JP6936022B2 - プリント配線基板及びこれを用いたスイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、プリント配線基板及びこれを用いたスイッチング電源に関する。

スイッチング電源には、スイッチ出力段のオン／オフ制御によって急峻な電流変化を生じる経路が存在する。当該経路は、一般的に、キャパシタンス成分とインダクタンス成分を持つので、ＬＣ共振現象によるリンギングが発生し、これがＥＭＩ［electromagnetic interference］放射ノイズ（＝スイッチングノイズ）として外部に放出される。

特許第５７７９２１３号明細書

図１６は、スイッチング電源の第１従来例を示す図である。本従来例のスイッチング電源では、プリント配線基板２００上において、バイパスコンデンサＣ１０が半導体装置Ｕ１０（＝コントローラＩＣ）の近傍に配置されている。

確かに、このような基板レイアウトを採用すれば、配線パターンに付随する寄生インダクタンス成分Ｌｘを低減するとともに、急峻な電流変化を生じる経路（＝バイパスコンデンサＣ１０の第１端から半導体装置Ｕ１０内部の上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬを介してバイパスコンデンサＣ１０の第２端に戻る入力ループ）を縮小することができるので、上記の入力ループで生じる磁界（＝本図の例では、紙面の表面側から裏面側に向かう磁界）を弱めることが可能となる。しかしながら、このようなＥＭＩ対策では、バイパスコンデンサＣ１０と半導体装置Ｕ１０との距離を縮めることに限界があり、上記の入力ループで生じる磁界を完全にゼロとすることはできなかった。

図１７は、スイッチング電源の第２従来例を示す図である。本従来例のスイッチング電源は、特許文献１で提案されているものであり、半導体装置Ｕ２０の内部において、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬをそれぞれ上側スイッチＱＨ１及びＱＨ２と下側スイッチＱＬ１及びＱＬ２に２分割し、互いに逆向きの電流が流れる一対の入力ループを同一レイヤーで左右対称に設けることにより、それぞれの入力ループで生じる磁界をキャンセル（＝相殺）する構成とされている。

確かに、本従来技術を採用すれば、紙面垂直方向の磁界をキャンセルすることができるので、スイッチング電源の外部に放出されるＥＭＩ放射ノイズを低減することが可能となる。しかしながら、このようなＥＭＩ対策では、２つのバイパスキャパシタＣ２１及びＣ２２が必要となるので、不要なコストアップを生じるという課題があった。また、上記一対の入力ループでは、互いに打ち消し合うべき磁界同士が半導体装置Ｕ２０を挟んで離間されているので、それぞれの磁界が完全にキャンセルされないという課題もあった。

また、従来より、ＥＭＩ対策の一つとして、スイッチング電源の駆動周波数にスペクトラム拡散処理を施すことが知られている。しかしながら、スペクトラム拡散処理によるＥＭＩ放射ノイズの抑制効果は限定的であり、抜本的なＥＭＩ対策とはなり得なかった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、スイッチング電源のＥＭＩ放射ノイズを低減することのできるプリント配線基板、及び、これを用いたスイッチング電源を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているプリント配線基板は、所定の実装領域に所定の部品を実装することにより、第１端から第２端に至る開放環状の第１電流経路が形成されるように、第１レイヤーに敷設された第１配線パターンと；第３端から第４端に至る開放環状の第２電流経路が形成されるように、前記第１レイヤーとは異なる第２レイヤーに敷設された第２配線パターンと；前記第２端と前記第３端との間に形成された第１導電部材と；前記第１端と前記第４端との間に形成された第２導電部材と；を有し、前記第１配線パターンと前記第２配線パターンは、それぞれの平面視において、前記第１電流経路に流れる電流の方向と前記第２電流経路に流れる電流の方向が互いに逆向きとなるように敷設されている構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るプリント配線基板において、前記第１配線パターンと前記第２配線パターンは、それぞれの平面視において、前記第１電流経路により囲まれる第１領域と前記第２電流経路により囲まれる第２領域の少なくとも一部同士が互いに重複するように敷設されている構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１または第２の構成から成るプリント配線基板において、前記第１端と前記第２端、並びに、前記第３端と前記第４端は、それぞれ、互いに隣接している構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るプリント配線基板において、前記第１導電部材と前記第２導電部材は、互いに捻り合うように形成されている構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るプリント配線基板において、前記第１配線パターン、前記第２配線パターン、前記第１導電部材、及び、前記第２導電部材を複数組有する構成（第５の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されているスイッチング電源は、上記第１〜第５いずれかの構成から成るプリント配線基板と、前記プリント配線基板に実装されて前記第１配線パターンと共に前記第１電流経路を形成するスイッチ出力段及びバイパスコンデンサと、を有する構成（第６の構成）とされている。

なお、上記第６の構成から成るスイッチング電源において、前記スイッチ出力段は、半導体装置に集積化されている構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第７の構成から成るスイッチング電源において、前記バイパスコンデンサは前記半導体装置の近傍に配置されている構成（第８の構成）にするとよい。

また、上記第６〜第８いずれかの構成から成るスイッチング電源は、前記スイッチ出力段の駆動周波数にスペクトラム拡散処理を施した構成（第９の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている電子機器は、上記第６〜第９いずれかの構成から成るスイッチング電源と、前記スイッチング電源から電力供給を受けて動作する負荷と、を有する構成（第１０の構成）とされている。

本明細書中に開示されている発明によれば、スイッチング電源のＥＭＩ放射ノイズを低減することのできるプリント配線基板、及び、これを用いたスイッチング電源を提供することが可能となる。

スイッチング電源の要部構成を示す図（上側スイッチオン時） スイッチング電源の要部構成を示す図（下側スイッチオン時） スイッチング電源の要部構成を示す図（電流差分） スイッチング電源各部の電圧及び電流を示す図 ＥＭＩ放射ノイズの発生原理を説明するための図 第１配線パターンの平面レイアウトを示す図 第２配線パターンの平面レイアウトを示す図 ３Ｄ配線パターンの立体レイアウトを示す図 ３Ｄ配線パターンに流れる電流の向きを示す図 辺ＡＥでの磁界キャンセル効果（ツイストなし）を示す図 辺ＡＥでの磁界キャンセル効果（ツイストあり）を示す図 面ＡＢＣＤと面ＥＦＧＨとの磁界キャンセル効果を示す図 面ＡＤＦＥと面ＢＣＧＨとの磁界キャンセル効果を示す図 面ＡＢＨＥと面ＤＣＧＦとの磁界キャンセル効果を示す図 パワーＭＯＳＦＥＴが２分割されているときの３Ｄ配線パターンを示す図 スイッチング電源の第１従来例を示す図 スイッチング電源の第２従来例を示す図

＜スイッチング電源＞
図１〜図３は、それぞれ、スイッチング電源の要部構成を示す図である。なお、図１には、上側スイッチ電流ＩＨＧの流れる経路が示されており、図２には、下側スイッチ電流ＩＬＧの流れる経路が示されている。また、図３には、上側スイッチ電流ＩＨＧと下側スイッチ電流ＩＬＧとの電流差分（＝ＩＨＧ−ＩＬＧ）が示されている。

図１〜図３で示すように、本構成例のスイッチング電源１は、上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬ（本図の例ではいずれもＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ［metal oxide semiconductor field effect transistor］）と、入力コンデンサＣｉと、出力コンデンサＣｏと、バイパスコンデンサＣｂと、出力コイルＬｏとを有し、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成して負荷に供給する降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータである。なお、負荷は、スイッチング電源１と共に種々の電子機器に搭載されるものであり、スイッチング電源１から直流電力（出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏ）の供給を受けて動作する。

本構成例のスイッチング電源１において、スイッチ出力段を形成する上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬは、それぞれ、上側ゲート信号ＨＧと下側ゲート信号ＬＧを用いて、相補的にオン／オフ制御される。なお、本明細書中における「相補的」という文言は、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬのオン／オフ状態が完全に逆転している場合だけでなく、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬの同時オフ期間（デッドタイム）が設けられている場合も含む。

上記のオン／オフ制御により、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬとの接続ノードには、入力電圧Ｖｉと接地電圧ＧＮＤとの間でパルス駆動される矩形波状のスイッチ電圧ＳＷが現れる。出力コイルＬｏと出力コンデンサＣｏは、スイッチ電圧ＳＷを整流及び平滑して出力電圧Ｖｏを生成するＬＣフィルタとして機能する。

図４は、スイッチング電源１各部の電圧及び電流を示す図であり、上から順に、入力電圧Ｖｉ、スイッチ電圧ＳＷ、上側スイッチ電流ＩＨＧ、下側スイッチ電流ＩＬＧ、コイル電流ＩＬ、及び、出力電圧Ｖｏが描写されている。

本図で示すように、スイッチ電圧ＳＷのハイレベル期間（ＱＨオン、ＱＬオフ）には、上側スイッチＱＨを介する電流経路（図１を参照）に上側スイッチ電流ＩＨＧ（延いてはコイル電流ＩＬ及び出力電流Ｉｏ）が流れる。一方、スイッチ電圧ＳＷのローレベル期間（ＱＨオフ、ＱＬオン）には、下側スイッチＱＬを介する電流経路（図２を参照）に下側スイッチ電流ＩＬＧ（延いてはコイル電流ＩＬ及び出力電流Ｉｏ）が流れる。

このように、スイッチング電源１には、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬのオン／オフ制御によって急峻な電流変化を生じる経路が存在する。特に、バイパスコンデンサＣｂを介する入力ループ（図３のハッチング領域）は、ＥＭＩ放射ノイズの発生源となる。

図５は、ＥＭＩ放射ノイズの発生原理を説明するための図である。本図で示すように、バイパスコンデンサＣｂを介する入力ループ（＝本図のハッチング領域を参照）の配線には、１ｍｍ当たり１ｎＨ程度の寄生インダクタンス成分Ｌｘが付随している。また、上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬそれぞれのソース・ドレイン間には、寄生キャパシタンス成分Ｃｘが付随している。一方、上側トランジスタＱＨ及びＱＬそれぞれのオン／オフ遷移時間（延いてはスイッチ電圧ＳＷの立上り時間及び立下り時間）は、数ｎｓ程度である（Ｖ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ、Ｉ＝Ｃ×ｄＶ／ｄｔ）。

そのため、図中の吹き出し内で示したように、スイッチ電圧ＳＷの立上り時及び立下り時には、それぞれ、ＬＣ共振現象（共振周波数ｆ＝１／２π√ＬＣ）による強いリンギングが発生し、これがＥＭＩ放射ノイズとしてスイッチング電源１の外部に放出される。

以下では、上記のＥＭＩ放射ノイズを効果的に抑制することのできるプリント配線基板（特にそのパターン手法）について詳述する。

＜プリント配線基板＞
図６〜図９は、それぞれ、ＥＭＩ放射ノイズを抑制するために新規な基板レイアウトが採用されたプリント配線基板１００の一構成例を示す図である。なお、図６には、プリント配線基板１００の第１レイヤーにおける第１配線パターン１１０の平面レイアウトが描写されており、図７には、プリント配線基板１００の第２レイヤーにおける第２配線パターン１２０の平面レイアウトが描写されている。また、図８には、第１配線パターン１１０と第２配線パターン１２０とを組み合わせた３Ｄ配線パターンの立体レイアウトが描写されており、図９には、３Ｄ配線パターンに流れる電流の向きだけが描写されている。

まず、図６を参照しながら、第１配線パターン１１０の平面レイアウトについて説明する。第１配線パターン１１０は、所定の実装領域（図中の破線枠）に所定の部品（本図の例では、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬを集積化した半導体装置１０、及び、バイパスコンデンサＣｂ）を実装することにより、第１端１１１からこれと隣接する第２端１１２に至る開放環状の第１電流経路が形成されるように、プリント配線基板１００の第１レイヤー（＝部品が実装される基板表面のトップレイヤー）に敷設されている。

なお、本図の例では、第１配線パターン１１０が３つの部位（バイパスコンデンサＣｂの第１端と半導体装置１０の電源端子ＶＩＮとの間に敷設された第１部位、第１端１１１とバイパスコンデンサＣｂの第２端との間に敷設された第２部位、及び、第２端１１２と半導体装置１０の接地端子ＧＮＤとの間に敷設された第３部位）に分離されており、各部位がＣの字状（コの字状）に配置されている。

次に、図７を参照しながら、第２配線パターン１２０の平面レイアウトについて説明する。第２配線パターン１２０は、第３端１２１からこれと隣接する第４端１２２に至る開放環状の第２電流経路が形成されるように、第１レイヤーとは異なる第２レイヤー（＝基板内部の中間レイヤーまたは基板裏面のボトムレイヤー）に敷設されている。

次に、図８を参照しながら、第１配線パターン１１０と第２配線パターン１２０とを組み合わせた３Ｄ配線パターンの立体レイアウトについて説明する。本図の破線で示すように、第１配線パターン１１０の第２端１１２と第２配線パターン１２０の第３端１２１との間には、それぞれを電気的に接続する第１導電部材１３１が形成されている。また、第１配線パターン１１０の第１端１１１と第２配線パターン１２０の第４端１２２との間には、それぞれを電気的に接続する第２導電部材１３２が形成されている。なお、第１導電部材１３１及び第２導電部材１３２は、それぞれ、層間ビアや中間レイヤーを用いて形成すればよい。

また、第１配線パターン１１０と第２配線パターン１２０は、それぞれの平面視において、第１電流経路により囲まれる第１領域（＝図９の面ＡＢＣＤを参照）と、第２電流経路により囲まれる第２領域（＝図９の面ＥＦＧＨを参照）の少なくとも一部同士が互いに重複するように敷設されている。特に、本図の例では、上記の第１領域と第２領域がほぼ完全に重複するように、第２配線パターン１２０が第１配線パターン１１０と並行に敷設されている。

また、本図の例において、第２配線パターン１２０の第３端１２１は、第１配線パターン１１０の第２端１１２から見て直下（またはほぼ直下）に設けられており、相互間を電気的に接続するための第１導電部材１３１は、直線的（またはほぼ直線的）に形成されている。同様に、第２配線パターン１２０の第４端１２２は、第１配線パターン１１０の第１端１１１から見て直下（またはほぼ直下）に設けられており、相互間を電気的に接続するための第２導電部材１３２は、直線的（またはほぼ直線的）に形成されている。

次に、図９を参照しながら、３Ｄ配線パターンに流れる電流の方向について説明する。なお、本図における６面体の各頂点Ａ〜Ｈは、それぞれ、図６〜図８の符号Ａ〜Ｈで示した各部位に対応している。

なお、頂点Ａについては、第１端１１１に相当する頂点Ａ１と、第２端１１２に相当する頂点Ａ２に分けて考えることができる。また、頂点Ｅについては、第３端１２１に相当する頂点Ｅ１と、第４端１２２に相当する頂点Ｅ２に分けて考えることができる。

本図で示したように、プリント配線基板１００の３Ｄ配線パターンに流れる電流（＝図３における上側スイッチ電流ＩＨＧと下側スイッチ電流ＩＬＧとの電流差分）は、頂点Ａ（頂点Ａ１）→頂点Ｂ→頂点Ｃ→頂点Ｄ→頂点Ａ（頂点Ａ２）→頂点Ｅ（頂点Ｅ１）→頂点Ｆ→頂点Ｇ→頂点Ｈ→頂点Ｅ（頂点Ｅ２）→頂点Ａ（頂点Ａ１）という向きに流れる。

すなわち、第１配線パターン１１０と第２配線パターン１２０は、それぞれの平面視において、第１電流経路に流れる電流の方向（＝時計回り：頂点Ａ（頂点Ａ１）→頂点Ｂ→頂点Ｃ→頂点Ｄ→頂点Ａ（頂点Ａ２））と、第２電流経路に流れる電流の方向（＝反時計回り：頂点Ｅ（頂点Ｅ１）→頂点Ｆ→頂点Ｇ→頂点Ｈ→頂点Ｅ（頂点Ｅ２））が互いに逆向きとなるように敷設されている。

以下では、上記の３Ｄ配線パターンによる磁界キャンセル効果について、複数の部位毎に個別具体的な説明を行う。

＜磁界キャンセル効果＞
図１０は、辺ＡＥでの磁界キャンセル効果（ツイストなし）を示す図（＝辺ＡＥをプリント配線基板１１０の側面方向から見た図）である。本図で示すように、第１導電部材１３１を介して第２端Ａ２（＝１１２）から第３端Ｅ１（＝１２１）に向けて流れる電流Ｉ１と、第２導電部材１３２を介して第４端Ｅ２（＝１２２）から第１端Ａ１（＝１１１）に向けて流れる電流Ｉ２は、それぞれの流れる方向が互いに逆向きとなる。

従って、領域α（＝第１導電部材１３１と第２導電部材１３１との間に挟まれた領域β以外）では、電流Ｉ１の周りに生じる磁界Ｚ１と電流Ｉ２の周りに生じる磁界Ｚ２とが互いに相殺し合うので、辺ＡＥにおける磁界キャンセル効果を得ることができる。

なお、領域βでは、磁界Ｚ１と磁界Ｚ２とが互いに強め合う形となる。しかしながら、第１導電部材１３１と第２導電部材１３２は、極めて近距離に並行敷設されているので、領域βは非常に限定された領域となる。従って、磁界Ｚ１と磁界Ｚ２は、ほぼキャンセルされると考えても差し支えない。

図１１は、辺ＡＥでの磁界キャンセル効果（ツイストあり）を示す図である。本図の例では、通信用のツイストケーブルに倣い、第１導電部材１３１と第２導電部材１３２が互いに捻り合うように形成されている。このようなツイスト構造は、層間ビアと中間レイヤー（＝第１レイヤーと第２レイヤーとの間に設けられている少なくとも１層のレイヤー）を用いて容易に実現することが可能である。

上記ツイスト構造の導入により、領域β１で増強された磁界Ｚ３（＝本図の例では、紙面の裏面側から表面側に向かう磁界）と、領域β２で増強された磁界Ｚ４（＝本図の例では、紙面の表面側から裏面側に向かう磁界）とが相殺し合うので、さらなる磁界キャンセル効果を奏することが可能となり、理想的には、辺ＡＥにおける磁界を完全にキャンセルすることが可能となる。

図１２は、面ＡＢＣＤと面ＥＦＧＨとの磁界キャンセル効果を示す図である。面ＡＢＣＤでは、頂点Ａ→頂点Ｂ→頂点Ｃ→頂点Ｄ→頂点Ａという電流経路を介して時計回りに電流が流れる。従って、面ＡＢＣＤには、紙面の上側から下側に向かう磁界Ｚ（ＡＢＣＤ）が生じる。一方、面ＥＦＧＨでは、頂点Ｅ→頂点Ｆ→頂点Ｇ→頂点Ｈ→頂点Ｅという電流経路を介して反時計回りに電流が流れる。従って、面ＥＦＧＨには、紙面の下側から上側に向かう磁界Ｚ（ＥＦＧＨ）が生じる。その結果、磁界Ｚ（ＡＢＣＤ）と磁界Ｚ（ＥＦＧＨ）が相殺し合うので、面ＡＢＣＤと面ＥＦＧＨとの磁界キャンセル効果を得ることが可能となる。

図１３は、面ＡＤＦＥと面ＢＣＧＨとの磁界キャンセル効果を示す図である。面ＡＤＦＥでは、頂点Ｄ→頂点Ａに向かう電流と頂点Ｅ→頂点Ｆに向かう電流が上下に並行して流れる。従って、面ＡＤＦＥには、紙面の奥側から手前側に向かう磁界Ｚ（ＡＤＦＥ）が生じる。一方、面ＢＣＧＨでは、頂点Ｂ→頂点Ｃに向かう電流と頂点Ｇ→頂点Ｈに向かう電流が上下に並行して流れる。従って、面ＢＣＧＨには、紙面の手前側から奥側に向かう磁界Ｚ（ＢＣＧＨ）が生じる。その結果、磁界Ｚ（ＡＤＦＥ）と磁界Ｚ（ＢＣＧＨ）が相殺し合うので、面ＡＤＦＥと面ＢＣＧＨとの磁界キャンセル効果を得ることが可能となる。

図１４は、面ＡＢＨＥと面ＤＣＧＦとの磁界キャンセル効果を示す図である。面ＡＢＨＥでは、頂点Ａ→頂点Ｂに向かう電流と頂点Ｈ→頂点Ｅに向かう電流が上下に並行して流れる。従って、面ＡＢＨＥには、紙面の右側から左側に向かう磁界Ｚ（ＡＢＨＥ）が生じる。一方、面ＤＣＧＦでは、頂点Ｃ→頂点Ｄに向かう電流と頂点Ｆ→頂点Ｇに向かう電流が上下に並行して流れる。従って、面ＤＣＧＦには、紙面の左側から右側に向かう磁界Ｚ（ＤＣＧＦ）が生じる。その結果、磁界Ｚ（ＡＢＨＥ）と磁界Ｚ（ＤＣＧＦ）が相殺し合うので、面ＡＢＨＥと面ＤＣＧＦとの磁界キャンセル効果を得ることが可能となる。

このように、６面体構造の３Ｄ配線パターンを導入することにより、６面それぞれで生じる磁界を全てキャンセルすることができるので、スイッチング電源１のＥＭＩ放射ノイズを効果的に抑制することが可能となる。また、先述の第２従来例（図１７）と異なり、バイパスコンデンサＣｂは１つで足りるので、不要なコストアップを招くこともない。

なお、本レイアウトを採用したプリント配線基板１００は、スイッチング電源全般に用いられるが、特に、厳しいノイズ試験（ＣＩＳＰＲ２５規格など）をクリアしなければならない車載用のスイッチング電源に好適であると言える。

また、上記では、磁界キャンセル効果を最大限に享受することのできる最良の実施形態の一つとして、プリント配線基板１００に形成される３Ｄ配線パターンが６面体構造であるものを挙げたが、これはあくまで理想的な例示に過ぎず、所望の磁界キャンセル効果を奏し得る範囲内において、３Ｄ配線パターンを任意に変更することは当然に許容される。

また、さらなるＥＭＩ対策の必要性に応じて、バイパスコンデンサＣｂを半導体装置１０の近傍に配置したり、スイッチ出力段（上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬ）の駆動周波数にスペクトラム拡散処理を施すことも任意である。

＜パワーＭＯＳＦＥＴ分割型への適用＞
図１５は、上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬがそれぞれ２分割されているときの３Ｄ配線パターンを示す図である。本図のスイッチング電源１は、半導体装置２０の内部において、上側スイッチＱＨと下側スイッチＱＬをそれぞれ上側スイッチＱＨ１及びＱＨ２と下側スイッチＱＬ１及びＱＬ２に２分割することにより、上側スイッチＱＨ及び下側スイッチＱＬそれぞれのＡＬインピーダンスを低減した構成とされている。

なお、本構成例のスイッチング電源１では、図中の吹き出しで示したように、左右対称の入力ループに対して、先の３Ｄ配線パターン（第１配線パターン１１０、第２配線パターン１２０、第１導電部材１３１、及び、第２導電部材１３２）をそれぞれ１組ずつ（合計２組）設けることにより、先述と同様の磁界キャンセル効果を得ることが可能となる。

また、本構成例のスイッチング電源１であれば、左右それぞれの３Ｄ配線パターン毎に磁界キャンセル効果が得られるので、左右の入力ループの大きさが異なっていたり、それぞれが遠く離れていたとしても、各個の磁界キャンセル効果に特段の影響はない。すなわち、本構成例のスイッチング電源１は、先述の第２従来例（図１７）と異なり、左右それぞれの入力ループで生じる磁界同士のキャンセル効果を積極的に利用するものではない。

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、スイッチング電源の出力形式は、何ら降圧型に限定されるものではなく、昇圧型、昇降圧型、若しくは、反転型としてもよい。また、スイッチング電源の整流方式も任意であり、同期整流方式に代えてダイオード整流方式を採用することも可能である。

また、スイッチング電源の出力帰還制御についても一切不問であり、いかなる出力帰還制御（電圧モード制御、電流モード制御、ボトム検出型オン時間制御、ピーク検出型オフ時間制御、または、ヒステリシス制御など）を行っても構わない。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲と均等の意味及びその範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されているスイッチング電源は、例えば、ノイズ規格の厳しい車載機器の電源手段として好適に利用することが可能である。

１ スイッチング電源
ＱＨ、ＱＨ１、ＱＨ２ 上側スイッチ
ＱＬ、ＱＬ１、ＱＬ２ 下側スイッチ
Ｃｉ 入力コンデンサ
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃｂ、Ｃｂ１、Ｃｂ２ バイパスコンデンサ
Ｌｏ 出力コイル
１０、２０ 半導体装置
１００ プリント配線基板
１１０ 第１配線パターン
１１１ 第１端
１１２ 第２端
１２０ 第２配線パターン
１２１ 第３端
１２２ 第４端
１３１ 第１導電部材
１３２ 第２導電部材

Claims (10)

1. 所定の実装領域に所定の部品を実装することにより、平面視において、第１端から第２端に至る開放環状かつ四角形状の第１電流経路が形成されるように、第１レイヤーに敷設された第１配線パターンと；
   平面視において、第３端から第４端に至る開放環状かつ四角形状の第２電流経路が形成されるように、前記第１レイヤーとは異なる第２レイヤーに敷設された第２配線パターンと；
   前記第２端と前記第３端との間に形成された第１導電部材と；
   前記第１端と前記第４端との間に形成された第２導電部材と；
   を有し、
   前記第１配線パターンと前記第２配線パターンは、それぞれの平面視において、前記第１電流経路に流れる電流の方向と前記第２電流経路に流れる電流の方向が互いに逆向きとなるように敷設されており、
   前記第１端と前記第２端、及び、前記第３端と前記第４端は、それぞれ互いに隣接し、
   前記第１電流経路により囲まれる第１領域を第１底面として前記第２電流経路により囲まれる第２領域を第２底面とする六面体を定義すると、前記第１導電部材及び前記第２導電部材は、前記六面体における同一の側辺近傍に配置されている、プリント配線基板。
2. 前記第１配線パターンと前記第２配線パターンは、それぞれの平面視において、前記第１電流経路により囲まれる前記第１領域と前記第２電流経路により囲まれる前記第２領域の少なくとも一部同士が互いに重複するように敷設されていることを特徴とする請求項１に記載のプリント配線基板。
3. 前記第３端は、前記第２端から見て直下に設けられており、前記第４端は、前記第１端から見て直下に設けられている、請求項１または請求項２に記載のプリント配線基板。
4. 前記第１導電部材と前記第２導電部材は、互いに捻り合うように形成されていることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のプリント配線基板。
5. 前記第１配線パターン、前記第２配線パターン、前記第１導電部材、及び、前記第２導電部材を複数組有することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のプリント配線基板。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載のプリント配線基板と、
   前記プリント配線基板に実装されて前記第１配線パターンと共に前記第１電流経路を形成するスイッチ出力段及びバイパスコンデンサと、
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
7. 前記スイッチ出力段は、半導体装置に集積化されていることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源。
8. 前記バイパスコンデンサは、前記半導体装置の近傍に配置されていることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源。
9. 前記スイッチ出力段の駆動周波数には、スペクトラム拡散処理が施されていることを特徴とする請求項６〜請求項８のいずれか一項に記載のスイッチング電源。
10. 請求項６〜請求項９のいずれか一項に記載のスイッチング電源と、
    前記スイッチング電源から電力供給を受けて動作する負荷と、
    を有することを特徴とする電子機器。

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