WO2019177346A1 - 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치 - Google Patents

전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치 Download PDF

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WO2019177346A1
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capacitors
capacitor
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김은서
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주식회사 커널로그
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    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices

Definitions

  • the present invention relates to an energy collection device, and more particularly, to a series or parallel connection state of a plurality of capacitors of a charge / discharge conversion unit corresponding to a driving voltage for operating a load based on a specific voltage monitored by a voltage supervisor.
  • the present invention relates to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor that converts and reuses the charge remaining in each capacitor as a driving voltage for driving a load.
  • Such a wireless switch capable of wirelessly outputting a control signal without using a temporary power source such as a battery.
  • a wireless switch is also called a batteryless wireless switch (BWS), and does not require a separate battery or power supply line for operation of the switch, thereby reducing the cost of installing and maintaining the wireless switch.
  • BWS batteryless wireless switch
  • Such a wireless switch generally adopts a method of collecting electrical energy from a piezoelectric element, rectifies the electrical energy generated by pressing the piezoelectric element, collects it, and delivers it to the RF transmission circuit through a regulator. The system is adopted. However, this process requires a circuit configuration that can minimize the amount of significant energy loss can occur.
  • Korean Patent Publication No. 10-1696427 discloses an energy collection device including a piezoelectric element switch, a bias flip rectifier, a charge / discharge converter, a controller, and a regulator, and a wireless switch using the same. It is starting.
  • the charge-discharge converter is composed of only a diode and a capacitor without a separate switching control technique, in this case, the energy loss caused by multiple diodes when the capacitor is charged, the piezoelectric element
  • the effective capacitance seen in the direction of the capacitor array is smaller than the actual capacitance due to the diode, so that the charge in each capacitor inside the array is not evenly charged, resulting in additional energy loss in the discharge mode.
  • the bias flip in a manner to improve the efficiency of energy transfer at the front end of the charge-discharge conversion unit by using a bias flip rectifier including a bridge rectifier, an inductor, and a switching element.
  • a bias flip rectifier including a bridge rectifier, an inductor, and a switching element.
  • Korean Patent Publication No. 10-1753753 discloses an energy harvester using a piezoelectric element including a piezoelectric element, an operation sensing unit, a control signal generator, a regulator, and a load in the prior art document.
  • the energy harvester using the piezoelectric element of the prior art literature collects the electrical energy output from the piezoelectric element according to the operation of the plurality of switching elements in the regulator and transfers it to the load, and changes the state of the voltage output from the piezoelectric element.
  • the control signal generator When detected by the motion detector, the control signal generator generates a control signal for switching the switching element based on the detection signal generated by the motion detector.
  • the efficiency of energy transfer is increased by relying on a circuit whose timing must be precisely controlled.
  • the timing of the circuit is difficult to control.
  • the state of the finite state machine (FSM) or the efficiency suddenly decreases. There was a problem of falling out.
  • the present invention is proposed to solve the above problems of the conventionally proposed methods, the load so that a plurality of capacitors provided in the charge-discharge conversion unit can be connected in series or parallel connection state under the charge mode or discharge mode
  • the internal voltage of the charge / discharge converter is monitored by using voltage supervisor circuits of the voltage monitor in response to the driving voltage for the operation, and the switching of the switch elements of the charge / discharge converter is controlled by the switch control signals generated correspondingly.
  • the plurality of capacitors are connected in series in the charging mode, and in the discharge mode, the connection states of the plurality of capacitors are sequentially connected in parallel, partial series, and all series in response to the driving voltage for driving the load.
  • the present invention by switching the switching state of the series or parallel connection of the plurality of capacitors of the charge-discharge conversion unit based on the specific voltage monitored in the voltage supervisor in response to the driving voltage for the load operation to remain in each capacitor It is possible to reuse the charge as the driving voltage for driving the load as much as possible, thereby improving the use of the charge that is not used because it does not match the driving voltage of the load, thereby allowing a long-term use of the voltage supervisor It is another object of the present invention to provide an energy collection device capable of reusing the used residual charge.
  • the present invention by controlling the switching of the switch elements by monitoring the specific voltage inside the charge-discharge conversion unit by using the voltage supervisor circuit of the voltage monitoring unit, to prevent the breakage of the switch elements, it is not sensitive to the timing of the switching control As a result, it is possible to reliably operate the circuit, and to implement a circuit in which the hardware cost of the implementation circuit is not high, and to configure a low-cost commercial device so that the low-cost implementation is possible. Another object is to provide a reusable energy collection device.
  • an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor includes
  • An energy collector capable of reusing residual charge using a voltage supervisor
  • a piezoelectric element unit generating an alternating current according to a user's pressing operation
  • a rectifying unit rectifying and outputting an alternating current generated from the piezoelectric element unit by direct current
  • Charge and discharge conversion unit for controlling the charge and discharge
  • a power transfer switch unit connected to an output terminal of the charge / discharge conversion unit and switched to a discharge mode according to a discharge mode switch signal EN;
  • the internal specific voltage of the charge-discharge converter is monitored, and based on the monitored specific voltage
  • a voltage monitoring unit having a plurality of voltage supervisor circuits respectively outputting a switch control signal
  • connection states of the plurality of capacitors are all parallel, partially in series, based on a switch control signal of the plurality of voltage supervisor circuits of the voltage monitoring unit corresponding to a driving voltage for operating a load. And converting them sequentially in series.
  • the charge-discharge conversion unit Preferably, the charge-discharge conversion unit,
  • the plurality of capacitors may be configured to increase by a multiple of two.
  • the charge-discharge conversion unit Preferably, the charge-discharge conversion unit,
  • First to third diodes interposed between the second to fourth capacitors connected in parallel with the output ends of the rectifier and the output ends of the rectifiers, and connected in series with the second to fourth capacitors, respectively;
  • a first switch element Connected to a connection node between a fourth diode connected in series with the other terminal of the first capacitor and a connection node between the first diode and the second capacitor and switched according to a first switch control signal of the voltage monitoring unit;
  • a control signal bridge unit is connected and connected to a gate terminal of the first switch element, and a resistor connected to a connection node between the first switch element and the control signal bridge unit and a connection node between the second diode and the third capacitor. It can be configured to include.
  • Each may be configured as a metal-oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), but may be configured as either a P-ch MOSFET or an N-ch MOSFET.
  • MOSFET metal-oxide semiconductor field effect transistor
  • the voltage monitoring unit More preferably, the voltage monitoring unit,
  • the first and second voltage supervisor circuits output first and second switch control signals for switching control of the first to third switch elements, respectively,
  • control signal in which the difference between the gate voltage and the drain voltage of each of the first to third switch elements is not large, it may function to prevent breakage of the switch element.
  • the first and second voltage supervisor circuit of the voltage monitoring unit are identical to each other.
  • Each may be configured to generate first and second switch control signals based on an internal specific voltage monitored by the charge / discharge converter, and may function to enable reliable circuit operation because it is not sensitive to timing. .
  • the regulator may be implemented as one of an input and an output terminal of the regulator, an application of a load, and an output of an additional voltage supervisor circuit for monitoring the voltage of the fourth capacitor of the charge / discharge converter to a low threshold.
  • a plurality of capacitors included in the charge / discharge converter may be connected in series or parallel in a charge mode or a discharge mode.
  • the voltage supervisor circuits of the voltage monitor unit are monitored, and switching of the switch elements of the charge / discharge converter through the switch control signals generated correspondingly.
  • the plurality of capacitors of the charge / discharge converter are connected in series in the charging mode, and in the discharge mode, the connection states of the plurality of capacitors correspond to the driving voltage for driving the load in all parallel, partial series, and all series.
  • the switching state of the series or parallel connection state of the plurality of capacitors of the charge-discharge conversion unit in accordance with the driving voltage for the load operation based on the specific voltage monitored in the voltage supervisor to switch to each capacitor By reusing the remaining charge as the driving voltage for driving the load as much as possible, it is possible to improve the use of the charge that is not used because it does not match the driving voltage of the load, and thus can be used for a long time.
  • the present invention by controlling the switching of the switch elements by monitoring the specific voltage inside the charge-discharge conversion unit by using the voltage supervisor circuit of the voltage monitoring unit, to prevent the breakage of the switch elements, it is not sensitive to the timing of the switching control As a result, reliable circuit operation is possible, and a hardware cost of the implementation circuit can be configured with a low cost circuit, and can be configured with a low-end commercial device, thereby enabling low-cost implementation.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of an example of a voltage supervisor circuit applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of a modification of a charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration of another modified example of a charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a view illustrating a connection state of a capacitor array provided in a charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a control signal bridge unit applied to an energy collection device capable of reusing remaining charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a method of generating a discharge mode switch signal of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a view showing the configuration of the output waveform of the energy collection device that can reuse the remaining charge using the voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of an energy collecting device capable of reusing residual charges
  • FIG. 3 is a voltage super applied to an energy collecting device capable of reusing residual charges using a voltage supervisor according to an exemplary embodiment of the present invention
  • 4 is a diagram illustrating a circuit configuration of one example of a visor circuit
  • FIG. 4 is a circuit configuration of a variation of an example charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a view illustrating a reuse of remaining charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of another modified charging / discharging unit applied to an energy collection device, and FIG. 6 is applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a view illustrating a connection state of a capacitor array included in a charge / discharge converter.
  • FIG. 7 is a control signal bridge unit applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • 8 is a diagram illustrating an example of a configuration of FIG. 8, and FIG.
  • the energy collection device 100 capable of reusing the remaining charge using the voltage supervisor according to the embodiment of the present invention includes a piezoelectric element unit 110 and a rectifier 120. It may be configured to include a charge and discharge converter 130, a power transfer switch 140, a regulator 150, and a voltage monitoring unit (160).
  • the piezoelectric element unit 110 is configured to generate an alternating current according to a user's pressing operation.
  • the piezoelectric element unit 110 converts a pressure applied dynamically into a voltage, and generates and outputs an alternating current by the user's pressing operation on the piezoelectric element unit 110.
  • the configuration of the piezoelectric element unit 110 corresponds to a general configuration, unnecessary description thereof will be omitted.
  • the rectifier 120 is configured to rectify and output an alternating current generated from the piezoelectric element unit 110 by direct current.
  • the rectifier 120 may be configured as a bridge diode BD including four diodes.
  • the charge / discharge converter 130 includes a plurality of capacitors and a plurality of switching elements that charge and discharge the output voltage output from the rectifier 120, and a connection state of the plurality of capacitors in response to switching of the plurality of switching elements. Is converted to series or parallel to control the charging and discharging of energy.
  • the charge / discharge conversion unit 130 is based on the switch control signals of the plurality of voltage supervisor circuits of the voltage monitoring unit 160, which will be described later, in the charging mode of the plurality of capacitors, the plurality of capacitors are all connected in series, In the discharging mode of the capacitors, the connection states of the plurality of capacitors are all parallel, partial series, based on the switch control signals of the plurality of voltage supervisor circuits of the voltage monitoring unit 160 corresponding to the driving voltage for the load to operate. And serially serially connected in series.
  • the charge and discharge converter 130 may be configured to increase the plurality of capacitors by a multiple of two. At this time, the configuration of the diode and the switch may be increased according to the expansion of the plurality of capacitors.
  • the charge / discharge converter 130 may include first to fourth capacitors C1 to C4 connected in parallel to the output terminal of the rectifier 120, and an output terminal of the rectifier 120. First to third mediated between the second to fourth capacitors C2 to C4 and the output terminals of the rectifier 120 connected in parallel, respectively, and connected to the second to fourth capacitors C2 to C4 in series. Connection node between the diodes D1-D3 and the fourth diode D4 connected in series with the other terminal of the first capacitor C1 and a connection node between the first diode D1 and the second capacitor C2.
  • a fifth diode connected in series with a first switch element M1 switched in accordance with the first switch control signal S1 of the voltage monitoring unit 160 and the other terminal of the second capacitor C2;
  • a second switch of the voltage monitoring unit 160 connected to the connection node between the D5 and the connection node between the second diode D2 and the third capacitor C3.
  • a third switching element M3 connected to a connection node between the fourth capacitor C4 and the switching switch according to the switch control signal S1 of the first switch control signal S1 of the voltage monitoring unit 160.
  • the control signal bridge unit BU is connected and connected to the gate terminal of the first switch element M1, and the connection node and the second diode D2 between the first switch element M1 and the control signal bridge unit BU are connected to each other.
  • the circuit may include a circuit including a resistor R connected to a connection node between the third capacitors C3.
  • the resistor R is a very large resistor having a value of several mega ohms, and there is almost no power consumption due to the current flowing through the resistor, but it functions to hold the basic bias voltage of the gate of each switch element. do.
  • each of the first to third switch elements M1 to M3 included in the charge / discharge circuit unit 130 may be formed of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), and may be one of a P-ch MOSFET or an N-ch MOSFET. It can be composed of one.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • the power transfer switch unit 140 is connected to the output terminal of the charge / discharge conversion unit 130 and is configured to switch to the discharge mode in accordance with the discharge mode switch signal EN.
  • the power transfer switch 140 is turned off in the charging mode of the charge / discharge converter 130 and turned on in the discharge mode of the charge / discharge converter 130 to be output from the capacitor array of the charge / discharge converter 130. This serves to deliver to the load 10 via the regulator 150 of the rear end.
  • the discharge mode switching signal EN may include an input terminal and an output terminal of the regulator 150 to be described later, an application of the load 10, and a charge / discharge conversion unit 130. It can be implemented by one of the output of the additional voltage supervisor circuit V_S to monitor the voltage of the four capacitor (C4) to a low threshold.
  • the regulator 150 converts the output voltage transmitted in the switching mode of the discharge mode of the power transfer switch unit 140 and outputs the converted voltage to the load 10.
  • the regulator 150 functions to adjust and output the voltage of the charge / discharge converter 130 transferred through the power transfer switch unit 140 to a driving voltage required for driving the load 10.
  • the voltage monitoring unit 160 controls the switching of the plurality of switching elements in order to control the charging and discharging of the plurality of capacitors included in the charge / discharge conversion unit 130, and the internal specific voltage of the charge / discharge conversion unit 130. And a plurality of voltage supervisor circuits each for monitoring and outputting a switch control signal based on the specific voltage to be monitored. As shown in FIG. 2, the voltage monitoring unit 160 is connected to a point of the connection node V C4P between the third diode D3 and the fourth capacitor C4 connected to the third switch element M3.
  • the voltage monitoring unit 160 is the first and second voltage supervisor circuit (161, 162) the first and second switch control signal (1) for switching control of the first to third switch elements (M1 to M3) S1 and S2 are output, respectively, and the first and second switch control signals S1 and S2 are different from the gate voltage and the drain voltage of the first to third switch elements M1 to M3.
  • a small control signal it can function to prevent breakage of the switch element. That is, since the voltages of the first to third switch elements M1 to M3 of the charge and charge conversion unit 130 are accumulated by several tens of volts, the gate terminal of the switch element may not be provided. Can be broken.
  • the first and second voltage supervisor circuits 161 and 162 generate a switch control signal so that each gate voltage does not significantly differ from the drain voltage.
  • first and second voltage supervisor circuits 161 and 162 of the voltage monitoring unit 160 may respectively control the first and second switch control signals based on an internal specific voltage monitored by the charge / discharge converter 130. It is configured to generate (S1, S2) so that it is not sensitive to timing and can function to enable reliable circuit operation. This can be composed of a circuit of which the cost of the circuit hardware is not high, and can be configured with a low-use commercial device, thereby enabling a low-cost implementation.
  • the power transfer switch unit 140 with the discharge mode switch signal EN signal low. Will remain open and off.
  • the first to fourth capacitors C1 of the charge / discharge converter 130 are ⁇ C4
  • the capacitance seen from the piezoelectric element unit 110 toward the array of the first to fourth capacitors C1 to C4 is C / 4
  • the electric energy of the piezoelectric element unit 110 is matched with the impedance of the piezoelectric element unit 110. Efficiency is converted to the charge-discharge conversion unit 130 is maximized.
  • C denotes capacitance of each of the first to fourth capacitors C1 to C4.
  • the first and second switch control signals after a predetermined delay time after the predetermined voltage threshold are exceeded. S1 and S2) become HIGH. Subsequently, when the array of first to fourth capacitors C1 to C4 is sufficiently charged, the discharge mode switching signal (EN signal) is changed to HIGH, thereby turning on the power transfer switch 140 to switch to the discharge mode. . At this time, all of V_ ⁇ C1N, C2N, C3N ⁇ fall to about OV (exactly 0V- [diode turn-on threshold voltage]), and the first to fourth capacitors C1 to C4 are connected in parallel.
  • the switch control signals S1 and S2 are in the HIGH state and the first to third switch elements M1 to M3 are still in the OFF state, even when V_ ⁇ C1N, C2N, and C3N ⁇ are all 0V, V C2P ---> V C1N, V C3P --- > V C2N, V C4P ---> V C3N direction is no current is flowing.
  • the first to fourth capacitors C1 to C4 connected in parallel become capacitances of 4 C in total, and thus, the first to fourth capacitors C1 to C4 connected in parallel can be supplied for a long time at a voltage corresponding to the driving voltage of the load 10 application.
  • the minimum driving voltage of the application of the regulator 150 or the load 10 is assumed to be 2V.
  • the first switch control signal S1 changes to LOW.
  • V M1 and V M3 connected thereto are dropped to 0 V to turn on the first and third switch elements M1 and M3 of the P-ch MOSFET. That is, the first and second capacitors C1 and C2 and the third and fourth capacitors C3 and C4 are partially in series, so that V C1P and V C3P can be increased to be twice the minimum driving voltage of 2V. do.
  • the second switch control signal. (S2) changes to LOW.
  • V C3P falls below the ⁇ 2 + ⁇ V voltage (or the voltage difference between V C3P and V C3N falls below the ⁇ 1 + ⁇ ' ⁇ V voltage)
  • the second voltage supervisor circuit This is because 162 immediately switches the second switch control signal S2 to the LOW state. Therefore, V M2 is lowered to a voltage lower than V C2N to turn on the second switch element M2.
  • the MOSFET of the charge-discharge converter 130 may be implemented as an N-ch MOSFET to use an active high voltage supervisor.
  • the voltage supervisor V_S is a commonly used general circuit configuration, and is a configuration of a commercial device that is frequently used for power of reset (POR) applications. That is, when the voltage supervisor V_S determines that the driving voltage is supplied to the electronic application such as the CPU and is sufficiently stabilized, the reset signal is released to drive the operation of the electronic application. As shown in FIG. 3, the voltage supervisor V_S monitors the V DD voltage and compares the voltage with the reference voltage V ref corresponding to the threshold voltage V th of the voltage supervisor.
  • the delay time or the V th value of the voltage supervisor is set in advance by programming. That is, the delay time of the voltage supervisor V_S may be set in advance as a time taken until the energy charging by the piezoelectric element unit 110 is sufficiently performed.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of an example of a modification of a charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a case in which six capacitors of the charge / discharge converter 130 are expanded, and a minimum driving voltage of a regulator or a load electronic application is assumed to be 3V, and the basic operation principle is applied to the four capacitors of FIG.
  • the configuration is similar to the same.
  • the configuration of the modified example of FIG. 4 differs only in which switch element the control signal bridge unit BU is connected and connected, and where the voltage supervisor circuit is connected and connected.
  • the ground (0V) monitors the voltage (V C6P, V C4P) of the portion in which the connection portion in series near to the capacitor to a voltage by the voltage supervisor and control signal the bridge unit (BU) to be switched part in series with the equivalent timing Therefore, the MOSFET switch (that is, the first voltage switching device M1, the second switching device M2, and the fourth switching device M4 in the case of the first voltage supervisor circuit 161) whose driving voltage levels of the MOSFET gates must be different from each other.
  • the first and second voltage supervisor circuits 161 and 162 may be connected to the fifth switch element M5, and the second voltage supervisor circuit 162 may be connected to the third switch element M3.
  • MOSFET switches i.e., M1, M2, M4, M5, V3 for V_S_2
  • MOSFET switches i.e., M1, M2, M4, M5, V3 for V_S_2
  • MOSFET switches i.e., M1, M2, M4, M5, V3 for V_S_2
  • BU Control signal bridge unit
  • FIG. 5 illustrates a circuit configuration of another modified example of the charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • 5 is a configuration of an example in which the number of capacitors is expanded to eight based on the charge / discharge conversion unit 130 of FIG. 2.
  • the principle of operation is basically the same as that of FIG. 2, and the minimum driving voltage of the regulator or load electronic application is assumed to be 4V. That is, FIG. 5 differs only in that one more partial series conversion process is added, and only the configuration in which the voltage supervisor circuit 163 is further added to the voltage monitoring unit 160 of the charge / discharge converter 130 is different. have.
  • the control signal bridge unit BU is attached to which switch and where the voltage supervisor is installed is the same as described in FIG.
  • FIG. 6 is a view illustrating a connection state of a capacitor array included in a charge / discharge converter applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6A illustrates a connection state of charge and discharge for four capacitors
  • FIG. 6B illustrates a connection state of charge and discharge for six capacitors
  • FIG. c) shows the connection state of charge and discharge for eight capacitors. That is, it is charged in the whole series, impedance is matched with the piezoelectric element, and the energy is transferred with the maximum efficiency.
  • the discharge mode switching signal (EN) is changed to HIGH, the high voltages accumulated in series are all divided in N and the capacitance is divided into equal parts.
  • the HIGH control signals S1, S2, S3 sequentially fall to LOW, and the capacitor switches to partial series or all series.
  • the capacitor arrays are all connected in parallel because the energy charging by the piezoelectric element is insufficient, that is, when the capacitor voltage is lower than the minimum driving voltage, it immediately switches to the partial series mode without going through the entire parallel mode.
  • the driving voltage level can be satisfied.
  • FIG. 7 illustrates an example of a configuration of a control signal bridge unit applied to an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • M n allow the always on, even if the switch to the discharge mode, The capacitors are all connected in series, making the stability and efficiency of energy transfer to the load very poor.
  • FIG. 8 illustrates an example of a method of generating a discharge mode switch signal of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • Sk 1, 2, ..., [the total number of control signals]
  • the EN signal When the output voltage generated at this time is used as the EN signal, the EN signal is maintained at HIGH and the power transfer switch 140 may be kept on until the output voltage runs out.
  • the EN signal may be extracted from an input terminal or an output terminal of a regulator or a DC-DC converter.
  • 8B illustrates a method of generating a digital control signal in a load application. When Sk becomes HIGH in a discharge mode, the signal is input to the load application to provide a discharge mode switch signal EN in a digital circuit. Way. In particular, if there is a battery and there is an auxiliary power supply, there is no need for a triggering N-ch MOSFET as shown in FIG. 8 (a). In the absence of an auxiliary power supply, an N-ch MOSFET as shown in FIG.
  • FIG. 8C illustrates a method of using the output signal of the voltage supervisor having a low threshold value.
  • the voltage V c4p of the capacitor C4 closest to the ground among the capacitors of the charge / discharge converter 130 has a low threshold value.
  • the voltage supervisor V_S is monitored, and the delay time of the voltage supervisor is set to be longer than the delay time of the added voltage supervisors generating the switch control signals S1, S2,. At this time, the output of the additionally installed voltage supervisor V_S can be used as the discharge mode switching signal EN.
  • FIG. 9 illustrates a configuration of an output waveform of an energy collection device capable of reusing residual charge using a voltage supervisor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 shows an example of an output waveform for FIG. 2 consisting of four capacitor structures.
  • the power transfer switch 140 is turned ON (current is discharged) and the current flows toward the load, the voltages charged in the four capacitor arrays are in FIG. 9. It will slowly decrease as shown in the graph below. That is, the electrical energy charged in the four capacitors flows toward the load. Accordingly, the voltage is reduced as shown in the first graph in the lower part of FIG.
  • the capacitors are paired with each other to change to a partial series state, so that the voltage rises again (about 2 times ⁇ 4V). Subsequently, the output voltage decreases again according to the continuous current output. However, when the output voltage changes to LOW until S2, the voltage rises again, and thus, all the remaining charges can be used in this manner.
  • ⁇ , ⁇ , and ⁇ ′ are margins existing in the first and second voltage supervisor circuits 161 and 162 of the voltage monitoring unit 160 of FIG. 2, and V TH is charge / discharge conversion.
  • the diode turn on threshold voltage of the unit 130 has a value of about 0.3V to 0.8V.
  • V TH the reason why the margins such as ⁇ , ⁇ , and ⁇ 'should exist in the first and second voltage supervisor circuits 161 and 162 of the voltage monitoring unit 160 is V TH .
  • V_S voltage supervisor
  • FIG. 9 " ⁇ -V TH or 2 * ( ⁇ '-V TH )" is expressed.
  • 2 * ( ⁇ '-V TH ) the voltage supervisor corresponding to "or” of FIG. This is the case with (V_S) configuration. Therefore, ( ⁇ '-V TH ) is multiplied by 2 because the voltage supervisor (V_S) configuration corresponding to "or" of FIG.
  • a plurality of capacitors provided in the charge / discharge converter may be connected in series or in parallel under a charge mode or a discharge mode.
  • the internal specific voltage of the charge / discharge conversion unit is monitored using voltage supervisor circuits of the voltage monitoring unit in response to the driving voltage for the load to operate so that the connection state can be converted.
  • Partial Serial, and Serial Conversion in Full Serial It may be determined so that, in response to the drive voltage of the load thus possible to re-use the charge remaining in each capacitor.
  • the switching state of the series or parallel connection state of the plurality of capacitors of the charge / discharge conversion unit is switched based on a specific voltage monitored by the voltage supervisor to load the charge remaining in each capacitor.
  • the hardware cost of the implementation circuit can be configured as a circuit that is not large, and even low-cost commercial components can be configured to enable low-cost implementation.

Abstract

본 발명에서 제안하고 있는 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 따르면, 충방전 변환부에 구비되는 복수의 커패시터가 충전 모드 또는 방전 모드 하에서 직렬 또는 병렬로 접속 상태가 변환될 수 있도록 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로들을 이용하여 모니터링 하고, 그에 대응하여 발생하는 스위치 제어신호들을 통해 충방전 변환부의 스위치 소자들의 스위칭이 제어되도록 구성함으로써, 충전 모드에서는 충방전 변환부의 복수의 커패시터가 직렬 연결되고, 방전 모드에서는 부하가 구동하기 위한 구동 전압에 대응하여 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차적으로 변환 연결되고, 그에 따라 부하의 구동 전압에 대응하여 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 최대한 재사용할 수 있도록 할 수 있다.

Description

전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치
본 발명은 에너지 수집 장치에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 복수의 커패시터의 직렬 또는 병렬의 접속 상태를 전압 슈퍼바이저에서 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 변환시켜 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 부하 구동을 위한 구동 전압으로 최대한 재사용할 수 있도록 하는 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 관한 것이다.
최근 들어, 배터리와 같은 한시적인 전원을 사용하지 않고서도 무선으로 제어신호를 출력할 수 있는 무선 스위치에 대한 관심이 증가하고 있다. 이러한 무선 스위치는 무전원 무선 스위치(BWS: batteryless wireless switch)로도 불리고 있으며, 스위치의 동작을 위한 별도의 배터리나 전원 공급선을 필요로 하지 않기 때문에 무선 스위치의 설치 및 유지 보수비용을 절감할 수 있게 된다. 이와 같은 무선 스위치는 통상적으로 압전소자로부터 전기 에너지를 수집하는 방식을 채택하고 있으며, 이러한 압전 소자를 누르는 행위에 의하여 발생하는 전기 에너지를 정류하고, 이를 수집한 후 레귤레이터를 통해 RF 송신회로에 전달하는 방식을 채택하고 있다. 다만, 이와 같은 과정에서 상당한 에너지 손실이 발생할 수 있는 만큼 이를 최소화할 수 있는 회로 구성을 필요로 하게 된다.
이와 관련하여, 대한민국 등록특허공보 제10-1696427호는 압전소자 스위치와, 바이어스 플립 정류기와, 충방전 변환부와, 제어부, 및 레귤레이터를 포함하는 에너지 수집 장치 및 이를 이용한 무선 스위치를 선행기술 문헌으로 개시하고 있다. 이러한 선행기술 문헌에 개시되는 종래의 에너지 수집 장치는, 충방전 변환부를 별도의 스위칭 제어 기법 없이 다이오드와 커패시터로만 구성하였으나, 이 경우 커패시터 충전 시 다중 다이오드에 의한 에너지 손실이 발생되고, 압전소자부에서 커패시터 어레이 방향으로 보이는 유효(effective)한 커패시턴스가 다이오드 때문에 실제 커패시턴스보다 작아져 어레이 내부 각 커패시터에 전하가 고르게 충전되지 못해 방전모드에서 추가적인 에너지 손실이 발생되며, 특히 방전모드에서 커패시터 전압이 레귤레이터(또는 DC-DC 컨버터) 또는 부하 어플리케이션의 최소 작동 전압 이하로 떨어지는 경우에 효율이 나빠지거나 그 잔존 전하에 해당하는 에너지만큼을 버리게 된다. 즉, 선행기술 문헌의 에너지 수집 장치의 경우, 브릿지 정류기와, 인덕터, 및 스위칭 소자를 포함하는 바이어스 플립 정류기를 사용하여 충방전 변환부의 전단에서의 에너지 전달의 효율성을 향상시키고자 하는 방식으로 바이어스 플립의 타이밍 제어가 어렵고, 충방전 변환부의 회로 구성 또한 복잡하게 구현되는 문제가 있었다.
또한, 대한민국 등록특허공보 제10-1753753호는 압전소자와, 동작 감지부와, 제어신호 생성부와, 레귤레이터, 및 부하를 포함하는 압전소자를 사용하는 에너지 하비스터를 선행기술 문헌으로 개시하고 있다. 이러한 선행기술 문헌의 압전소자를 사용하는 에너지 하비스터는, 레귤레이터에서 복수의 스위칭 소자의 동작에 따라 압전소자에서 출력되는 전기에너지를 수집하여 부하로 전달하고, 압전소자에서 출력되는 전압의 상태 변화를 동작 감지부에서 감지하면, 제어신호 생성부에서 동작 감지부에서 생성된 감지신호에 기초하여 스위칭 소자를 스위칭 시키는 제어신호를 생성하게 된다. 이에 따라 타이밍이 정확하게 제어되어야 하는 회로에 의존하여 에너지 전달 효율을 높이고 있으나, 그 회로의 타이밍 제어가 어렵고, 특히 제어 신호 타이밍이 어긋날 경우 FSM(Finite State Machine)에서 잘못된 상태에 빠지거나 효율이 급격히 나빠지게 되는 문제가 있었다.
본 발명은 기존에 제안된 방법들의 상기와 같은 문제점들을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 충방전 변환부에 구비되는 복수의 커패시터가 충전 모드 또는 방전 모드 하에서 직렬 또는 병렬로 접속 상태가 변환될 수 있도록 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로들을 이용하여 모니터링 하고, 그에 대응하여 발생하는 스위치 제어신호들을 통해 충방전 변환부의 스위치 소자들의 스위칭이 제어되도록 구성함으로써, 충전 모드에서는 충방전 변환부의 복수의 커패시터가 직렬 연결되고, 방전 모드에서는 부하가 구동하기 위한 구동 전압에 대응하여 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차적으로 변환 연결되고, 그에 따라 부하의 구동 전압에 대응하여 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 최대한 재사용할 수 있도록 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치를 제공하는 것을 그 목적으로 한다.
또한, 본 발명은, 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 복수의 커패시터의 직렬 또는 병렬의 접속 상태를 전압 슈퍼바이저에서 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위칭 변환시켜 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 부하 구동을 위한 구동 전압으로 최대한 재사용할 수 있도록 함으로써, 부하의 구동 전압에 맞지 않아 사용되지 못하고 버려지는 전하의 이용을 향상시키고, 그에 따른 장시간의 사용이 가능하도록 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치를 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.
뿐만 아니라, 본 발명은, 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로를 이용하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 모니터링 하여 스위치 소자들의 스위칭을 제어함으로써, 스위치 소자들의 파손을 방지하고, 스위칭 제어의 타이밍에 민감하지 않아 신뢰할 수 있는 회로 동작이 가능하며, 구현 회로의 하드웨어 비용이 크지 않은 회로로 구성할 수 있고, 저사양의 상용소자로도 구성이 가능하여 저가 구현이 가능하도록 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치를 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치는,
전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치로서,
사용자의 누름 동작에 따른 교류 전류를 발생시키는 압전소자부;
상기 압전소자부로부터 발생된 교류 전류를 직류로 정류하여 출력하는 정류부;
상기 정류부로부터 출력되는 출력 전압을 충전 및 방전하는 복수의 커패시터와 복수의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭에 대응하여 상기 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 및 방전을 조절하는 충방전 변환부;
상기 충방전 변환부의 출력 단에 접속되어, 방전모드 전환신호(EN)에 따라 방전모드로 스위칭 되는 전력전달 스위치부;
상기 전력전달 스위치부의 방전모드의 스위칭 상태에서 전달되는 출력 전압을 변환하여 부하에 출력하는 레귤레이터; 및
상기 충방전 변환부에 구비되는 복수의 커패시터의 충전 및 방전을 조절하기 위해 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭을 제어하되, 상기 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 각각 모니터링 하고, 그 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위치 제어 신호를 각각 출력하는 복수의 전압 슈퍼바이저 회로를 구비하는 전압 모니터링부를 포함하되,
상기 충방전 변환부는,
상기 전압 모니터링부의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 상기 복수의 커패시터의 충전 모드에서는 복수의 커패시터 전체가 직렬 접속되고,
상기 복수의 커패시터의 방전 모드에서는 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응한 상기 전압 모니터링부의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 상기 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차로 변환 연결되는 것을 그 구성상의 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 충방전 변환부는,
상기 복수의 커패시터를 2의 배수로 증가시킬 수 있도록 구성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 충방전 변환부는,
상기 정류부의 출력 단에 각각 병렬 접속되는 제1 내지 제4 커패시터;
상기 정류부의 출력 단과 각각 병렬 접속되는 제2 내지 제4 커패시터와 상기 정류부의 출력 단 사이에 매개되어, 상기 제2 내지 제4 커패시터와 각각 직렬 접속되는 제1 내지 제3 다이오드;
상기 제1 커패시터의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제4 다이오드 사이의 연결 노드 및 상기 제1 다이오드와 제2 커패시터 사이의 연결 노드에 연결 접속되고, 상기 전압 모니터링부의 제1 스위치 제어신호에 따라 스위칭 되는 제1 스위치 소자;
상기 제2 커패시터의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제5 다이오드 사이의 연결 노드 및 상기 제2 다이오드와 제3 커패시터 사이의 연결 노드에 접속되고, 상기 전압 모니터링부의 제2 스위치 제어신호에 따라 스위칭 되는 제2 스위칭 소자;
상기 제3 커패시터의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제6 다이오드 사이의 연결 노드 및 상기 제3 다이오드와 제4 커패시터 사이의 연결 노드에 접속되고, 상기 전압 모니터링부의 제1 스위치 제어신호의 스위치 제어신호에 따라 스위칭 되는 제3 스위칭 소자; 및
상기 제1 스위치 소자의 게이트 단자에 제어신호 브릿지 유닛이 연결 접속되고, 상기 제1 스위치 소자와 제어신호 브릿지 유닛 사이의 연결 노드 및 상기 제2 다이오드와 제3 커패시터 사이의 연결 노드에 연결 접속되는 저항을 포함하여 구성할 수 있다.
더욱 바람직하게는, 상기 제1 내지 제3 스위치 소자는,
각각이 MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성하되, P-ch MOSFET 또는 N-ch MOSFET 중 하나로 구성될 수 있다.
더욱 바람직하게는, 상기 전압 모니터링부는,
상기 제3 스위치 소자와 연결 접속되는 상기 제3 다이오드와 제4 커패시터 사이의 연결 노드 지점의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제1 스위치 제어신호를 상기 제1 스위치 소자와 제3 스위치 소자에 출력하는 제1 전압 슈퍼바이저 회로; 및
상기 제2 스위치 소자와 연결 접속되는 상기 제2 다이오드와 제3 커패시터 사이의 연결 노드 지점의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제2 스위치 제어신호를 상기 제2 스위치 소자에 출력하는 제2 전압 슈퍼바이저 회로를 포함하여 구성할 수 있다.
더욱 더 바람직하게는, 상기 전압 모니터링부는,
상기 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로가 상기 제1 내지 제3 스위치 소자의 스위칭 제어를 위한 제1 및 제2 스위치 제어신호를 각각 출력하되,
상기 제1 및 제2 스위치 제어신호는,
상기 제1 내지 제3 스위치 소자의 각 게이트(gate) 전압과 드레인(drain) 전압과 차이가 크지 않은 제어신호로서 스위치 소자의 파손이 방지되도록 기능할 수 있다.
더더욱 바람직하게는, 상기 전압 모니터링부의 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로는,
각각이 상기 충방전 변환부에서 모니터링 되는 내부 특정 전압에 기초하여 제1 및 제2 스위치 제어신호를 발생되도록 구성되어 타이밍에 민감하지 않아 신뢰(reliable)할 수 있는 회로 동작이 가능하도록 기능할 수 있다.
더욱 더 바람직하게는, 상기 방전모드 전환 신호(EN)는,
상기 레귤레이터의 입력 단 및 출력 단이나, 부하의 어플리케이션이나, 상기 충방전 변환부의 제4 커패시터의 전압을 낮은 임계 값(threshold)으로 모니터링 하는 추가되는 전압 슈퍼바이저 회로의 출력 중 하나로 구현할 수 있다.
본 발명에서 제안하고 있는 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 따르면, 충방전 변환부에 구비되는 복수의 커패시터가 충전 모드 또는 방전 모드 하에서 직렬 또는 병렬로 접속 상태가 변환될 수 있도록 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로들을 이용하여 모니터링 하고, 그에 대응하여 발생하는 스위치 제어신호들을 통해 충방전 변환부의 스위치 소자들의 스위칭이 제어되도록 구성함으로써, 충전 모드에서는 충방전 변환부의 복수의 커패시터가 직렬 연결되고, 방전 모드에서는 부하가 구동하기 위한 구동 전압에 대응하여 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차적으로 변환 연결되고, 그에 따라 부하의 구동 전압에 대응하여 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 최대한 재사용할 수 있도록 할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 복수의 커패시터의 직렬 또는 병렬의 접속 상태를 전압 슈퍼바이저에서 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위칭 변환시켜 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 부하 구동을 위한 구동 전압으로 최대한 재사용할 수 있도록 함으로써, 부하의 구동 전압에 맞지 않아 사용되지 못하고 버려지는 전하의 이용을 향상시키고, 그에 따른 장시간의 사용이 가능하도록 할 수 있다.
뿐만 아니라, 본 발명은, 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로를 이용하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 모니터링 하여 스위치 소자들의 스위칭을 제어함으로써, 스위치 소자들의 파손을 방지하고, 스위칭 제어의 타이밍에 민감하지 않아 신뢰할 수 있는 회로 동작이 가능하며, 구현 회로의 하드웨어 비용이 크지 않은 회로로 구성할 수 있고, 저사양의 상용소자로도 구성이 가능하여 저가 구현이 가능하도록 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 구성을 기능블록으로 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 회로 구성을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 전압 슈퍼바이저 회로의 일례의 회로 구성을 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 변형 일례의 회로 구성을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 다른 변형 일례의 회로 구성을 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부에 구비되는 커패시터 어레이의 접속 상태를 도시한 도면.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 제어신호 브릿지 유닛의 구성을 일례로 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 방전모드 전환 신호의 발생 방법의 일례를 도시한 도면.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 출력 파형의 구성을 도시한 도면.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 다만, 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 유사한 기능 및 작용을 하는 부분에 대해서는 도면 전체에 걸쳐 동일한 부호를 사용한다.
덧붙여, 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 ‘연결’ 되어 있다고 할 때, 이는 ‘직접적으로 연결’ 되어 있는 경우뿐만 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 ‘간접적으로 연결’ 되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 구성요소를 ‘포함’ 한다는 것은, 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있다는 것을 의미한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 구성을 기능블록으로 도시한 도면이고, 도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 회로 구성을 도시한 도면이며, 도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 전압 슈퍼바이저 회로의 일례의 회로 구성을 도시한 도면이고, 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 변형 일례의 회로 구성을 도시한 도면이며, 도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 다른 변형 일례의 회로 구성을 도시한 도면이고, 도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부에 구비되는 커패시터 어레이의 접속 상태를 도시한 도면이며, 도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 제어신호 브릿지 유닛의 구성을 일례로 도시한 도면이고, 도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 방전모드 전환 신호의 발생 방법의 일례를 도시한 도면이며, 도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 출력 파형의 구성을 도시한 도면이다. 도 1 및 도 2에 각각 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치(100)는, 압전소자부(110), 정류부(120), 충방전 변환부(130), 전력전달 스위치부(140), 레귤레이터(150), 및 전압 모니터링부(160)를 포함하여 구성될 수 있다.
압전소자부(110)는, 사용자의 누름 동작에 따른 교류 전류를 발생시키는 구성이다. 이러한 압전소자부(110)는 역학적으로 가해지는 압력을 전압으로 변환하는 것으로, 사용자의 압전소자부(110)에 대한 누름 동작에 의하여 교류 전류를 발생하여 출력한다. 여기서, 압전소자부(110)의 구성은 일반적인 구성에 해당하므로 불필요한 설명은 생략하기로 한다.
정류부(120)는, 압전소자부(110)로부터 발생된 교류 전류를 직류로 정류하여 출력하는 구성이다. 이러한 정류부(120)는 4개의 다이오드를 포함하는 브릿지 다이오드(BD)로 구성될 수 있다.
충방전 변환부(130)는, 정류부(120)로부터 출력되는 출력 전압을 충전 및 방전하는 복수의 커패시터와 복수의 스위칭 소자를 구비하고, 복수의 스위칭 소자의 스위칭에 대응하여 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 및 방전을 조절하는 구성이다. 이러한 충방전 변환부(130)는 후술하게 될 전압 모니터링부(160)의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 복수의 커패시터의 충전 모드에서는 복수의 커패시터 전체가 직렬 접속되고, 복수의 커패시터의 방전 모드에서는 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응한 전압 모니터링부(160)의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차로 변환 연결될 수 있다. 여기서, 충방전 변환부(130)는 복수의 커패시터를 2의 배수로 증가시킬 수 있도록 구성될 수 있다. 이때, 복수의 커패시터의 증설에 따라 다이오드 및 스위치의 구성이 증가될 수 있다.
또한, 충방전 변환부(130)는 도 2에 도시된 바와 같이, 정류부(120)의 출력 단에 각각 병렬 접속되는 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)와, 정류부(120)의 출력 단과 각각 병렬 접속되는 제2 내지 제4 커패시터(C2~C4))와 정류부(120)의 출력 단 사이에 매개되어, 제2 내지 제4 커패시터(C2~C4)와 각각 직렬 접속되는 제1 내지 제3 다이오드(D1~D3)와, 제1 커패시터(C1)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제4 다이오드(D4) 사이의 연결 노드 및 제1 다이오드(D1)와 제2 커패시터(C2) 사이의 연결 노드에 연결 접속되고, 전압 모니터링부(160)의 제1 스위치 제어신호(S1)에 따라 스위칭 되는 제1 스위치 소자(M1)와, 제2 커패시터(C2)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제5 다이오드(D5) 사이의 연결 노드 및 제2 다이오드(D2)와 제3 커패시터(C3) 사이의 연결 노드에 접속되고, 전압 모니터링부(160)의 제2 스위치 제어신호(S2)에 따라 스위칭 되는 제2 스위칭 소자(M2)와, 제3 커패시터(C3)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제6 다이오드(D6) 사이의 연결 노드 및 제3 다이오드(D3)와 제4 커패시터(C4) 사이의 연결 노드에 접속되고, 전압 모니터링부(160)의 제1 스위치 제어신호(S1)의 스위치 제어신호(S1)에 따라 스위칭 되는 제3 스위칭 소자(M3)와, 제1 스위치 소자(M1)의 게이트 단자에 제어신호 브릿지 유닛(BU)이 연결 접속되고, 제1 스위치 소자(M1)와 제어신호 브릿지 유닛(BU) 사이의 연결 노드 및 제2 다이오드(D2)와 제3 커패시터(C3) 사이의 연결 노드에 연결 접속되는 저항(R)을 포함하는 회로로 연결 구성될 수 있다. 여기서, 저항(R)은 수 메가 옴의 값을 갖는 매우 큰 저항으로, 저항에 흐르는 전류에 의한 전력 소모는 거의 없되, 각 스위치 소자들의 게이트의 기본 바이어스(bias) 전압을 잡아주는 용도로 기능하게 된다.
또한, 충방전 회로부(130)에 구비되는 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)는 각각이 MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성하되, P-ch MOSFET 또는 N-ch MOSFET 중 하나로 구성될 수 있다.
전력전달 스위치부(140)는, 충방전 변환부(130)의 출력 단에 접속되어, 방전모드 전환신호(EN)에 따라 방전모드로 스위칭 되는 구성이다. 이러한 전력전달 스위치부(140)는 충방전 변환부(130)의 충전 모드에서는 오프 되고, 충방전 변환부(130)의 방전 모드에서는 온 되어 충방전 변환부(130)의 커패시터 어레이로부터 출력되는 전력을 후단의 레귤레이터(150)를 매개로 부하(10)에 전달하는 역할을 한다. 여기서, 방전모드 전환 신호(EN)는 도 8에 도시된 바와 같이, 후술하게 될 레귤레이터(150)의 입력 단 및 출력 단이나, 부하(10)의 어플리케이션이나, 충방전 변환부(130)의 제4 커패시터(C4)의 전압을 낮은 임계 값(threshold)으로 모니터링 하는 추가되는 전압 슈퍼바이저 회로(V_S)의 출력 중 하나의 방법으로 구현될 수 있다.
레귤레이터(150)는, 전력전달 스위치부(140)의 방전모드의 스위칭 상태에서 전달되는 출력 전압을 변환하여 부하(10)에 출력하는 구성이다. 이러한 레귤레이터(150)는 전력전달 스위치부(140)를 통해 전달되는 충방전 변환부(130)의 전압을 부하(10)의 구동에 필요한 구동 전압으로 조정하여 출력하는 기능을 한다.
전압 모니터링부(160)는, 충방전 변환부(130)에 구비되는 복수의 커패시터의 충전 및 방전을 조절하기 위해 복수의 스위칭 소자의 스위칭을 제어하되, 충방전 변환부(130)의 내부 특정 전압을 각각 모니터링 하고, 그 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위치 제어 신호를 각각 출력하는 복수의 전압 슈퍼바이저 회로를 구비하는 구성이다. 이러한 전압 모니터링부(160)는 도 2에 도시된 바와 같이, 제3 스위치 소자(M3)와 연결 접속되는 제3 다이오드(D3)와 제4 커패시터(C4) 사이의 연결 노드 지점(VC4P)의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제1 스위치 제어신호(S1)를 제1 스위치 소자(M1)와 제3 스위치 소자(M3)에 출력하는 제1 전압 슈퍼바이저 회로(V_S_1)(161)와, 제2 스위치 소자(M2)와 연결 접속되는 제2 다이오드(D2)와 제3 커패시터(C3) 사이의 연결 노드 지점(VC3P)의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제2 스위치 제어신호(S2)를 제2 스위치 소자(M2)에 출력하는 제2 전압 슈퍼바이저 회로(V_S_2)(162)를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 전압 모니터링부(160)는 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)가 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)의 스위칭 제어를 위한 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)를 각각 출력하되, 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)는 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)의 각 게이트(gate) 전압과 드레인(drain) 전압과 차이가 크지 않은 제어신호로서 스위치 소자의 파손이 방지되도록 기능할 수 있다. 즉, 충반전 변환부(130)의 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)는 압전소자부(110)에 의한 전압이 수십 V가 쌓이기 때문에 적절한 게이트 전압을 주지 못할 경우 스위치 소자의 게이트 단자가 파손될 수 있다. 이와 같은 스위치 소자들의 게이트 단자의 파손을 방지하기 위해 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)에서는 각 게이트 전압이 드레인 전압과 크게 차이나지 않도록 스위치 제어신호를 발생시키도록 하고 있다.
또한, 전압 모니터링부(160)의 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)는 각각이 충방전 변환부(130)에서 모니터링 되는 내부 특정 전압에 기초하여 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)를 발생되도록 구성되어 타이밍에 민감하지 않아 신뢰(reliable)할 수 있는 회로 동작이 가능하도록 기능할 수 있다. 이는, 회로 하드웨어의 비용이 크지 않은 회로로 구성될 수 있으며, 저사용의 상용소자로도 구성이 가능하여 저가 구현이 가능하게 된다.
본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 동작 과정에 대해 첨부된 도 2를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저, 초기 충방전 변환부(130)의 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4) 어레이에 전압이 충전되어 있지 않은 경우, 방전모드 전환 신호(EN 신호)가 LOW 상태로 전력전달 스위치부(140)는 열려 있는 오프 상태를 유지하게 된다. 한편, 압전소자부(110)에 의해 전하가 충전되는 경우, 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)가 오프 되어 있는 상태이기에 충방전 변환부(130)의 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)가 직렬로 연결되어 충전된다. 이때, 압전소자부(110)에서 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4) 어레이 쪽으로 보이는 커패시턴스는 C/4로, 압전소자부(110)의 임피던스와 매칭 되어 압전소자부(110)의 전기 에너지가 충방전 변환부(130)로 전환되는 효율이 극대화 된다. 여기서 C는 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4) 각각의 커패시턴스를 의미한다.
다음, 전압 모니터링부(160)가 VC4P와 VC3P 전압을 모니터링 하면서 미리 정한 일정 전압 임계 값(threshold)을 넘고 나서 미리 정한 지연시간(delay time)만큼 이후에 제1 및 제2 스위치 제어 신호(S1, S2)가 HIGH로 변하게 된다. 이어, 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4) 어레이가 충분히 충전되면 방전모드 전환 신호(EN 신호)가 HIGH로 전환되고, 이에 따라 전력전달 스위치부(140)가 켜지면서 방전모드로 전환되게 된다. 이때, V_{C1N, C2N, C3N} 모두 약 OV(정확히는 0V-[다이오드의 턴 온 임계값 전압])로 떨어지고, 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)가 병렬로 연결된다.
이에 따라, 스위치 제어신호(S1, S2)는 HIGH 상태로 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)는 여전히 꺼져 있는 오프 상태이기 때문에 V_{C1N, C2N, C3N}이 모두 0V가 되어도 VC2P--->VC1N, VC3P--->VC2N, VC4P--->VC3N 방향으로는 전류가 흐르지 않게 된다. 또한, 병렬로 연결된 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)는 총 4C의 커패시턴스가 되어, 큰 커패시턴스로 부하(10) 어플리케이션의 구동 전압에 맞는 전압으로 오래 공급할 수 있게 된다. 여기서, 레귤레이터(150) 또는 부하(10)의 어플리케이션의 최소 구동 전압은 2V로 가정하였다.
한편, 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4) 어레이 내부 전압이 방전을 통해 많이 떨어져 최소 구동전압(예: 2V)에 가까워졌을 경우, 제1 스위치 제어신호(S1)가 LOW로 바뀌게 된다. 그 이유는 VC4P가 {2+α}V 전압 이하로 떨어지게 되면 제1 전압 슈퍼바이저 회로(161)가 제1 스위치 제어신호(S1)를 바로 LOW 상태로 전환되기 때문이다. 이렇게 되면, 이와 연결되어 있는 VM1과 VM3가 0V로 떨어져 P-ch MOSFET의 제1 및 제3 스위치 소자(M1, M3)가 켜지게 된다. 즉, 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)와 제3 및 제4 커패시터(C3, C4)가 부분적으로 직렬 상태가 되며, 이에 따라 VC1P와 VC3P는 최소 구동전압 2V의 배로 높아질 수 있게 된다.
다음, 방전모드를 지속하다가 부분 직렬 상태의 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)와 제3 및 제4 커패시터(C3, C4)의 전압이 다시 2V에 가까워진 경우, 이번에는 제2 스위치 제어신호(S2)가 LOW로 바뀌게 된다. 그 이유는 VC3P가 {2+β}V 전압 이하로 떨어지게 되면(또는 VC3P와 VC3N의 전압 차가 {1+β'}V 전압 이하로 떨어지게 되면), 이에 대응하여 제2 전압 슈퍼바이저 회로(162)가 제2 스위치 제어신호(S2)를 바로 LOW 상태로 전환하기 때문이다. 따라서 VM2는 VC2N보다 낮은 전압으로 떨어져 제2 스위치 소자(M2)가 켜지게 된다. 즉, 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)가 모두 직렬 상태가 되며, VC1P는 최소 구동 전압 2V의 배로 높아지게 된다. 여기서, 충방전 변환부(130)의 MOSFET를 N-ch MOSFET로 구현하여 액티브 하이(Active High) 형 전압 슈퍼바이저를 사용할 수도 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 전압 슈퍼바이저 회로의 일례의 회로 구성을 나타내고 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 전압 슈퍼바이저(V_S)는 자주 쓰이는 일반적인 회로 구성으로, 특히 POR(power of reset) 용도로 많이 사용되는 상용소자의 구성이다. 즉, CPU 등 전자 어플리케이션에 대하여, 구동 전압이 공급되고 충분히 그 전압이 안정되었다고 전압 슈퍼바이저(V_S)에서 판단될 때, 리셋 신호를 풀어주어 전자 어플리케이션의 동작을 구동시키게 된다. 이러한 전압 슈퍼바이저(V_S)는 도 3에 도시된 바와 같이, VDD 전압을 모니터링 하면서 전압 슈퍼바이저의 임계 값 전압(Vth)에 상응하는 레퍼런스 전압(Vref)와 비교하여 일정 지연시간(delay time) 후 VDD 전압을 출력할지, 또는 VSS 전압을 출력할지를 결정하는 역할을 하게 된다. 즉, VDD가 Vth보다 크면 일정 지연시간 후 전압 슈퍼바이저의 출력은 HIGH가 되고, VDD가 Vth보다 작으면 지연시간 없이 바로 전압 슈퍼바이저의 출력은 LOW 상태가 된다. 이때, 전압 슈퍼바이저의 지연시간이나 Vth 값은 미리 프로그래밍으로 설정되는 것으로 이해될 수 있다. 즉, 전압 슈퍼바이저(V_S)의 지연시간은 압전소자부(110)에 의한 에너지 충전이 충분히 되기까지 걸리는 시간으로 미리 설정될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 변형 일례의 회로 구성을 나타내고 있다. 도 4는 충방전 변환부(130)의 커패시터가 6개로 증설된 경우로서, 레귤레이터 또는 부하 전자 어플리케이션의 최소 구동 전압을 3V로 가정하였으며, 기본적인 동작원리는 앞서 상세히 설명한 도 2의 4개의 커패시터가 적용되는 구성과 동일 유사하게 된다. 다만, 도 4의 변형 일례의 구성은, 제어신호 브릿지 유닛(BU)를 어떤 스위치 소자에 연결 접속시키고, 전압 슈퍼바이저 회로를 어디에 연결 접속하는지에 차이가 있을 뿐이다. 즉, 그라운드(0V) 전압에 가까운 커패시터부터 부분 직렬로 연결이 되는 부분의 전압(VC6P, VC4P)을 전압 슈퍼바이저로 모니터링 하고, 제어신호 브릿지 유닛(BU)을 동등한 타이밍에 부분 직렬 전환되어야 하므로, MOSFET 게이트의 구동 전압 레벨이 서로 달라야 할 MOSFET 스위치(즉 제1 전압 슈퍼바이저 회로(161)의 경우 제1 스위치 소자(M1), 제2 스위치 소자(M2), 제4 스위치 소자(M4), 제5 스위치 소자(M5)에 연결하고, 제2 전압 슈퍼바이저 회로(162)의 경우 제3 스위치 소자(M3)에 연결하게 된다. 또한, 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)에서 발생한 제1 및 제2 스위치 제어신호, 즉 출력 신호를 인접한 MOSFET 스위치 게이트에 연결하고, 또한 동등한 타이밍에 구동되어야 할 MOSFET 스위치(V_S_1의 경우 M1, M2, M4, M5, V_S_2의 경우 M3)에 제어신호 브릿지 유닛(BU)을 연결 접속하여 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)를 전달할 수 있도록 한다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부의 다른 변형 일례의 회로 구성을 나타내고 있다. 도 5는 도 2의 충방전 변환부(130)를 기초로 하여 커패시터 개수를 8개로 확장한 일례의 구성이다. 동작 원리는 기본적으로 도 2의 구성과 동일하고, 레귤레이터 또는 부하 전자 어플리케이션의 최소 구동 전압은 4V로 가정한 경우이다. 즉 도 5는 부분 직렬 변환 과정이 한 개 더 추가되었다는 점에만 차이가 있고, 충방전 변환부(130)의 전압 모니터링부(160)에도 전압 슈퍼바이저 회로(163)가 더 추가된 구성에만 차이가 있다. 또한, 제어신호 브릿지 유닛(BU)을 어떤 스위치에 부착하고, 전압 슈퍼바이저를 어디에 설치하는 지는 도 4에서 설명한 바와 동일하게 적용된다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 충방전 변환부에 구비되는 커패시터 어레이의 접속 상태를 나타내고 있다. 도 6의 (a)는 커패시터 4개의 경우에 대한 충전과 방전의 연결 상태를 나타내고 있으며, 도 6의 (b)는 커패시터 6개의 경우에 대한 충전과 방전의 연결 상태를 나타내고 있으며, 도 6의 (c)는 커패시터 8개의 경우에 대한 충전과 방전의 연결 상태를 나타내고 있다. 즉, 전체 직렬로 충전하여 압전소자와 임피던스 매칭하여 최대의 효율로 에너지를 전달받고, 방전모드 전환 신호(EN)가 HIGH로 전환되면 전체 병렬 연결되어 직렬로 쌓여 있었던 높은 전압이 N등분 되고, 커패시턴스가 N배되어 부하에 에너지를 공급하게 된다. 전압이 미리 정한 최소 공급전압 부근으로 떨어지면, HIGH 제어신호 S1, S2, S3가 순차적으로 LOW로 떨어지면서 커패시터가 부분 직렬 또는 전체 직렬로 전환된다. 본 발명에 따른 충방전 변환 방법은, 압전소자에 의한 에너지 충전이 충분치 않아 커패시터 어레이가 모두 병렬로 연결될 경우, 즉 커패시터 전압이 최소 구동 전압보다 낮을 경우 전체 병렬 모드를 거치지 않고 즉시 부분 직렬 모드로 전환되어 구동 전압 수준을 만족시킬 수 있게 된다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치에 적용되는 제어신호 브릿지 유닛의 구성을 일례로 나타내고 있다. 도 7에 도시된 바와 같이, 제어신호 브릿지 유닛(BU)은 짙은 색으로 표시된 회로 부분으로, Mn의 게이트와 V_C{n+2}의 포인트(P)에 연결되어 있고, EN, Sk 제어신호로 제어되는 단위 회로이다. 여기서, n=1,2,…,[커패시터 총 수], k=1,2,…, [제어신호 총 수]를 나타낸다. 즉, 해당 단위 회로는 Sk의 전압 수준이 V_CnN이나 V_C{n+1}의 포인트(P)와 맞지 않더라도 전압 레벨 쉬프터(voltage level shifter)와 같은 별도 회로 없이 안정적으로 동작할 수 있게 된다.
이러한 제어신호 브릿지 유닛의 동작 방법은, 방전모드로 전환하는 EN 신호가 HIGH가 되면 Sk가 직접 Mn의 게이트에 연결되고, 해당 제어신호 브릿지 유닛(BU)은 EN이 LOW 상태일 때(충전모드) Mn에 Sk를 인가하지 않도록 하여 Mn의 게이트를 안전하게 보호하게 된다. 만약, 제어신호 브릿지 유닛(BU) 없이 Sk가 직접 Mn의 게이트에 연결될 경우, 충전모드일 때 Sk가 LOW 상태이면 Mn 게이트 전압이 수십 볼트로 충전된 V_CnN 또는 V_C{n+1}의 포인트(P) 보다 매우 낮아지게 되어 Mn의 게이트가 파손될 위험이 있게 된다. 또한, Mn의 게이트가 파손되지 않더라도 Sk의 전압 수준이 V_CnN이나 V_C{n+1}의 포인트(P)와 맞지 않아 Sk가 HIGH로 바뀌더라도 Mn이 항상 켜져 있게 되므로, 방전모드로 전환하더라도 커패시터들이 모두 직렬로 연결되어 부하로 에너지 전달의 안정성과 효율이 매우 떨어지게 된다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 방전모드 전환 신호의 발생 방법의 일례를 나타내고 있다. 도 8의 (a)는 에너지 하베스터 출력 전압을 이용하는 방법으로, 충방전 변환부(130)에서 발생하는 스위치 제어 신호인 Sk(k=1,2,…,[제어신호 총 수]) 중 하나를 선택하여 전력전달 스위치부(140)의 게이트에 달려 있는 굵은 색 N-ch MOSFET를 제어하도록 한다. 즉, 충방전 변환부(130)에 충전이 충분히 된다면, Sk가 HIGH 상태로 될 것이고, 이에 따라 전력전달 스위치부(140)가 닫히면서 출력전압이 레귤레이터 또는 DC-DC 컨버터 쪽으로 전달되게 된다. 이때 발생하는 출력 전압을 EN 신호로 사용하면, 출력 전압이 다 떨어질 때까지 EN 신호가 HIGH로 유지되고 전력전달 스위치부(140)도 계속 켜져 있는 상태로 유지될 수 있게 된다. 이때, EN 신호는 레귤레이터 또는 DC-DC 컨버터의 입력 단이나, 출력 단에서 뽑아 사용할 수 있다. 또한, 도 8의 (b)는 부하 어플리케이션에서의 디지털 제어신호 발생 방법으로, 방전 모드에서 Sk가 HIGH로 되었을 때, 이 신호가 부하 어플리케이션에 입력되어 디지털 회로에서 방전모드 전환 신호(EN)를 주는 방법이다. 특히, 배터리가 있어 보조전원이 있는 경우에는 도 8의 (a)와 같은 트리거링(triggering) N-ch MOSFET가 없어도 되며, 보조 전원이 없는 경우에는 도 8의 (a)와 같이 N-ch MOSFET를 넣어 사용할 수도 있다. 도 8의 (c)는 낮은 임계 값의 전압 슈퍼바이저의 출력 신호를 이용하는 방법으로, 충방전 변환부(130)의 커패시터 중 가장 그라운드에 가까운 커패시터(C4)의 전압(Vc4p)을 낮은 임계 값의 전압 슈퍼바이저(V_S)로 모니터링 하고, 전압 슈퍼바이저의 지연시간은 스위치 제어신호(S1, S2,…)를 생성하는 추가된 전압 슈퍼바이저들의 지연시간보다 길게 설정한다. 이때, 추가로 설치한 전압 슈퍼바이저(V_S)의 출력을 방전모드 전환 신호(EN)로 사용할 수 있게 된다.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치의 출력 파형의 구성을 나타내고 있다. 도 9는 4개의 커패시터(capacitor) 구조로 이루어진 도 2에 대한 출력 파형의 예시를 나타내고 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 전력전달 스위치부(140)가 ON 되어(EN HIGH; 방전모드 상태) 부하 쪽으로 전류가 흐르게 되면, 4개의 커패시터 어레이(capacitor array)에 충전되어 있던 전압은 도 9의 하부에 있는 그래프와 같이 서서히 감소하게 된다. 즉, 4개의 커패시터 내부에 충전된 전기적 에너지가 부하 쪽으로 흘러가게 된다. 이에 따라, 도 9의 하부의 첫 번째 그래프와 같이 전압이 감소된다. 이때, 전압 슈퍼바이저의 출력 S1이 LOW 상태로 변하면, 커패시터가 둘 씩 짝지어져 부분 직렬 상태로 변하게 되어 전압이 다시 올라가게(약 2배로 ~ 4V) 된다. 이어, 계속되는 전류 출력에 따라 출력전압이 다시 감소하게 되지만, S2까지 LOW 상태로 변하게 되면 재차 전압이 다시 올라가게 되며, 이와 같은 방식으로 잔존전하를 모두 끌어 쓸 수 있게 된다. 도 9에서 보는 바와 같이, α, β, β'은 도 2의 전압 모니터링부(160)의 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)에서 존재하는 마진이고, VTH는 충방전 변환부(130)의 다이오드 임계값 전압(turn on threshold voltage)으로, 대략 0.3V ~ 0.8V를 갖게 된다. 즉, 도 2에서 전압 모니터링부(160)의 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)에서 α, β, β'과 같은 마진(margin)이 존재해야 하는 이유가 바로 VTH가 있기 때문에, 최소 구동 전압을 맞춰주기 위해서는 이를 상쇄할 전압 슈퍼바이저(V_S) 임계값 마진이 있어야 하기 때문이다. 이에 따라 도 9에서는 "β-VTH 또는 2*(β'-VTH)"라고 표현하였는데, 2*(β'-VTH)가 되는 경우는 도 2의 "또는"에 해당하는 전압 슈퍼바이저(V_S) 구성(configuration)인 경우에 해당된다. 그렇기에 (β'-VTH)에 2가 곱해지게 되는데, 그 이유는 도 2의 "또는"에 해당하는 전압 슈퍼바이저(V_S) 구성에서 보듯이 C4와 직렬연결 상태인 C3 전압에 대해 모니터링 하는 것이므로 2V의 반인 1V 근처에서 전압 슈퍼바이저(V_S)의 Vth를 갖기 때문(정확히는 1+β' V)이다. 만약, 본 발명과 같이 잔존 전하 재사용 구조를 사용하지 않았다면, 도 9의 전압 그래프 상에서 맨 첫 번째 부분(S1: HIGH, S2: HIGH라고 적혀있는 구간)만 거친 후 2V 이하 전압이 되면 바로 충방전 변환부(130)의 방전모드가 해제되기 때문에 에너지 효율이 잔존전하 재사용 구조보다 현저히 떨어지게 된다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치는, 충방전 변환부에 구비되는 복수의 커패시터가 충전 모드 또는 방전 모드 하에서 직렬 또는 병렬로 접속 상태가 변환될 수 있도록 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로들을 이용하여 모니터링 하고, 그에 대응하여 발생하는 스위치 제어신호들을 통해 충방전 변환부의 스위치 소자들의 스위칭이 제어되도록 구성함으로써, 충전 모드에서는 충방전 변환부의 복수의 커패시터가 직렬 연결되고, 방전 모드에서는 부하가 구동하기 위한 구동 전압에 대응하여 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차적으로 변환 연결되고, 그에 따라 부하의 구동 전압에 대응하여 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 최대한 재사용할 수 있도록 할 수 있다. 또한, 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응하여 충방전 변환부의 복수의 커패시터의 직렬 또는 병렬의 접속 상태를 전압 슈퍼바이저에서 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위칭 변환시켜 각각의 커패시터에 잔존하는 전하를 부하 구동을 위한 구동 전압으로 최대한 재사용할 수 있도록 함으로써, 부하의 구동 전압에 맞지 않아 사용되지 못하고 버려지는 전하의 이용을 향상시키고, 그에 따른 장시간의 사용이 가능하도록 할 수 있다. 특히, 전압 모니터링부의 전압 슈퍼바이저 회로를 이용하여 충방전 변환부의 내부 특정 전압을 모니터링 하여 스위치 소자들의 스위칭을 제어함으로써, 스위치 소자들의 파손을 방지하고, 스위칭 제어의 타이밍에 민감하지 않아 신뢰할 수 있는 회로 동작이 가능하며, 구현 회로의 하드웨어 비용이 크지 않은 회로로 구성할 수 있고, 저사양의 상용소자로도 구성이 가능하여 저가 구현이 가능하도록 할 수 있게 된다.
이상 설명한 본 발명은 본 발명이 속한 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 다양한 변형이나 응용이 가능하며, 본 발명에 따른 기술적 사상의 범위는 아래의 특허청구범위에 의하여 정해져야 할 것이다.

Claims (7)

  1. 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치(100)로서,
    사용자의 누름 동작에 따른 교류 전류를 발생시키는 압전소자부(110);
    상기 압전소자부(110)로부터 발생된 교류 전류를 직류로 정류하여 출력하는 정류부(120);
    상기 정류부(120)로부터 출력되는 출력 전압을 충전 및 방전하는 복수의 커패시터와 복수의 스위칭 소자를 구비하고, 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭에 대응하여 상기 복수의 커패시터의 접속 상태를 직렬 또는 병렬로 변환하여 에너지의 충전 및 방전을 조절하는 충방전 변환부(130);
    상기 충방전 변환부(130)의 출력 단에 접속되어, 방전모드 전환신호(EN)에 따라 방전모드로 스위칭 되는 전력전달 스위치부(140);
    상기 전력전달 스위치부(140)의 방전모드의 스위칭 상태에서 전달되는 출력 전압을 변환하여 부하(10)에 출력하는 레귤레이터(150); 및
    상기 충방전 변환부(130)에 구비되는 복수의 커패시터의 충전 및 방전을 조절하기 위해 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭을 제어하되, 상기 충방전 변환부(130)의 내부 특정 전압을 각각 모니터링 하고, 그 모니터링 되는 특정 전압에 기초하여 스위치 제어 신호를 각각 출력하는 복수의 전압 슈퍼바이저 회로를 구비하는 전압 모니터링부(160)를 포함하되,
    상기 충방전 변환부(130)는,
    상기 전압 모니터링부(160)의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 상기 복수의 커패시터의 충전 모드에서는 복수의 커패시터 전체가 직렬 접속되고,
    상기 복수의 커패시터의 방전 모드에서는 부하가 동작하기 위한 구동 전압에 대응한 상기 전압 모니터링부(160)의 복수의 전압 슈퍼바이저 회로의 스위치 제어신호에 기초하여, 상기 복수의 커패시터의 접속 상태가 전체 병렬, 부분 직렬, 및 전체 직렬로 순차로 변환 연결되며,
    상기 충방전 변환부(130)는,
    상기 정류부(120)의 출력 단에 일 측 단자가 각각 병렬 접속되는 제1 내지 제4 커패시터(C1~C4)와, 상기 제1 커패시터(C1)의 타 측 단자 및 상기 제2 커패시터(C2)의 일 측 단자 사이에 연결 접속되고, 상기 전압 모니터링부(160)의 제1 스위치 제어신호(S1)에 따라 스위칭 되는 제1 스위치 소자(M1)와, 상기 제2 커패시터(C2)의 타 측 단자 및 상기 제3 커패시터(C3)의 일 측 단자 사이에 연결 접속되고, 상기 전압 모니터링부(160)의 제2 스위치 제어신호(S2)에 따라 스위칭 되는 제2 스위칭 소자(M2)와, 상기 제3 커패시터(C3)의 타 측 단자 및 상기 제4 커패시터(C4)의 일 측 단자 사이에 연결 접속되고, 상기 전압 모니터링부(160)의 제1 스위치 제어신호(S1)의 스위치 제어신호(S1)에 따라 스위칭 되는 제3 스위칭 소자(M3), 및 상기 제1 스위치 소자(M1)의 게이트 단자에 연결 접속되어 제1 스위치 제어신호(S1)를 매개하되, 상기 제1 스위치 소자(M1)의 게이트의 기본 바이어스(bias) 전압을 상기 제3 커패시터(C3)의 일 측 단자의 전압이 될 수 있도록 상기 제1 스위치 소자(M1)의 게이트 단자와 제3 커패시터(C3)의 일 측 단자를 연결 접속하는 저항(R)을 포함하는 제어신호 브릿지 유닛(BU)을 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 충방전 변환부(130)는,
    상기 복수의 커패시터를 2의 배수로 증가시킬 수 있도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 충방전 변환부(130)는,
    상기 정류부(120)의 출력 단과 각각 병렬 접속되는 제2 내지 제4 커패시터(C2~C4)와 상기 정류부(120)의 출력 단 사이에 매개되어, 상기 제2 내지 제4 커패시터(C2~C4)와 각각 직렬 접속되는 제1 내지 제3 다이오드(D1~D3)와, 상기 제1 커패시터(C1)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제4 다이오드(D4)와, 상기 제2 커패시터(C2)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제5 다이오드(D5)와, 상기 제3 커패시터(C3)의 타 측 단자와 직렬 접속되는 제6 다이오드(D6)를 더 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)는,
    각각이 MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성하되, P-ch MOSFET 또는 N-ch MOSFET 중 하나로 구성되는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 전압 모니터링부(160)는,
    상기 제3 스위칭 소자(M3)와 연결 접속되는 상기 제3 다이오드(D3)와 제4 커패시터(C4) 사이의 연결 노드 지점(VC4P)의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제1 스위치 제어신호(S1)를 상기 제1 스위치 소자(M1)와 제3 스위칭 소자(M3)에 출력하는 제1 전압 슈퍼바이저 회로(V_S_1)(161); 및
    상기 제2 스위칭 소자(M2)와 연결 접속되는 상기 제2 다이오드(D2)와 제3 커패시터(C3) 사이의 연결 노드 지점(VC3P)의 전압 상태를 모니터링 하고, 그 모니터링 전압 상태에 기초하여 제2 스위치 제어신호(S2)를 상기 제2 스위칭 소자(M2)에 출력하는 제2 전압 슈퍼바이저 회로(V_S_2)(162)를 포함하여 구성하는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전압 모니터링부(160)는,
    상기 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)가 상기 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)의 스위칭 제어를 위한 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)를 각각 출력하되,
    상기 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)는,
    상기 제1 내지 제3 스위치 소자(M1~M3)의 각 게이트(gate) 전압과 드레인(drain) 전압과 차이가 크지 않은 제어신호로서 스위치 소자의 파손이 방지되도록 기능하는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 전압 모니터링부(160)의 제1 및 제2 전압 슈퍼바이저 회로(161, 162)는,
    각각이 상기 충방전 변환부(130)에서 모니터링 되는 내부 특정 전압에 기초하여 제1 및 제2 스위치 제어신호(S1, S2)를 발생되도록 구성되어 타이밍에 민감하지 않아 신뢰(reliable)할 수 있는 회로 동작이 가능하도록 기능하는 것을 특징으로 하는, 전압 슈퍼바이저를 이용한 압전소자를 이용한 잔존 전하의 재사용이 가능한 에너지 수집 장치.
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