JP6924606B2 - シングルキャリア方式の送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムに使用可能なシングルキャリア方式の送信装置に関する。

従来、放送または通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、一つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization：シングルキャリア周波数領域等化）方式が提案されている（例えば特許文献１、非特許文献１を参照）。

ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式のように、周波数領域にてチャネル推定及びチャネル等化をブロック単位で行うことにより、移動伝送の高速なチャネル変動に追従することができる。そのため、このＳＣ−ＦＤＥ方式は、従来の時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式よりも移動伝送に適している。また、ＳＣ−ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。

このＳＣ−ＦＤＥ方式では、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行い、チャネル推定用のユニークワード（固定パターンの信号）及びデータを抽出する。そして、ユニークワード及びデータを時間領域から周波数領域にフーリエ変換し、チャネル推定及びチャネル等化の処理を行う。その後、逆フーリエ変換によりデータを時間領域の信号に戻し、シンボル判定等の処理を行う。

また、シングルキャリア方式は、マルチキャリアのＯＦＤＭ方式と比較して一般に、送信信号のピーク電力と平均電力の比であるＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が小さい。そのため、送信装置の出力段の電力増幅器における非線形特性による歪に対し、ＯＦＤＭ方式よりも耐性が高く、送信電力を大きくできるため、受信品質を向上させることが可能である。

しかしながら、シングルキャリア方式は、ＯＦＤＭ方式よりもその歪の影響が小さいものの、送信装置の出力段の電力増幅器を高出力域で動作させると、その入出力特性の直線性が悪くなるため、電力増幅器の出力信号の振幅及び位相に歪みが生じる。

そのため、受信装置において等化を行っても、マッピングに用いた１６ＡＰＳＫ（Amplitude Phase Shift Keying：振幅位相偏移変調）等の信号点が理想信号点からずれる現象が起こる。このずれは、１６ＡＰＳＫ等の外周側の信号点と内周側の信号点との間で、異なる振幅ずれ及び位相ずれとなる。

受信装置は、通常、理想信号点と等化後の信号との間のユークリッド距離から、誤り訂正のための尤度を計算するが、等化後の信号が理想信号点からずれる影響で、誤り率特性が劣化する。

ここで、後述する図８（ａ）に示すように、１６ＡＰＳＫの信号点は、同相軸（Ｉ軸）及び直角位相軸（Ｑ軸）のコンスタレーション上において、それぞれ振幅レベルが異なる１つの「外周」の信号点群及び１つの「内周」の信号点群により構成される。また、後述する図８（ｂ）に示すように、３２ＡＰＳＫの信号点は、振幅レベルが異なる１つの「最外周」の信号点群及び２つの「内周」の信号点群により構成される。

以下、これら任意の振幅位相変調の信号点において、「外周」は、「内周」の位置よりも外側の一周りを示し、「内周」は、「外周」の位置よりも内側の一周りを示し、「最外周」は、原点から最も遠い位置にある外側の一回りを示す。１６ＡＰＳＫにおいては、「外周」の信号点群及び「内周」の信号点群はそれぞれ１グループで構成され、３２ＡＰＳＫにおいては、「最外周」の信号点群は１グループで構成され、「内周」の信号点群は２グループで構成される。

図７は、一般的な電力増幅器の入出力特性の例を示す図である。以下、図７を参照して、電力増幅器の入出力特性における非線形歪について説明する。横軸は入力電力［ｄＢ］、縦軸は出力電力［ｄＢ］及び位相遷移［degree］を示す。細い実線は、入力電力に対する理想的な出力電力を示し、太い実線は、入力電力に対する電力増幅器の実際の出力電力を示し、点線は、入力電力に応じた位相遷移を示す。

電力増幅器の入出力特性は、入力電力に対し、細い実線に示す特性のように、常に一定の増幅利得となることが望ましいが、実際には太い実線に示す特性となる。また、位相についても入力電力によらず、一定の遷移であることが望ましいが、実際には点線に示す特性のように、入力電力によって位相遷移量が変化してしまう。

そして、ＩＱ軸のコンスタレーション上において、最外周の信号点及び１以上の内周の信号点で構成される振幅位相変調用にマッピングされたシンボルの変調信号を電力増幅器にて増幅する場合、一般的に、入力電力は変調信号の平均電力で規定される。

信号点の電力は振幅の２乗に比例するため、大きな出力電力を得るために入力電力を大きくした場合、最外周の信号点は内周の信号点よりも、より高出力域（非線形域）で動作することになる。そのため、マッピング時の理想信号点において、最外周のある信号点に対し同位相の関係にある内周の信号点は、相対的に位相がずれた状態、かつ内周の信号点の振幅及び最外周の信号点の振幅の比が変化した状態で、電力増幅器から出力される。

図８は、電力増幅器を高出力域で動作させた場合に出力される信号点について、周波数領域で等化した後に得られるＩＱ軸のコンスタレーションを示すイメージ図である。（ａ）は１６ＡＰＳＫの信号点のコンスタレーションを示し、（ｂ）は３２ＡＰＳＫの信号点のコンスタレーションを示す。点線の丸印は理想信号点の配置を、実線の丸印は電力増幅器を通過した後の配置をそれぞれ示す。また、コンスタレーションにおいて、外周側の信号点と内周側の信号点との間の点線の円は平均電力を示す。

一般に、電力増幅器では、平均電力が外周側の信号点に近く、平均電力を基準にして信号の増幅が行われる。そのため、平均電力よりも大きい電力の信号点（外周側の信号点）については、振幅の拡大率が小さくなり、位相の回転量は大きくなる。一方、平均電力よりも小さい電力の信号点（内周側の信号点）については、振幅の拡大率が大きくなり、位相の回転量は小さくなる。

図８（ａ）（ｂ）は、外周側の信号点の振幅にユニークワードの振幅を合わせた例を示している。そのため、外周側の信号点は、理想的信号点にある程度近づくこととなる（α）。これに対し、図７にて説明したとおり、電力増幅器により、外周側の信号点と内周側の信号点との間で振幅及び位相にずれが生じることから、内周側の信号点は、理想信号点からずれることとなる（β）。

つまり、振幅位相変調の変調波は、送信装置の電力増幅器において既に理想信号点からずれた状態で送信されるため、受信装置にて等化した信号も、理想信号点からずれてしまい、誤り率特性が劣化する。

この問題に対応するための従来技術として、周波数領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式ではないが、衛星放送のシングルキャリア方式を用いた手法が開示されている（例えば特許文献２，３を参照）。

この手法は、電力増幅器を飽和に近い高出力域で動作させた場合に、理想信号点に近い信号点で受信可能とするものである。具体的に、この手法は、衛星中継器の入力フィルタ、電力増幅器、出力フィルタについて歪みの要因となる装置の特性を、送信装置側に予め取得させておく。そして、送信装置は、歪みを模擬し、歪みのない送信信号から歪みを模擬した送信信号の差分を求め、歪みのない送信信号からこの差分を差し引くことで、衛星伝送路における歪みの逆特性が加えられた送信信号を生成する。これにより、受信装置は、実際の衛星伝送路を通過した送信信号を、理想信号点に近い信号として受信することが可能となる。

特許第５６２４５２７号公報 特許第５１９３８３３号公報 特許第５５３８１３７号公報

D.Falconer, et al.,"Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,"IEEE Commun. Mag., Vol.40, pp.58-66, April 2002.

前述のとおり、周波数領域でチャネル等化を行うＳＣ−ＦＤＥ方式において、送信装置の出力段の電力増幅器を高出力域で動作させた場合、その入出力特性の直線性が悪くなる。そのため、電力増幅器の出力信号は、外周側の信号点と内周側の信号点との間で振幅及び位相にずれが生じてしまう。そして、このような信号を受信する受信装置では、受信信号点が理想信号点からずれることから、誤り率特性が劣化するという問題があった。

このＳＣ−ＦＤＥ方式に前述の特許文献２，３の手法を適用した場合を想定する。この場合、送信装置は、電力増幅器の特性を考慮して、送信信号から歪の影響を模擬したレプリカ信号を生成し、歪の逆特性となる信号を生成することから、回路規模が増大するという問題が考えられる。また、送信装置を移動伝送に用いた場合には、送信装置の重量が増加するという問題が生じる。さらに、伝送路における歪の要因となる電力増幅器、フィルタ等の特性を事前に取得しておく必要があり、手間であるという問題もある。

そこで、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、電力増幅器における変調波の信号歪に起因する伝送性能の劣化を改善し、かつ回路規模の増大を抑制可能なシングルキャリア方式の送信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の送信装置は、送信対象の情報ビット系列を所定の変調方式にて変調し、変調後の信号の電力を増幅し、変調波の無線信号を送信するシングルキャリア方式の送信装置において、マッピング情報が格納されたマッピングテーブルと、前記情報ビット系列に対し、前記マッピングテーブルに格納された前記マッピング情報を用いて、振幅位相変調の変調方式にてマッピングを行うマッピング部と、前記マッピング部によりマッピングされた信号に対し、デジタル直交変調を行うデジタル直交変調部と、前記デジタル直交変調部によりデジタル直交変調された信号の電力を増幅する電力増幅部と、前記変調波の無線信号の理想信号点と受信信号点との間のずれの程度の値を含む歪情報を入力し、当該歪情報の示す値が所定の基準値であるか否かを判定し、判定情報を生成する歪情報判定部と、前記歪情報判定部により生成された前記判定情報に基づいて、前記マッピングテーブルに格納された前記マッピング情報を変更するマッピング制御部と、を備え、前記歪情報判定部が、前記マッピング制御部により前記マッピング情報が変更される毎に、前記電力増幅部により電力が増幅された前記変調波の無線信号についての前記歪情報を入力し、前記判定情報を生成し、前記マッピング制御部が、前記マッピング情報の理想信号点のコンスタレーションにおける同一振幅の円周上に配置された信号点群のグループ毎に、前記判定情報に基づいて、前記歪情報の示す値が前記基準値となるまで、前記マッピング情報の位相及び振幅の変更処理を繰り返す、ことを特徴とする。

また、請求項２の送信装置は、請求項１に記載の送信装置において、前記歪情報を、変調誤差比（ＭＥＲ）またはエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）とし、前記歪情報を前記変調誤差比とした場合、前記基準値を極大値とし、前記歪情報を前記エラーベクトル振幅とした場合、前記基準値を極小値とする、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、電力増幅器における変調波の信号歪に起因する伝送性能の劣化を改善し、かつ回路規模の増大を抑制することが可能となる。

本発明の実施形態による送信装置の構成例を示すブロック図である。 ＳＣ−ＦＤＥ方式によるブロックのシンボル構成を示す図である。 マッピング制御部の処理（マッピング位置調整処理によるキャリブレーション）例を示すフローチャートである。 マッピング位置調整処理によりキャリブレーションされた信号点について、ＩＱ軸のコンスタレーションを示すイメージ図である。 受信装置の構成例を示すブロック図である。 歪情報測定装置の構成例を示すブロック図である。 一般的な電力増幅器の入出力特性の例を示す図である。 電力増幅器を高出力域で動作させた場合に出力される信号点について、周波数領域で等化した後に得られるＩＱ軸のコンスタレーションを示すイメージ図である。 マッピングテーブルに格納されたマッピング情報の構成例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
〔送信装置〕
まず、本発明の実施形態による送信装置について説明する。本発明の実施形態による送信装置は、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、データ部分の変調方式として、１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫ、６４ＡＰＳＫ、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の任意の振幅位相変調が用いられる。

送信装置は、電力増幅器を高出力域で動作させると、その入出力特性の直線性が劣化するため、電力増幅器の出力信号の振幅及び位相に歪みが生じる。このような信号を受信する受信装置または歪情報測定装置では、理想信号点と受信信号点との間のずれを、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）、またはエラーベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）等の歪情報（信号の歪の程度を表すデータ）として測定する。ＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報は、理想信号点と受信信号点との間のずれの程度（歪の程度）が反映された情報であり、ずれの程度を示す値が含まれる。

送信装置は、歪情報を、有線または無線にてフィードバックし、その歪情報の示す値に基づいて、理想信号点と受信信号点との間のずれが改善されるように、マッピングの位置を自動的に調整する。ここで、理想信号点と受信信号点のずれが改善されることは、送信Ｃ／Ｎが改善されることと等価となる。

このようなマッピング位置調整処理は、電力増幅器を実際に運用する出力レベル（高出力域）で動作させて送信装置出力の信号は歪んでいるが、伝搬環境は良い状態、つまり受信Ｃ／Ｎが高い状態、または、送信装置と受信装置とを有線で適切に接続した状態で、送信装置及び受信装置の運用を開始する前に１度だけキャリブレーションとして行う。

図１は、本発明の実施形態による送信装置の構成例を示すブロック図である。この送信装置１は、送信前処理部１１、マッピング部１２、ＵＷ（ユニークワード）挿入部１３、アップサンプリング部１４、波形整形部１５、デジタル直交変調部１６、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部１７、周波数変換部１８、電力増幅部１９、送信アンテナ２０、歪情報判定部２１、マッピング制御部２２及びマッピングテーブル２３を備えている。

送信前処理部１１は、送信対象の情報ビット系列（データ）を入力し、情報ビット系列に対し、エネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等の前処理を行い、符号化ビット系列を生成し、マッピング部１２に出力する。この前処理は、任意のエネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等を適用することができる。

マッピング部１２は、送信前処理部１１から符号化ビット系列を入力し、マッピングテーブル２３に格納されたマッピング情報を用いて、符号化ビット系列に対し、１６ＡＰＳＫ等の振幅位相変調のマッピングを行う。そして、マッピング部１２は、マッピングしたシンボルをＵＷ挿入部１３に出力する。マッピングテーブル２３には、ＩＱ軸のコンスタレーションにおける各信号点の振幅及び位相が反映されたＩＱ値を含むマッピング情報が格納されている。

ＵＷ挿入部１３は、マッピング部１２からマッピングされたシンボルを入力し、予め設定されたシンボル数のブロック単位となるように、予め設定されたユニークワードを挿入し、ユニークワードのＧＩ（ガードインターバル）を付加する。そして、ＵＷ挿入部１３は、ＳＣ−ＦＤＥ方式によるブロックのシンボル（ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボル）を生成し、ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルをアップサンプリング部１４に出力する。

ユニークワードは、送受間で既知の固定パターンであり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定かつ周期的自己相関特性に優れたCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列、例えばZadoff-Chu系列を用いることができる。

図２は、ＳＣ−ＦＤＥ方式によるブロックのシンボル構成を示す図である。図２に示すように、ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルは、Ｍシンボル長のＧＩ、Ｎシンボル長のデータ、及びＭシンボル長のユニークワードにより構成される。ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルの長さは２Ｍ＋Ｎシンボル長であり、Ｎシンボル長のデータ及びＭシンボル長のユニークワードであるＮ＋Ｍシンボル長の部分が、後述する受信装置２及び歪情報測定装置３において等化対象となる。

図１に戻って、アップサンプリング部１４は、ＵＷ挿入部１３からＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルを入力する。そして、アップサンプリング部１４は、ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルに対し、２倍のアップサンプリングを行い、アップサンプリング後のＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルを波形整形部１５に出力する。

波形整形部１５は、アップサンプリング部１４からアップサンプリング後のＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルを入力し、当該ＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルに対し、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。そして、波形整形部１５は、波形整形したＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルをデジタル直交変調部１６に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

デジタル直交変調部１６は、波形整形部１５から波形整形されたＳＣ−ＦＤＥブロックシンボルを入力し、当該ＳＣ−ＦＤＥブロックのシンボルに対し、デジタル直交変調処理を行い、アパーチャ補正処理を行う。そして、デジタル直交変調部１６は、デジタル直交変調処理及びアパーチャ補正処理後のデジタル信号をＤＡ変換部１７に出力する。アパーチャ補正処理は、後段のＤＡ変換部１７によるデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するための処理である。

ＤＡ変換部１７は、デジタル直交変調部１６からデジタル直交変調処理及びアパーチャ補正処理後のデジタル信号を入力し、当該デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を周波数変換部１８に出力する。

周波数変換部１８は、ＤＡ変換部１７からアナログ信号を入力し、アナログ信号の周波数を無線周波数に変換し、無線周波数の変調信号を電力増幅部１９に出力する。

電力増幅部１９は、周波数変換部１８から無線周波数の変調信号を入力し、無線周波数の変調信号を、所定の電力になるように増幅する。そして、送信アンテナ２０を介して、変調波の無線信号が送信される。

一般的に、電力増幅部１９は、図７に示した非線形な入出力特性を有する。電力増幅部１９を非線形な高出力域で動作させることで、電力効率を向上させることができる。本実施形態では、電力増幅部１９を、非線形な高出力域で動作させるように構成されている。

歪情報判定部２１及びマッピング制御部２２は、マッピング位置調整処理によるキャリブレーション時のみ機能し、実際の運用時には機能しない。

歪情報判定部２１は、後述する受信装置２または歪情報測定装置３から歪情報を入力し、歪情報の示す値が基準とする最適値であるか否かを判定し、最適判定情報を生成してマッピング制御部２２に出力する。

例えば歪情報がＭＥＲである場合、歪情報判定部２１は、ＭＥＲが極大値であるときに、歪情報の示す値が最適値であると判定し、ＭＥＲが極大値でないときに、歪情報の示す値が最適値でないと判定し、この判定結果を含む最適判定情報を生成する。また、歪情報がＥＶＭである場合、歪情報判定部２１は、ＥＶＭが極小値であるときに、歪情報の示す値が最適値であると判定し、ＥＶＭが極小値でないときに、歪情報の示す値が最適値でないと判定し、この判定結果を含む最適判定情報を生成する。

尚、ＭＥＲまたはＥＶＭは歪情報の一例であり、他の任意の情報、すなわち理想信号点と受信信号点との間のずれの程度（歪の程度）が反映された情報を用いるようにしてもよい。

マッピング制御部２２は、歪情報判定部２１から最適判定情報を入力する。マッピング制御部２２は、マッピング情報の理想信号点のコンスタレーションにおいて、同一振幅の円周上に配置された信号点群を１つのグループに設定する。そして、マッピング制御部２２は、グループ毎に、最適判定情報に基づいて、歪情報の示す値が最適値となるまで、マッピングテーブル２３に格納されたマッピング情報の位相及び振幅の変更処理を繰り返す。マッピング制御部２２は、最適判定情報が最適値であることを示している場合、当該グループについて、マッピングテーブル２３のマッピング情報の位相及び振幅を変更する処理を終了し、他のグループの処理に移行し、全てのグループについての処理を行う。

これにより、マッピングテーブル２３には、マッピング位置調整処理によるキャリブレーションが行われたマッピング情報、すなわち後述する受信装置２において、理想信号点と受信信号点との間のずれの程度が最小となるマッピング情報が格納されるようになる。このマッピング情報は、電力増幅部１９にて生じる歪の特性に対し、逆の特性を有する情報となる。

図９は、１６ＡＰＳＫ用及び３２ＡＰＳＫ用のマッピングテーブル２３に格納されたマッピング情報の構成例を示す図である。（ａ）は、１６ＡＰＳＫ用のマッピング情報の構成例を示し、（ｂ）は、３２ＡＰＳＫ用のマッピング情報の構成例を示す。このマッピング情報は、グループ毎に、入力情報、理想信号点のＩ値及びＱ値、並びにキャリブレーション後のＩ値及びＱ値により構成される。

入力情報は、マッピング部１２に入力される符号化ビット系列である。マッピング制御部２２により、グループ毎に、共通の拡大縮小率及び回転量が決定され、当該グループ内の信号点群のそれぞれについて、共通の拡大縮小率及び回転量が反映されたＩ値及びＱ値が、キャリブレーション後のＩ値及びＱ値として格納される。

例えば、（ａ）のグループ１について共通の拡大縮小率及び回転量が決定され、共通の拡大縮小率及び回転量に基づいて、入力情報「１１００」「１１０１」「１１１０」「１１１１」におけるキャリブレーション後のＩ値及びＱ値がマッピング部１２に格納される。入力情報「１１００」については、Ｉ値が0.2957及びＱ値が0.2957の理想信号点に対し、キャリブレーション後の信号点のＩ値として0.1964、Ｑ値として0.4211が格納される。

図３は、マッピング制御部２２の処理（マッピング位置調整処理によるキャリブレーション）例を示すフローチャートであり、歪情報としてＭＥＲを用いた場合を示している。

マッピング制御部２２は、マッピング位置調整処理によるキャリブレーションを開始すると、まず、マッピング部１２にて用いるマッピング情報につきその理想信号点のコンスタレーションにおいて、振幅の等しい円周上に配置された信号点の集合を１つの制御円（グループ）として設定する。これにより、等しい振幅毎に、信号点の集合からなる制御円のグループが設定される。マッピング制御部２２は、処理対象の制御円（グループ）を選定する（ステップＳ３０１）。

マッピング制御部２２は、選定したグループに属する全ての信号点について、理想信号点の振幅を基準とした拡大縮小率を変更し、マッピングテーブル２３を変更する（ステップＳ３０２及びステップＳ３０４）。

マッピング制御部２２は、歪情報判定部２１から入力した歪情報であるＭＥＲが極大値であるか否かを判定し（ステップＳ３０３）、極大値でないと判定した場合（ステップＳ３０３：Ｎ）、ステップＳ３０２へ移行する。そして、マッピング制御部２２は、ＭＥＲが極大値であると判定した場合（ステップＳ３０３：Ｙ）、ステップＳ３０２にて変更した拡大縮小率を、キャリブレーション後の拡大縮小率として決定し、ステップＳ３０５へ移行する。

マッピング制御部２２は、歪情報判定部２１から入力する歪情報であるＭＥＲが極大値になるまで、振幅を制御してマッピングテーブル２３を変更する処理を続ける。

マッピング制御部２２は、ステップＳ３０３から移行して、選定したグループに属する全ての信号点について、理想信号点の位相を基準とした回転量を変更し、マッピングテーブル２３を変更する（ステップＳ３０５及びステップＳ３０４）。

マッピング制御部２２は、歪情報判定部２１から入力した歪情報であるＭＥＲが極大値であるか否かを判定し（ステップＳ３０６）、極大値でないと判定した場合（ステップＳ３０６：Ｎ）、ステップＳ３０５へ移行する。そして、マッピング制御部２２は、ＭＥＲが極大値であると判定した場合（ステップＳ３０６：Ｙ）、ステップＳ３０５にて変更した回転量を、キャリブレーション後の回転量として決定し、ステップＳ３０７へ移行する。

マッピング制御部２２は、歪情報判定部２１から入力する歪情報であるＭＥＲが極大値になるまで、位相を制御してマッピングテーブル２３を変更する処理を続ける。

尚、マッピング制御部２２は、同じグループについて、ステップＳ３０２からステップＳ３０６までの振幅制御及び位相制御の処理を、予め設定された回数分行うようにしてもよい。また、マッピング制御部２２は、先に、ステップＳ３０５の位相制御を行い、その後に、ステップＳ３０２の振幅制御を行うようにしてもよい。

マッピング制御部２２は、ステップＳ３０６から移行して、全ての処理対象のグループについて処理が終了したか否かを判定し（ステップＳ３０７）、終了していないと判定した場合（ステップＳ３０７：Ｎ）、ステップＳ３０１へ移行する。これにより、次のグループが選定され、マッピングテーブル２３の変更処理が行われる。

マッピング制御部２２は、ステップＳ３０７において、全ての処理対象のグループについて処理が終了したと判定した場合（ステップＳ３０７：Ｙ）、当該マッピング位置調整処理によるキャリブレーションを終了する。

尚、マッピング制御部２２は、全てのグループについて、ステップＳ３０１からステップＳ３０７までの一連の処理を、予め設定された回数分行うようにしてもよい。また、図３に示した処理例は、歪情報としてＭＥＲを用いた場合を示しており、マッピング制御部２２は、ステップＳ３０３及びステップＳ３０６において、歪情報であるＭＥＲが極大値であるか否かを判定するようにした。これに対し、歪情報としてＥＶＭを用いた場合、マッピング制御部２２は、ステップＳ３０３及びステップＳ３０６において、歪情報であるＥＶＭが極小値であるか否かを判定する。

これにより、グループ間で異なる拡大率または縮小率及び回転量となるが、電力増幅部１９にて生じる歪に対し逆特性となるマッピング情報、すなわち電力増幅部１９から理想信号点に近い状態の信号が出力され得るマッピング情報が生成される。

図４は、キャリブレーション後の信号点について、ＩＱ軸のコンスタレーションを示すイメージ図である。（ａ）は１６ＡＰＳＫの信号点のコンスタレーションを示し、（ｂ）は３２ＡＰＳＫの信号点のコンスタレーションを示す。点線の丸印は、理想信号点の配置を示す。実線の丸印は、キャリブレーション後の拡大縮小率及び回転量が反映された信号点の配置を示す。外周側の信号点と内周側の信号点との間の点線の円は平均電力を示す。

図４（ａ）（ｂ）に示すように、振幅及び位相の制御（拡大縮小率及び回転量の変更）は、グループ（（ａ）ではＧ１，Ｇ２、（ｂ）ではＧ３，Ｇ４，Ｇ５のそれぞれのグループ）毎に行われる。

また、図４（ａ）（ｂ）に示すキャリブレーション後の信号点（実線の丸印）は、図８（ａ）（ｂ）に示したキャリブレーションが行われない場合の信号点（実線の丸印）に対し、逆特性となっていることがわかる。これは、本発明の実施形態では、電力増幅部１９から理想信号点に近い信号が出力されることを示している。

つまり、本発明の実施形態では、振幅位相変調の変調波は、送信装置１の電力増幅部１９にて歪が生じるが、理想信号点に近い状態で送信装置１から送信される。後述する受信装置２及び歪情報測定装置３にて等化した信号も、理想信号点に近い状態となり、誤り率特性を改善することができる。

以上のように、本発明の実施形態の送信装置１によれば、マッピング位置調整処理によるキャリブレーション時に、歪情報判定部２１は、電力増幅部１９が増幅した信号に対する歪情報（後述する受信装置２または歪情報測定装置３により測定された、理想信号点と受信信号点との間のずれの程度が反映された情報）を入力し、歪情報の示す値が最適値であるか否かを判定し、最適判定情報を生成する。

マッピング制御部２２は、マッピング情報の理想信号点のコンスタレーションにおいて、同一振幅の円周上に配置された信号点群のグループ毎に、最適判定情報に基づいて、歪情報の示す値が最適値となるまで、マッピングテーブル２３に格納されたマッピング情報の位相及び振幅の変更処理を繰り返す。

これにより、マッピングテーブル２３には、理想信号点と受信信号点との間のずれの程度が最小となる、電力増幅部１９にて生じる歪とは逆の特性を有するマッピング情報が格納される。そして、キャリブレーション後の実際の運用時に、送信装置１の電力増幅部１９を高出力域で動作させ、変調信号が非線形の歪を受けた場合であっても、非線形の歪による劣化を抑えることができ、誤り率特性を改善することができる。

また、本発明の実施形態の送信装置１によれば、非線形の歪による劣化を抑えるための処理として、歪情報判定部２１にて歪情報と最適値とを比較する処理、及び、マッピング制御部２２にてグループ毎の信号点群の位相及び振幅を変更する処理を行えばよい。

これにより、レプリカ信号を生成し、歪の逆特性となる信号を生成する処理等が必要な従来技術に比べ、回路規模の増大を抑制することができる。また、送信装置１を移動伝送に用いた場合には、その重量を抑えることができ、移動が容易な小型の送信装置１を実現することができる。例えば、送信装置１を、ミリ波の周波数の電波による移動伝送に用いるワイヤレスカメラに適用することができる。さらに、電力増幅部１９の特性を事前に取得しておく必要がないから、手間がかからないという利点がある。

したがって、電力増幅部１９における変調波の信号歪に起因する伝送性能の劣化を改善し、かつ回路規模の増大を抑制することが可能となる。

〔受信装置〕
次に、受信装置について説明する。受信装置は、周波数領域でチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式を用いた装置であり、受信信号のデータ部分の変調方式として、１６ＡＰＳＫ等の任意の振幅位相変調が用いられたものとする。また、受信装置は、ＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報を送信装置１へ、有線、無線等を介してフィードバックする。

図５は、受信装置の構成例を示すブロック図である。この受信装置２は、受信アンテナ３１、周波数変換部３２、ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部３３、デジタル直交復調部３４、帯域制限フィルタ部３５、ブロック同期部３６、ＵＷフーリエ変換部３７、チャネル推定部３８、フーリエ変換部３９、周波数領域等化部４０、逆フーリエ変換部４１、シンボル判定部４２、復号部４３及び歪情報折り返し部４４を備えている。尚、ここでは受信ブランチ数を１とするが、２以上としてもよい。受信ブランチ数が２以上の場合、ダイバーシチ合成が可能であるものとする。

受信装置２は、図１に示した送信装置１から送信された変調波の無線信号を、受信アンテナ３１を介して受信する。周波数変換部３２は、受信アンテナ３１を介して受信した変調波の無線信号の無線周波数を、中間周波数に変換し、中間周波数信号をＡＤ変換部３３に出力する。

ＡＤ変換部３３は、周波数変換部３２から中間周波数信号を入力し、中間周波数信号のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号をデジタル直交復調部３４に出力する。

デジタル直交復調部３４は、ＡＤ変換部３３からデジタル信号を入力し、デジタル信号に対し自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら、直交復調した複素ベースバンド信号を生成する。そして、デジタル直交復調部３４は、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部３５に出力する。

帯域制限フィルタ部３５は、デジタル直交復調部３４から周波数補正後の複素ベースバンド信号を入力し、周波数補正後の複素ベースバンド信号に対し、フィルタ処理による帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部３６に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

ブロック同期部３６は、帯域制限フィルタ部３５から帯域制限した複素ベースバンド信号を入力し、帯域制限した複素ベースバンド信号に対し、ＵＷの部分のＩＱ信号に基づいて、ＳＣ−ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出する。そして、ブロック同期部３６は、ＳＣ−ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷの部分に関する時間領域の信号を抽出すると共に、その後のデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を抽出する。

ブロック同期部３６は、先頭のＵＷの部分に関する時間領域の信号をＵＷフーリエ変換部３７に出力すると共に、データ及び後ろのＵＷの部分に関する時間領域の信号をフーリエ変換部３９に出力する。

ＵＷフーリエ変換部３７は、ブロック同期部３６から先頭のＵＷの部分に関する時間領域の信号を入力し、先頭のＵＷの部分に関する時間領域の信号を周波数領域の信号にフーリエ変換する。そして、ＵＷフーリエ変換部３７は、先頭のＵＷの部分に関する周波数領域の信号をチャネル推定部３８に出力する。

チャネル推定部３８は、ＵＷフーリエ変換部３７から先頭のＵＷの部分に関する周波数領域の信号を入力し、当該周波数領域の信号に対し、既知の周波数領域のＵＷを参照信号としてチャネル推定を行う。チャネル推定部３８は、チャネル推定にて得られた伝搬路情報を周波数領域等化部４０に出力する。

フーリエ変換部３９は、ブロック同期部３６からデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を入力し、データ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を周波数領域の信号にフーリエ変換する。そして、フーリエ変換部３９は、データ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を周波数領域等化部４０に出力する。

周波数領域等化部４０は、チャネル推定部３８から伝搬路情報を入力すると共に、フーリエ変換部３９からデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を入力する。そして、周波数領域等化部４０は、伝搬路情報、並びにデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を用いて、周波数領域でチャネル等化を行う。周波数領域等化部４０は、周波数領域でチャネル等化したデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を逆フーリエ変換部４１に出力する。

逆フーリエ変換部４１は、周波数領域等化部４０からチャネル等化したデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を入力し、チャネル等化したデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の信号を時間領域の信号に逆フーリエ変換する。そして、逆フーリエ変換部４１は、データ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号をシンボル判定部４２に出力する。

シンボル判定部４２は、逆フーリエ変換部４１からデータ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号を入力し、データ及びＵＷの部分に関する時間領域の信号からデータの信号を抽出する。そして、シンボル判定部４２は、データの信号に対し、デマッピング及び尤度計算を行う。これにより、硬判定の場合は、シンボルを構成する符号化ビット系列（誤り訂正の符号化が施されたデータ）を形成し、復号部４３に出力する。一方、軟判定の場合は、符号化ビット系列に対応した尤度の系列を形成し、復号部４３に出力する。また、シンボル判定部４２は、シンボル判定したシンボルと理想信号点との間のずれを算出し、当該ずれをＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報に変換し、歪情報を歪情報折り返し部４４に出力する。

具体的には、シンボル判定部４２は、歪情報としてＭＥＲを用いる場合、以下の数式（１）にて、入力シンボル数ＮにおけるＭＥＲを計算する。また、シンボル判定部４２は、歪情報としてＥＶＭを用いる場合、以下の数式（２）にて、入力シンボル数ＮにおけるＥＶＭを計算する。

ここで、Ｎは入力シンボル数、Ｉ_kは受信したｋ番目のシンボルの理想的なＩ成分、Ｑkは受信したｋ番目のシンボルの理想的なＱ成分である。

は、受信したｋ番目のシンボルのＩ成分、Ｑ成分である。

前記数式（１）のＭＥＲまたは前記数式（２）のＥＶＭは、一般的に計算することが可能である。ＭＥＲは、その値が大きいほど理想信号点とのずれが小さく、その値が小さいほど理想信号点とのずれが大きいことを表している。ＥＶＭは、その値が小さいほど理想信号点とのずれが小さく、その値が大きいほど理想信号点とのずれが大きいことを表している。

復号部４３は、シンボル判定部４２から符号化ビット系列、または符号化ビット系列に対応した尤度系列を入力し、符号化ビット系列または尤度系列に対し、送信装置１の送信前処理部１１に対応したデインタリーブ処理、誤り訂正復号処理及びエネルギー逆拡散処理等を行い、情報ビット系列を復号し出力する。

歪情報折り返し部４４は、シンボル判定部４２から歪情報を入力し、歪情報を、有線または無線等の任意の接続によりフィードバック可能な適切な信号形式に変換し、変換後の歪情報を、有線または無線等を介して送信装置１へ出力する。

このように、受信装置２により、周波数領域でチャネル等化した受信信号点について、理想信号点と受信信号点との間の差分がＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報として測定され、歪情報が、受信装置２から送信装置１へ随時フィードバックされる。

〔歪情報測定装置〕
次に、歪情報測定装置について説明する。図５に示した受信装置２は、送信装置１と離れて設置されるのが通常である。そのため、送信装置１の近くでキャリブレーションを行うためには、受信装置２を送信装置１の近くに設置する必要があり、手間である。そこで、受信装置２の代わりに歪情報測定装置を用いて、送信装置１の近くでキャリブレーションを行う。歪情報測定装置は、受信装置２に備えた構成部の一部と同等の機能を持ち、ＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報を送信装置１へ、有線、無線等を介してフィードバックする。

図６は、歪情報測定装置の構成例を示すブロック図であり、歪情報測定装置を送信装置１に直接接続した場合を示している。この歪情報測定装置３は、周波数変換部５１、ＡＤ変換部５２、デジタル直交復調部５３、帯域制限フィルタ部５４、ブロック同期部５５、ＵＷフーリエ変換部５６、チャネル推定部５７、フーリエ変換部５８、周波数領域等化部５９、逆フーリエ変換部６０、シンボル判定部６１及び歪情報折り返し部６２を備えている。

周波数変換部５１から歪情報折り返し部６２までのそれぞれの構成部は、図５に示した受信装置２において、受信アンテナ３１及び復号部４３を除く、周波数変換部３２からシンボル判定部４２までの構成部及び歪情報折り返し部４４と同じである。歪情報折り返し部６２は、歪情報を、有線を介して送信装置１へ出力する。

この場合の送信装置１は、図１に示した構成部に加え、電力増幅部１９と送信アンテナ２０との間に挿入された信号分配部２４を備えている。信号分配部２４は、電力増幅部１９から電力増幅後の無線周波数の変調信号を入力し、当該変調信号を適切に減衰して分配する。

信号分配部２４は、キャリブレーション時に、電力増幅後の無線周波数の変調信号を、歪情報測定装置３の周波数変換部５１に出力する。そして、キャリブレーションによりマッピングテーブル２３の調整が完了すると、信号分配部２４には、歪情報測定装置３の周波数変換部５１側に適切な終端器が接続される。信号分配部２４は、運用時に、電力増幅後の無線周波数の変調信号を、送信アンテナ２０に出力する。

これにより、歪情報測定装置３が送信装置１に直接接続された状態で、送信装置１から電力増幅後の無線周波数の変調信号が、有線を介して歪情報測定装置３へ直接入力される。また、歪情報測定装置３により、周波数領域でチャネル等化した受信信号点について、理想信号点と受信信号点との間の差分がＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報として測定され、歪情報が、歪情報測定装置３から送信装置１へ随時フィードバックされる。

尚、図６は、歪情報測定装置３を送信装置１に直接接続した場合の構成を示しているが、信号分配部２４を含む送信装置１の出力段の一部を付け替えて、歪情報測定装置３を送信装置１に接続するように構成してもよい。また、歪情報測定装置３と図１に示した送信装置１との間で無線通信を行うように構成してもよい。
前者の場合（送信装置１の一部を付け替えて接続する場合）、送信装置１の電力増幅部１９と信号分配部２４とを切り離し、電力増幅部１９に減衰器を接続し、減衰器に図６の歪情報測定装置３の周波数変換部５１を接続して構成する。また、後者の場合（送信装置１との間で無線通信を行うように構成する場合）、図６の歪情報測定装置３にさらに受信アンテナを設け、受信アンテナを周波数変換部５１に接続して構成する。この場合の歪情報測定装置３は、図５に示した受信装置２の各構成部のうち、復号部４３を除く各構成部により構成される。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば前記実施形態では、受信装置２及び歪情報測定装置３は、理想信号点と受信信号点との間のずれを、ＭＥＲまたはＥＶＭ等の歪情報として測定するようにしたが、ＭＥＲまたはＥＶＭは一例であり、他の情報を測定するようにしてもよい。要するに、歪情報は、理想信号点と受信信号点との間のずれの程度が反映された情報であれば何でもよい。

本発明におけるシングルキャリア方式の送信装置１によれば、電力増幅部１９による振幅及び位相の変化の影響がある場合にも、受信装置２側で精度よく復号を行うことができる。本発明は、シングルキャリア方式に基づいた放送または通信等の無線伝送システムに有用である。

１ 送信装置
２ 受信装置
３ 歪情報測定装置
１１ 送信前処理部
１２ マッピング部
１３ ＵＷ（ユニークワード）挿入部
１４ アップサンプリング部
１５ 波形整形部
１６ デジタル直交変調部
１７ ＤＡ（デジタル／アナログ）変換部
１８ 周波数変換部
１９ 電力増幅部
２０ 送信アンテナ
２１ 歪情報判定部
２２ マッピング制御部
２３ マッピングテーブル
２４ 信号分配部
３１ 受信アンテナ
３２，５１ 周波数変換部
３３，５２ ＡＤ（アナログ／デジタル）変換部
３４，５３ デジタル直交復調部
３５，５４ 帯域制限フィルタ部
３６，５５ ブロック同期部
３７，５６ ＵＷフーリエ変換部
３８，５７ チャネル推定部
３９，５８ フーリエ変換部
４０，５９ 周波数領域等化部
４１，６０ 逆フーリエ変換部
４２，６１ シンボル判定部
４３ 復号部
４４，６２ 歪情報折り返し部

Claims (2)

1. 送信対象の情報ビット系列を所定の変調方式にて変調し、変調後の信号の電力を増幅し、変調波の無線信号を送信するシングルキャリア方式の送信装置において、
   マッピング情報が格納されたマッピングテーブルと、
   前記情報ビット系列に対し、前記マッピングテーブルに格納された前記マッピング情報を用いて、振幅位相変調の変調方式にてマッピングを行うマッピング部と、
   前記マッピング部によりマッピングされた信号に対し、デジタル直交変調を行うデジタル直交変調部と、
   前記デジタル直交変調部によりデジタル直交変調された信号の電力を増幅する電力増幅部と、
   前記変調波の無線信号の理想信号点と受信信号点との間のずれの程度の値を含む歪情報を入力し、当該歪情報の示す値が所定の基準値であるか否かを判定し、判定情報を生成する歪情報判定部と、
   前記歪情報判定部により生成された前記判定情報に基づいて、前記マッピングテーブルに格納された前記マッピング情報を変更するマッピング制御部と、を備え、
   前記歪情報判定部は、
   前記マッピング制御部により前記マッピング情報が変更される毎に、前記電力増幅部により電力が増幅された前記変調波の無線信号についての前記歪情報を入力し、前記判定情報を生成し、
   前記マッピング制御部は、
   前記マッピング情報の理想信号点のコンスタレーションにおける同一振幅の円周上に配置された信号点群のグループ毎に、前記判定情報に基づいて、前記歪情報の示す値が前記基準値となるまで、前記マッピング情報の位相及び振幅の変更処理を繰り返す、ことを特徴とする送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置において、
   前記歪情報を、変調誤差比（ＭＥＲ）またはエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）とし、
   前記歪情報を前記変調誤差比とした場合、前記基準値を極大値とし、前記歪情報を前記エラーベクトル振幅とした場合、前記基準値を極小値とする、ことを特徴とする送信装置。

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