KR101696427B1 - 에너지 수집 장치 및 이를 이용한 무선 스위치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 일측면에 따른 압전소자로부터 에너지를 수집하는 에너지 수집 장치는 압전소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 상기 압전소자 스위치에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환하는 바이어스 플립 정류기, 상기 바이어스 플립 정류기의 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함하고, 상기 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 충방전 변환부 및 상기 충방전 변환부에서 출력되는 전압에 기초하여 상기 바이어스 플립 정류기의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 상기 충방전 변환부의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력하는 제 1 제어부를 포함한다.

Description

에너지 수집 장치 및 이를 이용한 무선 스위치{ENERGY HARVESTER AND WIRELESS SWITCH USING THE SAME}
본 발명은 에너지 수집 장치 및 이를 이용한 무선 스위치에 관한 것이다.
최근 들어, 배터리와 같은 한시적인 전원을 사용하지 않고서도 무선으로 제어신호를 출력할 수 있는 무선 스위치에 대한 관심이 증가하고 있다. 이러한 무선 스위치는 무전원 무선 스위치(BWS, batteryless wireless switch)로도 불리고 있으며, 스위치의 동작을 위한 별도의 배터리나 전원 공급선을 필요로 하지 않기 때문에, 무선 스위치의 설치 및 유지 보수 비용을 절감할 수 있다.
이와 같은 무선 스위치는 통상적으로 압전 소자로부터 전기 에너지를 수집하는 방식을 채택하고 있다. 또한, 압전 소자를 누르는 행위에 의하여 발생하는 전기 에너지를 정류하고, 이를 수집한 후 레귤레이터를 통해 RF 송신회로에 전달하는 방식을 채택하고 있다.
다만, 이와 같은 과정에서 상당한 에너지 손실이 발생할 수 있는 만큼 이를 최소화할 수 있는 구성을 필요로 한다.
이와 관련하여, 미국 등록특허 제7138911 호(발명의 명칭: Power conversion from piezoelectric source with multi-stage storage)는 압전소자를 중심으로 에너지를 수집하고 이를 통신 장치에 활용하는 구성을 개시하고 있고, 주요 구성 요소로서 압전소자, 정류기, 벅 컨버터 등을 포함하고 있다.
본 발명은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 압전소자 스위치에서 발생하는 단발성 에너지를 출력단에 전달함에 있어 효율성을 향상시킬 수 있는 에너지 수집 장치 및 그를 이용한 무선 스위치를 제공하고자 한다.
상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본 발명의 제 1 측면에 따른 압전소자로부터 에너지를 수집하는 에너지 수집 장치는 압전소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 상기 압전소자 스위치에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환하는 바이어스 플립 정류기, 바이어스 플립 정류기의 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함하고, 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 충방전 변환부 및 충방전 변환부에서 출력되는 전압에 기초하여 바이어스 플립 정류기의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 충방전 변환부의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력하는 제 1 제어부를 포함한다.
본 발명의 제 2 측면에 따른 압전소자로부터 수집한 에너지에 기반한 무선 스위치는 압전소자를 포함하는 압전소자 스위치, 압전소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 압전소자 스위치에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환하는 바이어스 플립 정류기, 바이어스 플립 정류기의 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함하고, 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 충방전 변환부, 충방전 변환부에서 출력되는 전압에 기초하여 바이어스 플립 정류기의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 상기 충방전 변환부의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력하는 제어부, 충방전 변환부의 출력단에 접속되고, 충방전 변환부의 출력전압을 변환하여 출력하는 레귤레이터 및 레귤레이터의 출력 전압에 기초하여 무선 신호를 출력하는 송신부를 포함한다.
전술한 본 발명의 과제 해결 수단에 의하면 압전소자를 통해 단발성으로 입력되는 작은 에너지를 최대한 손실 없이 출력단으로 전달할 수 있다. 특히, 바이어스 플립 정류기, 충방전 변환부의 구성을 통해 압전소자에서 출력되는 단발성 에너지를 최대한 수집하고, 레귤레이터의 컨버터에 사용되는 커패시터의 용량을 최소화하여 수집한 에너지를 최소한의 손실로 전달할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 상세 구성을 도시한 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치에 포함된 바이어스 플립 정류기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치에 포함된 충방전 변환부의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 충방전 변환부를 제어하는 제어부의 상세 구성을 도시한 도면이다.
도 6은 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 레귤레이터에 포함된 제어부의 상세 구성을 도시한 도면이다.
도 7은 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 효과를 설명하기 위한 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치를 도시한 도면이다.
에너지 수집 장치(10)는 압전소자 스위치(110), 바이어스 플립 정류기(120), 충방전 변환부(130), 제어부(140) 및 레귤레이터(150)를 포함한다.
압전소자 스위치(110)는 역학적인 압력을 전압으로 변환하는 압전소자(piezoelectric)를 포함한다. 사용자의 압전 소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 압전소자 스위치에서는 교류 전류가 발생하게 된다.
바이어스 플립 정류기(120)는 압전소자 스위치(110)에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환한다. 이때, 바이어스 플립 정류기(120)는 일반적인 정류기 외에 인덕터와 스위치를 추가로 포함하여, 압전소자 스위치(110)의 내부 커패시터와의 공진을 통한 내부 커패시터의 순간적인 전압 상승, 이른바 플립 모드를 수행하도록 한다. 이에 대한 상세한 내용은 추후 설명하기로 한다.
충방전 변환부(130)는 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함한다. 이때, 충방전 변환부(130)는 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절한다. 이에 대한 상세한 내용은 추후 설명하기로 한다.
제어부(140)는 충방전 변환부(130)에서 출력되는 전압에 기초하여 바이어스 플립 정류기(120)의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 충방전 변환부(130)의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력한다.
레귤레이터(150)는 충방전 변환부(130)의 출력전압을 변환하여 출력한다. 이때, 레귤레이터(150)는 레귤레이터(150)의 초기 구동 과정에서의 손실을 최소화하도록 한다.
한편, 본 발명의 또 다른 주제인 무선 스위치(20)는 레귤레이터(150)의 출력단에 무선 송신부(160)가 결합된 것으로, 에너지 수집 장치(10)를 통해 수집된 전원에 기초하여 제어신호를 무선으로 출력한다. 이와 같은 구성에 따라, 제어신호를 수신하는 다른 전자기기들을 무선으로 제어할 수 있도록 한다. 예를 들면, TV나 에어콘과 같은 각종 가전 기기나 , 조명 장치 등의 상태를 제어할 수 있으며, 더 나아가 무선 센서 노드 등에도 활용될 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 상세 구성을 도시한 회로도이다.
압전소자 스위치(110)의 등가회로는 전류원과 이에 병렬 연결된 내부 커패시터(Cpz)로 모델링 될 수 있다.
바이어스 플립 정류기(120)는 복수의 다이오드(D2, D3, D4, D5)를 포함하는 브릿지 정류기, 브릿지 정류기의 입력단자에 일측 단자가 접속된 인덕터(L1) 및 인덕터(L1)의 타측 단자와 접지 사이에 접속되고, 제 1 제어 신호(S1)에 따라 스위칭되는 스위칭 소자(SW1)를 포함한다. 이때, 인덕터(L1)와 스위칭 소자(SW1)는 서로 직렬 접속된 상태이고, 인덕터(L1)와 스위칭 소자(SW1)가 압전소자 스위치(110)의 출력단에 병렬 접속된다. 또한, 다이오드(D1)가 추가로 직렬 접속되어, 전류 흐름 방향을 고정시키도록 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치에 포함된 바이어스 플립 정류기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
바이어스 플립 정류기(120)에 포함된 인덕터(L1)는 에너지 수집을 극대화하는 역할을 수행한다. 즉, 통상의 경우에는 도 3의 상부에 도시된 바와 같이 교류전류가 양(+)에서 음(-)으로 바뀌는 경우, 내부 커패시터(Cpz)에 저장된 전하는 출력단으로 전달되지 않는다. 그러나, 본 발명에서는 교류전류가 양(+)에서 음(-)으로 바뀌는 경우 제어부(140)가 제 1 제어신호(S1)를 출력하게 되고, 제 1 제어신호(S1)에 의하여, 스위칭 소자(SW1)가 턴온됨에 따라, 내부 커패시터(Cpz)와 인덕터(L1)가 공진 회로를 구성하게 되고, 이에 의하여 내부 커패시터(Cpz)에 충전된 전압이 순간적으로 반전된다. 이를 바이어스 플립 정류기(120)의 플립 모드 활성화라 하고, 이에 의하여 내부 커패시터(Cpz)에 충전된 전압 만큼 출력 전압이 상승하게 된다.
그 결과, 공진을 통해 커패시터 내부의 전압을 뒤집지 않은 경우보다 에너지 낭비가 줄어들어 더 많은 에너지를 충방전 변환부(130)로 전달할 수 있게 된다.
한편, 제어부(140)의 제 1 제어신호(S1) 출력 과정에 대해서는 추후 상세히 설명하기로 한다.
다시 도 2를 참조하면, 충방전 변환부(130)는 커패시터와 스위칭 소자를 각각 포함하고, 각 커패시터의 충방전 모드를 변환하는 복수의 변환부(132, 134, 136)와 각 변환부(132, 134, 136) 사이에 접속된 복수의 다이오드(133, 135)를 포함한다.
변환부(132, 134, 136)의 개수는 설계자의 선택에 따라 변경 가능한 것으로, 예를 들면 총 6개의 변환부를 포함하는 충방전 변환부(130)를 고려할 수 있다.
제 1 변환부(132)는 바이어스 플립 정류기(120)의 출력단에 일측 단자가 접속된 커패시터(C1) 및 커패시터(C1)의 타측 단자 및 접지 단자 사이에 접속되고, 제 2 제어신호(S2)에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자(SW2)를 포함한다. 이때, 제 1 스위칭 소자(SW2)로서 NMOS 트랜지스터가 사용될 수 있으나, 이는 예시에 해당하는 것으로 사용자의 선택에 따라 다른 형태의 스위칭 소자가 사용될 수 있다.
제 2 변환부(134)는 바이어스 플립 정류기(120)의 출력단에 일측 단자가 접속되고 제 2 제어신호(S2)에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자(SW4), 제 2 스위칭 소자(SW4)의 타측 단자에 일측 단자가 접속된 커패시터(C2) 및 커패시터(C2)의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속되고, 제 2 제어신호(S2)에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자(SW3)를 포함한다. 이때, 제 2 스위칭 소자(SW4)로 PMOS 트랜지스터가 사용될 수 있으나, 이는 예시에 해당하는 것으로 사용자의 선택에 따라 다른 형태의 스위칭 소자가 사용될 수 있다. 한편, 제 2 스위칭 소자(SW4)를 고전압으로부터 보호하기 위해, 제 2 스위칭 소자(SW4)의 게이트와 바이어스 플립 정류기(120)의 출력단 사이이 저항(R1)이 접속될 수 있다. 또한, 제 2 스위칭 소자(SW4)의 게이트와 접지 단자 사이에 제 2 제어 신호(S2)에 따라 스위칭되는 제 3 스위칭 소자(SW5)를 포함할 수 있다.
제 3 변환부(136)는 바이어스 플립 정류기(120)의 출력단에 일측 단자가 접속되고 제 2 제어신호(S2)에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자(SW6) 및 제 2 스위칭 소자(SW6)의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속된 커패시터(C3)를 포함한다.
예를 들어, N개의 커패시터를 포함하는 충방전 변환부(130)는 1개의 제 1 변환부(132), N-2개의 제 2 변환부(134) 및 1 개의 제 3 변환부(136)를 포함하게 된다.
한편, 각 변환부는 다이오드를 통해 접속되어, 전류 흐름 경로가 고정된다. 즉, 제 1 변환부(132)의 커패시터(C1)와 제 1 스위칭 소자(SW2)의 접속노드 및 제 2 변환부(134)의 제 2 스위칭 소자(SW4)와 커패시터(C2)의 접속노드 사이에 제 1 다이오드(133)가 접속된다. 또한, 제 2 변환부(134)의 커패시터(C2)와 제 1 스위칭 소자(SW3)의 접속노드 및 제 3 변환부(136)의 제 2 스위칭 소자(SW6)와 커패시터(C3)의 접속노드 사이에 제 2 다이오드(135)가 접속된다.
예를 들어, N개의 커패시터를 포함하는 충방전 변환부(130)는 각 변환부 사이에 접속된 N-1 개의 다이오드를 포함한다.
충방전 변환부(130)의 동작을 살펴보면, 충전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호(S2)의 입력에 따라, 제 1 변환부(132) 및 제 2 변환부(134)의 제 1 스위칭 소자(SW2, SW3)가 각각 턴오프되고, 제 2 변환부(134) 및 제 3 변환부(136)의 제 2 스위칭 소자(SW4, SW6)가 각각 턴오프되어 각 커패시터(C1, C2, C3)가 직렬 상태로 접속된다. 이때, 충전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호(S2)는 로우 레벨의 신호가 될 수 있다. 로우 레벨의 제 2 제어신호(S2) 인가시에 제 1 변환부(132) 및 제 2 변환부(134)의 제 1 스위칭 소자(SW2, SW3)가 각각 턴오프된다. 또한, 제 2 변환부(134) 및 제 3 변환부(136)의 제 3 스위칭 소자(SW5, SW7)가 각각 턴오프되므로, 제 2 스위칭 소자(SW4, SW6)도 각각 턴오프 된다. 이때, 각 변환부 사이에 접속된 다이오드(133, 135)에 의하여 각 커패시터가 직렬 접속될 수 있다.
다음으로, 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호(S2)의 입력에 따라, 제 1 변환부(132) 및 제 2 변환부(134)의 제 1 스위칭 소자(SW2, SW3)가 각각 턴온되고, 제 2 변환부(134) 및 제 3 변환부(136)의 제 2 스위칭(SW4, SW6) 소자가 각각 턴온되어 각 커패시터가 병렬 상태로 접속된다. 이때, 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호(S2)는 하이 레벨의 신호가 될 수 있다. 하이 레벨의 제 2 제어신호(S2) 인가시에 제 1 변환부(132) 및 제 2 변환부(134)의 제 1 스위칭 소자(SW2, SW3)가 각각 턴온된다. 또한, 제 2 변환부(134) 및 제 3 변환부(136)의 제 3 스위칭 소자(SW5, SW7)가 각각 턴온되므로, 접지 전압이 제 2 스위칭 소자(SW4, SW6)에 각각 전달되어, PMOS 트랜지스터인 제 2 스위칭 소자(SW4, SW6)도 각각 턴온 된다. 이에 의하여 , 각 변환부(132, 134, 136)의 각 커패시터(C1, C2, C3)는 병렬 상태로 접속된다.
한편, 제어부(140)의 제 2 제어신호(S2) 출력 과정에 대해서는 추후 상세히 설명하기로 한다.
이와 같은 충방전 변환부(130)의 구성은 다음과 같은 용도로 활용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치에 포함된 충방전 변환부의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
바이어스 플립 정류기(120)로부터 전달되는 전기 에너지를 최대로 저장하기 위해서는 압전소자의 내부 커패시터와 에너지 저장 커패시터의 임피던스 매칭이 중요하다. 예를 들어, 저장 커패시터의 커패시턴스 값이 압전소자의 내부 커패시턴스 값의 약 3배가 될때 에너지 전달율이 최대가 된다고 한다. 이때, 압전소자의 내부 커패시턴스 값은 매우 작으므로, 임피던스 매칭을 위해 복수의 커패시터를 직렬 연결하도록 한다. 예를 들어, N개의 동일한 커패시터를 직렬 연결할 경우 전체 커패시턴스는 1/N 이 되는 만큼, 압전소자의 내부 커패시턴스와의 매칭이 더욱 용이해질 수 있다.
다만, 이와 같이 저장 커패시터를 직렬로 연결할 경우 전체 저장 커패시터에 고전압이 인가되므로, 레귤레이터(150)에 공급하기전에 이를 저전압으로 변환시킨다. 이를 위해, 충방전 변환부(130)을 통해 방전 모드를 활성화시키면, 각 커패시터가 병렬 상태로 접속되면, 에너지 손실 없이 고전압을 1/N 로 변환할 수 있게 된다.
다시 도 2를 참조하면, 제어부(140)는 충방전 변환부(130)의 출력 전압이 제 1 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 제 1 제어 신호(S1)를 출력하고, 충방전 변환부(130)의 출력 전압이 제 1 임계값 보다 큰 제 2 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 충방전 변환부(130)의 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어 신호를 출력한다.
도 5는 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 충방전 변환부를 제어하는 제어부의 상세 구성을 도시한 도면이다.
제어부(140)는 발진기 구동부(141), 지연 필터(142), 발진기(143), 비교기(144), 제어신호 출력부(145)를 포함한다.
발진기 구동부(141)는 충방전 변환부(130)에 포함된 최종 변환부(136)의 커패시터(C3)에 충전된 전압(Vbot)에 따라 발진기(143)를 구동하는 제어신호를 출력한다. 예를 들면, 커패시터(C3)에 충전된 전압(Vbot)이 0.7V (제 1 임계값)이상이 되면 발진기를 구동하는 신호를 출력한다. 이에 따라, 발진기(143)는 비교기(144)를 동작시키는 클럭신호를 출력하게 된다. 또한, 커패시터(C3)에 충전된 전압(Vbot)이 3.5V(제 2 임계값) 이상이 되면 발진기를 구동하는 신호를 출력한다. 이에 따라, 발진기(143)는 비교기(144)를 동작시키는 클럭신호를 출력하게 된다.
한편, 커패시터(C3)에 충전된 전압은 지연 필터(142)를 통과하여 비교기(144)의 제 1 단자(+)로 입력되고, 지연 필터(142)를 통과하지 않은 전압은 제 2 단자(-)로 입력되며, 비교기(144)는 이 두 값을 비교하여 제어신호 출력부로 출력한다.
이때, 지연 필터(142)는 커패시터(C3)와 비교기(144)의 제 1 단자(+) 사이에 접속된 저항(R5)과 비교기(144)의 제 1 단자(+)와 접지 사이에 접속된 커패시터(C6)를 포함한다.
커패시터(C3)에 충전된 전압이 지속적으로 상승하는 구간에는 제 2 단자(-)로 인가되는 전압이 지연 필터(142)에 의하여 지연된 후 제 1 단자(+)로 입력되는 전압보다 크기 때문에 비교기(144)는 로우 레벨의 전압을 출력하게 된다. 그러나, 커패시터(C3)에 충전된 전압이 감소하는 구간에 접어들어 제 1 단자(+)로 입력되는 전압이 제 2 단자(-)로 입력되는 전압보다 작아지게 되면 비교기(144)는 하이 레벨의 전압을 출력하게 된다. 이와 같이 비교기(144)의 출력만으로, 커패시터(C3)에 충전된 전압의 상승이 중단하는 시점, 즉 전압이 증가 상태에 있다가 감소 상태로 전환하게 되는 변곡점을 확인할 수 있다.
제어신호 출력부(145)는 비교기(144)가 하이 레벨의 전압을 출력하는 경우, 커패시터(C3)에 충전된 전압이 제 2 임계값 보다 작은 경우에는 제 1 제어 신호(S1)를 출력하고, 제 2 임계값 보다 큰 경우에는 제 2 제어 신호(S2)를 출력한다. 제어신호 출력부(145)는 비교기(144)의 출력의 논리 레벨과 커패시터(C3)에 충전된 전압의 크기에 기초하여 제 1 제어 신호(S1)와 제 2 제어 신호(S2)를 구분하여 출력한다.
이와 같이, 제어부(140)는 커패시터(C3)에 충전된 전압이 제 1 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 바이어스 플립 정류기(120)의 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호(S1)를 출력한다. 또한, 충방전 변환부(130)의 출력 전압이 제 1 임계값 보다 큰 제 2 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 충방전 변환부(130)의 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어 신호(S2)를 출력한다.
한편, 충방전 변환부(130)는 충방전 변환부(130)와 레귤레이터(150)의 접속을 조절하는 스위칭 소자(137)를 더 포함할 수 있다. 스위칭 소자(137)는 충방전 변환부(130)가 방전모드에 진입하면 충방전 변환부(130)와 레귤레이터(150)를 접속시킨다. 이를 위해, 제어부(140)는 스위칭 소자(137)를 구동하기 위한 제어신호(S3)를 추가로 생성할 수 있다. 제어부(140)는 제 1 변환부(132)의 커패시터(C1)의 타측 단자 및 접지 단자 사이의 전압과 접지 전압 수준이되면, 충방전 변환부(130)가 방전모드에 진입한 것으로 판단하고, 제어신호(S3)를 생성한다. 제어신호(S3)는 인버터 등에 의하여 로우레벨 신호로 반전되고, 이것이 PMOS 로 구현된 스위칭 소자(137)를 턴온시킨다. 이에 따라, 충방전 변환부(130)가 충전 모드로 동작하는 경우에는 레귤레이터(150)와의 접속이 차단되고, 충방전 변환부(130)가 방전 모드로 동작하는 경우에 충방전 변환부(130)의 출력 전압이 레귤레이터(150)로 전달된다.
다시 도 2를 참조하면, 레귤레이터(150)는 인덕터(L2), 커패시터(Cout) 및 스위칭 소자(SW8, SW9)를 포함하는 컨버터(152), 컨버터(152)에서 출력되는 전압에 따라 스위칭 소자(SW8, SW9)의 동작을 제어하는 스위칭 신호(on, off)를 출력하는 제어부(154), 제어부(154)에서 출력되는 스위칭 신호(on, off)의 전압 레벨을 상승시켜 각 스위칭 소자(SW8, SW9)에 공급하는 게이트 구동부(156)를 포함한다.
컨버터(152)는 직류-직류 변환기로서, 통상적으로 알려진 벅(buck) 컨버터 구조를 갖는다. 즉, 컨버터(152)는 에너지가 축적되는 인덕터(L2)와 인덕터(L2)에 축적된 에너지가 전달되는 커패시터(Cout)를 포함하고, 스위칭 소자(SW8, SW9)의 동작에 따라 인덕터(L2)의 동작 모드가 전환된다.
컨버터(152)는 충방전 변환부(130)의 출력단과 인덕터(L2)의 일측 단자사이에 접속된 제 1 스위칭 소자(SW8) 및 제 1 스위칭 소자(SW8)와 인덕터(L2)의 접속 노드와 접지 단자 사이에 접속된 제 2 스위칭 소자(SW9)를 포함한다. 이때, 제 1 스위칭 소자(SW8)와 제 2 스위칭 소자(SW9)는 서로 상이한 타이밍에 턴온되도록 한다.
게이트 구동부(156)에서 제공하는 구동신호(Vp, Vn)에 따라 제 1 스위칭 소자(SW8)와 제 2 스위칭 소자(SW9)의 스위칭 타이밍이 조절된다. 제 1 스위칭 소자(SW8)가 턴온되는 경우에는 제 2 스위칭 소자(SW9)는 턴오프 상태가 되고, 충방전 변환부(130)에서 공급되는 전압에 의하여 인덕터(L2)에 에너지가 축적된다. 제 1 스위칭 소자(SW8)가 턴오프되는 경우에는 제 2 스위칭 소자(SW9)가 턴온되고, 이에 의하여 인덕터(L2)와 커패시터(Cout)가 폐회로를 구성하게 되며, 인덕터(L2)에 축적된 에너지가 커패시터(Cout)에 충전된다. 스위칭 소자(SW8, SW9)의 턴온 또는 턴오프 과정을 반복적으로 수행하여 컨버터(152)의 출력 전압값을 조절할 수 있다.
제어부(154)는 컨버터(152)의 출력 전압값에 따라 스위칭 신호(on, off)의 출력 상태를 조절한다. 본 발명에서는 PFM(Pulse Frequency Modulation) 방식에 따라 제어신호의 출력 상태를 조절한다. 즉, 출력해야 하는 전류가 크지 않을 때에는 컨버터(152)의 스위칭 소자(SW8, SW9)의 스위칭 상태를 변경하는 빈도를 나타내는 스위칭 주파수를 감소시키고, 출력해야 하는 전류가 클 때에는 스위칭 주파수를 증가시킨다. 이때, 기존의 PFM 방식은 제 1 스위칭 소자(SW8)를 턴온 시키는 시간을 나타내는 온타임 구간을 입력 전압과 무관하게 고정시키는 방식을 사용한다.
본 발명에서는 에너지 전달 효율을 향상시키고 컨버터(152)에서 사용되는 커패시터(Cout)의 용량을 최소화하기 위하여 이러한 온타임 시간을 가변적으로 조절하는 방식을 사용하고자 한다. 본 발명이 적용되는 무전원 무선 스위치의 경우, 압전소자에 대한 누름 동작에 의하여 발생된 에너지를 활용하는 것이므로, 지속적으로 입력되는 에너지가 아닌 단발성 에너지를 활용하게 된다. 따라서, 한번에 입력되는 작은 에너지를 최대한 손실 없이 출력단으로 전달하는 것이 중요하다. 이를 위해 본 발명에서는 앞서 설명한 바이어스 플립 정류기(120) 및 충방전 변환부(130)를 사용하고 있다.
또한, 지속적인 에너지를 전달하는 일반적인 벅 컨버터는 정상상태에서의 에너지 효율을 높이는 것이 손실을 최소화하는 것이지만, 단발성 에너지를 전달하는 벅컨버터는 에너지를 전달하는 시간(정상상태)이 매우 짧기 때문에 정상상태에서의 에너지 효율을 높이는 것뿐 아니라 초기 구동에 사용되는 에너지를 줄임으로써 손실을 최소화 할 수 있다. 일반적인 벅 컨버터에서 사용하고 있는 커패시터(Cout)의 경우 초기 동작시에 상당한 에너지를 필요로 하게 된다. 압전소자에 대한 누름 동작에 의하여 발생된 에너지는 단발성 에너지이므로, 초기 동작에서 커패시터(Cout)를 충전시키는데 상당한 에너지 소모가 발생할 가능성이 있으며, 이를 최소화하기 위해서는 가능한 커패시터(Cout)를 작게 설계할 수 있는 제어방식이 필요하다. 이에 본 발명에서는 온타임 시간을 가변적으로 조절할 수 있는 PFM 방식을 통해 컨버터(152)의 동작을 조절하고자 한다.
도 6은 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 레귤레이터에 포함된 제어부의 상세 구성을 도시한 도면이다.
제어부(154)는 비교기(1541), 펄스 생성기(1542), 온타임 설정부(1543), 제 1 SR 래치(1545), 제 2 SR 래치(1546)를 포함한다.
비교기(1541)는 레귤레이터(150)의 출력전압(Vout)과 기준값(Vref)에 기초하여 인에이블 신호(Ven)를 생성한다. 이때, 레귤레이터(150)의 출력단에 전압 분배를 위한 저항(R3, R4)이 접속될 수 있고, 이를 통해 분배된 전압(Vhalf)과 기준 전압(Vref)을 비교하여 인에이블 신호(Ven)를 생성한다. 이때, 도시되지는 않았지만, 레율레이터(150)의 입력전압(Vin)이 발진기(미도시 됨)를 구동하게 되고, 발진기에서 출력되는 발진신호가 비교기(1541)의 클럭신호로서 기능하게 된다.
펄스 생성기(1542)는 비교기(1541)에서 출력된 인에이블 신호(Ven)를 기초로 제 1 SR 래치(1545)의 제 1 입력단(R)에 공급할 에지 신호를 생성한다. 예를 들면, 인에이블 신호(Ven)를 제 1 단자로 입력받는 NAND 게이트, 인에이블 신호(Ven)를 일정 시간 지연시킨 딜레이, 딜레이의 출력을 반전시켜 NAND 게이트의 제 2 단자로 공급하는 인버터 등을 포함할 수 있다. 이와 같은 구성에 따라 출력전압(Vout)에 의하여 펄스 생성기(1542)에서 출력되는 에지 신호의 주파수가 조절될 수 있다. 즉, 부하측에서 전류 소모가 커지게 되면, 출력전압(Vout)이 기준 전압 보다 작아지는 횟수가 더 많아지게 되고, 그에 따라 인에이블 신호(Ven)가 더 자주 출력되며, 그에 따라 에지 신호의 주파수도 증가하게 된다.
온타임 설정부(1543)는 전류원 및 전류원과 접지 단자 사이에 접속된 커패시터(Cot), 전류원과 커패시터(Cot)의 접속노드와 제 1 SR 래치(1545)의 제 2 입력단(S) 사이에 접속된 슈미트 트리거(1544), 전류원(Ion)과 커패시터(Cot)의 접속노드와 접지 단자 사이에 접속된 스위칭 소자(SW10)를 포함한다.
이때, 전류원은 레귤레이터(150)의 입력전압(Vin)과 접지 단자 사이에 직렬 접속된 저항(R6) 및 스위칭 소자(SW11)를 포함한다. 또한, 전류원은 저항(R6) 및 스위칭 소자(SW11)의 접속 노드와 제 1 단자(+)가 접속되고, 레귤레이터(150)의 출력전압(Vout)이 제2 단자(-)로 입력되는 증폭기를 포함한다. 이때, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)은 각각 1/2로 스케일링 되어 입력될 수 있다. 이러한 구성에 따라 전류원을 통해 공급되는 전류값(Ion)은 다음과 같이, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 차이에 비례하게 된다.
[수학식 1]
Figure 112015018229967-pat00001
이와 같이, 전류원에 의하여 공급되는 전류(Ion)는 커패시터(Cot)에 충전되고, 커패시터(Cot)의 전압이 임계값(Vth) 이상으로 상승하면 슈미트 트리거(1544)에 의하여 하이 레벨의 신호가 출력된다. 이때, 슈미트 트리거(1544)는 2개의 안정상태를 가지며 직사각형 펄스를 출력시키는 통상적인 회로 구성으로, 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다. 이때, 커패시터(Cot)의 전압이 임계값(Vth) 이상으로 상승하는데 소요되는 시간(Ton)이 앞서 언급한 온타임이 되고, 이는 전류값(Ion)에 의하여 결정되므로, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 차이에 의해 가변된다.
[수학식 2]
Figure 112015018229967-pat00002
즉, 수학식 2에 정의된 바와 같이, 온타임(Ton)은 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 차이에 의해 결정된다. 이때, 레귤레이터(150)는 출력전압(Vout)을 일정하게 유지시키도록 PFM 동작을 수행하게 되며, 출력전압(Vout)이 일정하다고 본다면, 입력전압(Vin)에 반비례하여 온타임(Ton)이 결정된다. 즉, 입력 전압(Vin)이 작을수록 온타임(Ton)이 증가하게 된다.
인덕터에 흐르는 전류의 시간에 따른 기울기는 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 차이에 비례하는데, 출력전압(Vout)이 일정하다고 한다면, 실질적으로는 입력전압(Vin)에 비례하게 된다. 기존의 고정된 온타임 방식에 따르면 입력전압(Vin)이 높아져 인덕터 전류의 기울기가 커지게 되고, 온타임 구간 동안 전류값이 급속하게 증가하여 출력 캐패시터(Cout)에 에너지를 과잉 공급하게 되므로 출력전압 리플이 커지게 된다. 결국 큰 용량의 캐패시터(Cout)를 사용해야하며 이는 초기구동에너지를 증가시키는 요인이 된다. 하지만 제안하는 제어방식은 인덕터의 흐르는 전류의 피크(Peak)값을 일정하게 하는 것으로, 입력전압(Vin)이 높아지면 온타임을 줄여서 피크 전류 값을 일정하게 유지하게 된다. 그에 따라, 더 작은용량의 커패시터를 사용할 수 있게 된다. 즉, 온타임 고정 방식에 따르면 초기 동작시에 출력 커패시터(Cout)로 전달하는 에너지의 양이 많은 경우에는 출력 전압 리플이 커지는 문제가 있으나, 온타임 가변 방식에 따르면 입력전압(Vin)이 높은 경우에는 온타임을 작게 설정하기 때문에 출력 커패시터(Cout)의 용량을 낮게 설정하여도 출력전압 리플을 최소화할 수 있다.
한편, 슈미트 트리거(1544)의 출력에 의하여 제 1 SR 래치(1545)가 하이레벨의 신호를 출력하게 되면, 이는 방전용 스위칭 소자(SW10)에 전달되어, 커패시터(Cot)를 방전시킨다. 이에 의하여, 전류원에 의한 커패시터(Cot) 충전 작업이 반복적으로 수행되고, 입력전압(Vin)에 반비례하여 온타임(Ton)이 수시로 가변하여 설정된다.
제 1 SR 래치(1545)는 펄스 생성기(1542)의 출력과 슈미트 트리거(1544)의 출력을 각각 수신하여 제1 스위칭 신호(on)를 생성한다. 이때, 펄스 생성기(1542)의 출력은 레귤레이터(150)의 출력전압(Vout)에 의하여 주파수가 결정되며, 이에 의하여 제 1 스위칭 신호(on)의 주파수가 결정된다. 또한, 슈미트 트리거(1544)의 출력은 레귤레이터(150)의 입력전압(Vin)에 의하여 제 1 스위칭 신호(on)의 온타임 유지시간(Ton)이 결정된다.
제 2 SR 래치(1546)는 제 1 SR 래치(1545)에서 출력되는 제 1 스위칭 신호(on)에 기초하여, 제 1 스위칭 신호(on)와 반전 상태에 있는 제 2 스위칭 신호(off)를 생성한다. 이를 위해, 제 1 제어 신호(on)를 지연시키는 지연기(1549), 지연기(1549)의 출력에 기초하여 펄스를 생성하고 제 2 SR 래치(1546)의 제 2 입력단(S)에 공급하는 펄스 생성기(1548), 인덕터(L2)의 입력단측 전압(Vzc)과 접지 전압을 비교하는 비교기 및 비교기의 출력에 기초하여 펄스를 생성하고 제 2 SR 래치(1546)의 제 1 입력단(R)에 공급하는 펄스 생성기(1547)를 포함한다. 컨버터(152)의 구동을 위해 인덕터(L2)가 모두 방전된 후에 제 1 스위칭 소자(SW8)가 턴온되도록 한다. 즉, 인덕터(L2)가 각 스위칭 소자(SW8, SW9)와 접속된 지점의 전압이 접지 전압이 되면, 이 시점을 감지하여 제 2 스위칭 신호(off)의 종료 시점을 설정한다. 아울러, 제 2 스위칭 신호(off)의 종료시점 직후에 제 1 스위칭 신호(on)가 출력되도록 한다.
게이트 구동부(156)는 제어부(154)에서 제공되는 제어신호(on, off)에 기초하여 스위칭 소자(SW8, SW9)를 구동하는 스위칭 제어신호(Vp, Vn)을 출력한다. 제어부(154)에 전달되는 제어신호(on, off)의 전압 레벨이 낮을 것을 대비하여, 이를 전반적으로 상승시키는 역할을 수행한다. 예를 들면, 제어신호(on, off)의 전압 레벨이 0~2.5V의 범위라면, 게이트 구봉부(156)는 이를 레벨 쉬프트 시켜 0~5V의 범위로 조정하게 된다.
무선 송신부(160)는 레귤레이터(150)의 출력 전압에 기초하여 무선 신호를 출력한다. 이때, 무선 신호에는 무선 신호를 수신한 수신 장치를 제어하기 위한 제어 신호 기타 다양한 정보가 포함될 수 있으며, 이를 암호화하여 전송할 수도 있다. 레귤레이터(150)는 무선 송신부(160)에 전력을 공급하는 역할을 수행하며, 응용예에 따라 무선 송신부(160)외에 다른 전자 부품이 채용될 수 있다.
도 7은 본원 발명의 일 실시예에 따른 에너지 수집 장치 및 무선 스위치의 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도면에서, Vp는 컨버터(152)의 인덕터(L2)에 에너지를 축적하는 시간인 온타임(Ton)을 나타내는 것이고, IL은 인덕터(L2)에 흐르는 전류를 나타내고, Vout은 레귤레이터(150)의 출력전압을 나타내는 것이고, ILoad는 부하에 흐르는 전류를 나타낸다.
도 7의 상단 좌측에 도시된 바와 같이, 동작 초기에는 온타임 시간을 길게 설정하여 구동하고, 시간이 흐름에 따라 온타임 시간이 감소함을 확인할 수 있다. 또한, 부하 전류가 증가함에 따라 출력전압(Vout)이 기준전압보다 낮아지는 횟수가 증가하게 되고, 이에 따라 PFM 주파수가 증가하게 된다.
또한, 상단 우측에 도시된 바와 같이, 부하 전류가 감소함에 따라 출력전압(Vout)이 기준전압보다 낮아지는 횟수가 감소하게 되고, 이에 따라 PFM 주파수가 감소하게 된다.
또한, 하단 좌측에 도시된 그래프를 참조하면, 온타임 가변방식이 온타임 고정방식 비하여 효율이 높은 것을 확인할 수 있고, 이는 부하 전류가 증가함에 따라 더 차이가 남을 확인할 수 있다.
또한, 하단 우측에 도시된 그래프를 참조하면, 온타임 가변방식이 온타임 고정방식 비하여 출력 리플이 4배 정도 더 적은 것을 확인할 수 있고, 이는 곧 컨버터의 출력 커패시터(Cout)의 용량을 4배 정도 작게 설계할 수 있음을 의미한다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
110:압전소자 스위치
120: 바이어스 플립 정류기
130: 충방전 변환부
140: 제어부
150: 레귤레이터

Claims (15)

  1. 압전소자로부터 에너지를 수집하는 에너지 수집 장치에 있어서,
    압전소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 상기 압전소자 스위치에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환하는 바이어스 플립 정류기,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함하고, 상기 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 충방전 변환부 및
    상기 충방전 변환부에서 출력되는 전압에 기초하여 상기 바이어스 플립 정류기의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 상기 충방전 변환부의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력하는 제 1 제어부를 포함하되,
    상기 제 1 제어부는
    상기 충방전 변환부의 출력 전압이 제 1 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 상기 제 1 제어 신호를 출력하고,
    상기 충방전 변환부의 출력 전압이 상기 제 1 임계값 보다 큰 제 2 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 상기 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어 신호를 출력하는 에너지 수집 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 충방전 변환부의 출력단에 접속되고, 상기 충방전 변환부의 출력전압을 변환하여 출력하는 레귤레이터를 더 포함하는 에너지 수집 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 바이어스 플립 정류기는
    복수의 다이오드를 포함하는 브릿지 정류기,
    상기 브릿지 정류기의 입력단자에 일측 단자가 접속된 인덕터 및
    상기 인덕터의 타측 단자와 접지 사이에 접속되고, 상기 제 1 제어 신호에 따라 스위칭되는 스위칭 소자를 포함하는 것인 에너지 수집 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 충방전 변환부는
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속된 커패시터 및 상기 커패시터의 타측 단자 및 접지 단자 사이에 접속되고, 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자를 포함하는 제 1 변환부,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속되고 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자, 상기 제 2 스위칭 소자의 타측 단자에 일측 단자가 접속된 커패시터 및 상기 커패시터의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속되고, 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자를 포함하는 제 2 변환부,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속되고 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속된 커패시터를 포함하는 제 3 변환부,
    상기 제 1 변환부의 커패시터와 제 1 스위칭 소자의 접속노드 및 상기 제 2 변환부의 제 2 스위칭 소자와 커패시터의 접속노드 사이에 접속된 제 1 다이오드 및
    상기 제 2 변환부의 커패시터와 제 1 스위칭 소자의 접속노드 및 상기 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자와 커패시터의 접속노드 사이에 접속된 제 2 다이오드를 포함하되,
    상기 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호의 입력에 따라, 상기 제 1 변환부 및 제 2 변환부의 제 1 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제 2 변환부 및 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자가 턴온되어 상기 각 커패시터가 병렬 상태로 접속되고,
    상기 충전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호의 입력에 따라, 상기 제 1 변환부 및 제 2 변환부의 제 1 스위칭 소자가 턴오프되고, 상기 제 2 변환부 및 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자가 턴오프되어 상기 각 커패시터가 직렬 상태로 접속되는 것인 에너지 수집 장치.
  5. 삭제
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 레귤레이터는
    인덕터, 커패시터 및 상기 인덕터로의 에너지 축적 또는 상기 인덕터에서의 에너지 방전 여부를 스위칭하는 스위칭 소자를 포함하는 컨버터 및
    상기 컨버터에서 출력되는 전압에 따라 상기 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제 2 제어부를 포함하되,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 입력 전압과 상기 레귤레이터의 출력 전압에 반비례하는 온타임 시간을 갖는 스위칭 신호가 상기 컨버터에 공급되도록 하고,
    상기 온타임 시간에 비례하여 상기 에너지 축적이 유지되는 시간이 증가하는 에너지 수집 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 출력 전압이 기준값 이하로 감소되는지 여부에 따라 상기 컨버터를 구동하는 펄스 주파수 변조 방식에 기초하여 상기 스위칭 신호를 공급하는 에너지 수집 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 출력 전압에 기초하여 펄스를 생성하는 펄스 생성기,
    상기 레귤레이터의 입력 전압과 상기 레귤레이터의 출력 전압의 차이에 따라 결정되는 전류값을 출력하는 전류원,
    상기 전류원에 접속되고, 전류원에 의하여 공급되는 전류가 충전되는 커패시터,
    상기 커패시터의 전압이 임계값 이상으로 충전되면 하이레벨 신호를 출력하는 슈미트 트리거,
    상기 커패시터와 슈미트 트리거의 접속노드에 접속되고, 하이레벨 신호 출력시에 상기 커패시터를 방전시키는 방전용 스위칭 소자 및
    상기 펄스 생성기의 출력을 제 1 입력단으로 수신하고, 상기 슈미트 트리거의 출력을 제 2 입력단으로 수신하며, 이에 기초하여 온타임 신호를 출력하는 SR 래치를 포함하는 에너지 수집 장치.
  9. 압전소자로부터 수집한 에너지에 기반한 무선 스위치에 있어서,
    압전소자를 포함하는 압전소자 스위치,
    상기 압전소자 스위치에 대한 누름 동작에 의하여 상기 압전소자 스위치에서 발생하는 교류 전류를 직류로 변환하는 바이어스 플립 정류기,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력전압을 저장하는 복수의 커패시터를 포함하고, 상기 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 충방전 변환부,
    상기 충방전 변환부에서 출력되는 전압에 기초하여 상기 바이어스 플립 정류기의 바이어스 플립 모드를 활성화시키는 제 1 제어 신호와 상기 충방전 변환부의 충전 모드와 방전 모드를 조절하는 제 2 제어 신호를 출력하는 제어부,
    상기 충방전 변환부의 출력단에 접속되고, 상기 충방전 변환부의 출력전압을 변환하여 출력하는 레귤레이터 및
    상기 레귤레이터의 출력 전압에 기초하여 무선 신호를 출력하는 송신부를 포함하되,
    상기 제어부는
    상기 충방전 변환부의 출력 전압이 제 1 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 상기 제 1 제어 신호를 출력하고,
    상기 충방전 변환부의 출력 전압이 상기 제 1 임계값 보다 큰 제 2 임계값 이상이 되면, 해당 출력 전압의 상승이 중단되는 시점에 상기 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어 신호를 출력하는 무선 스위치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 바이어스 플립 정류기는
    복수의 다이오드를 포함하는 브릿지 정류기,
    상기 브릿지 정류기의 입력단자에 일측 단자가 접속된 인덕터 및
    상기 인덕터의 타측 단자와 접지 사이에 접속되고, 상기 제 1 제어 신호에 따라 스위칭되는 스위칭 소자를 포함하는 것인 무선 스위치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 충방전 변환부는
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속된 커패시터 및 상기 커패시터의 타측 단자 및 접지 단자 사이에 접속되고, 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자를 포함하는 제 1 변환부,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속되고 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자, 상기 제 2 스위칭 소자의 타측 단자에 일측 단자가 접속된 커패시터 및 상기 커패시터의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속되고, 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 1 스위칭 소자를 포함하는 제 2 변환부,
    상기 바이어스 플립 정류기의 출력단에 일측 단자가 접속되고 상기 제 2 제어신호에 따라 스위칭되는 제 2 스위칭 소자 및 상기 제 2 스위칭 소자의 타측 단자와 접지 단자 사이에 접속된 커패시터를 포함하는 제 3 변환부,
    상기 제 1 변환부의 커패시터와 제 1 스위칭 소자의 접속노드 및 상기 제 2 변환부의 제 2 스위칭 소자와 커패시터의 접속노드 사이에 접속된 제 1 다이오드 및
    상기 제 2 변환부의 커패시터와 제 1 스위칭 소자의 접속노드 및 상기 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자와 커패시터의 접속노드 사이에 접속된 제 2 다이오드를 포함하되,
    상기 방전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호의 입력에 따라, 상기 제 1 변환부 및 제 2 변환부의 제 1 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제 2 변환부 및 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자가 턴온되어 상기 각 커패시터가 병렬 상태로 접속되고,
    상기 충전 모드를 활성화시키는 제 2 제어신호의 입력에 따라, 상기 제 1 변환부 및 제 2 변환부의 제 1 스위칭 소자가 턴오프되고, 상기 제 2 변환부 및 제 3 변환부의 제 2 스위칭 소자가 턴오프되어 상기 각 커패시터가 직렬 상태로 접속되는 것인 무선 스위치.
  12. 삭제
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 레귤레이터는
    인덕터, 커패시터 및 상기 인덕터로의 에너지 축적 또는 상기 인덕터에서의 에너지 방전 여부를 스위칭하는 스위칭 소자를 포함하는 컨버터 및
    상기 컨버터에서 출력되는 전압에 따라 상기 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제 2 제어부를 포함하되,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 입력 전압과 상기 레귤레이터의 출력 전압에 반비례하는 온타임 시간을 갖는 스위칭 신호가 상기 컨버터에 공급되도록 하고,
    상기 온타임 시간에 비례하여 상기 에너지 축적이 유지되는 시간이 증가하는 무선 스위치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 출력 전압이 기준값 이하로 감소되는지 여부에 따라 상기 컨버터를 구동하는 펄스 주파수 변조 방식에 기초하여 상기 스위칭 신호를 공급하는 무선 스위치.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는 상기 레귤레이터의 출력 전압에 기초하여 펄스를 생성하는 펄스 생성기,
    상기 레귤레이터의 입력 전압과 상기 레귤레이터의 출력 전압의 차이에 따라 결정되는 전류값을 출력하는 전류원,
    상기 전류원에 접속되고, 전류원에 의하여 공급되는 전류가 충전되는 커패시터,
    상기 커패시터의 전압이 임계값 이상으로 충전되면 하이레벨 신호를 출력하는 슈미트 트리거,
    상기 커패시터와 슈미트 트리거의 접속노드에 접속되고, 하이레벨 신호 출력시에 상기 커패시터를 방전시키는 방전용 스위칭 소자 및
    상기 펄스 생성기의 출력을 제 1 입력단으로 수신하고, 상기 슈미트 트리거의 출력을 제 2 입력단으로 수신하며, 이에 기초하여 온타임 신호를 출력하는 SR 래치를 포함하는 무선 스위치.
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