JP6905151B2 - 電源回路、センサノード、センサネットワーク - Google Patents

Description

本明細書中に開示されている発明は、電源回路並びにこれを用いたセンサノード及びセンサネットワークに関する。

近年、環境発電（いわゆるエナジーハーベスティング）による自己発電電力を用いて動作するセンサノードが実用化されている。このようなセンサノードは、電源配線の敷設や電池の交換が困難なアプリケーションにも好適に適用することができるので、様々な用途での普及が見込まれている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１や特許文献２を挙げることができる。

特開２０１１−１３７６５号公報 特開２０１６−１１９０９号公報

しかしながら、上記のセンサノードなどに用いられる電源回路に着目すると、低消費電力で安定な電力供給を行うためには、電力変換部の高効率化、発電電力の蓄電制御、ないしは、環境発電と電池とのハイブリッド化に伴う電源切替制御について、さらなる検討の余地があった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、低消費電力で安定な電力供給を行うことのできる電源回路を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されている電源回路は、入力電圧から出力電圧を生成して間欠駆動型の負荷に電力供給を行う電力変換部と、前記電力変換部の出力電流を平均値不変で制限する電流制限部と、を有する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る電源回路において、前記電流制限部は、前記電力変換部と前記負荷との間に接続された第１電流制限抵抗と、前記第１電流制限抵抗に並列接続された第１スイッチと、前記負荷に並列接続されたキャパシタとを含む構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成る電源回路において、前記第１電流制限抵抗は、制御信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗である構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第２または第３の構成から成る電源回路において、前記電流制限部は、前記第１電流制限抵抗の両端間で前記第１スイッチに直列接続された第２電流制限抵抗をさらに含む構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成る電源回路において、前記第１スイッチは、前記電力変換部と前記第２電流制限抵抗との間に接続された第１トランジスタと、前記電力変換部と前記第１トランジスタの制御端との間に接続された第１分圧抵抗と、前記第１トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第２トランジスタと、前記第２トランジスタと基準電位端との間に接続された第２分圧抵抗を含む構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第２〜第５いずれかの構成から成る電源回路は、前記キャパシタの充電電圧が所定の閾値電圧を上回るまで前記キャパシタと前記負荷との間を遮断する出力制御部をさらに有する構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成る電源回路において、前記出力制御部は、記キャパシタと前記負荷との間に接続された第２スイッチと、前記充電電圧を監視して前記第２スイッチを制御する充電電圧監視部と、を含む構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第７の構成から成る電源回路において、前記第２スイッチは、前記キャパシタと前記負荷との間に接続された第３トランジスタと、前記キャパシタと前記第３トランジスタの制御端との間に接続された第３分圧抵抗と、前記第３トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第４トランジスタと、前記第４トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第４分圧抵抗と、を含む構成（第８の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第８いずれかの構成から成る電源回路は、環境発電部と、前記環境発電部の発電電力を蓄える蓄電部と、前記蓄電部の充電制御を行いつつ前記環境発電部の発電電力または前記蓄電部の蓄電電力を用いて前記電力変換部への電力供給を行う充電部とをさらに有する構成（第９の構成）にするとよい。

また、上記第９の構成から成る電源回路において、前記充電部は、Ｐチャネル型のトランジスタと、前記トランジスタのソースとゲートとの間に接続された第１抵抗と、前記トランジスタのゲートと基準電位端との間に接続された第２抵抗と、前記トランジスタのドレインと前記蓄電部との間に接続された第３抵抗と、前記電力変換部の入力端と前記基準電位端との間に接続されたキャパシタと、アノードが前記トランジスタのソースに接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第１ダイオードと、アノードが前記蓄電部に接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第２ダイオードと、アノードが前記環境発電部の出力端に接続されてカソードが前記トランジスタのソースに接続された第３ダイオードと、を含む構成（第１０の構成）にするとよい。

また、上記第９または第１０の構成から成る電源回路は、電池と、前記電池から前記電力変換部への電力供給経路を導通／遮断する電源切替部と、前記入力電圧を監視して前記電源切替部を制御する入力電圧監視部を更に有する構成（第１１の構成）にするとよい。

また、上記第１１の構成から成る電源回路において、前記電力変換部は前記入力電圧の低下が検出されてから所定の待機時間が経過するまでイネーブル状態を維持する構成（第１２の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されているセンサノードは、上記第１〜第１２いずれかの構成から成る電源回路と、前記電源回路の負荷として間欠的に動作するセンサモジュールと、を有する構成（第１３の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されているセンサネットワークは、上記第１３の構成から成るセンサノードと、前記センサノードの計測結果を無線で受信する受信機と、を有する構成（第１４の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている電源回路は、環境発電部と、前記環境発電部の発電電力を蓄える蓄電部と、前記蓄電部の充電制御を行いつつ前記環境発電部の発電電力または前記蓄電部の蓄電電力を用いて後段回路への電力供給を行う充電部と、を有し、前記充電部は、Ｐチャネル型のトランジスタと、前記トランジスタのソースとゲートとの間に接続された第１抵抗と、前記トランジスタのゲートと基準電位端との間に接続された第２抵抗と、前記トランジスタのドレインと前記蓄電部との間に接続された第３抵抗と、前記後段回路の入力端と前記基準電位端との間に接続されたキャパシタと、アノードが前記トランジスタのソースに接続されてカソードが前記後段回路の入力端に接続された第１ダイオードと、アノードが前記蓄電部に接続されてカソードが前記後段回路の入力端に接続された第２ダイオードと、アノードが前記環境発電部の出力端に接続されてカソードが前記トランジスタのソースに接続された第３ダイオードと、を含む構成（第１５の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている電源回路は、入力電圧から出力電圧を生成する電力変換部と、前記電力変換部に電力供給を行う環境発電部及び電池と、前記電池から前記電力変換部への電力供給経路を導通／遮断する電源切替部と、前記入力電圧を監視して前記電源切替部を制御する入力電圧監視部と、を有し、前記電力変換部は、前記入力電圧の低下が検出されてから所定の待機時間が経過するまでイネーブル状態を維持する手段を備える構成（第１６の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている電源回路は、キャパシタと負荷との間に接続された第１トランジスタと、前記キャパシタと前記第１トランジスタの制御端との間に接続された第１抵抗と、前記第１トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第２トランジスタと、前記第２トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第２抵抗と、前記キャパシタの充電電圧を監視して前記第２トランジスタを制御する電圧監視部と、を有する構成（第１７の構成）とされている。

本明細書中に開示されている発明によれば、低消費電力で安定な電力供給を行うことのできる電源回路を提供することが可能となる。

センサノードの一構成例を示す図 充電部の一構成例を示す図 電源切替部の一構成例を示す図 入力電圧監視部の一構成例を示す図 電源切替動作の一例を示す図 電力変換部の第１構成例を示す図 電力変換部の第２構成例を示す図 イネーブル維持動作の一例を示す図 電流制限部の第１構成例を示す図 電流制限部の第２構成例を示す図 電流制限動作の一例を示す図 出力電流と効率との関係を示す図 電流制限部の第３構成例を示す図 電流制限部に用いられるスイッチの一構成例を示す図 出力制御部の一構成例を示す図 出力制御動作の一例を示す図 出力制御部に用いられるスイッチの一構成例を示す図 制御信号の一例を示す図 センサネットワークの一構成例を示す図

＜センサノード＞
図１は、センサノードの一構成例を示す図である。本構成例のセンサノード１は、電源回路１００と、センサモジュール２００と、を有する。

電源回路１００は、センサモジュール２００各部に電力を供給するための手段であり、環境発電部１１０と、電池１２０と、蓄電部１３０と、充電部１４０と、電源切替部１５０と、入力電圧監視部１６０と、電力変換部１７０と、電流制限部１８０と、を含む。

環境発電部１１０は、センサノード１の設置された環境下に存在するエネルギー（＝振動、光、熱など）を受けて発電する手段（いわゆるエナジーハーベスタ）である。なお、振動をエネルギー源とする場合には、発電素子として、ピエゾ素子などの圧電素子を用いるとよい。また、太陽光や照明光をエネルギー源とする場合には、発電素子として、シリコン系、化合物系、または、有機系などの光電素子を用いるとよい。また、熱をエネルギー源とする場合には、発電素子として、ペルチェ素子などの熱電素子を用いるとよい。また、環境発電（ないしは自己発電）をより広義に捉えると、ＣＴ方式電流センサを用いることもできる。その原理は、測定導体（１次側）に流れる交流電流による磁気コア内に発生した磁束を打ち消すように２次側の巻線に巻線比に応じた交流電流（２次電流）が流れるというものである。ただし、上記はあくまで例示であり、他の発電原理による発電デバイスを用いても構わない。例えば、振動発電には、圧電式（ピエゾ素子を用いるもの）だけでなく、電磁誘導式（コイルと磁石を用いた電磁誘導によるもの）や、静電式（エレクトレットを用いるもの）などがある。なお、以下では、環境発電部１１０として、ソーラーパネル（例えば４セル）が用いられており、その受光量に応じた直流電圧Ｖ１（約０．６Ｖ〜２．４Ｖ）が生成されるものとして説明を行う。

電池１２０は、環境発電部１１０の発電電力（ただしＣＴ方式電流センサを用いる場合には非接触給電電力と読み替え）が乏しくなったときでも、電力変換部１７０への電力供給を継続するための補助電源である。なお、電池１２０としては、例えば、直流電圧Ｖ２（例えば１．５Ｖ）を出力することのできる単３型（放電容量３０００ｍＡｈ）または単４型（放電容量１５００ｍＡｈ）の乾電池１〜２本を用いればよい。また、コイン型リチウム電池（３．０Ｖ）１個、或いは、リチウム電池（例えばＣＲ２：３．０Ｖ）１個を利用することもできる。

蓄電部１３０は、環境発電部１１０の発電電力を充電電圧Ｖ３として蓄えるための手段であり、例えば、スーパーキャパシタ（＝電気二重層キャパシタの総称）を好適に用いることができる。

このように、電源回路１００は、環境発電部１１０と電池１２０の双方を持つハイブリッド電源であり、さらには、環境発電部１１０の発電電力をバッファするための蓄電部１３０を備えた３段構えの構成とされている。従って、電力変換部１７０（延いてはセンサモジュール２００）に安定な電力供給を行うことが可能となる。

充電部１４０は、蓄電部１３０の充電制御を行いつつ、環境発電部１１０の発電電力または蓄電部１３０の蓄電電力を用いて、電力変換部１７０への電力供給を行う。充電部１４０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

電源切替部１５０は、入力電圧監視部１６０からの制御信号Ｓ１に応じて、電池１２０から電力変換部１７０への電力供給経路を導通／遮断する。電源切替部１５０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

入力電圧監視部１６０は、電力変換部１７０への入力電圧Ｖ４を常時監視し、その監視結果を制御信号Ｓ１として出力することにより、電源切替部１５０を制御する。より具体的に述べると、入力電圧監視部１６０は、入力電圧Ｖ４が所定の閾値電圧Ｖｔｈ（例えば１．５Ｖ）よりも低いときに制御信号Ｓ１をローレベルとし、入力電圧Ｖ４が閾値電圧Ｖｔｈよりも高いときに、制御信号Ｓ１をハイレベルとする。なお、本構成例では、制御信号Ｓ１が電力変換部１７０にも入力されており、電力変換部１７０のイネーブル制御に活用されているが、この信号経路については割愛することも可能である。入力電圧監視部１６０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

電力変換部１７０は、入力電圧Ｖ４から所望の出力電圧Ｖ５（例えば３．３Ｖ）を生成してセンサモジュール２００に電力供給を行う。なお、電力変換部１７０としては、例えば、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを好適に用いることができる。電力変換部１７０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

電流制限部１８０は、電力変換部１７０の出力電流Ｉｏｕｔを平均値不変で制限する。電流制限部１８０の構成及び動作については、後ほど詳述する。

一方、センサモジュール２００は、環境センサ２１０と無線通信／制御部２２０とを含み、電源回路１００の負荷として間欠的に動作する。

環境センサ２１０は、センサノード１の設置されている環境下において、所定の計測対象（磁気、加速度、角速度、圧力、歪み、振動、温度、湿度、光、赤外線、紫外線、電磁波、放射線、電界、電流、電圧、電力、位置、距離、変位、流速、流量、成分、組成、濃度、音、ガス、匂い、電気伝導度、ｐＨ、水位、カウントなど）を計測する手段である。なお、環境センサ２１０は、アナログ出力であってもデジタル出力であっても構わない。

無線通信／制御部２２０は、環境センサ部２１０の電源制御や環境センサ部２１０とのＩ^２Ｃ［Inter-Integrated Circuit］通信又はＳＰＩ［Serial Peripheral Interface］通信を行うほか、環境センサ２１０で得られた計測結果を受信機２（後出する図１３を参照）に無線で送信する。また、環境センサ２１０がアナログ出力である場合には、汎用入出力端子（ＧＰＩＯ［General Purpose Input/Output］）を用いてデータのやり取りを行えばよい。

無線通信／制御部２２０の通信規格としては、ＢＬＥ［Bluetooth(登録商標) Low Energy］よりも通信可能距離の長いＳｕｂ−ＧＨｚ無線（例えば、ＷｉＳＵＮ［Wireless Smart Utility Network］）を採用することが望ましい。このような通信規格の採用により、センサノード１で広領域をカバーすることが可能となる。

ただし、Ｓｕｂ−ＧＨｚ無線は、ＢＬＥと比べて消費電流が大きい。そのため、センサノード１では、その長寿命化を実現するために、センサモジュール２００の間欠動作機能（＝動作時以外スリープさせる機能）、低クロック化による動作時の消費電力低減機能、並びに、電源回路１００の工夫による電池寿命の伸長機能（後述）が導入されている。

なお、センサノード１では、環境発電部１１０を構成するソーラーパネルも含めて、全ての部品を１つの基板に搭載するとよい。

＜充電部＞
図２は、充電部１４０の一構成例を示した図である。充電部１４０は、ＰＭＯＳＦＥＴ［P-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor］１４１と、抵抗１４２〜１４４と、キャパシタ１４５と、ダイオード１４６〜１４８と、を含む。

抵抗１４２は、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のソースとゲートとの間に接続されている。抵抗１４３は、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のゲートと基準電位端（例えば接地端）との間に接続されている。抵抗１４４は、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のドレインと充電電圧Ｖ３の印加端（＝蓄電部１３０の入出力端）との間に接続されている。キャパシタ１４５は、入力電圧Ｖ４の印加端（＝電力変換部１７０の入力端）と基準電位端との間に接続されている。

ダイオード１４６のアノードは、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のソースに接続されている。ダイオード１４６のカソードは、入力電圧Ｖ４の印加端（＝電力変換部１７０の入力端）に接続されている。ダイオード１４７のアノードは、充電電圧Ｖ３の印加端（＝蓄電部１３０の入出力端）に接続されている。ダイオード１４７のカソードは、入力電圧Ｖ４の印加端（＝電力変換部１７０の入力端）に接続されている。ダイオード１４８のアノードは、直流電圧Ｖ１（＝環境発電部１１０の出力端）に接続されている。ダイオード１４８のカソードは、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のソースに接続されている。

本構成例の充電部１４０において、環境発電部１１０の発電電力が十分大きいとき（Ｖ１＞Ｖ４＋Ｖｆ１４６＋Ｖｆ１４８であるとき、ただし、Ｖｆ１４６及びＶｆ１４８はそれぞれダイオード１４６及び１４８の順方向降下電圧）には、環境発電部１１０からキャパシタ１４５への充電電流（実線矢印を参照）が流れる。その結果、電力変換部１７０の入力電圧Ｖ４（＝キャパシタ１４５の充電電圧）が上昇するので、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のソース電圧Ｖａとゲート電圧Ｖｂもそれぞれ上昇する。

ここで、ゲート電圧Ｖｂは、ソース電圧Ｖａの分圧電圧（＝α×Ｖａ、０＜α＜１）であり、ソース電圧Ｖａに応じて変動する。従って、ソース電圧Ｖａからゲート電圧Ｖｂを差し引いたＰＭＯＳＦＥＴ１４１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＝Ｖａ−Ｖｂ＝（１−α）×Ｖａ）は、ソース電圧Ｖａが上昇するほど高くなる。その結果、環境発電部１１０からキャパシタ１４５への充電が進み、入力電圧Ｖ４（延いてはソース電圧Ｖａ）が上昇するに連れて、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のチャネルが徐々に開いていくので、環境発電部１１０から蓄電部１３０への充電電流（小破線矢印を参照）が増大していく。

このように、充電部１４０では、環境発電部１１０の発電電力を用いてキャパシタ１４５の充電を行いつつ、余剰の発電電力を用いて蓄電部１３０の充電が行われる。

なお、Ｖ４＞Ｖ３−Ｖｆ１４７（ただし、Ｖｆ１４７はダイオード１４７の順方向降下電圧）であるときには、ダイオード１４７が逆バイアスとなるので、蓄電部１３０からキャパシタ１４５への充電電流（大破線矢印を参照）は殆ど流れない。逆に、Ｖ４＜Ｖ３−Ｖｆ１４７であるときには、ダイオード１４７が順バイアスとなるので、蓄電部１３０からキャパシタ１４５への充電電流が流れて、入力電圧Ｖ４が引き上げられる。

すなわち、環境発電部１１０からキャパシタ１４５への充電電流が不足して、入力電圧Ｖ４が低下したときには、蓄電部１３０からキャパシタ１４５への充電電流が流れて、入力電圧Ｖ４が引き上げられる。従って、環境発電部１１０の発電電力が乏しいときには、蓄電部１３０の蓄電電力を用いて電力変換部１７０（延いてはセンサモジュール２００）に安定な電力供給を行うことが可能となる。

特に、蓄電部１３０からキャパシタ１４５への充電電流は、入力電圧Ｖ４が低いほど大きくなる。従って、蓄電部１３０に蓄えられた電荷がなくなるまでは、入力電圧Ｖ４がほとんど低下しなくなる。

また、本構成例の充電部１４０であれば、ＰＭＯＳＦＥＴ１４１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓに応じて蓄電部１３０への充電電流をアナログ的に制御することができるので、コンパレータやリセットＩＣを用いて入力電圧Ｖ４を監視する構成と比べて、きめ細かな充電制御を行うことが可能となる。さらに、抵抗１４２及び１４３の抵抗値を変えることにより蓄電部１３０への充電電流を容易に調整することが可能となる。

＜電源切替部＞
図３は、電源切替部１５０の一構成例を示す図である。電源切替部１５０は、ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２と、抵抗１５３〜１５５と、ダイオード１５６と、を含む。

ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２それぞれのソースは、互いに接続されている。ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２それぞれのゲートは、いずれも制御信号Ｓ１の入力端に接続されている。抵抗１５３は、ＰＭＯＳＦＥＴ１５１のドレインとゲートとの間に接続されている。抵抗１５４は、ＰＭＯＳＦＥＴ１５２のドレインとゲートの間に接続されている。抵抗１５５は、直流電圧Ｖ２の印加端（＝電池１２０の正極端）とＰＭＯＳＦＥＴ１５１のドレインとの間に接続されている。ダイオード１５６のアノードは、ＰＭＯＳＦＥＴ１５２のドレインに接続されている。ダイオード１５６のカソードは、入力電圧Ｖ４の印加端（＝電力変換部１７０の入力端）に接続されている。なお、ダイオード１５６は、電力変換部１７０から電池１２０への逆流防止素子として機能する。

本構成例の電源切替部１５０において、制御信号Ｓ１がハイレベルであるときには、ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２がいずれもオフするので、電池１２０から電力変換部１７０への電力供給経路が遮断される。これに対して、制御信号Ｓ１がローレベルであるときには、ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２がいずれもオンするので、電池１２０から電力変換部１７０への電力供給経路が導通される。

なお、先にも述べたように、Ｖ４＞ＶｔｈであるときにＳ１＝Ｈとなり、逆に、Ｖ４＜ＶｔｈであるときにＳ１＝Ｌとなる。従って、電力変換部１７０への電力供給が環境発電部１１０（ないしは蓄電部１３０）で賄われており、入力電圧Ｖ４の低下が検出されていないときには、電池１２０が切り離されてその放電が抑制される。一方、電力変換部１７０への電力供給を環境発電部１１０（ないしは蓄電部１３０）で賄うことができなくなったときには、電池１２０が接続されて電力変換部１７０への電力供給が維持される。

また、入力電圧監視部１６０で生成される制御信号Ｓ１のハイレベルは、入力電圧Ｖ４に依存して変動する。具体的には、入力電圧Ｖ４が低いほど制御信号Ｓ１のハイレベルも低下する。従って、Ｖ４＞Ｖｔｈ（Ｓ１＝Ｈ）であっても、入力電圧Ｖ４の低下に伴い、ＰＭＯＳＦＥＴ１５１及び１５２のチャネルが徐々に開き出すので、電池１２０から電力変換部１７０への電力供給が徐々に増大していく。このように、アナログ的な電源切替制御を行うことにより、入力電圧Ｖ４の低下を未然に防止することが可能となる。

＜入力電圧監視部＞
図４は、入力電圧監視部１６０の一構成例を示す図である。入力電圧監視部１６０は、リセットＩＣ１６１と、その入力端子ＩＮ及び出力端子ＯＵＴにそれぞれ外付けされるキャパシタ１６２及び１６３と、を含む。

リセットＩＣ１６１は、入力端子ＩＮに入力される入力電圧Ｖ４を監視し、その監視結果に応じた制御信号Ｓ１を出力端子ＯＵＴから出力する。より具体的に述べると、リセットＩＣ１６１は、入力電圧Ｖ４が所定の閾値電圧Ｖｔｈよりも低いときに、制御信号Ｓ１をローレベル（＝リセット時の論理レベル）とし、入力電圧Ｖ４が閾値電圧Ｖｔｈよりも高いときに、制御信号Ｓ１をハイレベル（＝リセット解除時の論理レベル）とする。

なお、リセットＩＣ１６１は、入力電圧Ｖ４を自身の電源電圧として用いている。従って、先にも述べた通り、入力電圧Ｖ４が低いほど制御信号Ｓ１のハイレベルも低下する。

＜電源切替動作＞
図５は、電源切替部１５０及び入力電圧監視部１６０による電源切替動作の一例を示す図であり、上から順に、入力電圧Ｖ４、電力変換部１７０への供給電流Ｉｓｏｌａｒ（実線）及びＩｂａｔ（破線）、並びに、キャパシタ１４５の充放電電流Ｉｃａｐそれぞれのシミュレーション波形が描写されている。

なお、供給電流Ｉｓｏｌａｒは、環境発電部１１０（ないし蓄電部１３０）から充電部１４０を介して電力変換部１７０に供給される電流である。一方、供給電流Ｉｂａｔは、電池１２０から電源切替部１５０を介して電力変換部１７０に供給される電流である。

また、シミュレーション条件は、直流電圧Ｖ２が１．３Ｖであり、電力変換部１７０の消費電流が１００μＡであり、キャパシタ１４５の容量値が１０μＦであるものとする。

本図から、入力電圧Ｖ４を変動させると、供給電流Ｉｓｏｌａｒ及びＩｂａｔが相補的に切り替わることが分かる。より具体的に述べると、Ｖ４＞Ｖｔｈであるときには供給電流Ｉｓｏｌａｒが流れ、逆に、Ｖ４＜Ｖｔｈであるときには供給電流Ｉｂａｔが流れる。

また、充放電電流Ｉｃａｐの挙動から、供給電流Ｉｂａｔから供給電流Ｉｓｏｌａｒへの切替時にはキャパシタ１４５が充電され、逆に、供給電流Ｉｓｏｌａｒから供給電流Ｉｂａｔへの切替時にはキャパシタ１４５が放電されることも分かる。

＜電力変換部＞
図６は、電力変換部１７０の第１構成例を示す図である。本構成例の電力変換部１７０は、電源制御ＩＣ１７１と、キャパシタ１７２〜１７４と、抵抗１７５と、ＮＭＯＳＦＥＴ［N-channel type MOSFET］１７６と、を含む。

電源制御ＩＣ１７１は、電力変換部１７０の制御主体であり、入力端子ＩＮに入力される入力電圧Ｖ４から所望の出力電圧Ｖ５を生成し、これを出力端子ＯＵＴから出力する。また、電源制御ＩＣ１７１は、イネーブル端子ＥＮがハイレベルであるときにイネーブル状態（＝動作状態）となり、イネーブル端子ＥＮがローレベルであるときにディセーブル状態（＝非動作状態）となる。

キャパシタ１７２は、入力端子ＩＮと接地端との間に接続されている。キャパシタ１７３は、出力端子ＯＵＴと接地端との間に接続されている。キャパシタ１７４及び抵抗１７５は、イネーブル端子ＥＮと接地端との間に接続されている。

ＮＭＯＳＦＥＴ１７６は、入力端子ＩＮとイネーブル端子ＥＮの間に接続されており、ゲートに入力される制御信号Ｓ１に応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６は、Ｓ１＝Ｈであるときにオンし、Ｓ１＝Ｌであるときにオフする。

本構成例の電力変換部１７０において、制御信号Ｓ１がハイレベルであるときには、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６がオンするので、入力電圧Ｖ４を用いてキャパシタ１７４が充電される。その結果、イネーブル端子ＥＮがハイレベルとなり、電源制御ＩＣ１７１がイネーブル状態となるので、電力変換部１７０が動作する。

一方、制御信号Ｓ１がローレベルに立ち下がると、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６がオフするので、キャパシタ１７４の充電経路が遮断されてイネーブル端子ＥＮの電圧レベルが低下し始める。ただし、キャパシタ１７４の放電経路には、抵抗１７５（例えば１０ＭΩ）が接続されているので、イネーブル端子ＥＮがローレベル（＝電源制御ＩＣ１７１がディセーブル状態に切り替わる電圧値）に立ち下がるまでの所要時間が延びる。

すなわち、キャパシタ１７４と抵抗１７５は、入力電圧Ｖ４の低下が検出されてから所定の待機時間が経過するまで、電源制御ＩＣ１７１のイネーブル状態を維持する手段として機能する。

このようなイネーブル維持手段を備えることにより、入力電圧Ｖ４が低下して制御信号Ｓ１がローレベルに立ち下がったときでも、電力変換部１７０の動作が維持されている間に、電池１２０から電力供給部１７０への電力供給を開始することができる。従って、負荷２００への電力供給に支障を来さないように、環境発電部１１０と電池１２０との電源切替制御を適切に実施することが可能となる。

図７は、電力変換部１７０の第２構成例を示す図である。本構成例の電力変換部１７０は、先出の第１構成例（図６）をベースとしつつ、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６がダイオード１７７に置換されている。なお、ダイオード１７７のアノードは、入力端子ＩＮに接続されている。また、ダイオード１７７のカソードは、イネーブル端子ＥＮに接続されている。

本構成例の電力変換部１７０では、入力電圧Ｖ４が上昇してダイオード１７７が順バイアスになると、入力電圧Ｖ４を用いてキャパシタ１７４が充電される。その結果、イネーブル端子ＥＮがハイレベルとなり、電源制御ＩＣ１７１がイネーブル状態となるので、電力変換部１７０が動作する。

一方、入力電圧Ｖ４が低下してダイオード１７７が逆バイアスになると、キャパシタ１７４の充電経路が遮断されてイネーブル端子ＥＮの電圧レベルが低下し始める。ただし、先にも述べたように、キャパシタ１７４の放電経路には、抵抗１７５が接続されているので、イネーブル端子ＥＮがローレベルに立ち下がるまでの所要時間が延びる。

このように、電力変換部１７０のイネーブル制御には、必ずしも制御信号Ｓ１を用いる必要はなく、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６をダイオード１７７に置換しても、先出の第１構成例（図６）と同様の作用効果を享受することができる。

また、ＮＭＯＳＦＥＴ１７６を介するキャパシタ１７４のリーク放電経路がなくなるので、キャパシタ１７４と抵抗１７５によるイネーブル維持動作がより確実なものとなる。

＜イネーブル維持動作＞
図８は、電力変換部１７０におけるイネーブル維持動作の一例を示す図であり、上から順に、環境発電部１１０で生成される直流電圧Ｖ１（＝入力電圧Ｖ４）、及び、イネーブル端子ＥＮの電圧レベルそれぞれのシミュレーション波形が描写されている。なお、本シミュレーションは、電池１２０を切り離した状態を模擬したものである。

本図で示すように、電池１２０を切り離した状態で直流電圧Ｖ１（＝入力電圧Ｖ４）を意図的にゼロ値まで引き下げても、イネーブル端子ＥＮの電圧レベルは、すぐにはローレベル（＝電源制御ＩＣ１７１がディセーブル状態に切り替わる電圧値ＤＣ／ＤＣｏｆｆ）まで立ち下がらないことが分かる。従って、この期間内に電池１２０を接続すれば、電力供給部１７０の動作を継続することができるので、負荷２００への電力供給に支障を来すことがなくなる。

＜電流制限部（第１構成例）＞
図９は、電流制限部１８０の第１構成例を示す図である。本構成例の電流制限部１８０は、抵抗１８１（＝第１電流制限抵抗に相当）と、スイッチ１８２と、キャパシタ１８３（例えばスーパーキャパシタ）と、を含む。抵抗１８１は、出力電圧Ｖ５の印加端（＝電力変換部１７０の出力端）と負荷電圧ＶＬの印加端（＝負荷２００の電源入力端）との間に接続されている。スイッチ１８２は、抵抗１８１に並列接続されている。キャパシタ１８３は、負荷２００に並列接続されている。キャパシタ１８３の充電電圧Ｖｓｃは、負荷電圧ＶＬ（＝負荷２００の電源電圧に相当）として負荷２００に供給される。

なお、詳細は後述するが、抵抗１８１の導入により、負荷２００の間欠動作に起因して負荷電流ＩＬがパルス状に変動する場合でも、出力電流Ｉｏｕｔ（延いては入力電流Ｉｉｎ）を平均値不変で制限することが可能となり、延いては、電力変換部１７０の高効率化や電池１２０の長寿命化を実現することが可能となる。

また、負荷２００に大きな負荷電流ＩＬを供給する必要がある場合（例えばセンサノード１と受信機２（後出の図１３を参照）との初期ペアリングを行う場合）には、制御信号Ｓａに応じてスイッチ１８２をオンすることにより、抵抗１８１をバイパスすればよい。このようなバイパス制御により、電力変換部１７０の電流能力を最大限に活用することができるので、負荷２００に十分な電流供給を行うことが可能となる。

＜電流制限部（第２構成例）＞
図１０は、電流制限部１８０の第２構成例を示す図である。本構成例の電流制限部１８０は、先出の第１構成例（図９）をベースとしつつ、抵抗１８１にさらなる工夫が凝らされている。より具体的に述べると、抵抗１８１は、抵抗Ｒ１〜ＲｎとスイッチＳＷ１〜ＳＷｎを含み、制御信号Ｓｂに応じて抵抗値が変化する可変抵抗とされている。

接続関係について具体的に述べると、抵抗Ｒ１〜Ｒｎそれぞれの第１端は、いずれも、出力電圧Ｖ５の印加端（＝電力変換部１７０の出力端）に接続されている。抵抗Ｒ１〜Ｒｎそれぞれの第２端は、それぞれ、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎの第１端に接続されている。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎそれぞれの第２端は、いずれも、負荷電圧ＶＬの印加端（＝負荷２００の電源入力端）に接続されている。もちろん、上記の回路構成はあくまで例示であり、抵抗１８１の構成について、種々の変形例を採用し得ることは言うまでもない。

本構成例の抵抗１８１であれば、制御信号Ｓｂに応じてスイッチＳＷ１〜ＳＷｎそれぞれをオン／オフすることにより、抵抗１８１の抵抗値を任意に調整することができる。従って、例えば、負荷電流ＩＬの異なる複数の動作モードが存在する場合には、各動作モードに応じて、抵抗１８１の抵抗値をきめ細かく制御することが可能となる。従って、各動作モードに応じて出力電流Ｉｏｕｔを最適化することができるので、電池１２０の寿命を最大限に伸ばすことが可能となる。

また、本図では、制御信号Ｓａ及びＳｂそれぞれの生成主体として、制御部１９０が明示されている。なお、制御部１９０は、残量検出部１９１とＣＰＵ［Central Processing Unit］１９２を含む。

残量検出部１９１は、直流電圧Ｖ２を監視して電池１２０の残量を検出し、その結果をＣＰＵ１９２（特にＡ／Ｄ［analog-to-digital］コンバータ）の入力ダイナミックレンジに適合したアナログ信号として出力する。なお、残量検出部１９１としては、分圧回路やレベルシフタなどを用いればよい。

ＣＰＵ１９２は、負荷２００の動作モードに応じて制御信号Ｓａ及びＳｂを生成する。また、ＣＰＵ１９２は、残量検出部１９１から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを含み、電池１２０の残量に応じて制御信号Ｓｂを生成する機能も備えている。

＜電流制限動作＞
図１１は、電流制限部１８０による電流制限動作の一例を示す図であり、上から順に、負荷電流ＩＬと出力電流Ｉｏｕｔ（延いては入力電流Ｉｉｎ）の挙動が描写されている。なお、出力電流Ｉｏｕｔ（延いては入力電流Ｉｉｎ）については、電流制限ありの挙動を実線で示しており、電流制限なしの挙動を破線で示している。

また、期間Ｔ１は、負荷２００のアクティブ期間（＝センシングや無線通信が行われる期間）を示しており、期間Ｔ２は、負荷２００のスリープ期間（＝ほぼ全ての機能が停止された省電力期間）を示している。すなわち、負荷２００は、アクティブ期間Ｔ１とスリープ期間Ｔ２を交互に繰り返すように間欠動作する。

上記の間欠動作により、負荷電流ＩＬはパルス状に変動する。従って、仮に電流制限部１８０が導入されていなければ、出力電流Ｉｏｕｔ（延いては入力電流Ｉｉｎ）もパルス状に変動する。そのため、電池１２０に瞬時的な大電流が何度も繰り返し流れるので、電池１２０の寿命を縮める要因となり得る。

一方、電流制限部１８０が導入されていれば、出力電流Ｉｏｕｔ（延いては入力電流Ｉｉｎ）を平均値不変で制限することができる。従って、電池１２０に流れる電流の変動幅を小さく抑えることができるので、電池１２０の長寿命化を実現することが可能となる。

また、電流制限部１８０の導入により、電力変換部１７０の高効率化を実現することも可能となる。この点について、図１２を参照しながら説明する。図１２は、電力変換部１７０における出力電流Ｉｏｕｔと効率ηとの関係を示す図である。本図で示すように、電力変換部１７０の効率ηは、一般に、出力電流Ｉｏｕｔの小さい軽負荷領域（Ｉｏｕｔ＜数十μＡ）で著しく低下する。

そのため、仮に、電流制限部１８０が導入されていなければ、電力変換部１７０は、長期に亘るスリープ期間Ｔ２において、極めて効率ηの低い出力電流領域α（例えばＩｏｕｔ＝数μＡ）で駆動し続けなければならない。

一方、電流制限部１８０が導入されていれば、負荷２００の間欠駆動に依ることなく、電力変換部１７０を常に効率ηの高い出力電流領域β（例えばＩｏｕｔ＝数百μＡ）で駆動し続けられるので、電力変換部１７０の高効率化を実現することが可能となる。

＜作用・効果＞
このように、電源回路１００では、その構成回路それぞれに工夫を凝らすことにより、電源回路１００全体の消費電力を最小限に抑えつつ、負荷２００への安定な電力供給が実現されている。従って、例えば、ソーラーパネル＋電池のハイブリッド電源を用いる場合には、Ｓｕｂ−ＧＨｚ無線に準拠したセンサノードを長期間（数年〜１０年）に亘って、電池交換不要で安定に動作させることが可能となる。

＜電流制限部（第３構成例）＞
図１３は、電流制限部１８０の第３構成例を示す図である。本構成例の電流制限部１８０は、先出の第１構成例（図９）（または第２構成例（図１０）でも可）をベースとしつつ、抵抗１８１の両端間でスイッチ１８２に直列接続された抵抗１８４（＝第２電流制限抵抗に相当）をさらに含む。

先出の第１構成例（図９）や第２構成例（図１０）では、電源投入時にスイッチ１８２がオンされた場合、殆ど抵抗成分を持たないバイパス経路を介して抵抗１８１の両端間がショートされるので、電力変換部１７０の出力電流Ｉｏｕｔにはほぼ電流制限が掛からない状態となる。そのため、キャパシタ１８３の初期充電を高速に行うことができる反面、電池１２０の最大出力電流（規格値）を超える過大な出力電流Ｉｏｕｔ（数百ｍＡオーダー）が流れて直流電圧Ｖ２が急低下し、負荷２００の起動に支障を来すおそれがある。

一方、本構成例の電流制限部１８０であれば、電源投入時にスイッチ１８２がオンされた場合でも、抵抗１８４を介して出力電流Ｉｏｕｔに適切な電流制限を掛けることができるので、上記の不具合を生じることがなくなる。

なお、抵抗１８４の抵抗値は、抵抗１８１の抵抗値よりも低い値に設定するとよい。より具体的には、電源投入時（＝スイッチ１８２のオン時）において、電力変換部１７０の出力電流Ｉｏｕｔ（延いてはキャパシタ１８３の充電電流Ｉｓｃ）が電池１２０の最大出力電流を超えることなく、かつ、負荷２００の起動に必要な負荷電流ＩＬが流れるように抵抗１８４の抵抗値を適宜設定しておくとよい。

図１４は、スイッチ１８２の一構成例を示す図である。本構成例のスイッチ１８２は、半導体装置ＩＣ１と、これに外付けされるディスクリート部品（抵抗Ｒ１１及びＲ１２とキャパシタＣ１）を含む。なお、半導体装置ＩＣ１には、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１とＮＭＯＳＦＥＴＮ１が集積化されている。また、半導体装置ＩＣ１は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、外部端子Ｔ１１〜Ｔ１６を有する。

半導体装置ＩＣ１の内部において、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のソース及びバックゲートは、外部端子Ｔ１１に接続されている。ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のドレインは、外部端子Ｔ１４に接続されている。ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のゲートは、外部端子Ｔ１２に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ１のドレインは、外部端子Ｔ１３に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ１のソース及びバックゲートは、外部端子Ｔ１５に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ１のゲートは、外部端子Ｔ１６に接続されている。

一方、半導体装置ＩＣ１の外部において、外部端子Ｔ１１は、抵抗Ｒ１１及び１８１それぞれの第１端と電力変換部１７０の出力端（＝出力電圧Ｖ５の印加端）に接続されている。外部端子Ｔ１２及びＴ１３は、抵抗Ｒ１１の第２端とキャパシタＣ１の第１端に接続されている。外部端子Ｔ１４は、キャパシタＣ１の第２端と抵抗１８４の第１端に接続されている。抵抗１８４の第２端は、抵抗１８１の第２端とキャパシタ１８３の第１端（＝充電電圧Ｖｓｃの印加端）に接続されている。外部端子Ｔ１５は、抵抗Ｒ１２の第１端に接続されている。抵抗Ｒ１２の第２端は、接地端に接続されている。外部端子Ｔ１６は、制御信号Ｓａの印加端に接続されている。

なお、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１は、電力変換部１７０と抵抗１８４との間に接続された第１トランジスタに相当し、ＮＭＯＳＦＥＴＮ１は、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のゲートと基準電位端との間に接続された第２トランジスタに相当する。また、抵抗Ｒ１１は、電力変換部１７０とＰＭＯＳＦＥＴＰ１のゲートとの間に接続された第１分圧抵抗に相当し、抵抗Ｒ１２は、ＮＭＯＳＦＥＴＮ１と基準電位端との間に接続された第２分圧抵抗に相当する。

本構成例のスイッチ１８２であれば、抵抗Ｒ１１及びＲ１２の抵抗比を調整することにより、ＮＭＯＳＦＥＴＮ１のオン時（Ｓａ＝Ｈ）におけるＰＭＯＳＦＥＴＰ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（≒｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝×Ｖ５）を任意に設定することが可能となる。

従って、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のオン抵抗値Ｒｏｎ（＝オン時におけるチャネルの開き具合）を制御することができるので、抵抗１８４とＰＭＯＳＥＴＰ１の合成抵抗値により、出力電流Ｉｏｕｔに電流制限を掛けることが可能となる。

例えば、抵抗１８４の抵抗値とＰＭＯＳＦＥＴＰ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（延いてはオン抵抗値Ｒｏｎ）をそれぞれ変えることで、出力電流Ｉｏｕｔの２段調整を行うことにより、例えば、システムの安定性を考慮した電流値に出力電流Ｉｏｕｔを精度良く制御することが可能となる。

なお、出力電流Ｉｏｕｔの微調整が不要である場合には、外部端子Ｔ１５を接地端にショートすればよい。この場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮ１のオン時（Ｓａ＝Ｈ）には、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１がフルオンすることになる。

また、抵抗Ｒ１１は、ＰＭＯＳＦＥＴＰ１のオン抵抗値Ｒｏｎ（例えばｍΩオーダー）よりも十分に高い抵抗値（例えばＭΩオーダー）に設定しておくことが望ましい。このような設定を行うことにより、電力変換部１７０の出力端から抵抗Ｒ１１、ＮＭＯＳＦＥＴＮ１、及び、抵抗Ｒ１２を介して接地端に至る経路には、電流が殆ど流れない。

＜出力制御部＞
先出の図９、図１０、または、図１３で示したように、キャパシタ１８３と負荷２００との間が直結されていると、キャパシタ１８３の充電電圧Ｖｓｃが不十分であっても、その供給を受けている負荷２００が起動しようとする場合がある。この場合、キャパシタ１８３の充電が間に合わなくなり、負荷２００の起動に失敗するおそれがある。

上記の不具合を解消するためには、キャパシタ１８３が十分に充電されるまで、負荷２００に対する充電電圧Ｖｓｃの供給を待機するように、電源回路１００の出力制御を行う必要がある。以下、具体例を挙げて詳細に説明する。

図１５は、キャパシタ１８３の後段に接続される出力制御部Ａの一構成例を示す図である。本構成例の出力制御部Ａは、キャパシタ１８３の充電電圧Ｖｓｃが所定の閾値電圧を上回るまでキャパシタ１８３と負荷２００との間を遮断するための回路ブロックであり、スイッチＡ１と充電電圧監視部Ａ２を含む。

スイッチＡ１は、キャパシタ１８３の第１端（＝充電電圧Ｖｓｃの印加端）と負荷２００との間に接続されており、充電電圧監視部Ａ２から出力される制御信号Ｓ２に応じてオン／オフされる。例えば、スイッチＡ１は、制御信号Ｓ２がローレベル（＝出力禁止時の論理レベル）であるときにオフし、制御信号Ｓ２がハイレベル（＝出力許可時の論理レベル）であるときにオンする。

充電電圧監視部Ａ２は、キャパシタ１８３の充電電圧Ｖｓｃを監視し、その監視結果に応じた制御信号Ｓ２を出力する。より具体的に述べると、充電電圧監視部Ａ２は、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＬよりも低いときに制御信号Ｓ２をローレベルとし、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＨ（＞ＶｔｈＬ）よりも高いときに制御信号Ｓ２をハイレベルとする。なお、充電電圧監視部Ａ２としては、例えば、リセットＩＣを用いればよい。

図１６は、出力制御動作の一例を示す図であり、上から順に、充電電圧Ｖｓｃ、制御信号Ｓ２、及び、負荷電圧ＶＬ（＝負荷２００の電源電圧）が描写されている。

時刻ｔ１以前には、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＨを下回っているので、Ｓ２＝Ｌであり、スイッチＡ１がオフされている。従って、不十分な充電電圧Ｖｓｃが負荷電圧ＶＬとして負荷２００に供給されることはない。従って、時刻ｔ１以前は、キャパシタ１８３の充電期間Ｔｘに相当する。

時刻ｔ１において、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＨ（＝負荷２００の起動に支障を来すおそれのない安全な電圧）を上回ると、Ｓ２＝Ｈとなるので、スイッチＡ１がオンされる。従って、負荷２００の起動が開始される。

なお、時刻ｔ１〜ｔ２には、所定の起動期間Ｔｙに亘り、負荷２００の起動動作に伴う充電電圧Ｖｓｃの低下（延いては負荷電圧ＶＬの低下）が生じる。ただし、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＬを下回らない限り、Ｓ２＝Ｈに維持されるので、スイッチＡ１がオフされることはない。このように、制御信号Ｓ２には、ヒステリシスを持たせておくことが望ましい。

その後、時刻ｔ３で負荷２００の起動が完了すると、負荷２００が低消費電力モードに移行するので、充電電圧Ｖｓｃ（延いては負荷電圧ＶＬ）が閾値電圧ＶｔｈＨよりも高い電圧値で安定となり、Ｓ２＝Ｈに維持された状態（＝スイッチＡ２をオンして負荷２００に電力供給を行う状態）が続く。

図１７は、スイッチＡ１の一構成例を示す図である。本構成例のスイッチＡ１は、半導体装置ＩＣ２と、これに外付けされるディスクリート部品（抵抗Ｒ２１及びＲ２２とキャパシタＣ２）を含む。なお、半導体装置ＩＣ２には、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２とＮＭＯＳＦＥＴＮ２が集積化されている。また、半導体装置ＩＣ２は、装置外部との電気的な接続を確立するための手段として、外部端子Ｔ２１〜Ｔ２６を有する。

半導体装置ＩＣ２の内部において、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のソース及びバックゲートは、外部端子Ｔ２１に接続されている。ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のドレインは、外部端子Ｔ２４に接続されている。ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のゲートは、外部端子Ｔ２２に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ２のドレインは、外部端子Ｔ２３に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ２のソース及びバックゲートは、外部端子Ｔ２５に接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴＮ２のゲートは、外部端子Ｔ２６に接続されている。

一方、半導体装置ＩＣ２の外部において、外部端子Ｔ２１は、抵抗Ｒ２１の第１端と充電電圧Ｖｓｃの印加端（＝キャパシタ１８３の第１端）に接続されている。外部端子Ｔ２２及びＴ２３は、抵抗Ｒ２１の第２端とキャパシタＣ２の第１端に接続されている。外部端子Ｔ２４は、キャパシタＣ２の第２端と負荷電圧ＶＬの印加端（＝負荷２００の電源入力端）に接続されている。外部端子Ｔ２５は、抵抗Ｒ２２の第１端に接続されている。抵抗Ｒ２２の第２端は、接地端に接続されている。外部端子Ｔ２６は、制御信号Ｓ２の印加端に接続されている。

なお、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２は、キャパシタ１８３と負荷２００との間に接続された第３トランジスタに相当し、ＮＭＯＳＦＥＴＮ２は、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のゲートと基準電位端との間に接続された第４トランジスタに相当する。また、抵抗Ｒ２１は、キャパシタ１８３とＰＭＯＳＦＥＴＰ２のゲートとの間に接続された第３分圧抵抗に相当し、抵抗Ｒ２２は、ＮＭＯＳＦＥＴＮ２と基準電位端との間に接続された第４分圧抵抗に相当する。

本構成例のスイッチＡ１であれば、抵抗Ｒ２１及びＲ２２の抵抗比を調整することにより、ＮＭＯＳＦＥＴＮ２のオン時（Ｓ２＝Ｈ）におけるＰＭＯＳＦＥＴＰ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（≒｛Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）｝×Ｖｓｃ）を任意に設定することが可能となり、延いては、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のオン抵抗値Ｒｏｎ（＝オン時におけるチャネルの開き具合）を制御することが可能となる。なお、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のオン抵抗制御は、制御信号Ｓ２のチャタリング対策として有効である。以下、詳細に説明する。

図１８は、制御信号Ｓ２の一例を示す図であり、上から順に、充電電圧Ｖｓｃと制御信号Ｓ２が描写されている。本図で示したように、充電電圧Ｖｓｃが閾値電圧ＶｔｈＬを下回っているときには、制御信号Ｓ２に意図しないチャタリングまたは中間電位の信号が生じて、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２の誤オンを招くおそれがある。

このような場合でも、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のオン抵抗制御を行っていれば、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２がフルオンすることはないので、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２に流れる電流を制限することができるので、充電電圧Ｖｓｃの意図しない低下を抑えることが可能となる。

なお、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のオン抵抗制御が不要である場合には、外部端子Ｔ２５を接地端にショートすればよい。この場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮ２のオン時（Ｓ２＝Ｈ）には、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２がフルオンすることになる。

また、抵抗Ｒ２１は、ＰＭＯＳＦＥＴＰ２のオン抵抗値Ｒｏｎ（例えばｍΩオーダー）よりも十分に高い抵抗値（例えばＭΩオーダー）に設定しておくことが望ましい。このような設定を行うことにより、充電電圧Ｖｓｃの印加端から抵抗Ｒ２１、ＮＭＯＳＦＥＴＮ２、及び、抵抗Ｒ２２を介して接地端に至る経路には、電流が殆ど流れない。

＜センサネットワーク＞
図１９は、これまでに説明してきたセンサノード１を用いたセンサネットワークの一構成例を示す図である。本構成例のセンサネットワークＸは、少なくとも１つのセンサノード１と、受信機２と、サーバ３と、を有する。

センサノード１は、先にも述べたように、環境発電による自己発電電力を用いて動作する端末であり、所定の計測対象（＝機械の振動など）を計測する。また、センサノード１は、一方向または双方向の無線通信機能を備えており、受信機２に対して自身の計測結果を無線で送信する。

受信機２は、センサノード１の計測結果を無線で受信し、これをサーバ３に有線または無線で転送する通信機器である。なお、一対多数のセンサネットワークＸを構築する場合には、複数のセンサノード１で単一の受信機２を共有すればよい。また、一対一のセンサネットワークＸを構築する場合には、センサノード１毎に受信器２を設ければよい。

サーバ３は、受信機２から転送されたセンサノード１の計測結果について、その記録や解析などを行う。

本構成例のセンサネットワークＸでは、センサノード１の消費電力が環境発電部１１０（及び蓄電部１３０）と電池１２０によって賄われているので、センサノード１には、電源配線を敷設する必要がない。また、センサノード１と受信機２との間では、無線通信が行われるので、相互間を結ぶ信号配線も不要となる。従って、センサノード１を任意の箇所に配置することが可能となる。

例えば、センサネットワークＸを用いて車両の振動や温度などをモニタリングする場合には、センサノード１への電源配線や信号配線を省略することにより、車両の軽量化を図ることが可能となる。また、センサネットワークＸを用いて患者の生体情報などをモニタリングする場合には、センサノード１を患者の体内に埋め込み、その検出結果を体外の受信機２で読み出すことにより、患者の負担を軽減することが可能である。また、工場などにおいて、空調機やコンプレッサなどの振動または温度をモニタリングする場合には、搬送車による断線や、配線による事故を減らすことが可能となる。また、店舗・家（屋内）の様々なＩｏＴ［Internet of Things］機器（リモコン、スマートロック、電力スマートメータ、エアコン、洗濯機、テレビ、ホームパネルなど）にセンサノード１を搭載することにより、家族やペットの見守り（安否確認）を行うことも可能となる。

このように、センサネットワークＸの適用例としては、医療・健康分野（健康管理や安否確認）、構造物監視（ワイヤ断線やボルト緩みの監視）、プラント監視（設備異常の監視）、並びに、物流管理（流通状態や品質の監視）などを挙げることができる。

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されているセンサノードないしセンサネットワークは、例えば、インフラ設備やＦＡ機器のモニタリング手段、或いは、店舗・家（屋内）における家族やペットの見守り手段（安否確認手段）として好適に利用することが可能である。

１ センサノード
２ 受信機
３ サーバ
１００ 電源回路
１１０ 環境発電部
１２０ 電池
１３０ 蓄電部
１４０ 充電部
１４１ ＰＭＯＳＦＥＴ
１４２〜１４４ 抵抗
１４５ キャパシタ
１４６〜１４８ ダイオード
１５０ 電源切替部
１５１、１５２ ＰＭＯＳＦＥＴ
１５３〜１５５ 抵抗
１５６ ダイオード
１６０ 入力電圧監視部
１６１ リセットＩＣ
１６２、１６３ キャパシタ
１７０ 電力変換部
１７１ 電源制御ＩＣ
１７２〜１７４ キャパシタ
１７５ 抵抗
１７６ ＮＭＯＳＦＥＴ
１７７ ダイオード
１８０ 電流制限部
１８１ 抵抗（＝第１電流制限抵抗）
１８２ スイッチ
１８３ キャパシタ
１８４ 抵抗（＝第２電流制限抵抗）
１９０ 制御部
１９１ 残量検出部
１９２ ＣＰＵ
２００ センサモジュール（負荷）
２１０ 環境センサ
２２０ 無線通信／制御部
Ａ 出力制御部
Ａ１ スイッチ
Ａ２ 充電電圧監視部
Ｃ１、Ｃ２ キャパシタ
ＩＣ１、ＩＣ２ 半導体装置
Ｎ１、Ｎ２ ＮＭＯＳＦＥＴ
Ｐ１、Ｐ２ ＰＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１〜Ｒｎ 抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗（分圧抵抗）
ＳＷ１〜ＳＷｎ スイッチ
Ｔ１１〜Ｔ１６、Ｔ２１〜Ｔ２６ 外部端子
Ｘ センサネットワーク

Claims (15)

1. 入力電圧から出力電圧を生成して間欠駆動型の負荷に電力供給を行う電力変換部と、
   前記電力変換部の出力電流を平均値不変で制限する電流制限部と、
   を有し、
   前記電流制限部は、
   前記電力変換部と前記負荷との間に接続された第１電流制限抵抗と、
   前記第１電流制限抵抗に並列接続された第１スイッチと、
   前記負荷に並列接続されたキャパシタと、
   前記第１電流制限抵抗の両端間で前記第１スイッチに直列接続された第２電流制限抵抗と、
   を含み、
   前記第１スイッチは、
   前記電力変換部と前記第２電流制限抵抗との間に接続された第１トランジスタと、
   前記電力変換部と前記第１トランジスタの制御端との間に接続された第１分圧抵抗と、
   前記第１トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第２トランジスタと、
   前記第２トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第２分圧抵抗と、
   を含む、電源回路。
2. 前記第１電流制限抵抗は、制御信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗である、請求項１に記載の電源回路。
3. 前記キャパシタの充電電圧が所定の閾値電圧を上回るまで前記キャパシタと前記負荷との間を遮断する出力制御部をさらに有する、請求項１または２に記載の電源回路。
4. 前記出力制御部は、
   前記キャパシタと前記負荷との間に接続された第２スイッチと、
   前記充電電圧を監視して前記第２スイッチを制御する充電電圧監視部と、
   を含む、請求項３に記載の電源回路。
5. 前記第２スイッチは、
   前記キャパシタと前記負荷との間に接続された第３トランジスタと、
   前記キャパシタと前記第３トランジスタの制御端との間に接続された第３分圧抵抗と、
   前記第３トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第４トランジスタと、
   前記第４トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第４分圧抵抗と、
   を含む、請求項４に記載の電源回路。
6. 入力電圧から出力電圧を生成して間欠駆動型の負荷に電力供給を行う電力変換部と、
   前記電力変換部の出力電流を平均値不変で制限する電流制限部と、
   を有し、
   前記電流制限部は、
   前記電力変換部と前記負荷との間に接続された第１電流制限抵抗と、
   前記第１電流制限抵抗に並列接続された第１スイッチと、
   前記負荷に並列接続されたキャパシタと、
   を含み、
   前記キャパシタの充電電圧が所定の閾値電圧を上回るまで前記キャパシタと前記負荷との間を遮断する出力制御部をさらに有し、
   前記出力制御部は、
   前記キャパシタと前記負荷との間に接続された第２スイッチと、
   前記充電電圧を監視して前記第２スイッチを制御する充電電圧監視部と、
   を含み、
   前記第２スイッチは、
   前記キャパシタと前記負荷との間に接続された第３トランジスタと、
   前記キャパシタと前記第３トランジスタの制御端との間に接続された第３分圧抵抗と、
   前記第３トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第４トランジスタと、
   前記第４トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第４分圧抵抗と、
   を含む、電源回路。
7. 環境発電部と、
   前記環境発電部の発電電力を蓄える蓄電部と、
   前記蓄電部の充電制御を行いつつ前記環境発電部の発電電力または前記蓄電部の蓄電電力を用いて前記電力変換部への電力供給を行う充電部と、
   をさらに有する、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電源回路。
8. 前記充電部は、
   Ｐチャネル型のトランジスタと、
   前記トランジスタのソースとゲートとの間に接続された第１抵抗と、
   前記トランジスタのゲートと基準電位端との間に接続された第２抵抗と、
   前記トランジスタのドレインと前記蓄電部との間に接続された第３抵抗と、
   前記電力変換部の入力端と前記基準電位端との間に接続されたキャパシタと、
   アノードが前記トランジスタのソースに接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第１ダイオードと、
   アノードが前記蓄電部に接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第２ダイオードと、
   アノードが前記環境発電部の出力端に接続されてカソードが前記トランジスタのソースに接続された第３ダイオードと、
   を含む、請求項７に記載の電源回路。
9. 入力電圧から出力電圧を生成して間欠駆動型の負荷に電力供給を行う電力変換部と、
   前記電力変換部の出力電流を平均値不変で制限する電流制限部と、
   環境発電部と、
   前記環境発電部の発電電力を蓄える蓄電部と、
   前記蓄電部の充電制御を行いつつ前記環境発電部の発電電力または前記蓄電部の蓄電電力を用いて前記電力変換部への電力供給を行う充電部と、
   を有し、
   前記充電部は、
   Ｐチャネル型のトランジスタと、
   前記トランジスタのソースとゲートとの間に接続された第１抵抗と、
   前記トランジスタのゲートと基準電位端との間に接続された第２抵抗と、
   前記トランジスタのドレインと前記蓄電部との間に接続された第３抵抗と、
   前記電力変換部の入力端と前記基準電位端との間に接続されたキャパシタと、
   アノードが前記トランジスタのソースに接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第１ダイオードと、
   アノードが前記蓄電部に接続されてカソードが前記電力変換部の入力端に接続された第２ダイオードと、
   アノードが前記環境発電部の出力端に接続されてカソードが前記トランジスタのソースに接続された第３ダイオードと、
   を含む、電源回路。
10. 電池と、
    前記電池から前記電力変換部への電力供給経路を導通／遮断する電源切替部と、
    前記入力電圧を監視して前記電源切替部を制御する入力電圧監視部と、
    をさらに有する、請求項７〜９のいずれか一項に記載の電源回路。
11. 前記電力変換部は、前記入力電圧の低下が検出されてから所定の待機時間が経過するまでイネーブル状態を維持する、請求項１０に記載の電源回路。
12. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電源回路と、
    前記電源回路の負荷として間欠的に動作するセンサモジュールと、
    を有する、センサノード。
13. 請求項１２に記載のセンサノードと、
    前記センサノードの計測結果を無線で受信する受信機と、
    を有する、センサネットワーク。
14. 環境発電部と、
    前記環境発電部の発電電力を蓄える蓄電部と、
    前記蓄電部の充電制御を行いつつ前記環境発電部の発電電力または前記蓄電部の蓄電電力を用いて後段回路への電力供給を行う充電部と、
    を有し、
    前記充電部は、
    Ｐチャネル型のトランジスタと、
    前記トランジスタのソースとゲートとの間に接続された第１抵抗と、
    前記トランジスタのゲートと基準電位端との間に接続された第２抵抗と、
    前記トランジスタのドレインと前記蓄電部との間に接続された第３抵抗と、
    前記後段回路の入力端と前記基準電位端との間に接続されたキャパシタと、
    アノードが前記トランジスタのソースに接続されてカソードが前記後段回路の入力端に接続された第１ダイオードと、
    アノードが前記蓄電部に接続されてカソードが前記後段回路の入力端に接続された第２ダイオードと、
    アノードが前記環境発電部の出力端に接続されてカソードが前記トランジスタのソースに接続された第３ダイオードと、
    を含む、電源回路。
15. キャパシタと負荷との間に接続された第１トランジスタと、
    前記キャパシタと前記第１トランジスタの制御端との間に接続された第１抵抗と、
    前記第１トランジスタの制御端と基準電位端との間に接続された第２トランジスタと、
    前記第２トランジスタと前記基準電位端との間に接続された第２抵抗と、
    前記キャパシタの充電電圧を監視して前記第２トランジスタを制御する電圧監視部と、
    を有する、電源回路。

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