JP6991867B2 - 双方向誘導電力伝送システムのための負荷制御 - Google Patents

双方向誘導電力伝送システムのための負荷制御 Download PDF

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Description

本発明は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムにおける負荷を平衡化するための方法およ
び装置に関する。本発明は、双方向マルチピックアップＩＰＴシステムに特に適している
が、単方向および／またはシングルピックアップシステムにも使用することができる。
誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムは、複数の用途で知られ、使用されている。ＩＰＴ技
術は、効率が高く（通常は８５～９０％）、劣悪な環境で動作可能であり、埃および湿気
による影響を受けない。
典型的なＩＰＴシステムは、３つの主な構成要素、すなわち、ＡＣ電源と、電源に電気
結合されたプライマリ導電経路、コイルまたはパッドと、使用時に負荷に動力を供給する
ためのプライマリ巻線に誘導結合される少なくとも１つの電気的に分離したピックアップ
とで構成される。一般に、電源およびプライマリ巻線は、ＩＰＴシステムのプライマリ側
、ピックアップおよび関連する負荷は、システムのセカンダリ側と呼ばれる。
従来、電源が、電源回路網（一般に「グリッド」と呼ばれる）に電気結合されており、
グリッドから負荷への非接触単方向電力伝送のため、プライマリ巻線にエネルギー供給す
るために使用される。ＡＣまたはグリッド電源からのコンバータによってプライマリ巻線
にエネルギー供給して、プライマリ巻線中に高周波ＡＣ電流が生成され、その結果、プラ
イマリ巻線の周りに継続的に変化する磁界が発生する。エアギャップによってプライマリ
巻線から離隔したそのまたは各々のピックアップは、ファラデーの電磁誘導の法則にした
がってコイルを通過する磁束を変化させることによって電圧が誘起され、それにより非接
触電力伝送を達成するコイルを含む。
一般に、電力を供給するのはプライマリ側のみであるので、単方向ＩＰＴシステムにお
ける電力潮流を制御するためには、プライマリ側のインバータとして働くコンバータと、
ピックアップ側の単純なスイッチモードレギュレータとで十分である。
双方向ＩＰＴシステムは、例えば、グリッドに対する負荷を平衡化することを目的とす
る「非接触」二方向電力伝送が望ましい電気自動車（ＥＶ）システムおよびビークルツー
グリッド（Ｖ２Ｇ）システムのような適用例には理想的である。
しかしながら、双方向ＩＰＴシステムの電力潮流は、単方向システムと比較してより洗
練された制御策を使用して調整されていなければならない。
単方向ＩＰＴシステムとは対照的に、双方向ＩＰＴシステムのプライマリ側とピックア
ップ側の両方は、ソースまたはシンクにいずれかとして働くように構成されなければなら
ない。したがって、電力潮流の方向に応じて、ＡＣ－ＤＣ電力変換またはＤＣ－ＡＣ電力
変換を容易にするために、システムの両側に同一または同様のコンバータトポロジーが必
要とされる。
任意の所与の電力レベルについてのコンバータのＶＡ定格を最小限に抑えるために、並
列補償または直列補償は、通常、プライマリおよびピックアップのコイルインダクタンス
を提供する。したがって、双方向ＩＰＴシステムは、高次共振回路網であり、より洗練さ
れたロバストな制御を必要とする。
電力潮流の量および方向は通常、専用のコントローラを使用して、コンバータによって
生成された電圧の相対位相または大きさのいずれかの制御によって制御される。しかしな
がら、ロバストな機構には、その電力定格を超えることなく、一方側からの電力需要を供
給側によって満たすことができることを保証することが不可欠である。
並列補償型ＩＰＴシステムにおいて採用されるコンバータは、当然、電流源として挙動
する。そのようなシステムにおいて、ソース側の動作をその最大電力レベルまたは定格電
力レベルに制限することは、特に、ピックアップの需要がソース側コンバータの電力処理
能力を超えるときには、常に課題が多かった。主要な例は、２つの側の間の磁気結合が改
善するとき、あるいは、電気自動車（ＥＶ）が充電ベイで充電される場合の様に電力需要
が変化するピックアップに単一のプライマリコンバータによって応じるべきときに生じる
。その上、複数のピックアップの間で電力伝達の共有することおよび優先順位を付けるこ
ともまた、任意の所与の入力電力についての課題と見なされ得る。
プライマリよって供給される電力は、過度な電力需要が検出されると、プライマリコイ
ルまたはトラック電流を低下させることによって制限され得る。しかし、この方策は、他
のピックアップへの電力送達を損なうので、マルチピックアップＩＰＴシステムに適さな
い。その上、より低いトラック電流を使用するシングルピックアップＩＰＴシステムは、
比較的高いＱ係数で動作し、循環エネルギーの増加につながり、システムは構成要素許容
差をより受けやすくなる。
代替的な解決策は、プライマリ側と、１つのピックアップまたは複数のピックアップの
それぞれとの間で、専用のワイヤレス通信インターフェースを採用することである。次い
で、プライマリの最大電力能力を、ワイヤレスインターフェースを介してピックアップに
リレーすることができ、パワーインテークが制限されなければならないことが必要となる
。しかしながら、そのようなワイヤレスインターフェースは、追加のハードウェアおよび
ソフトウェアを必要とするので、構成要素数および複雑性に関して明らかにコストがかか
る。
したがって、本発明の目的は、従来技術の１以上の課題を克服するまたは改善する方法
および／または装置を提供すること、あるいは少なくとも、有用な選択肢を公に提供する
ことである。
本発明のさらなる目的は、以下の記載から明らかになるであろう。
第１の態様において、本発明は、広範には、プライマリ側とセカンダリ側とを有する誘
導電力伝送（ＩＰＴ）システムにおいて使用するための負荷制御方法にあると言うことが
でき、当該方法は、
プライマリ側において、プライマリ側とセカンダリ側との間の電力伝送を感知するステ
ップと、
電力伝送とプライマリ側の力の給電能力との差に比例して、プライマリ側の電力変換装
置の動作周波数を同調周波数に対して変化させるステップと、
セカンダリ側において、動作周波数の前記変化を感知するステップと、
セカンダリ側において、プライマリ側の給電能力を超えないように、動作周波数の前記
変化に比例して前記電力伝送を調整するステップと、
を含む。
好ましくは、動作周波数を変化させるステップは、動作周波数を一連の増分ステップで
変化させることを含む。
好ましくは、動作周波数を変化させるステップは、動作周波数を周期的に変化させるこ
とを含む。
好ましくは、前記動作周波数は、前記周期的変化の全期間にわたって維持される。
代替的には、前記動作周波数は、各期間の一部では維持され、当該ステップが、各期間
の残りの部分では同調周波数に戻ることを含む。
好ましくは、同調周波数は、プライマリ側とセカンダリ側との両者の共振回路が同調さ
れる周波数である。
好ましくは、同調周波数は、１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚである。
好ましくは、同調周波数は、同調周波数の所定の範囲内で変化する。
好ましくは、この所定の範囲は、コンバータのＶＡ定格を最小限に抑えるために、実質
的に±１ｋＨｚまたは同様の範囲である。
第２の態様において、本発明は、広範には、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのプライ
マリ側電力コンバータにおいて使用するための制御方法にあると言うことができ、当該方
法は、
使用時に、プライマリ側電力コンバータとプライマリ側電力コンバータを誘導結合可能
な１以上のＩＰＴピックアップとの間の電力伝送を感知するステップと、
電力伝送とプライマリ側電力コンバータの給電能力との差に比例して、プライマリ側電
力コンバータの動作周波数を同調周波数に対して変化させ、それにより、前記ピックアッ
プのそれぞれによって前記変化が感知され、前記電力伝送が調整される、ステップと、
を含む。
好ましくは、動作周波数を変化させるためのステップは、動作周波数を増分ステップで
変化させることを含む。
好ましくは、動作周波数を変化させるステップは、動作周波数を周期的に変化させるこ
とを含む。
好ましくは、動作周波数を変化させるステップは、各期間の一部では動作周波数を維持
することと、各期間の残りの部分では同調周波数に戻ることとを含む。
好ましくは、同調周波数は、プライマリ側とセカンダリ側との両者の共振回路が同調さ
れる周波数である。
好ましくは、当該方法は、電力伝送を継続的に監視することを含む。
代替的には、当該方法は、電力伝送を周期的に監視するステップを含む。
好ましくは、当該方法は、動作周波数を同調周波数の所定の範囲内で変化させるステッ
プを含む。
好ましくは、当該方法は、プライマリ側電力コンバータを一定のトラック電流に調整す
るステップをさらに含む。
好ましくは、プライマリ側電力コンバータを調整するステップは、プライマリコンバー
タのデューティーサイクルを制御することを含む。
第３の態様において、本発明は、広範には、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのピック
アップにおいて使用するための制御方法にあると言うことができ、当該方法は、
使用時に、ピックアップを誘導結合可能なＩＰＴシステムのプライマリ側の交流電流の
動作周波数の変化を感知するステップと、
使用時に、プライマリ側の給電能力を超えないように、同調周波数からの前記変化に比
例して、ピックアップとピックアップを結合することができる負荷との間の電力伝送を調
整するステップと、
を含む。
好ましくは、当該方法は、
動作周波数と同調周波数との差を判断するステップと、
前記差に比例して電力伝送を調整するステップと
をさらに含む。
好ましくは、電力伝送を調整するステップは、ピックアップコンバータのデューティー
サイクルを制御することを含む。
好ましくは、当該方法は、コンバータの周波数を動作周波数と一致させるステップであ
って、交流電流が継続的にその動作周波数を維持する、一致させるステップをさらに含む
。
代替的には、当該方法は、コンバータの周波数を同調周波数と一致させるステップであ
って、交流電流は、動作周波数と同調周波数とを交互に生じる、一致させるステップを含
むことができる。
第４の態様において、本発明は、広範には、誘導電力伝送プライマリ側電力コンバータ
にあると言うことができ、当該コンバータは、
使用時に、プライマリ側電力コンバータとプライマリ側電力コンバータを誘導結合可能
な１以上のＩＰＴピックアップとの間の電力伝送を感知するための感知手段と、
前記電力伝送とプライマリ側電力コンバータの給電能力との差に比例して、プライマリ
側電力コンバータの動作周波数を同調周波数に対して変化させ、それにより、前記ピック
アップのそれぞれによって前記変化が感知され、前記電力伝送が調整される、制御手段と
、
を含む。
好ましくは、制御手段は、動作周波数を変化させ、動作周波数増分ステップを変化させ
ることを備える。
好ましくは、制御手段は、動作周波数を周期的に変化させる。
好ましくは、制御手段は、各期間の一部では動作周波数を維持し、各期間の残りの部分
では同調周波数に戻す。
好ましくは、同調周波数は、プライマリ側とセカンダリ側との両者の共振回路が同調さ
れる周波数である。
好ましくは、制御手段は、電力伝送を継続的に監視する。
代替的には、制御手段は、電力伝送を周期的に監視する。
好ましくは、制御手段は、動作周波数を同調周波数の所定の範囲内で変化させる。
第５の態様において、本発明は、広範には、本発明の第３の態様の方法を実行するよう
に適合された誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのピックアップにあると言うことができる
。
第６の態様において、本発明は、広範には、本発明の第１の態様の方法を実行する、あ
ついは、本発明の第４の態様のプライマリ側電力コンバータおよび本発明の第５の態様の
少なくとも１つのピックアップを含むように適合された誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム
にあると言うことができる。
すべての新規の態様において考察すべき本発明のさらなる態様が、以下の記載から明ら
かになるであろう。
従来技術による双方向ＩＰＴシステムの回路図である。 本発明の電力対周波数特性のチャートである。 （ａ）はピックアップの需要がプライマリの電力定格を超える状況の本発明によるドループコントローラの動作を示す図であり、（ｂ）はプライマリの電力定格がピックアップの需要を超える状況の本発明によるドループコントローラの動作を示すチャートである。 本発明の１つの実施形態によるピックアップコントローラのブロックダイヤグラムを示す。 ＩＰＴシステムにおける有効電力、無効電力および皮相電力対周波数の波形を示す図である。 ピックアップの需要がプライマリの能力の範囲内であるときの本発明の一実施形態によるプロトタイプＩＰＴシステムのプライマリコンバータおよびセカンダリコンバータの（ａ）シミュレーション波形および（ｂ）実験波形を示す図である。 ピックアップの需要がプライマリの能力によって制限されるときの同じＩＰＴシステムのプライマリコンバータおよびセカンダリコンバータの（ａ）シミュレーション波形および（ｂ）実験波形を示す図である。 同じＩＰＴシステムが順方向電力伝送モードで動作している状態の当該ＩＰＴシステムの（ａ）シミュレートされた電力波形および周波数波形および（ｂ）実験の電力波形および周波数波形を示す図である。 逆電力潮流中の同じシステムのプライマリコンバータおよびセカンダリコンバータの実験波形を示す図である。 図６と同じシステムが逆電力伝送モードで動作している状態の当該プロトタイプＩＰＴシステムの測定電力波形および周波数波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態による例示的なプライマリコントローラのブロック図である。 本発明の第２の実施形態による例示的なセカンダリコントローラのブロック図である。 本発明の第２の実施形態による例示的なＩＰＴシステムの電力波形および周波数波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態による例示的なＩＰＴシステムのプライマリコンバータ波形およびセカンダリコンバータ波形を示す図である。
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照して例として説明する。
本明細書全体を通して、同様の参照番号は、異なる実施形態における同様の特徴を指す
ために使用される。
本発明は、電力潮流をいずれかの方向に調整するために、ＩＰＴシステムの電力周波数
特性を使用する方法および装置を提供する。本方法および装置は、ピックアップの需要が
プライマリ電源の給電能力を超えたときに、最大電力レベルでのプライマリコンバータの
動作を可能にする。本明細書では、ドループ制御と呼ばれる本発明によれば、プライマリ
側は、マスターとして挙動し、その給電能力に関する情報をそのまたは各々のピックアッ
プにリレーするために動作周波数を変化させる。プライマリは、定格電力ではシステムが
同調周波数または設計周波数で常に動作することを保証する。任意の他の電力レベルでは
、システムは、システムのＶＡ要件を損なうことなく、同調周波数を中心とする小さい範
囲の周波数で動作する。各ピックアップは、ドループ特性によって規定されるプライマリ
周波数にしたがってプライマリから電力を抽出する。
ドループ制御の概念は、セカンダリ側にシングルピックアップまたはマルチピックアッ
プのいずれかをもつ単方向ＩＰＴシステムおよび双方向ＩＰＴシステムにも等しく適用可
能である。この概念は、実装が比較的簡単であり、具体的には、ＥＶのフリートが充電ベ
イにおいて充電または放電され得るビークルツーグリッド（Ｖ２Ｇ）システムおよびグリ
ッドツービークル（Ｇ２Ｖ）システムのようなＥＶ適用例にとって魅力的である。
図１は、例えば「Ｂｉ－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ
ｔｒａｎｓｆｅｒ」と題する国際公開第２０１０／０６２１９８号に記載されるような従
来技術の双方向ＩＰＴシステムを示しており、当該国際公開の内容は、本明細書に参照と
して組み込まれる。
ＩＰＴシステムは、プライマリ１と、ピックアップとも呼ばれるセカンダリ２（１つの
ピックアップのみが図示されている）とを備える。プライマリ１とピックアップ２とは、
エアギャップによって離隔されており、コンバータとインダクタ－キャパシタ－インダク
タ（ＬＣＬ）共振回路網とコントローラとを備える同等の電子回路を使用する。プライマ
リコントローラ３とセカンダリコントローラ４とは互い独立しており、エアギャップの両
端間で電力潮流を調整するためにそれぞれに備えられたコンバータを動作させる。プライ
マリコントローラは、トラックと呼ばれコイルＬＴによって表されるプライマリ巻線中に
所望の周波数の一定の正弦波電流を生成するために、ＬＣＬ共振回路網Ｌｐｉ、ＣＴ、Ｌ
Ｔに接続されたプライマリ側コンバータを動作させる。典型的なＩＰＴシステムでは、動
作周波数は、１０～１００ｋＨｚの範囲となる。トラックインダクタンスＬＴは、セカン
ダリまたはピックアップのコイルＬｓｉに磁気結合されている。したがって、ピックアッ
プ２のＬＣＬ回路は、ＬｓｉとＣＳとＬｓｏとを備える。
システムの両側のＬＣＬ回路は、通常、プライマリまたはソース側１のコンバータによ
って発生されるトラック電流の周波数に同調される。ＩＰＴシステムの各コンバータは、
電力潮流の方向に応じて、反転モードまたは整流モードのいずれかで動作される。電力潮
流の量および方向は、以下で説明するように、相対位相角度および／またはコンバータに
よって生成される電圧の大きさによって制御され得る。
プライマリ側コンバータが角周波数ωの基準正弦波電圧Ｖｐｉ∠０を生成する場合、ト
ラック電流ＩＴは、プライマリ側コントローラ３によって一定に保持される。定常状態で
は、トラック電流ＩＴに起因するピックアップコイルＬｓｉ中の誘導電圧Ｖｓｉは、式（
１）によって求めることができる。
Figure 0006991867000001
式中、Ｍは、トラックインダクタンスＬＴとピックアップコイルインダクタンスＬｓｉと
の間の磁気結合を表す。
ピックアップは、セカンダリコントローラによって、ソースまたはシンクのいずれかと
して動作させることができる。動作モードにかかわらず、トラックに反映される電圧Ｖｒ
は、式（２）によって表すことができる。
Figure 0006991867000002
プライマリ側とピックアップ側の両方のＬＣＬ回路が角周波数ωに同調され、Ｌｐｉ＝Ｌ
Ｔ、Ｌｓｉ＝Ｌｓｏである場合、
Figure 0006991867000003
となる。
通常、ＤＣブロッキングキャパシタＣｐｉは、インダクタＬｐｉおよびプライマリ側コ
ンバータと直列に接続される。同様に、ＤＣブロッキングキャパシタＣｓｏはまた、イン
ダクタＬｓｏおよびピックアップ側コンバータと直列に接続される。この状況では、プラ
イマリコンバータとＣＴとの間の実効インダクタンスＬｐｉ，ｅと、ピックアップコンバ
ータとＣＳとの間の実効インダクタンスＬｓｏ，ｅとは、
Figure 0006991867000004
によって求められる。また、
Figure 0006991867000005
という条件を満たす。
これらの条件下では、プライマリ側１の入力電流Ｉｐｉおよびトラック電流ＩＴは式（
４）および式（５）によって求められることが分かる。
Figure 0006991867000006
Figure 0006991867000007
同様に、ピックアップ回路２の入力電流Ｉｓｉおよび出力電流Ｉｓｏは、式（６）およ
び式（７）によって求めることができる。
Figure 0006991867000008
Figure 0006991867000009
Ｉｓｏについては、式（１）～（７）を使用して解く。
Figure 0006991867000010
出力の等価な交流電圧またはピックアップ側２コンバータの入力電圧がＶｓｏ∠－θに
よって求められる場合、式（９）によってピックアップの電力出力Ｐｏが求められる。
Figure 0006991867000011
（９）のＶｓｏとＩｓｏとに代入する。
Figure 0006991867000012
位相角θが±９０°のときに電力伝送が最大となることは式（１０）から明らかである
。進み位相角は、ピックアップからプライマリへの電力伝送を構成し、遅れ位相角は、プ
ライマリからピックアップに電力伝送をイネーブルする。したがって、任意の所与のプラ
イマリ電圧およびピックアップ電圧については、プライマリコンバータおよびセカンダリ
コンバータによって生成される電圧の大きさと相対位相角の両方を制御することによって
、プライマリとピックアップとの間の電力潮流の量と方向の両方を調整することができる
。
ＩＰＴシステムの典型的な電力対周波数特性によれば、ＬＣＬ回路網の同調周波数にお
ける動作は、０無効電力またはＶＡＲ循環を保証し、任意の所与の電力レベルについて、
コンバータの必要ＶＡ定格を最低限に制限する。同調周波数を下回るまたはそれを上回る
周波数におけるシステムの動作は、常に、コンバータの最大有効電力処理能力においてＶ
ＡＲ循環およびドロップを生じることになる。しかしながら、図２に示したようなＩＰＴ
システムの電力対周波数特性は、同調周波数あたりの動作周波数におけるわずかな変化は
、電力処理能力の著しいドロップも、ＶＡ定格を超えるための循環エネルギーの増大も生
じない。ＩＰＴシステムの電力周波数特性のこの特徴は、以下にさらに詳細に記載するよ
うに、本発明において利用される。
第１の実施例
図２に示したＩＰＴシステムの電力対周波数ドループ特性は、本発明のドループ制御技
法にしたがって電力潮流を制御するために、周波数がどのように線形に変化し得るかを示
す。この実施例および提供される他の実施例では、必ずしも線形変化するわけではなく、
すなわち、動作周波数の変化は、電流電力伝送と給電能力との差に非線形比例することが
ある。
プライマリ側は、ドループ特性にしたがって動作周波数を規定し、ピックアップコンバ
ータは単純に追従する。どちらの側も、システムが定格電力を送達するまたは受信すると
きにのみ同調周波数ｆｏで動作する。他のすべての電力レベルでは、このシステムは、シ
ステムのＶＡ定格に背くことなく、わずかに離調した周波数で動作する。
最大動作周波数ｆｍａｘおよび最小動作周波数ｆｍｉｎは、順方向電力潮流および逆方
向電力潮流中のそれぞれのプライマリおよびピックアップの無荷重動作または０電力伝送
動作にそれぞれ対応する。通常、ｆｍａｘおよびｆｍｉｎは、同調周波数数百ヘルツ上回
るまたは下回るように（典型的には１０～４０ｋＨｚの範囲内の具体的な周波数に）設定
される。周波数のこの比較的小さい変化により、プライマリコンバータおよびセカンダリ
コンバータの両方のＬＣＬ回路網が実質的に同調されたままであり、しかも、同調周波数
ｆ０と比較して、プライマリ／セカンダリコントローラによって検出されるのに十分な大
きさであることが保証される。１つの実施形態では、周波数は、ピックアップをプライマ
リに同期させるためにも使用される位相ロックループ（ＰＬＬ）を使用して、検出および
測定される。ＰＬＬの出力は、マイクロコントローラの割込みピンに供給される方形波で
ある。マイクロコントローラのタイマーは、割込み同士間の時間を測定し、連続する割込
みを平均化（またはより適切に）することによって、動作周波数が推定され得る。
検出され得る最小変化はタイマーの速度に依存し、タイマーが１６ＭＨｚで動作する場
合には、検出され得る最小変化は５０Ｈｚである。これは、より速いマイクロコントロー
ラを用いて改善され得る。
図３（ａ）および図３（ｂ）を参照して、例としてドループ制御について記載する。プ
ライマリ（Ｐｍａｘ，ｐである）の電力定格よりも高い電力定格Ｐｍａｘ，ｓを有するピ
ックアップが、ｆｍａｘで（すなわち、負荷なく）アイドリングしているプライマリコン
バータから電力を抽出し始めるときの状況について考える。この状況は、図３（ａ）では
点Ａによって示される。ピックアップコントローラ４は、点Ｂによって示すように、プラ
イマリはｆｍａｘでアイドリングしており、電力の抽出開始を検出する。１つの実施形態
では、プライマリコントローラ３は、コントローラ３によって設定されるサンプリングレ
ートのその電力出力を、継続的または周期的に監視する。サンプルからの電力出力は、一
定の時間期間にわたる推定電力出力を求めるために平均化される。サンプリングレートは
、動作周波数およびマイクロコントローラの速度を考慮に入れて、推定出力電力が、周波
数を変化させることによってピックアップ側に搬送すべき実出力電力の良好な指標となる
ように判断される。ピックアップ２が電力を取り始めことを認識すると、プライマリコン
バータは、次のサンプリング時に、動作周波数を点Ｃによって示されるｆｃまで低減する
。ピックアップ２は、次に、新しい動作周波数に固定し、周波数が依然としてｆｏよりも
高いことを認識し、したがって、より多くの電力を抽出し続ける。このプロセスは、動作
周波数がドループ特性上の同調周波数ｆ０または点Ｄに収束するまで続く。周波数がｆ０
であることを検出したピックアップ２は、プライマリ１が最大可能電力レベルであり、そ
のパワーインテークをＰｍａｘ，ｐに制限することを認識する。
対照的に、図３（ｂ）は、ピックアップの需要がプライマリの電力定格よりも低い状況
を示す。この状況では、システムは、セカンダリの電力処理能力Ｐｍａｘ，ｓに対応する
安定した動作周波数ｆＤへと安定し、動作周波数ｆＤは、プライマリの電力処理能力Ｐｍ
ａｘ，Ｐと対応する同調周波数ｆｏよりもわずかに大きい。別のピックアップがある場合
、システムはまた、プライマリコントローラによって規定される周波数に応じた電力を取
る。プライマリは（すなわち、両方のピックアップによって取られる）電力出力を推定し
、それに応じて、その動作周波数を変え、その給電能力（または供給され得る残存電力）
を両方のピックアップに示す。このプロシージャは、プライマリがその給電能力に達する
まで続く。
図２の提案されたドループ特性から、動作周波数ｆは式（１１）によってプライマリ電
力Ｐｐに関係付けられることが分かる。
Figure 0006991867000013
式中、ｄｆ／ｄｐは、必要に応じて変わり得る電力対周波数ドループである。システムの
効率がηであると仮定される場合、ピックアップ電力Ｐｓは式（１２)によってプライマ
リ電力Ｐｐに関係付けられる。
Figure 0006991867000014
式（１１）で式（１２）を代入する。
Figure 0006991867000015
Figure 0006991867000016
式（１３）および式（１４）を使用して，動作周波数および電力スループットを分析す
ることができ、以下で説明するように、提案されたドループコントローラを実装すること
が必要な関係が与えられる。
式（１０）によれば、プライマリ１とピックアップ２との間の電力潮流は、所与のプラ
イマリ電圧について力率１でピックアップ側コンバータによって発生される電圧の制御に
よって調整され得る。１つの実施形態では、プライマリコンバータは、定電圧を発生させ
、トラック電流をすべての負荷について一定に保つように、方形波電圧によって駆動され
る。ピックアップコンバータＶｓｉによって発生された電圧は、必要に応じて、パルス幅
変調によって調整される。図１のＨブリッジスイッチコンバータの場合、例えば、ピック
アップ側コンバータは、２つのレッグ（各レッグは２つのスイッチを含んでいる）を有す
る。調整１１は、レッグを互いに対して位相シフトαで駆動することによって達成した。
０°または３６０°の位相シフトは、最大可能電圧の方形波を発生させ、両方の方向の最
大電力潮流（すなわち、１００％デューティーサイクル）に対応する。対照的に、１８０
°の位相シフトは、トラックからピックアップを効果的に結合解除することによって短絡
を生成するので、ゼロ電圧（すなわち０％デューティーサイクル）を発生させる。位相シ
フトは、効果的な出力電圧を、したがって電流を変化させるので、電力出力は、位相シフ
トによって制御され得る。
図４に、本発明によるピックアップドループコントローラ４の１つの実施形態のブロッ
ク図を例として示す。ピックアップコントローラ４は、ピックアップコイルＬＳｉ電圧Ｖ
ｓｉを感知し、プライマリコンバータの周波数を判断するために位相ロックループ（ＰＬ
Ｌ）を使用する。動作周波数と同調周波数ｆ０との間の誤差は、所望の電力を抽出するた
めに必要な位相シフトａを発生させるために、比例積分（ＰＩ）コントローラに供給され
る。位相シフトが０°～３６０°に保たれることを保証するために、ＰＩコントローラの
出力に限界値が配置される。１８０°では、電力は一切伝送されないが、０°および３６
０°は、順方向および逆方向の最大電力にそれぞれ対応する。
式（８）によって求められるピックアップの出力電流は、式（３）によって求められる
ように、完全に同調させた状態で導出された。しかしながら、ドループコントローラは、
ピックアップのパワーインテークを調整するために、動作周波数を変化させる。したがっ
て、定格電力以外では、システムは離調状態で動作する。周波数の変化に起因する有効電
力と無効電力の両方の大きさに対する影響は、離調状態下のシステム変数について式を導
出することによって調べることができる。
任意の所与の動作角周波数ωについて、ピックアップの出力電流は、式（１５）によっ
て求められる。
Figure 0006991867000017
ただし、
Figure 0006991867000018
ピックアップの有効電力出力は式（９）によって求められ、ピックアップの無効電力Ｑ
ｏは式（１６）によって求められる。
Figure 0006991867000019
システムが同調周波数で動作しているとき、ピックアップの有効電力成分および無効電
力成分は、式（１０）および式（１７）によって求められる。
Figure 0006991867000020
したがって、周波数の変化に起因するＰｏおよびＱｏに対する影響は、式（９）、（１
５）および（１６）を使用することによって分析することができる。図５は、電力の有効
成分、無効成分および皮相成分が動作周波数とともにどのように変化するかを示している
。電力を計算するために分析式を使用すると、プライマリ側コンバータもピックアップ側
コンバータも、９０°の相対位相角で定格電圧を生成するとみなされる。システムは、式
（１７）によって求められるように、２０ｋＨｚの同調周波数において力率１で動作して
いることは、図５から明らかである。システムの周波数が変化されると、システムの無効
電力要件が増大し、したがって、ＶＡ定格も増大する。しかしながら、ドループコントロ
ーラによって採用される最高周波数変化が狭帯域内に保たれる場合、無効電力の増加も皮
相電力の増加も比較的少なく、コンバータのＶＡ定格を損なうことはない。
本発明の「ドループ」制御技術のシミュレーションは、１ｋＷのプライマリ双方向コン
バータと１．５ｋＷの双方向ピックアップコンバータとを備えるプロトタイプのＩＰＴシ
ステムを用いて実験的に検証された。プロトタイプのシステムのパラメータを表１に示す
。
Figure 0006991867000021
カリフォルニア州サンノゼのＡｔｍｅｌ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎから入手可能な、Ａ
Ｔｍｅｇａ－３２４Ｐモデル８ビットマイクロコントローラを使用して、プライマリおよ
びピックアップ側「ドループ」コントローラを実装した。方形波電圧を生成し、５５Ａの
一定のトラック電流を維持するように、２００Ｖ ＤＣ電源によって供給され、１ｋＷに
制限されるプライマリ側コンバータを制御した。プライマリコンバータから電力を提供す
るまたは抽出するために、ピックアップをトラックに磁気結合した。ピックアップ側コン
バータを、２００Ｖ ＤＣ電源により動作させ、プライマリに関して９０度位相遅れで駆
動させ、それにより、式（１０）にしたがって同調したときに、システムが力率１で動作
することが保証された。ピックアップコントローラは、プライマリコンバータによって規
定される周波数でピックアップ側コンバータを動作させ、供給されるまたは抽出される電
力量を制御するために、そのフルブリッジコンバータの２つのレッグ間で位相シフトを変
化させる。
ピックアップの電力定格がプライマリの電力定格よりも低いときのシステムのシミュレ
ートされた定常状態波形を図６（ａ）に示す。プライマリは、低電力需要を満たすために
、同調周波数からわずかにはずれた周波数で動作する。最上部のプロットおよび３つ目の
プロットから、ピックアップは、プライマリコンバータ電圧Ｖｐｉより遅れた方形波電圧
Ｖｓｉを生成することが明らかである。したがって、電力は、プライマリからピックアッ
プに流れる。トラック電流ＩＴは、約５５Ａ ｒｍｓの正弦波であり、一定である。
図６（ｂ）は同じ状態での実験結果を示し、シミュレーション結果と実験結果とは非常
によく似ていることが明らかである。
図７は、ピックアップの電力需要が１ｋＷのプライマリ給電能力よりも高いときのシス
テムの（ａ）シミュレーション波形および（ｂ）実験波形を示す。ピックアップ電力を増
大させるために、位相シフトαを増大させること（すなわち、セカンダリインバータのデ
ューティーサイクルを増加させること）によって、Ｖｓｏの大きさを増大させた。Ｖｓｏ
の増大は図７から明らかである。ピックアップ電力が約１ｋＷに達すると、プライマリ周
波数は同調周波数に収束し、ピックアップコントローラの電力を強制的に１ｋＷの最大値
に制限する。出力電力の変化にかかわらず、プライマリコントローラは、一定のトラック
電流ＩＴを維持している。この状況でも、シミュレーション結果と実験結果とは、非常に
良好に合致している。
図８（ａ）は、プライマリ電力、ピックアップ電力限界および動作周波数のシミュレー
トした経時変化を示す。最初に、ピックアップコントローラは、０．５ｋＷの最大電力レ
ベルに設定される。したがって、システムは、ｆ０よりも大きい周波数で動作するように
安定し、プライマリ電源がその最大電力レベルで動作していないことが示される。０．２
５秒に、ピックアップ電力基準は、プライマリ電源の給電能力よりも大きい１．５ｋＷに
変更される。ピックアップコントローラは、パワーインテークを徐々に増大させ、プライ
マリコントローラは、パワーインテークがプライマリの最大能力に達していることを示す
ために動作周波数を低減させる。最終的には、動作周波数は、２０ｋＨｚの同調周波数で
安定し、ピックアップは、１．５ｋＷのより高い基準値であるにもかかわらず、そのパワ
ーインテークを１ｋＷに制限する。図８（ｂ）は、同じ状態での実験結果を示す。プロト
タイプのマイクロコントローラの制限された処理能力によって生じるピックアップコント
ローラのより遅い応答時間は別として、シミュレーション結果および実験結果は、良好に
合致しており、ドループ制御技法の妥当性が確認される。
図９は、逆電力潮流中のプロトタイプのプライマリコンバータおよびセカンダリコンバ
ータの測定電圧波形および電流波形を示す。両方のコンバータの電圧および電流の大きさ
は順方向電力潮流に対応するものと同様であるが、予想通り、プライマリコンバータ電圧
Ｖｐｉはピックアップ電圧Ｖｓｏより遅れている。電力潮流は、コンバータのデューティ
ーサイクルを制御するためにコンバータのレッグ間の位相シフトαを使用して、ピックア
ップ電圧Ｖｓｏの大きさを変化させることによって再度制御される。
逆電力潮流中のコントローラの測定された挙動を図１０に示す。ピックアップコンバー
タの基準電力レベルは、最初０．５ｋＷに設定され、システムは、同調周波数ｆ０より下
に変動し、０．５ｋＷをプライマリに送達する。負リファレンス（すなわち、同調周波数
を下回る動作周波数）は、（すなわち、プライマリにピックアップからの）逆電力潮流を
示すことを留意されたい。０．２５秒には、ピックアップの基準電力レベルは、プライマ
リの能力を超える１．５ｋＷまで上昇する。セカンダリコントローラは、好ましくは複数
のステップで電力を徐々に増大させ、プライマリコントローラは、１ｋＷのその電力限界
に達すると２０ｋＨｚの同調周波数に向かって収束する動作周波数を増大させることによ
って応答する。その時点で、セカンダリコントローラは、動作周波数が同調周波数ｆ０で
あることを感知し、ピックアップがより多くの電力を供給することが可能であっても、電
力伝送を１ｋＷに制限する。
第２の実施例
本発明の代替実施形態では、プライマリコントローラは、周期的または間欠的にトラッ
ク電流の周波数を変調するように適合され、ほとんどの時間にわたって同調周波数ｆ０で
動作する。したがって、本発明の第１の実施例は、（変化する）動作周波数を継続的に維
持する、または動作周波数を少なくとも反復的に監視するということができるが、この第
２の実施例では、変化する動作周波数と不変の同調周波数ｆ０とが交互に生じる。
したがって、プライマリコンバータは、その残りの給電能力に関する情報を、短い持続
時間わたってそのまたは各々のピックアップにリレーすると同時に、システムのＶＡ定格
を最小限に抑えるために残りの時間にわって所望の同調周波数で動作する。そのまたは各
々のピックアップは、それ自体の特性にしたがって、周波数変調によって規定される電力
を抽出する。
上述したように、ＶＡ要件を最小限に抑えながら電力出力を最大にするためには、ＬＣ
Ｌ回路網の同調周波数ｆ０でシステムを動作させることが常に好ましい。わずかに同調周
波数を上回るまたはそれを下回る周波数でのシステムの動作は、必ず、システムが提供す
ることができる最大電力のドロップを生じる。しかしながら、システムは、短い時間期間
にわたって周波数を変更することのみよって、ほとんどの時間にわたって、同調周波数で
動作しており、最小無効電力で最大有効電力を供給している。
したがって、本発明のこの実施形態によれば、プライマリコントローラもピックアップ
コントローラも、変調の瞬間中以外は同調周波数で動作する。動作周波数は、変調中に緩
やかに変化し（すなわち、複数の増分ステップで増大または低減し）、それにより、ピッ
クアップは、プライマリと同期したままでいる（すなわち、同じ周波数を維持する）こと
が可能である。ΔＰは、最大電力とプライマリコンバータによって供給されている現在の
電力との差を表す。同調周波数ｆ０は、プライマリが出力する最大電力に対応し、最高周
波数ｆｍａｘおよび最大周波数ｆｍｉｎは、順方向および逆方向の無負荷電力または最大
利用可能電力にそれぞれ対応する。ｆｍａｘおよびｆｍｉｎは、ＬＣＬ回路網が実質的に
同調されたままとなることを保証するために、通常、第１の実施例に関して上述したよう
に、同調周波数を数百ヘルツ上回るまたは下回るように設定される。
プライマリとピックアップとの間の電力潮流は、ピックアップ側コンバータによって生
成される電圧の制御によって調整することができる。好適なコントローラのブロック図を
図１２に例として示す。ピックアップコンバータによって生成される電圧Ｖｓｏは、必要
に応じて、α（コンバータのレッグを切り替える間の位相シフト）を制御することによっ
て調整され、式（１８）によって求められる。
Figure 0006991867000022
式中、ＶｏｕｔはＤＣ出力電圧ωＴ＝２πｆ０であり、θはＶｐｉとＶｓｏとの間の位相
遅れである。
図１１に示すプライマリコントローラは、プライマリコンバータから流れる電力である電力（ＰＰｉｎ）を測定する。次いで、プライマリが供給することができる最大電力から電力ＰＰｉｎを減算し、プライマリが供給することが可能である残りの利用可能電力ＰΔを求める。次いで、変化するΔＰに、プライマリインバータの周波数を変化させる変調関数を乗算する。周波数変調は、好ましくは１秒間に１度周期的に行われるが、電力潮流が急速に変化しているときには、コントローラは、システムが安定して動作していることを保証するために、より頻繁にジッタ（すなわち、動作周波数の周期的変調）を発生させる。
本発明のこの実施形態による制御技法の動作について、図１に示したような、３ｋＷピ
ックアップコンバータとともに２．５ｋＷプライマリ双方向コンバータを備える例示的な
ＩＰＴシステムを参照しながら以下にさらに詳細に記載する。
プライマリコンバータおよびピックアップコンバータは、方形波電圧ＶｐｉおよびＶｓ
ｏを生成するように制御される。プライマリは、４５Ａの一定のトラック電流を維持する
ように制御される。この電流は、動作周波数中のジッタが周期的に生じる状態で同調周波
数ｆ０において動作し、その間、残りの利用可能電力は、周波数中のシフトを介してセカ
ンダリ側のそのまたは各々のピックアップに通信される。ピックアップコンバータは、プ
ライマリに対してπ／２ラジアン位相遅れで駆動される。ピックアップコントローラは、
コンバータのレッグ間の位相シフトαを変化させることが可能であり、コンバータのデュ
ーティーサイクルを効果的に変化させることによって、コンバータから抽出または供給さ
れる電力を制御する。
図１３は、プライマリからピックアップに電力を供給するシステムの電力と周波数と位
相シフト（α）とを示す。プライマリコントローラの限界は２．５ｋＷに設定され、ピッ
クアップコントローラの限界は、最初、１．５ｋＷに設定される。１００ミリ秒後、ピッ
クアップ限界は、プライマリが供給することができる２．５ｋＷよりも大きい３ｋＷまで
増大し、これにより、ピックアップコントローラは、それが取る電力が制限される。周波
数（ｆ）は、ほとんどの時間にわたって、システムが同調周波数（２０ｋＨｚ）で動作す
ることを示す。しかしながら、ジッタ中、周波数はわずかに変化する。図１４は、高電力
定常状態ポイントでのコンバータの動作を示す。プライマリコンバータは、１００％のデ
ューティーサイクルで動作しているが、セカンダリコンバータのデューティーサイクルは
、負荷によって引き出される電力を２．５ｋＷの最大値に制限するために、実質的により
少ないことが分かる。プライマリトラック電流ＩＴは、４５Ａの一定の正弦波である。
以上のことから、様々な態様における本発明は、負荷制御方法、利用可能電力の指標提
供するために周波数を変化させるように適合されたＩＰＴ電源、トラック周波数の変化感
知し、それに応じて電力伝送を制限するように適合されたＩＰＴピックアップ、ならびに
／あるいは、利用可能電力をプライマリからそのまたは各々のピックアップに通信するた
めにトラック電流の周波数の変化を使用するＩＰＴシステムで見られることが了解されよ
う。ＩＰＴシステムは、単方向でもまたは双方向でもよく、本発明の範囲から逸脱するこ
となく、１以上のＩＰＴピックアップを備え得る。
本発明によるコントローラは、個別電子構成要素または集積回路を含み得る１以上の構
成要素からなるハードウェア中に純粋に実装することができる。それに代えて、またはそ
れに加えて、本発明は、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）またはフィールドプログ
ラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のようなプログラム可能なハードウェア構成要素を使
用して、あるいは、それに応じてプログラムされるマイクロコントローラまたは汎用パー
ソナルコンピュータ（ＰＣ）を含み得る計算手段またはプロセッサによって実行されるソ
フトウェアによって実装することができる。しかしながら、典型的には、本発明は、上述
の構成要素の組合せを使用する埋込み型システムとして実装される。
したがって、本発明は、専用の通信リンクなしに、必要なときに電力を制限しながら両
方向の電力潮流を調整するために、システムの電力周波数特性を利用するＩＰＴ負荷制御
技法を提供する。コントローラは、専用の通信リンクなしに、ロバストかつ低コストで実
装することが比較的容易である。それは、単一または複数のピックアップＩＰＴシステム
に適用可能であり、電力定格を変化させる電気自動車（ＥＶ）が単一のプライマリ電源か
ら「効果的」に充電／放電することになるビークルツーグリッド（Ｖ２Ｇ）システムのよ
うな適用例について理想的である。本制御技法は双方向システムを用いて動作し、したが
って、「セカンダリ」側またはピックアップが「プライマリ」側になり、同じ技法が使用
される。
コンテキストが別段の記載を明らかに要求しない、説明全体にわたって、「備える（「
ｃｏｍｐｒｉｓｅ」、「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」）という単語は、排他的または網羅的な
意味ではなく包含的意味で、すなわち、「限定はしないが、含む」という意味で解釈すべ
きである。
本発明について、例として、その可能な実施形態に関して説明してきたが、本発明の範
囲から逸脱することなく、修正または改良を行い得ることを理解されたい。本発明は、公
判に、本出願の明細書で参照された、またはそこに示された部品、エレメントまたは特徴
のうちの２つ以上の任意のまたはすべて組合せで、前記部品、エレメントおよび特徴で、
個々にまたは集合的に構成されるということができる。さらに、既知の等価物を有する本
発明の特定の構成要素または完全体について参照された場合、そのような等価物は、あた
かも個々に記載されたかのように本明細書では組み込まれる。
本明細書全体を通じた従来技術に関するあらゆる議論は、決して、そのような先行技術
が広く知られていること、または、当技術分野の通常の一般的な知識の一部を形成するこ
とを承認するものと見なされるべきではない。

Claims (20)

  1. 共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの送電側であるプライマリ側の電力コンバータを制御する方法であって、
    前記プライマリ側の電力コンバータが、共振回路及び前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのプライマリ導体に電流を供給している間に、送電側であるプライマリ側のコントローラにより、前記プライマリ側の電力コンバータの出力電力を測定するステップと、
    前記プライマリ側の電力コンバータの測定した出力電力に応答して、前記送電側であるプライマリ側のコントローラにより、前記プライマリ側の電力コンバータのスイッチング周波数を制御し、前記プライマリ側の電力コンバータが供給することができる残りの利用可能電力を前記プライマリ導体に非接触結合された受電側である１つ以上のピックアップに送電しながら通信するステップと、を有し、
    前記残りの利用可能電力は、前記プライマリ側の電力コンバータが供給することができる最大電力から前記測定した出力電力を減算した電力である、方法。
  2. 前記方法は、前記プライマリ側の電力コンバータの前記スイッチング周波数を、前記共振回路の同調周波数から、前記プライマリ側の電力コンバータの前記残りの利用可能電力を表す周波数まで間欠的に変化させて、前記プライマリ側の電力コンバータの前記残りの利用可能電力を送電しながら通信するステップを有する、請求項１に記載の方法。
  3. 前記方法は、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの前記１つ以上のピックアップとの同期を維持するために、前記スイッチング周波数を増分ステップで変化させるステップを有する、請求項１に記載の方法。
  4. 前記方法は、前記共振回路の同調周波数の所定の範囲内に前記プライマリ側の電力コンバータの前記スイッチング周波数を維持するステップを有する、請求項１に記載の方法。
  5. 前記方法が、前記プライマリ側の電力コンバータの前記出力電力を反復的に測定するステップを有する、請求項１に記載の方法。
  6. 前記方法は、前記プライマリ側の電力コンバータの前記出力電力を周期的に測定するステップを有する、請求項１に記載の方法。
  7. 共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリであって、
    受電側である少なくとも１つの誘導電力ピックアップに電力を誘導的に伝送するように構成されたプライマリ導体と、
    前記プライマリ導体に電気的に接続された共振回路と、
    前記共振回路に電気的に接続され、前記プライマリ導体内の電流を駆動するように構成された電力コンバータと、
    前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの出力電力を測定し、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの測定した出力電力に応答して、前記電力コンバータのスイッチング周波数を制御し、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリが供給することができる残りの利用可能電力を前記プライマリ導体に非接触結合された受電側である１つ以上の誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップに送電しながら通信するように構成されるコントローラと、を含み、
    前記残りの利用可能電力は、プライマリ側の前記電力コンバータが供給することができる最大電力から前記測定した出力電力を減算した電力である、共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリ。
  8. 前記コントローラは、前記電力コンバータの前記スイッチング周波数を、前記共振回路の同調周波数から、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの前記残りの利用可能電力を表す周波数まで間欠的に変化させて、前記残りの利用可能電力を前記１つ以上の誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップに送電しながら通信するように構成される、請求項７に記載の共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリ。
  9. 前記コントローラは、前記１つ以上の誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップとの同期を維持するために、前記スイッチング周波数を増分ステップで変化させるステップを有するように構成される、請求項７に記載の共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリ。
  10. 電力コンバータであって、
    誘導電力伝送のために、共振回路および共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリのプライマリ導体にＡＣ電源を供給するように構成されたブリッジ回路と、
    前記電力コンバータの出力電力を測定し、前記電力コンバータの測定した出力電力に応答して、前記ブリッジ回路のスイッチング周波数を制御し、前記電力コンバータが供給することができる残りの利用可能電力を共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの受電側である１つ以上のピックアップに送電しながら通信するように構成されるコントローラと、を含み、
    前記残りの利用可能電力は、プライマリ側の前記電力コンバータが供給することができる最大電力から前記測定した出力電力を減算した電力である、電力コンバータ。
  11. 前記コントローラは、前記ブリッジ回路の前記スイッチング周波数を、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの同調周波数から、送電側のプライマリ側の電力コンバータの前記残りの利用可能電力を表す周波数まで周期的に変化させて、前記電力コンバータの残りの利用可能電力を送電しながら通信するように構成される、請求項１０に記載の電力コンバータ。
  12. 前記コントローラは、前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの同調周波数の所定の範囲内に前記ブリッジ回路の前記スイッチング周波数を維持するように構成される、請求項１０に記載の電力コンバータ。
  13. 前記コントローラは、前記電力コンバータの前記出力電力を反復的に測定するように構成された、請求項１０に記載の電力コンバータ。
  14. 前記コントローラは、前記電力コンバータの前記出力電力を周期的に測定するように構成された、請求項１０に記載の電力コンバータ。
  15. 共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムであって、
    プライマリ導体と、該プライマリ導体に電気的に接続された共振回路と、該共振回路及び前記プライマリ導体内の電流を駆動するように構成された電力コンバータと、プライマリコントローラと、を含む誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリと、
    該誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリに非接触結合し、前記プライマリ導体から電力を誘導的に受けるように構成された少なくとも１つの誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップと、を含み、
    前記プライマリコントローラは、前記誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの出力電力を測定し、前記誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの測定した出力電力に応答して、前記電力コンバータのスイッチング周波数を制御し、前記誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリが供給することができる残りの利用可能電力を１つ以上の前記誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップに送電しながら通信するように構成され、
    前記残りの利用可能電力は、プライマリ側の前記電力コンバータが供給することができる最大電力から前記測定した出力電力を減算した電力である、共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム。
  16. 前記プライマリコントローラは、前記電力コンバータの前記スイッチング周波数を、前記共振回路の同調周波数から、前記誘導電力伝送（ＩＰＴ）プライマリの前記残りの利用可能電力を表す周波数まで間欠的に変化させて、前記残りの利用可能電力を前記１つ以上の誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップに送電しながら通信するように構成される、請求項１５に記載の共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム。
  17. 前記プライマリコントローラは、前記１つ以上の誘導電力伝送（ＩＰＴ）ピックアップとの同期を維持するために、前記スイッチング周波数を増分ステップで変化させるステップを有するように構成される、請求項１５に記載の共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム。
  18. 共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムを制御する方法であって、
    送電側であるプライマリ側の電力コンバータが、共振回路及び前記共振誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのプライマリ導体に電流を供給している間に、送電側であるプライマリ側のコントローラにより、前記プライマリ側の電力コンバータの出力電力を測定するステップと、
    前記プライマリ側の電力コンバータの測定した出力電力に応答して、前記送電側であるプライマリ側のコントローラにより、前記プライマリ側の電力コンバータのスイッチング周波数を制御し、前記プライマリ側の電力コンバータが供給することができる残りの利用可能電力を前記プライマリ導体に非接触結合された受電側である１つ以上のピックアップに送電しながら通信するステップであって、前記残りの利用可能電力は、前記プライマリ側の電力コンバータが供給することができる最大電力から前記測定した出力電力を減算した電力である、ステップと、
    前記プライマリ側の電力コンバータの通信された残りの利用可能電力に応答して、前記受電側である１つ以上のピックアップのピックアップコントローラにより、受電側であるセカンダリ側の電力コンバータのスイッチング周波数を制御し、前記１つ以上のピックアップが前記プライマリ側の電力コンバータから引き出した電力を制御するステップと、を有する方法。
  19. 前記方法は、前記１つ以上のピックアップが前記プライマリ側の電力コンバータから引き出した前記電力を制御するために、前記ピックアップコントローラにより、前記セカンダリ側の電力コンバータのスイッチング周波数を変化させるステップを有する、請求項１８に記載の方法。
  20. 前記方法は、前記ピックアップコントローラにより、前記セカンダリ側の電力コンバータのレッグ間の位相シフトを制御するステップを有する、請求項１９に記載の方法。
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