもよい。

点灯システム１１は、電源回路１１０、整流回路１ａ、位相検出回路１ｄ、制御回路１ｅ、駆動回路１ｆ、起動回路１ｇ、第１制御電源１ｈ、第２制御電源１ｉ、電流検出回路１ｊ、及び電圧検出回路１ｋを備える。電源回路１１０は、コンバータ１ｂ、及びコンデンサ１ｃを有する。

整流回路１ａは、ダイオードブリッジなどを有する全波整流回路であり、調光器２によって位相制御された位相制御電圧Ｖｂが入力される。整流回路１ａは、位相制御電圧Ｖｂを全波整流して、脈流電圧Ｖｃを出力する。図２は脈流電圧Ｖｃの波形を示す。図２の脈流電圧Ｖｃは、位相制御電圧Ｖｂと同様に位相制御されており、半波毎に通電状態となっている期間を導通角θとする。なお、図２において、一点鎖線は、交流電圧Ｖａを全波整流した全波整流電圧Ｖｅの波形を示す。さらに、整流回路１ａの前段に、フィルタ回路を有していてもよい。フィルタ回路は、例えばノイズ除去用のインダクタ及びコンデンサ、サージアブソーバを有しており、不要な周波数成分（例えば高周波ノイズ）を減衰させる。

電源回路１１０は、脈流電圧Ｖｃを入力され、直流の出力電圧Ｖｏを出力し、光源１２に負荷電流Ｉｏを供給する。以下の説明では、負荷電流Ｉｏを負荷パラメータ（制御対象）とし、負荷電流Ｉｏを定電流制御する構成を例示している。

具体的に、コンバータ１ｂは、脈流電圧Ｖｃを直流電圧に変換して、コンデンサ１ｃに直流電圧を出力する。コンデンサ１ｃは、コンバータ１ｂから出力された直流電圧を平滑し、コンデンサ１ｃの両端間には直流の出力電圧Ｖｏが生じる。コンバータ１ｂは、半導体スイッチング素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源回路）であり、半導体スイッチング素子がオンオフすることによって、脈流電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏに変換される。

なお、コンバータ１ｂは、シングルステージコンバータ（ＳＳコンバータ）を構成することが好ましい。ＳＳコンバータは、力率改善回路の機能とＡＣ／ＤＣコンバータの機能とを備えた、１コンバータ方式（電圧変換が１回）のコンバータである。例えば、コンバータ１ｂは、力率改善機能を有する昇降圧コンバータであることが好ましい。

光源１２は、複数の固体発光素子として、複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode）を具備しており、電流検出回路１ｊに直列接続されている。光源１２と電流検出回路１ｊとの直列回路は、コンデンサ１ｃの両端間に接続しており、電源回路１１０の出力電圧Ｖｏを印加される。そして、光源１２は、電源回路１１０から負荷電流Ｉｏを供給されることで、照明光（光出力）を発する。なお、光源１２が有する複数のＬＥＤは、直列接続、又は直列接続及び並列接続されている。

位相検出回路１ｄは、光源１２の調光レベルの指示値を表す指示情報を外部から受け取る情報取得部に相当する。本実施形態では、脈流電圧Ｖｃの導通角θ（位相制御電圧Ｖｂの導通角θ）が指示情報に相当する。位相検出回路１ｄは、ＰＷＭ回路１１１と、信号平滑回路１１２と、を有する。

ＰＷＭ回路１１１は、脈流電圧Ｖｃと判定基準値とを比較し、比較結果に基づいて生成したＰＷＭ（Power Width Modulation）信号Ｓｐを出力する。ＰＷＭ信号Ｓｐは、位相制御電圧Ｖｂに同期したパルス信号であり、ＰＷＭ信号Ｓｐのオンデューティが導通角θの大きさに対応する。具体的に、導通角θが増加すると、ＰＷＭ信号Ｓｐのオンデューティは増加し、導通角θが減少すると、ＰＷＭ信号Ｓｐのオンデューティは減少する。

信号平滑回路１１２は、図３に示すように、第１平滑回路１１２ａ、及び第２平滑回路１１２ｂを有する。第１平滑回路１１２ａは、ＰＷＭ信号Ｓｐを平滑して、導通角検出信号Ｓａ１を生成し、導通角検出信号Ｓａ１を制御回路１ｅへ出力する。第２平滑回路１１２ｂは、ＰＷＭ信号Ｓｐを平滑して、参照信号Ｓａ２を生成し、参照信号Ｓａ２を制御回路１ｅへ出力する。ＰＷＭ信号Ｓｐのオンデューティは、調光レベルの指示値に相当する。したがって、ＰＷＭ信号Ｓｐを平滑した導通角検出信号Ｓａ１及び参照信号Ｓａ２の各電圧値には、調光レベルの指示値が反映される。

図４の最上段（第１段）は脈流電圧Ｖｃの波形、図４の第２段はＰＷＭ信号Ｓｐの波形、図４の第３段は参照信号Ｓａ２の波形、図４の第４段は導通角検出信号Ｓａ１の波形を示す。第１平滑回路１１２ａは、抵抗及びコンデンサを含む第１ローパスフィルタを有しており、第１ローパスフィルタの時定数を第１時定数とする。第２平滑回路１１２ｂは、抵抗及びコンデンサを含む第２ローパスフィルタを有しており、第２ローパスフィルタの時定数を第２時定数とする。本実施形態では、第２時定数が第１時定数より小さくなるように、第１ローパスフィルタの抵抗の抵抗値及びコンデンサの容量、並びに第２ローパスフィルタの抵抗の抵抗値及びコンデンサの容量が設定されている。参照信号Ｓａ２は時定数が小さい第２平滑回路１１２ｂによってフィルタリング（平滑）されているため、参照信号Ｓａ２には導通角検出信号Ｓａ１よりも大きいリップルが重畳されている。一方、導通角検出信号Ｓａ１は時定数が大きい第１平滑回路１１２ａによってフィルタリングされているため、導通角検出信号Ｓａ１にはリップルがほとんどない。したがって、調光器２がユーザによって操作されて、導通角θが変化した場合、導通角θの変化に対する参照信号Ｓａ２の応答は、導通角θの変化に対する導通角検出信号Ｓａ１の応答より速くなる。すなわち、導通角θの変化は、導通角検出信号Ｓａ１よりも参照信号Ｓａ２に対して、感度よく反映される。第１時定数が、例えば数秒単位の値に設定されている場合、第２時定数は、例えば数百ミリ秒単位の値に設定されることが好ましい。

制御回路１ｅは、コンピュータを備えている。このコンピュータがプログラムを実行することによって、制御回路１ｅの一部又は全部の機能が実現される。コンピュータは、プログラムに従って動作するプロセッサを主なハードウェア構成として備える。プロセッサは、プログラムを実行することによって機能を実現することができれば、その種類は問わない。プロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）、又はＬＳＩ（large scale integration）を含む一つ又は複数の電子回路で構成される。ここでは、ＩＣやＬＳＩと呼んでいるが、集積の度合いによって呼び方が変わり、システムＬＳＩ、ＶＬＳＩ(very large scale integration)、若しくはＵＬＳＩ(ultra large scale integration) と呼ばれるものであってもよい。ＬＳＩの製造後にプログラムされる、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ(FPGA)、又はＬＳＩ内部の接合関係の再構成又はＬＳＩ内部の回路区画のセットアップができる再構成可能な論理デバイスも同じ目的で使うことができる。複数の電子回路は、一つのチップに集積されてもよいし、複数のチップに設けられてもよい。複数のチップは一つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に備えられていてもよい。プログラムは、コンピュータが読み取り可能なＲＯＭ、光ディスク、ハードディスクドライブなどの非一時的記録媒体に記録される。プログラムは、記録媒体に予め格納されていてもよいし、インターネット等を含む広域通信網を介して記録媒体に供給されてもよい。

第１制御電源１ｈは、起動回路１ｇ又はコンバータ１ｂから電力を入力され、直流の第１制御電圧Ｖｄ１を出力する。第１制御電圧Ｖｄ１は、駆動回路１ｆの動作電圧になる。

起動回路１ｇは、交流電源９から調光器２を介して点灯システム１１への電力供給が開始された直後の始動期間に、脈流電圧Ｖｃを降圧し、脈流電圧Ｖｃの降圧電圧を第１制御電源１ｈへ出力する。始動期間において、第１制御電源１ｈは脈流電圧Ｖｃの降圧電圧を入力されて、第１制御電圧Ｖｄ１を出力する。

そして、始動期間から定常期間に移行すると、起動回路１ｇは脈流電圧Ｖｃの降圧電圧の出力を停止する。一方、コンバータ１ｂは、トランス及びスイッチング素子を具備しており、定常期間では、スイッチング素子をオンオフするスイッチング動作によってトランスの一次巻線に流れる電流を導通、遮断する。そして、トランスの二次巻線に生じる誘起電圧が第１制御電源１ｈへ供給される。すなわち、定常期間において、第１制御電源１ｈはコンバータ１ｂのスイッチング動作による誘起電圧を入力されて、第１制御電圧Ｖｄ１を出力する。

駆動回路１ｆは、第１制御電圧Ｖｄ１によって動作し、制御回路１ｅからスイッチング制御信号Ｓｂを入力され、スイッチング制御信号Ｓｂに基づいて駆動信号Ｓｃを生成する。そして、駆動回路１ｆは、駆動信号Ｓｃをコンバータ１ｂへ出力し、コンバータ１ｂのスイッチング素子をオンオフ駆動する。

第２制御電源１ｉは、第１制御電圧Ｖｄ１を入力され、直流の第２制御電圧Ｖｄ２を出力する。第２制御電圧Ｖｄ２は、制御回路１ｅの動作電圧になる。なお、本実施形態において、第２制御電圧Ｖｄ２は第１制御電圧Ｖｄ１より低い電圧値であるが、第１制御電圧Ｖｄ１と第２制御電圧Ｖｄ２の大小関係は、この関係に限定されない。また、第１制御電源１ｈ及び第２制御電源１ｉは、スイッチング電源、リニア電源のいずれでもよい。

電流検出回路１ｊは、負荷パラメータの大きさに応じた負荷検出信号を出力する負荷検出回路である。本実施形態では、負荷パラメータは負荷電流Ｉｏであり、負荷検出信号は電流検出信号Ｓｄである。電流検出回路１ｊは、例えば負荷電流Ｉｏが流れる電流検出抵抗を備えており、電流検出抵抗の両端電圧を電流検出信号Ｓｄとして制御回路１ｅへ出力する。この場合、電流検出信号Ｓｄは、負荷電流Ｉｏの大きさに比例する電圧値の電圧信号になり、電流検出信号Ｓｄの電圧値が電流検出値（負荷検出値）に相当する。すなわち、電流検出値は、電流検出信号Ｓｄに基づく負荷電流Ｉｏの大きさを表す。

電圧検出回路１ｋは、コンデンサ１ｃの両端間に接続された分圧抵抗の直列回路を備えており、出力電圧Ｖｏを分圧した電圧を電圧検出信号Ｓｅとして制御回路１ｅへ出力する。この場合、電圧検出信号Ｓｅは、出力電圧Ｖｏの大きさに比例する電圧値の電圧信号になり、電圧検出信号Ｓｅの電圧値が電圧検出値に相当する。

そして、制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１、参照信号Ｓａ２、電流検出信号Ｓｄ、及び電圧検出信号Ｓｅに基づいてスイッチング制御信号Ｓｂを生成し、スイッチング制御信号Ｓｂを駆動回路１ｆへ出力する。

制御回路１ｅは、負荷パラメータの目標値として、負荷電流Ｉｏの目標電流の値（電流目標値）を決定する。制御回路１ｅは、電流目標値を決定するために、導通角θの変化に対する感度が低い導通角検出信号Ｓａ１を用いる。制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１の電圧値から導通角θの大きさを読み取り、読み取った導通角θの値に応じて電流目標値を決定する。以降、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角θの値を、導通角検出値θｓ１と呼ぶ。そして、制御回路１ｅは、電流検出値と電流目標値との偏差（差分）が小さくなるように（ゼロに近付くように）、コンバータ１ｂのスイッチング素子のオンデューティを調整するためのスイッチング制御信号Ｓｂを生成する。すなわち、制御回路１ｅは、電流検出値と電流目標値との偏差が小さくなるようにコンバータ１ｂのスイッチング素子のオンデューティを調整するフィードバック制御を行う。この結果、光源１２の調光レベルが調光レベルの指示値になるように、負荷電流Ｉｏが定電流制御される。なお、導通角θの大きさが大きいほど調光レベルの指示値は高いので、導通角θの大きさが大きいほど電流目標値は大きくなる。また、導通角θの大きさが小さいほど調光レベルの指示値は低いので、導通角θの大きさが小さいほど電流目標値は小さくなる。

また、制御回路１ｅは、電圧検出値（電圧検出信号Ｓｅの電圧値）に基づいて、出力電圧Ｖｏの過電圧状態が発生しているか否かを判定する。そして、制御回路１ｅは、過電圧状態が発生していると判定した場合、電流目標値をゼロとして、負荷電流Ｉｏの値がゼロになるようにスイッチング制御信号Ｓｂを生成する。すなわち、制御回路１ｅは、過電圧状態の発生時において出力電圧Ｖｏの出力を停止させる。

上述の点灯システム１１では、コンバータ１ｂがＳＳコンバータであるので、１回の電圧変換で負荷電流Ｉｏを制御することができ、コストダウン及び電気効率の向上を図ることができる。

従来、ＳＳコンバータのスイッチング制御には、汎用的なアナログ制御ＩＣ（Integrated Circuit）が広く用いられている。アナログ制御ＩＣは、電流検出値と電流目標値との偏差を求める。そして、アナログ制御ＩＣは、求めた偏差がゼロとなるようにスイッチング素子をフィードバック制御する。このとき、アナログ制御ＩＣは、ＳＳコンバータのスイッチング素子のオン時間の平均値がほぼ固定値になるように、スイッチング素子を制御する。アナログ制御ＩＣを用いたスイッチング制御では、スイッチング素子に流れる電流（スイッチング電流）が交流電圧Ｖａの正弦波形に応じてスイッチング周期ごとのピーク値が決定されるため、力率改善を容易に実現できる。

しかしながら、ＳＳコンバータが出力する負荷電流には、入力される交流電圧の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の２倍の周波数のリップル電流が重畳してしまう。この結果、光源を調光する際に以下の問題が生じる。まず、入力される交流電圧（入力電圧）の値が、外乱又はノイズなどによって瞬時的に変動すると、ＳＳコンバータのスイッチング素子のオン時にスイッチング電流のピーク値が変動するため、負荷電流にも変動が生じる。この結果、入力される交流電圧の値の瞬時的な変動によって、光源が発する光量が変動し、光のちらつきが生じることがある。

例えば、汎用的なアナログ制御ＩＣは、電流検出値と電流目標値との偏差にフィードバックゲインを掛け合わせることで、スイッチング素子のオン時間の制御値を求める。このとき、オン時間を決定するフィードバックゲインは、アナログ制御ＩＣの周辺回路の定数によって一義に決まる。そのため、全点灯状態に対して最適なフィードバックゲインが設定されると、調光点灯状態ではフィードバックゲインが小さすぎるなどの弊害があった。このため、交流電圧の値の瞬時的な変動に追従してオン時間を変化させるフィードバック制御の応答性（追従性）及び安定性が比較的低く、負荷電流の変動が生じやすかった。

さらに、交流電圧の位相を制御する位相制御式が調光方式として採用された場合、負荷電流のみならず入力電圧も変動するので、位相制御電圧の実効値も変動する。このため、スイッチング素子の制御はより複雑になり、汎用的なアナログ制御ＩＣでは安定性及び追従性を両立させることがより困難であった。そのため、従来、位相制御式が調光方式として採用された場合、ＡＣＤＣコンバータが直流の出力電圧を生成し、ＡＣＤＣコンバータの出力端に光源と定電流回路との直列回路を接続して、交流－直流変換機能と出力電流制御機能とを分離しているものが主流であった。しかしながら、この従来方式では回路が大規模化し、さらに定電流回路に電力損失が生じるという問題があった。

そこで、本実施形態の制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１に応じてフィードバックゲインを変化させる。この結果、交流電圧Ｖａの値の瞬時的な変動に対して負荷電流Ｉｏを定電流制御する際に、光源１２の全点灯状態、調光点灯状態に関わらず高い応答性及び安定性が実現される。

図５は、コンバータ１ｂ（ＳＳコンバータ）のスイッチング素子のオンデューティＤｏｎと負荷電流Ｉｏとの関係を表す静特性図である。ここでは、説明の簡単化のために、スイッチング周期Ｔ１を一定にしており、オン時間をＴｏｎとすると、Ｄｏｎ＝Ｔｏｎ／Ｔ１になる。図５に示すように、オンデューティＤｏｎに対する負荷電流Ｉｏの関係は指数関数によって表される関係になっている。すなわち、オンデューティＤｏｎの変化量ΔＤｏｎに対して、オンデューティＤｏｎが大きい領域（調光レベルが高い領域）における負荷電流Ｉｏの変化量ΔＩｏ１と、オンデューティＤｏｎが小さい領域（調光レベルが低い領域）における負荷電流Ｉｏの変化量ΔＩｏ２とは、ΔＩｏ１＞ΔＩｏ２の関係になる。つまり、負荷電流Ｉｏが変動すると最適なフィードバックゲインも変化することが示されている。

そして、制御回路１ｅは、所定周期でコンバータ１ｂのスイッチング素子をオンさせ、電流検出値と電流目標値との偏差が小さくなるようにスイッチング素子のオンデューティＤｏｎの制御値を決定する。制御回路１ｅは、オンデューティＤｏｎの制御値に基づいてスイッチング制御信号Ｓｂを生成し、スイッチング制御信号Ｓｂを駆動回路１ｆへ出力する。駆動回路１ｆは、スイッチング制御信号Ｓｂにしたがって、コンバータ１ｂのスイッチング素子のオンデューティＤｏｎを増減させる。

本実施形態において、制御値は、前回のオンデューティＤｏｎに対する今回のオンデューティＤｏｎの差分値（前回オンデューティＤｏｎからの増大値又は減少値）である。フィードバックゲインは、制御値を偏差に基づいて求める際に用いられる係数である。本実施形態では、制御回路１ｅは、離散値を扱うデジタルＰＩＤ制御方式によって制御値を求める。この場合、離散値のサンプル番号をｎとし、制御値をＹ（ｎ）とし、フィードバックゲインをα１、α２、α３とし、偏差をＥ（ｎ）とすると、制御回路１ｅは、以下の式１を用いて制御値Ｙ（ｎ）を求める。なお、Ｙ（ｎ－１）は前回の制御値であり、Ｅ（ｎ）は今回の偏差であり、Ｅ（ｎ－１）は前回の偏差であり、Ｅ（ｎ－２）は前々回の偏差である。
Ｙ（ｎ）＝Ｙ（ｎ－１）＋α１×Ｅ（ｎ）＋α２×Ｅ（ｎ－１）＋α３×Ｅ（ｎ－２） ………（式１）
式１のフィードバックゲインα１、α２、α３は、基本的に、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角検出値θｓ１に応じて設定される。具体的に、導通角検出値θｓ１が小さいほど（調光レベルの指示値が低いほど）、フィードバックゲインα１、α２、α３の絶対値はそれぞれ大きくなる。また、導通角検出値θｓ１が大きいほど（調光レベルの指示値が大きいほど）、フィードバックゲインα１、α２、α３の絶対値はそれぞれ小さくなる。

したがって、調光レベルが下がるほどフィードバックゲインα１、α２、α３の絶対値がそれぞれ大きくなる。この結果、交流電圧Ｖａの値の瞬時的な変動に追従してオンデューティＤｏｎを変化させるフィードバック制御の応答性及び安定性が向上し、負荷電流Ｉｏの変動を抑えることができる。

また、調光レベルが低くなるほど位相制御電圧Ｖｂの実効値は小さくなり、調光レベルが高くなるほど位相制御電圧Ｖｂの実効値は大きくなる。しかしながら、本実施形態の制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角検出値θｓ１に対応するフィードバックゲインα１、α２、α３を用いて制御値Ｙ（ｎ）を求めるので、位相制御電圧Ｖｂの実効値の変動に関わらず、フィードバック制御の応答性及び安定性を維持することができる。

すなわち、点灯システム１１は、入力電圧（交流電圧Ｖａ）の値が瞬時的に変動した場合でも、光源１２が発する光のちらつきを低減することができる。

図６及び図７は、コンバータ１ｂが、ＳＥＰＩＣ回路、及びＲＣ平滑回路を備える場合のゲイン特性及び位相特性を示す。なお、ＲＣ平滑回路は、抵抗及びコンデンサを有する。

図６では、調光レベルとして最大レベル（１００％の全点灯状態）を指示されており、図６は、位相制御電圧Ｖｂの実効値が１００Ｖである場合の各特性を示す。図６の上段はゲイン特性Ｙ１１－Ｙ１４を示し、図６の下段は位相特性Ｙ２１－Ｙ２４を示す。ゲイン特性Ｙ１１及び位相特性Ｙ２１は、ＳＥＰＩＣ回路単体の各特性であり、ゲイン特性Ｙ１２及び位相特性Ｙ２２は、制御回路１ｅが実行するデジタルＰＩＤ制御の各特性である。また、ゲイン特性Ｙ１３及び位相特性Ｙ２３は、ＲＣ平滑回路単体の各特性であり、ゲイン特性Ｙ１４は、上述のゲイン特性Ｙ１１－Ｙ１３を合成したゲイン特性であり、位相特性Ｙ２４は、上述の位相特性Ｙ２１－Ｙ２３を合成した位相特性である。さらに、Ｙ１５はゲイン余裕を示し、Ｙ２５は位相余裕を示す。

一方、図７では、調光レベルとして１０％の調光点灯（調光点灯状態）を指示されており、図７は、位相制御電圧Ｖｂの実効値が５０Ｖである場合の各特性を示す。図７の上段はゲイン特性Ｙ３１－Ｙ３４を示し、図７の下段は位相特性Ｙ４１－Ｙ４４を示す。ゲイン特性Ｙ３１及び位相特性Ｙ４１は、ＳＥＰＩＣ回路単体の各特性であり、ゲイン特性Ｙ３２及び位相特性Ｙ４２は、制御回路１ｅが実行するデジタルＰＩＤ制御の各特性である。また、ゲイン特性Ｙ３３及び位相特性Ｙ４３は、ＲＣ平滑回路単体の各特性であり、ゲイン特性Ｙ３４は、上述のゲイン特性Ｙ３１－Ｙ３３を合成したゲイン特性であり、位相特性Ｙ４４は、上述の位相特性Ｙ４１－Ｙ４３を合成した位相特性である。さらに、Ｙ３５はゲイン余裕を示し、Ｙ４５は位相余裕を示す。

本実施形態の制御回路１ｅは、全点灯状態及び調光点灯状態のそれぞれにおいて、調光レベル（負荷電流Ｉｏ及び位相制御電圧Ｖｂの実効値に対応するパラメータ）に応じてフィードバックゲインα１、α２、α３を変化させる。この結果、図６及び図７に示すように、全点灯状態のゲイン特性と調光点灯状態のゲイン特性とがほぼ同じ特性になり、光源１２の点灯状態に関わらず高い応答性が実現される。また、位相余裕も十分に確保されており、高い安定性が実現されている。

なお、図７以外の調光点灯状態においても、調光レベルに応じてフィードバックゲインα１、α２、α３を変化させることで、応答性及び安定性を確保できる。

もし、調光レベルに応じてフィードバックゲインを変化させなければ、ＳＥＰＩＣ回路単体の特性に対応するフィードバックゲインは、位相制御電圧Ｖｂの実効値が減少すれば下がり、また光源１２を調光点灯状態に制御することでも下がる。また、調光レベルに応じてフィードバックゲインを変化させなければ、調光点灯時の位相余裕が減少する。この結果、本実施形態のような高い応答性及び安定性を確保することはできない。

なお、本実施形態では、制御回路１ｅがデジタルＰＩＤ制御を実行するが、デジタルＰＩＤ制御以外の他の制御を実行してもよい。

上述のように、制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１に基づく導通角検出値θｓ１と電流目標値とを予め紐付けている。調光器２が調整する位相制御電圧Ｖｂの導通角θは、環境要因により不安定に微小変動（不安定な変動）することがある。この場合、導通角θの微小変動によって、制御回路１ｅが認識する調光レベルも微小変動すると、電流目標値も不安定に微小変動してしまう。この結果、負荷電流Ｉｏが微小変動し、光源１２の光出力の不安定な微小変動が、人間の目にはチラツキとして認識されてしまう可能性がある。そのため、第１平滑回路１１２ａは、十分に大きな（例えば数秒単位の）第１時定数をもった第１ローパスフィルタによってＰＷＭ信号Ｓｐを平滑することで、導通角検出信号Ｓａ１を生成している。したがって、導通角検出信号Ｓａ１には、導通角θの微小変動が反映され難くなる。

しかしながら、ユーザが光源１２の調光レベルを調節するために調光器２を操作して、位相制御電圧Ｖｂの導通角θが変動すると、導通角検出信号Ｓａ１には、調光器２の操作から第１時定数に応じた遅れ時間（例えば数秒程度）が経過した後に、導通角θの変動が反映される。すなわち、位相制御電圧Ｖｂの導通角θの変動が導通角検出値θｓ１に反映されるまでには、第１時定数に応じた遅れ時間を要する。調光器２の操作から遅れ時間が経過するまでの期間は、導通角θの変動によって位相制御電圧Ｖｂの実効値（または脈流電圧Ｖｃの平均値）が変動し、この結果、コンバータ１ｂの回路ゲインが変化する。また、調光器２の操作から遅れ時間が経過するまでの期間では、負荷電流Ｉｏは、位相制御電圧Ｖｂの実効値（または脈流電圧Ｖｃの平均値）の変動に対して、遅れながら追随している。

以降、調光器２の操作から第１時定数に応じた遅れ時間が経過するまでの期間、すなわち、光源１２の調光レベルが調光器２による調光レベルの指示値（導通角θに対応する指示値）に一致していない期間を過渡期間と呼ぶ。また、光源１２の調光レベルが調光器２による調光レベルの指示値に一致している期間を定常期間と呼ぶ。

過渡期間における位相制御電圧Ｖｂの導通角θと光源１２の調光レベル（負荷電流Ｉｏ）との関係は、定常期間における関係と異なる。図８の特性Ｙ５は定常期間における導通角θと光源１２の調光レベルとの関係を示したものである。一方、過渡期間における導通角θと光源１２の調光レベルとの関係は、図８の斜線部分Ｚ１、Ｚ２の範囲内で成立する。斜線部分Ｚ１は、導通角θに対応する指示値を上回る調光レベルになる場合に負荷電流Ｉｏがとり得る領域である。斜線部分Ｚ２は、導通角θに対応する指示値を下回る調光レベルになる場合に負荷電流Ｉｏがとり得る領域である。

図８に示すように、導通角θと光源１２の調光レベルとの関係は、定常期間と過渡期間とでは異なるので、定常期間に最適なフィードバックゲインα１、α２、α３と過渡期間に最適なフィードバックゲインα１、α２、α３とは、互いに異なる。例えば、ユーザが調光レベルを増加させる操作を調光器２に対して行った場合（導通角θが増加）、位相制御電圧Ｖｂの実効値（または脈流電圧Ｖｃの平均値）が増加し、制御値Ｙ（ｎ）に対するコンバータ１ｂの回路ゲインが増加する。それにも関わらず、定常期間と過渡期間とでフィードバックゲインα１、α２、α３を切り換えなければ、過渡期間が開始されてから上述の遅れ時間が経過するまで、フィードバックゲインα１、α２、α３は主に定常期間のフィードバックゲインになる。したがって、過渡期間ではフィードバックゲインα１、α２、α３が過大又は過少になる場合がある。フィードバックゲインα１、α２、α３が過大になると、負荷電流Ｉｏが振動して、光源１２から発せられる光がちらつくことがある。また、フィードバックゲインα１、α２、α３が過少になると、負荷電流Ｉｏの収束に時間がかかり過ぎる。

そこで、本実施形態では、導通角θの変動により回路ゲインが変化し、一方で負荷電流Ｉｏは導通角θの変動に対して遅れながら追随している過渡期間において、定常期間とは異なるフィードバックゲインα１、α２、α３を設定する。すなわち、電流目標値が同じであっても、定常期間及び過渡期間の各フィードバックゲインα１、α２、α３を、互いに異ならせる。この結果、過渡期間におけるフィードバックゲインα１、α２、α３が過大又は過少となることを抑制できる。

以下、定常期間及び過渡期間の判定方法、並びに定常期間及び過渡期間のそれぞれにおけるフィードバックゲインの設定方法について、具体的に説明する。

制御回路１ｅは、定常期間では負荷電流Ｉｏの大きさを一定に維持する定常制御を行う。制御回路１ｅは、過渡期間では負荷電流Ｉｏの大きさを変化させる過渡制御を行う。そして、制御回路１ｅは、導通角θの複数の値のそれぞれと電流検出値の複数の値のそれぞれとの組み合わせ毎に、定常制御及び過渡制御のいずれかに対応付けた判定用データを予め保持している。判定用データは、導通角θに対応する調光レベルを実現する負荷電流Ｉｏの値を有する組み合わせを定常制御に対応付けている。さらに、判定用データは、導通角θに対応する調光レベルを実現できない負荷電流Ｉｏの値を有する組み合わせを過渡制御に対応付けている。導通角θに対応する調光レベルを実現できない負荷電流Ｉｏの値とは、導通角θに対応する指示値を上回る調光レベルになる負荷電流Ｉｏの値、又は導通角θに対応する指示値を下回る調光レベルになる負荷電流Ｉｏの値である。判定用データは、例えばルックアップテーブルのようなデータ構造で作成される。

そして、制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１に基づく導通角検出値θｓ１及び電流検出信号Ｓｄに基づく電流検出値を判定用データに照合することで、定常制御及び過渡制御のいずれを行うかを判定する。

また、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１及び電流検出値を変数とする判定式（関数）を、判定用データとして予め保持してもよい。この場合、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１及び電流検出値を判定式に代入することで、定常制御及び過渡制御のいずれを行うかを判定する。

制御回路１ｅは、定常制御を行うと判定した場合、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角検出値θｓ１に対応する電流目標値及び定常制御時のフィードバックゲインを求める。例えば、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１の全範囲に亘る各値に電流目標値を対応付けた第１ルックアップテーブル、及び導通角検出値θｓ１の全範囲に亘る各値に定常制御時のフィードバックゲインを対応付けた第２ルックアップテーブルを予め記憶している。そして、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１に対応する電流目標値及び定常制御時のフィードバックゲインを、第１ルックアップテーブル及び第２ルックアップテーブルを参照して求める。

また、制御回路１ｅは、定常制御を行うと判定した場合、導通角検出値θｓ１を変数として電流目標値を求める第１関数、及び導通角検出値θｓ１を変数として定常制御時のフィードバックゲインを求める第２関数を予め記憶していてもよい。この場合、制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角検出値θｓ１を第１関数及び第２関数にそれぞれ代入して、電流目標値及び定常制御時のフィードバックゲインを求める。

制御回路１ｅは、過渡制御を行うと判定した場合、導通角検出信号Ｓａ１から読み取った導通角検出値θｓ１に対応する電流目標値を、定常制御時と同様に求める。そして、制御回路１ｅは、過渡制御を行うと判定した場合、負荷電流Ｉｏ、点灯システム１１の入力電圧、及び目標とする調光レベルに基づいて、過渡制御時のフィードバックゲインを求める。

参照信号Ｓａ２は、導通角θの変化に対する感度が導通角検出信号Ｓａ１よりも高い。そこで、制御回路１ｅは、参照信号Ｓａ２から読み取った位相制御電圧Ｖｂの導通角θの値を導通角検出値θｓ２とする。導通角検出値θｓ２は、導通角検出値θｓ１に比べて、導通角θに対する追従性が高い。そこで、制御回路１ｅは、点灯システム１１の入力電圧（位相制御電圧Ｖｂの実効値）として、導通角検出値θｓ２を用いる。導通角検出値θｓ２が大きいほど、点灯システム１１の入力電圧は大きくなるので、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ２の大きさに基づいて、点灯システム１１の入力電圧を高感度に監視できる。すなわち、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ２の大きさに基づいて点灯システム１１の入力電圧を監視することで、点灯システム１１の入力電圧に対する追従性が向上する。

さらに、制御回路１ｅは、目標とする調光レベルとして、導通角検出値θｓ１又は導通角検出値θｓ２を用いる。

また、制御回路１ｅは、負荷電流Ｉｏとして、負荷電流Ｉｏの電流検出値を用いる。

すなわち、制御回路１ｅは、負荷電流Ｉｏの電流検出値、及び導通角検出値θｓ２の２変数、又は負荷電流Ｉｏの電流検出値、及び導通角検出値θｓ１、θｓ２の３変数に基づいて、過渡制御時のフィードバックゲインを求めることができる。

そこで、制御回路１ｅは、上述の２変数に基づいて過渡制御時のフィードバックゲインを求める場合、負荷電流Ｉｏの電流検出値、及び導通角検出値θｓ２の組み合わせ毎に過渡制御時のフィードバックゲインを対応付けた第３ルックアップテーブルを予め記憶している。そして、制御回路１ｅは、電流検出値、及び導通角検出値θｓ２の組み合わせに対応する過渡制御時のフィードバックゲインを、第３ルックアップテーブルを参照して求める。

また、制御回路１ｅは、電流検出値、及び導通角検出値θｓ２を変数として、過渡制御時のフィードバックゲインを求める関数を予め記憶し、この関数に電流検出値、及び導通角検出値θｓ２を代入することで、過渡制御時のフィードバックゲインを求めてもよい。

また、制御回路１ｅは、上述の３変数に基づいて過渡制御時のフィードバックゲインを求める場合、負荷電流Ｉｏの電流検出値、及び導通角検出値θｓ１、θｓ２の組み合わせ毎に過渡制御時のフィードバックゲインを対応付けた第３ルックアップテーブルを予め記憶している。そして、制御回路１ｅは、電流検出値、及び導通角検出値θｓ１、θｓ２の組み合わせに対応する過渡制御時のフィードバックゲインを、第３ルックアップテーブルを参照して求める。

また、制御回路１ｅは、電流検出値、及び導通角検出値θｓ１、θｓ２を変数として、過渡制御時のフィードバックゲインを求める関数を予め記憶し、この関数に電流検出値、及び導通角検出値θｓ１、θｓ２を代入することで、過渡制御時のフィードバックゲインを求めてもよい。

ここで、負荷電流Ｉｏ、及び目標とする調光レベルに基づいて、調光器２の操作によって導通角θが増加しているのか、又は調光器２の操作によって導通角θが減少しているのか、を区別できる。負荷電流Ｉｏの検出値に対して、導通角検出値θｓ２（目標とする調光レベル）が大きすぎれば、調光器２の操作によって導通角θが増加している。また、制御回路１ｅは、負荷電流Ｉｏの検出値に対して、導通角検出値θｓ２（目標とする調光レベル）が小さすぎれば、調光器２の操作によって導通角θが減少している。この過渡期間における導通角検出値θｓ２と負荷電流Ｉｏの電流検出値との関係は、図８の斜線部分Ｚ１、Ｚ２に対応する。

そして、上述の第３ルックアップテーブル又は関数では、導通角θが増加する方向に調光器２が操作されると、当該過渡制御におけるフィードバックゲインを、当該過渡制御に移行する直前の定常制御におけるフィードバックゲインよりも小さくする。

また、上述の第３ルックアップテーブル又は関数では、導通角θが減少する方向に調光器２が操作されると、当該過渡制御におけるフィードバックゲインを、当該過渡制御に移行する直前の定常制御におけるフィードバックゲインよりも大きくする。

上述のように、点灯システム１１は、過渡制御時には、定常制御時とは異なるフィードバックゲインを用いて、負荷電流Ｉｏをフィードバック制御する。したがって、点灯システム１１は、導通角θに応じて光源１２の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

（第１変形例）
第１変形例の制御回路１ｅは、以下のように、定常期間及び過渡期間を判定してもよい。

図９は、時間ｔ１に導通角θがθ１からθ２に変化した場合の導通角検出信号Ｓａ１、参照信号Ｓａ２、及び脈流電圧Ｖｃの各波形を示す。導通角θ２は導通角θ１より小さく、調光レベルが低下する方向に調光器２が操作されている。

時間ｔ１以前では、導通角θはθ１であり、導通角検出信号Ｓａ１の電圧値及び参照信号Ｓａ２の電圧値は、互いにほぼ同じ値である。したがって、参照信号Ｓａ２の電圧値から導通角検出信号Ｓａ１の電圧値を差し引いた値を差分信号値とすると、差分信号値は、一定の範囲内に収まっている。制御回路１ｅは、差分信号値が一定の範囲に収まっていれば、定常制御を行う。

時間ｔ１に導通角θはθ１からθ２に変動し、時間ｔ１以降では、時定数の小さな参照信号Ｓａ２の電圧値は急激に降下するが、時定数の大きな導通角検出信号Ｓａ１の電圧値はゆっくりと降下する。したがって、時間ｔ１以降では、差分信号値の絶対値は徐々に大きくなり、制御回路１ｅは、差分信号値が一定の範囲を超えると過渡制御を行う。

例えば、導通角θが増加する方向に調光器２が操作されると、差分信号値が正値になる。制御回路１ｅは、過渡制御を行うときに差分信号値が正値であれば、当該過渡制御におけるフィードバックゲインを、当該過渡制御に移行する直前の定常制御におけるフィードバックゲインよりも小さくする。

導通角θが減少する方向に調光器２が操作されると、差分信号値が負値になる。制御回路１ｅは、過渡制御を行うときに差分信号値が負値であれば、当該過渡制御におけるフィードバックゲインを、当該過渡制御に移行する直前の定常制御におけるフィードバックゲインよりも大きくする。

第１変形例においても、制御回路１ｅは、定常期間及び過渡期間を精度よく判定することができる。

（第２変形例）
図１０は、点灯システム１１の第２変形例を示す。

調光レベルが低くなるほど負荷電流Ｉｏが小さくなるため、電流検出信号Ｓｄのノイズ耐性は、調光レベルが低くなるほど低下する。例えば、光源１２が１％の調光点灯状態である場合、電流検出信号Ｓｄの電圧値は、１００％の全点灯状態時の電流検出信号Ｓｄの電圧値に比べて、１００分の１になる。

そこで、第２変形例の点灯システム１１は、オフセット回路１ｍをさらに備える。オフセット回路１ｍは、電流検出値が増大する方向に電流検出信号Ｓｄの大きさをオフセットさせる。そして、制御回路１ｅは、オフセットされた電流検出信号Ｓｄに基づいて電流検出値を求める。

具体的に、オフセット回路１ｍは、電流検出回路１ｊに所定値の直流電流をさらに流すことで、電圧値が大きくなる方向にオフセットした電流検出信号Ｓｄを生成し、電流検出信号Ｓｄのノイズ耐性を向上させている。ここで、オフセット回路１ｍにおける電力損失を低減し、かつ制御回路１ｅに掛かる電気的なストレスを低減するために、オフセット回路１ｍは、第１制御電圧Ｖｄ１又は第２制御電圧Ｖｄ２を電源として、電流検出回路１ｊに供給する直流電流を生成することが好ましい。なお、図１０では、オフセット回路１ｍの電源を第２制御電圧Ｖｄ２としている。

（第３変形例）
図１１は、点灯システム１１の第３変形例を示す。

上述のように、調光レベルが低くなるほど負荷電流Ｉｏが小さくなるため、電流検出信号Ｓｄのノイズ耐性は、調光レベルが低くなるほど低下する。

そこで、第３変形例の点灯システム１１は、偏差増幅回路１ｎをさらに備える。偏差増幅回路１ｎは、電流目標値と電流検出値との偏差を増幅させることで、点灯状態に関わらずノイズ耐性を向上させることができる。

具体的に、制御回路１ｅは、電流目標値に対応する大きさの直流電圧を、電流目標信号Ｓｆとして偏差増幅回路１ｎへ出力する。偏差増幅回路１ｎは、電流目標信号Ｓｆの電圧値と電流検出信号Ｓｄの電圧値との差分電圧を増幅し、偏差信号Ｓｇとして制御回路１ｅへ出力する。そして、制御回路１ｅは、偏差信号Ｓｇの電圧値に基づいて偏差を求める。偏差信号Ｓｇの電圧値が大きいほど、偏差は大きく、偏差信号Ｓｇの電圧値が小さいほど、偏差は小さくなる。

（第４変形例）
上述の実施形態、第１変形例、第２変形例、及び第３変形例では、調光レベルの指示値が低いほど、フィードバックゲインの絶対値を大きくして、フィードバック制御の応答性を早くする（位相余裕を大きくする）ことで、光のちらつきを低減させている。この場合、調光レベルの指示値に応じてちらつきを回避可能なフィードバックゲインの値を設定する必要がある。しかしながら、点灯システム１１が、順方向電圧の特性が異なる複数の光源のそれぞれを光源１２として用いることができるマルチ負荷タイプのシステムである場合、光源１２の順方向電圧の特性によって、ちらつきを回避可能なフィードバックゲインの値が異なる。

そこで、第４変形例では、点灯システム１１は、負荷電圧検出回路を備える。負荷電圧検出回路は、光源１２の両端電圧である負荷電圧Ｖｆを検出し、負荷電圧検出信号を出力する。負荷電圧検出信号は、負荷電圧Ｖｆの大きさに比例する電圧値の電圧信号になり、負荷電圧検出信号の電圧値が負荷電圧値に相当する。すなわち、負荷電圧値は、負荷電圧検出信号に基づく負荷電圧Ｖｆの大きさを表す。

制御回路１ｅは、負荷電圧検出信号に基づいて負荷電圧値を読み取り、負荷電圧値に応じてフィードバックゲインを補正する。具体的に、負荷電圧値が小さいほどフィードバックゲインの絶対値がそれぞれ大きくなる。この結果、交流電圧Ｖａの値の瞬時的な変動に追従してオンデューティＤｏｎを変化させるフィードバック制御の応答性及び安定性が向上し、負荷電流Ｉｏの変動を抑えることができる。

すなわち、複数の光源のそれぞれを光源１２として用いることができるマルチ負荷タイプの点灯システム１１であっても、光源１２として用いられる光源の順方向電圧の特性に応じたフィードバックゲインを設定することができる。この結果、光源１２として用いられる光源の順方向電圧の特性に関わらず、光源１２が発する光のちらつきを低減することができる。

なお、光源１２が有する複数の固体発光素子の各々は、ＬＥＤに限らず、有機ＥＬ（Organic Electro Luminescence、OEL）、又は無機ＥＬなどの他の固体発光素子であってもよい。また、固体発光素子の数は、複数に限らず、１つであってもよい。複数の固体発光素子の電気的な接続関係は、直列接続、並列接続のいずれであってもよいし、直列接続と並列接続とを組み合わせた接続関係であってもよい。

図１２Ａは、天井パネル５に埋込配設されるダウンライトである照明器具Ｂ１を示す。照明器具Ｂ１は、上述の点灯システム１１と、上述の光源１２と、筐体３１，３２とを備える。筐体３１は、アルミニウムなどの金属によって、上面が閉塞され、下面が開口した有底の円筒形状に形成されている。筐体３１は光源１２を支持し、筐体３１の上底面には、光源１２が取り付けられている。光源１２は、基板上に複数のＬＥＤが実装されている。また、筐体３１の下面開口は円板状のカバー３３で閉塞されている。カバー３３は、ガラス又はポリカーボネートなどの透光性材料で形成されている。点灯システム１１は、矩形箱状に形成された金属製の筐体３２に収納され、筐体３２に支持されており、天井パネル５の上面に配置されている。点灯システム１１は、電気ケーブル４１及びコネクタ４２を介して光源１２に電気的に接続されている。

図１２Ｂは、天井パネル５に埋込配設される別のダウンライトである照明器具Ｂ２を示す。照明器具Ｂ２は、上述の点灯システム１１と、上述の光源１２と、筐体６１とを備える。筐体６１は、アルミニウムなどの金属によって、上面が閉塞され、下面が開口した有底の円筒形状に形成されている。筐体６１の下面開口は、円板状のカバー６２で閉塞されている。カバー６２は、ガラス又はポリカーボネートなどの透光性材料で形成されている。筐体６１内は、円板状の仕切板６３によって上下に分割されている。仕切板６３の上面側には、点灯システム１１が配置されており、筐体６１は点灯システム１１を支持している。仕切板６３の下面には、光源１２が配置されている。点灯システム１１は、仕切板６３の通線孔６４を通る電気ケーブル７１によって、光源１２と電気的に接続されている。

照明器具Ｂ１，Ｂ２のそれぞれは、上述の点灯システム１１を備えるので、導通角θに応じて光源１２の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

なお、上述の点灯システム１１では、光源１２としてＬＥＤなどの固定発光素子を想定し、点灯システム１１は、負荷電流Ｉｏを定電流制御する。一方、光源１２が定電圧制御を要求する場合においては、出力電圧Ｖｏを負荷パラメータとし、点灯システム１１が出力電圧Ｖｏを定電圧制御すればよい。この場合、電圧検出回路１ｋが負荷検出回路に相当し、電圧検出信号Ｓｅが負荷検出信号に相当する。さらに、出力電圧Ｖｏの目標値（電圧目標値）が負荷パラメータの目標値に相当する。そして、点灯システム１１が出力電圧Ｖｏを定電圧制御する場合でも、点灯システム１１が負荷電流Ｉｏを定電流制御する場合と同様の効果を得ることができる。つまり、フィードバックする負荷パラメータを負荷電流Ｉｏから出力電圧Ｖｏに置き換えることで、導通角θに応じて出力電圧Ｖｏをフィードバック制御する場合でも、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

以上のように、実施形態に係る第１の態様の点灯システム１１は、電源回路１１０と、負荷検出回路（電流検出回路１ｊ）と、位相検出回路１ｄと、制御回路１ｅと、を備える。電源回路１１０は、交流電圧Ｖａの通電期間である導通角θが可変に設定された位相制御電圧Ｖｂを入力され、スイッチング素子のオンデューティが制御されることで光源１２に直流電力を供給する。負荷検出回路は、電源回路１１０が光源１２に供給する負荷電流Ｉｏ又は電源回路１１０が出力する出力電圧Ｖｏを負荷パラメータとして、負荷パラメータの大きさに応じた負荷検出信号（電流検出信号Ｓｄ、電圧検出信号Ｓｅ）を出力する。位相検出回路１ｄは、導通角θを検出して導通角検出信号Ｓａ１を出力する。制御回路１ｅは、導通角検出信号Ｓａ１に基づく導通角θの検出値（導通角検出値θｓ１）に応じて負荷パラメータの目標値（電流目標値、電圧目標値）を設定する。制御回路１ｅは、負荷検出信号に基づく負荷パラメータの大きさを表す負荷検出値（電流検出値、電圧検出値）と目標値との差分を偏差とする、制御回路１ｅは、偏差を小さくするためのスイッチング素子のオンデューティＤｏｎの制御値Ｙ（ｎ）を求め、制御値Ｙ（ｎ）に基づいてオンデューティＤｏｎを調整するフィードバック制御を行う。そして、制御回路１ｅは、負荷パラメータの大きさを一定に維持する定常制御におけるフィードバック制御のフィードバックゲインα１、α２、α３と、負荷パラメータの大きさを変化させる過渡制御におけるフィードバック制御のフィードバックゲインα１、α２、α３とを異ならせる。

上述の点灯システム１１は、導通角θに応じて光源１２の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

また、実施形態に係る第２の態様の点灯システム１１では、第１の態様において、制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１及び負荷検出値に基づいて、定常制御及び過渡制御のいずれを行うかを判定することが好ましい。

上述の点灯システム１１は、定常制御及び過渡制御のいずれを行うべきかを精度よく判定できる。

また、実施形態に係る第３の態様の点灯システム１１では、第１の態様において、位相検出回路１ｄは、ＰＷＭ回路１１１と、信号平滑回路１１２と、を有することが好ましい。ＰＷＭ回路１１１は、導通角θに応じたオンデューティのＰＷＭ信号Ｓｐを生成する。信号平滑回路１１２は、ＰＷＭ信号Ｓｐを平滑し、導通角検出信号Ｓａ１、及び参照信号Ｓａ２を生成する。信号平滑回路１１２は、第１時定数でＰＷＭ信号Ｓｐを平滑することで導通角検出信号Ｓａ１を生成し、第１時定数より小さい第２時定数でＰＷＭ信号Ｓｐを平滑することで参照信号Ｓａ２を生成する。制御回路１ｅは、導通角検出値θｓ１に応じて目標値を設定し、少なくとも参照信号Ｓａ２を用いて、定常制御及び過渡制御のいずれを行うかを判定する。

上述の点灯システム１１は、定常制御及び過渡制御のいずれを行うべきかを精度よく判定できる。

また、実施形態に係る第４の態様の点灯システム１１では、第３の態様において、信号平滑回路１１２は、第１平滑回路１１２ａと、第２平滑回路１１２ｂと、を備えることが好ましい。第１平滑回路１１２ａは、第１時定数に対応するローパスフィルタを有して導通角検出信号Ｓａ１を生成する。第２平滑回路１１２ｂは、第２時定数に対応するローパスフィルタを有して参照信号Ｓａ２を生成する。

上述の点灯システム１１は、定常制御及び過渡制御のいずれを行うべきかを精度よく判定できる。

また、実施形態に係る第５の態様の点灯システム１１では、第３又は第４の態様において、制御回路１ｅは、過渡制御を行う場合、少なくとも負荷検出値、及び参照信号Ｓａ２に基づいて、フィードバックゲインα１、α２、α３を設定することが好ましい。

上述の点灯システム１１は、過渡制御時におけるフィードバックゲインα１、α２、α３が過大又は過少になることを抑制できる。

また、実施形態に係る第６の態様の点灯システム１１は、第１乃至第５の態様のいずれか一つにおいて、制御回路１ｅは、導通角θが増加して過渡制御を行う場合、当該過渡制御におけるフィードバックゲインα１、α２、α３を、定常制御におけるフィードバックゲインα１、α２、α３よりも小さくすることが好ましい。

上述の点灯システム１１は、過渡制御時におけるフィードバックゲインα１、α２、α３が過大になることを抑制でき、過渡制御時における負荷パラメータ（負荷電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏ）の振動を抑制できる。

また、実施形態に係る第７の態様の点灯システム１１は、第１乃至第６の態様のいずれか一つにおいて、制御回路１ｅは、導通角θが減少して過渡制御を行う場合、当該過渡制御におけるフィードバックゲインα１、α２、α３を、定常制御におけるフィードバックゲインα１、α２、α３よりも大きくすることが好ましい。

上述の点灯システム１１は、過渡制御時におけるフィードバックゲインα１、α２、α３が過少になることを抑制でき、過渡制御時における負荷パラメータ（負荷電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏ）の収束に要する時間を短縮できる。

また、実施形態に係る第８の態様の照明制御システムＡ１は、交流電源９に接続された第１乃至第７の態様のいずれか一つの点灯システム１１と調光器２との直列回路を備える。調光器２は、交流電源９の交流電圧Ｖａの通電期間である導通角θが可変に設定された位相制御電圧Ｖｂを点灯システム１１へ出力する。

上述の照明制御システムＡ１は、導通角θに応じて光源１２の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

また、実施形態に係る第９の態様の照明器具Ｂ１，Ｂ２は、第１乃至第７の態様のいずれか一つの点灯システム１１と、点灯システム１１から負荷電流Ｉｏを供給される光源１２と、少なくとも光源１２が支持される筐体３１，３２，６１と、を備える。

上述の照明器具Ｂ１，Ｂ２は、導通角θに応じて光源１２の明るさをフィードバック制御する場合に、フィードバックゲインが過大又は過少になることを抑制できる。

また、上述の実施形態及び変形例は一例である。このため、本発明は、上述の実施形態及び変形例に限定されることはなく、この実施形態及び変形例以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。

１ 照明装置
１１ 点灯システム
１２ 光源
１１０ 電源回路
１１１ ＰＷＭ回路
１１２ 信号平滑回路
１１２ａ 第１平滑回路
１１２ｂ 第２平滑回路
１ｄ 位相検出回路
１ｅ 制御回路
１ｊ 電流検出回路（負荷検出回路）
１ｋ 電圧検出回路（負荷検出回路）
３１，３２，６１ 筐体
９ 交流電源
Ｂ１，Ｂ２ 照明器具
Ｖａ 交流電圧
Ｖｂ 位相制御電圧
Ｉｏ 負荷電流（負荷パラメータ）
Ｖｏ 出力電圧（負荷パラメータ）
Ｓｄ 電流検出信号（負荷検出信号）
Ｓｅ 電圧検出信号（負荷検出信号）
Ｓｐ ＰＷＭ信号
Ｓａ１ 導通角検出信号
Ｓａ２ 参照信号
Ｄｏｎ オンデューティ
α１、α２、α３ フィードバックゲイン
θ 導通角
θｓ１ 導通角検出値（導通角の検出値）

Claims (9)

1. 交流電圧の通電期間である導通角が可変に設定された位相制御電圧を入力され、スイッチング素子のオンデューティが制御されることで光源に直流電力を供給する電源回路と、
   前記電源回路が前記光源に供給する負荷電流又は前記電源回路が出力する出力電圧を負荷パラメータとして、前記負荷パラメータの大きさに応じた負荷検出信号を出力する負荷検出回路と、
   前記導通角を検出して導通角検出信号を出力する位相検出回路と、
   前記導通角検出信号に基づく前記導通角の検出値に応じて前記負荷パラメータの目標値を設定し、前記負荷検出信号に基づく前記負荷パラメータの大きさを表す負荷検出値と前記目標値との差分を偏差とし、前記偏差を小さくするための前記スイッチング素子の前記オンデューティの制御値を求め、前記制御値に基づいて前記オンデューティを調整するフィードバック制御を行う制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記負荷パラメータの大きさを一定に維持する定常制御における前記フィードバック制御のフィードバックゲインと、前記負荷パラメータの大きさを変化させる過渡制御における前記フィードバック制御のフィードバックゲインとを異ならせる
   点灯システム。
2. 前記制御回路は、
   前記導通角の検出値及び前記負荷検出値に基づいて、前記定常制御及び前記過渡制御のいずれを行うかを判定する
   請求項１の点灯システム。
3. 前記位相検出回路は、
   前記導通角に応じたオンデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路と、
   前記ＰＷＭ信号を平滑し、前記導通角検出信号、及び参照信号を生成する信号平滑回路と、を有し、
   前記信号平滑回路は、第１時定数で前記ＰＷＭ信号を平滑することで前記導通角検出信号を生成し、前記第１時定数より小さい第２時定数で前記ＰＷＭ信号を平滑することで前記参照信号を生成し、
   前記制御回路は、
   前記導通角の検出値に応じて前記目標値を設定し、
   少なくとも前記参照信号を用いて、前記定常制御及び前記過渡制御のいずれを行うかを判定する
   請求項１の点灯システム。
4. 前記信号平滑回路は、
   前記第１時定数に対応するローパスフィルタを有して前記導通角検出信号を生成する第１平滑回路と、
   前記第２時定数に対応するローパスフィルタを有して前記参照信号を生成する第２平滑回路と、を備える
   請求項３の点灯システム。
5. 前記制御回路は、
   前記過渡制御を行う場合、少なくとも前記負荷検出値、及び前記参照信号に基づいて、前記フィードバックゲインを設定する
   請求項３又は４の点灯システム。
6. 前記制御回路は、
   前記導通角が増加して前記過渡制御を行う場合、当該過渡制御における前記フィードバックゲインを、前記定常制御における前記フィードバックゲインよりも小さくする
   請求項１乃至５いずれか一項の点灯システム。
7. 前記制御回路は、
   前記導通角が減少して前記過渡制御を行う場合、当該過渡制御における前記フィードバックゲインを、前記定常制御における前記フィードバックゲインよりも大きくする
   請求項１乃至６いずれか一項の点灯システム。
8. 交流電源に接続された請求項１乃至７いずれか一項の点灯システムと調光器との直列回路を備え、
   前記調光器は、前記交流電源の交流電圧の通電期間である導通角が可変に設定された位相制御電圧を前記点灯システムへ出力する
   照明制御システム。
9. 請求項１乃至７いずれか一項の点灯システムと、
   前記点灯システムから前記負荷電流を供給される光源と、
   少なくとも前記光源が支持される筐体と、を備える
   照明器具。

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