WO2018097474A1 - 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치 - Google Patents

무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function. More particularly, the present invention relates to a single chip comprising a signal transmission / reception circuit capable of simultaneously implementing a wireless power transmission technology and a wireless power reception technology. The present invention relates to an electronic device providing a wireless power reception function and a wireless signal transmission function.
  • WPT wireless power transfer
  • the wireless power transmission technology requires the arrangement of various devices, and the MST technology also requires the placement of various devices.
  • the size is limited, and slimming is pursued for the purpose of design, etc., so it is difficult to adopt the wireless power transmission technology and the MST technology.
  • the current of is limited by the coil's internal resistance, which is most affected by manufacturing dispersion or environmental conditions (particularly temperature).
  • Patent Document 1 Korean Laid-Open Patent Publication No. 10-2016-0061228
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and minimizes power consumption in power reception that accounts for most of the power consumption time, and implements smooth inverter operation at the time of driving the MST by sharing the inverter and the rectifier.
  • Wireless power reception function and wireless to minimize the excessive initial current and to maintain the over current state that can occur on the MST operation to a normal current state to manufacture electronic devices free of data errors during wireless power transmission
  • An electronic device including a signal transmission function is provided.
  • An electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function of the present invention for achieving the above object includes a coil for receiving power wirelessly from the outside and wirelessly transmitting a specified signal externally; And a switching unit including a rectifier function connected to the rectifier to rectify the power input through the coil, and a signal conversion circuit including a plurality of MOSFET switches to perform an inverter function to convert a signal to be transmitted to the outside.
  • An electronic device comprising a wireless power receiving function and a wireless signal transmitting function, comprising: a circuit sharing the inverter function of the wireless signal transmission and the rectifier function of the wireless power reception so that the hardware size of the electronic device is reduced; It characterized in that it comprises an overcurrent smoothing circuit for smoothing the current out of a certain range by the resistance change of the coil to reduce the data error of the wireless transmission signal.
  • It may be configured to further include a current controller to prevent the shutdown due to overcurrent inflow that may occur during the initial driving of the inverter function.
  • the electronic device may include a circuit for supplying power of a battery to a coil in an inverter function and a circuit for supplying power input to a battery in a rectifier function without being shared with each other.
  • the electronic device including the wireless power reception function and the wireless signal transmission function of the present invention for achieving the above object includes a coil for wirelessly receiving power from the outside and externally transmitting a specified signal;
  • a switching unit including a signal conversion circuit comprising a plurality of MOSFET switches electrically connected to perform a rectifier function for rectifying power input through the coil and an inverter function for converting a signal to be transmitted to the outside;
  • a power control unit including a MOSFET switch for operating the rectifier voltage received from the switching unit to charge the battery when the switching unit is operated as a rectifier function;
  • a load unit including a MOSFET switch configured to perform a selective operation of operating the battery power to be transferred to the switching unit when the switching unit is operated by the inverter function or by operating the sleep unit when the switching unit is operated by the rectifier function.
  • a controller including a driver for controlling a plurality of MOSFET switch states constituting a switching unit for receiving power or transmitting signals from the switching unit through the switching unit.
  • a MOSFET switch which performs a selective operation of operating the rectifier voltage received from the switching unit to be charged with a battery when the switching unit is operated by the rectifier function or by operating the sleep unit when the switching unit is operated by the inverter function. It may be configured to include a power control unit configured to include.
  • the signal conversion circuit comprises a plurality of MOSFET switches connected in bridge form for an inverter function and a rectifier function;
  • the plurality of MOSFET switches comprise a pair of high side MOSFET switches having a rectified voltage line as a common line, and a pair of low side MOSFET switches having a ground line as a common line;
  • a coil may be formed between the high side MOSFET switch and the low side MOSFET switch.
  • the load part may be connected between a rectified voltage line, which is a common line of the high side MOSFET switch of the signal conversion circuit, and a battery, and may be controlled by a doubler part by being composed of two MOSFET switches.
  • the controller may include a sensor unit that detects a voltage or a current at both ends of the coil when driven by an inverter function, and the voltage value and the current value sensed through the sensor unit may be input to the dead time unit.
  • the dead time unit may control the high side MOSFET switch and the low side MOSFET switch of one side not to be turned on at the same time or the high side MOSFET switch of the other side and the low side MOSFET switch of the other side from being simultaneously turned on. .
  • the load unit may be configured such that two MOSFET switches face each other, and a MOSFET switch on one side and a MOSFET switch on the other side may be provided with a switch to maintain an on state such that a voltage between a gate and a source becomes less than zero volts. .
  • the switch for maintaining the on state so that the voltage between the gate and the source of the MOSFET switch on one side and the MOSFET switch on the other side is less than zero volts may be switched to the off state, respectively.
  • the load part is operated by the doubler part from the time when the switch for maintaining the on state so that the voltage between the gate and the source of the MOSFET switch on one side and the MOSFET switch on the other side becomes less than zero volts is turned off, respectively. And increase the gate voltage of the MOSFET switch on the other side to a voltage higher than the battery voltage.
  • the rod portion may be connected to both ends of the MOSFET switch on the other side of the MOSFET switch of the resistance and smaller than the MOSFET switch of the other side.
  • the coil may be provided with attenuation means for controlling the natural oscillation generated at the initial driving time of the inverter function and the completion time of the inverter function.
  • an overcurrent smoother for limiting the current flowing in the coil due to the variation of the resistance value inside the coil due to the variation of the coil's resistance or the temperature outside the predetermined range is limited to the predetermined current value. Can be.
  • the switching unit When the switching unit is operated as an inverter function, it may be provided with a current controller for controlling the rise time of the initial driving current is delayed.
  • the electronic device including the wireless power reception function and the wireless signal transmission function of the present invention as described above, by sharing the inverter of the wireless power transmission and the rectifier of the wireless power reception to reduce the size of the hardware, the majority of the power consumption Reduce the power consumption of the wireless power receiver occupied, reduce the error of data transmission by OCP regulation of the distribution of MST coil products and the over current that can occur in environmental conditions, and shut down due to the over current inflow that can occur during the initial operation of the inverter. By preventing both down and implementing both rectification and inverter functions at the same time, the user can conveniently use the portable electronic device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an operation of a rectifier forming an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an operation of an inverter forming an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a bootstrap operation and an operation of a high-side N-MOSFET gate driver forming an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a view illustrating an operation of a dead time controller forming an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an operation of a booster, an inrush controller, and an attenuator constituting an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a MST operation in an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an embodiment for performing a procedure for MST operation in an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an embodiment for overcurrent smoothing in an MST operation in an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a view illustrating an embodiment of controlling a flow of peak current generated during initial MST driving in an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit diagram illustrating the operation of a conventional rectifier for wireless power reception.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating the operation of a conventional inverter for wireless power transmission.
  • the signal transmission / reception circuit of the prior art can be divided into the rectifier (AC-to-DC converter) mode shown in FIG. 12 and the inverter (DC-to-AC converter) mode shown in FIG.
  • the switching operation of the MOSFET switch of the rectifier and the current of the coil pumped to the inductor coil are converted into a rectified voltage (VRECT) using a capacitor, and the rectified voltage is converted into two MOSFETs.
  • the output of the LDO using a pass transistor connected back-to-back is supplied to the power manager IC, and the power manager IC provides power inside the portable product at a required voltage through an internal switch.
  • the current direction of the coil is changed in accordance with the control signal, and the power supply to the inverter is used to back-to-back the two MOSFETs.
  • the pass transistor connected through Back to Back is converted into a role of a load switch rather than a part of the LDO, and the power supply from the power manager IC is supplied to the inverter power.
  • the power transmitted / received through the two pass transistors is transmitted in any mode, so there is no direct collision between the battery and the rectified voltage.
  • the power loss factor that exists from the rectified voltage line and the power input of the final portable product is applied to two series-connected MOSFET switches and power manager ICs in the LDO. These are due to the resistance generated by the power switch.
  • the reason is that the credit card payment such as the MST operation does not always occur and operates only for a very short time, but the power loss at the time of power reception is important in that the power reception operation required for charging the rechargeable battery is performed for a long time.
  • the high side MOSFET switch (135 and 137 of FIG. 13) is generally composed of an N-type MOSFET, and a drain-connected VRECT line (for driving the N-type MOSFET to a low on-resistance state) A gate voltage higher than the voltage 112) of FIG. 13 is required.
  • the bootstrap device is configured as shown in (104) of FIG. 4, and this device supplies the "+" power of the high side driver in (113) and (113_1) of FIG. "-" Power is supplied from the AC1 / 2 terminal.
  • the AC1 and AC2 terminals at the initial driving start point are in a floating state, and since the capacitors Cbst1 and Cbst2 of the bootstrap have no stored charges, the (113) of FIG.
  • the high side drivers 113, 113_1 in Fig. 4 cannot be driven.
  • a dead time controller having a feedback structure such as a dead time controller (Fig. 5) is used. Because there is no energy supplied to the high side driver at, the output of the high side driver (604, 608 of FIG. 5) of the dead time controller (FIG. 5) is in a “Low” state.
  • the coil used in the conventional inverter mode (141 in FIG. 13) has a manufacturing dispersion, and the current flowing through the coil is limited by the internal resistance of the coil, which is most suitable for manufacturing dispersion or environmental conditions (particularly temperature). Affected is the internal resistance of the coil.
  • an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function may include a MOSFET switch having an inverter function (103 in FIG. 1) and a rectifier function (103 in FIG. 1).
  • the common line of the pair of high side MOSFET switches (135 and 137 of FIG. 1) is VRECT (FIG. 1-22), and the pair of low side MOSFET switches (FIG. 1).
  • Common lines of 136 and 138 are ground (GND).
  • One end of a coil (141 of FIG. 1) is connected between the high side MOSFET switch 135 on one side and the low side MOSFET switch 136 on one side, and the high side MOSFET switch 137 on the other side is connected to the other side.
  • the other end of the coil (141 of FIG. 1) is connected between the low side MOSFET switch 138, and a capacitor (128, Crect of FIG. 1) is connected to VRECT 122, which is a common line of the high side MOSFET switch. do.
  • a load switch (130 and 131 of FIG. 1) having two MOSFETs connected in series is provided between the VRECT 122, which is a common line of the high side MOSFET switch, and the battery (129 of FIG. 1).
  • Each doubler (Doubler) (106, 107 of Figure 1) for opening the is provided is connected to the gate of the load switch (130, 131).
  • a high side driver (113 in FIG. 1) for opening the high side MOSFET switches 135 and 137 is connected to a gate of the high side MOSFET switches 135 and 137, and the low side MOSFET switches 136 and 138 are connected to each other.
  • a low side driver (114 in FIG. 1) for opening the low side MOSFET switches 136 and 138 is connected to the gate of the gate.
  • a dead time controller (115 of FIG. 1) for controlling the low side MOSFET switches 136 and 138 and the high side MOSFET switches 135 and 137 is connected to the high side driver 113 and the low side driver 114.
  • a start controller (100 in FIG. 1) is provided connected to the dead time controller 115 to allow the dead time controller 115 to operate initially.
  • Bootstrap (104 of FIG. 1) for supplying a boosted voltage to the high side driver 113 is provided connected to the high side driver 113, the power supply for supplying a constant voltage to the bootstrap (104) 105 of 1 is provided connected to the bootstrap 104.
  • An overcurrent smoother (108, FIG. 1, OCP Regulator) for controlling the overcurrent flowing into the MOSFET switches 136 and 138 is connected and provided.
  • An initial current controller (111, FIG. 1, Inrush Control) for controlling the initial driving current in the inverter function is connected and provided from the start controller 100, and the natural oscillation of the coil 141 in the inverter function is provided.
  • Attenuator (112, FIG. 1, Damper Control) for controlling is connected to the switch 140 is provided so that both ends of the coil 141 is short-circuited.
  • the switches 136 and 138 may be turned ON without providing the switch 140 separately.
  • the rectified voltage of the wireless power receiver may rise to 20V. If the same switch circuit (135, 136, 137, and 138 in FIGS. 2 and 3) is shared by the wireless power transmission, VRECT ( Since the voltage difference between the battery voltage to be supplied to 112 of FIGS. 2 and 3 and the rectified voltage is very large, a means capable of separating the two voltages is necessary.
  • the switching circuit having the inverter function and the rectifier function (103 in FIG. 1) is composed of four MOSFETs, and is composed of a low side MOSFET switch composed of M11L 136 and M22L 138, and an M11H 137 and M22H 135. It consists of a high-side MOSFET switch, the AC1 node and AC2 node is in a floating state at the starting point of the inverter operation and when the inverter is stopped, the natural oscillation may occur under such a condition (FIG. 1). 140, Damper).
  • the attenuator should select the decay time and the resistance value of the attenuator (140 in FIG. 1) in consideration of the resonant frequency and energy of the coil (141 in FIG. 1) in the initial stage of driving and the completion of driving of the inverter. 7 may be configured as a MOSFET switch receiving a damper enable signal from the attenuator (140 of FIG. 1) as shown in 140 of FIG. 7.
  • a low side driver (114 in FIG. 1) for driving the M11L 136 and M22L 138
  • a high side driver (113 in FIG. 1) for driving the M11H 137 and M22H 135.
  • M11H (137) and M22H (135) an N-type MOSFET is generally used due to a problem of on-resistance, and bootstrap (104 in FIG. 1) is used to achieve sufficient on-resistance (Ron). do.
  • the bootstrap 104 is connected to the positive terminal of D1 and the positive terminal of D2 by using capacitors Cbst1 and Cbst2 and diodes D1 and D2, as shown in Fig. 1-104, and to the negative terminal of D1.
  • Cbst1 is connected, AC1 terminal is connected to Cbst1, Cbst2 is connected to the negative terminal of D2, AC2 terminal is connected to Cbst2, and the operation thereof is shown in FIG.
  • the common terminal connected between the positive terminals of the bootstrap diodes D1 and D2 is connected to a voltage supply source (generally 3V or 5V, 105), and when the node state of AC1 or AC2 is "0V", the voltage supply source (Fig. 1). -105), when the AC1 or AC2 node voltage rises to VRECT, the voltages of V (BST1) and V (BST2) rise by VRECT + Vc (bst1) and VRECT + Vc (bst2). Serves to generate a fixed voltage.
  • a voltage supply source generally 3V or 5V, 105
  • This boosted voltage is supplied to a "+" power supply of a high side driver (113_1 of FIG. 4), such as 113 of FIG. 4, and a "-" power supply of the high side driver (113_1 of FIG. 4) is AC1 or AC2.
  • the high side MOSFET switches M11H and M22H are responsible for lowering the characteristics of the on-resistance to the maximum.
  • the magnetic field induced by the Tx AC coil (201 of FIG. 2) in the coil (141 of FIG. 1) existing between AC1 and AC2 moves the node voltage or current of AC1 and AC2, and this movement is the AC1 / AC2 Crossing sensor. (127 in Fig. 1) is made by current detection (not shown) or voltage detection means (not shown) inside.
  • the AC1 / AC2 Crossing sensor 127 enters a dead time controller (115 in FIG. 1).
  • the dead time controller 115 does not cause the M11L 136 and M22H 135 to be "ON” at the same time between VRECT and GND, and that the M22L 138 and M11H 137 are "ON” at the same time.
  • Non-Overlap is configured, and a general configuration has a structure of an RS Flip-Flop type with feedback, as shown in FIG. 5.
  • Receive feedback (606, 607 of FIG. 5) based on the most delayed point (M22H_Gate, M11H_Gate of FIG. 5) in the rectifier operation or the inverter operation to create a non-overlapping section.
  • the power supply of the high side driver 604 and 608 of FIG. 5 becomes a voltage V (Bst1) or V (Bst2) which is a result of the bootstrap operation as described above. Since the stored energy does not exist, the output of the high side driver 604 and 608 of FIG. 5 is in the "Low" state.
  • switching input data (SWIN in FIG. 6) of the inverter operation is generally transmitted from an application processor (AP) of the portable device, and the node 2 (Node2 in FIG. 6)
  • the node 1 (Node1 in FIG. 6) signal is prevented from entering the AND gate (601, 612 in FIG. 6) so that the SWIN signal, which is MST data, drives the low side drivers (602, 615 in FIG. 6).
  • An example of the operation device according to the initial inverter drive is the configuration as shown in (613) of Figure 6, the timing diagram according to its operation is the same as that of (614) of Figure 6, in the method shown in the embodiment, two MST SWIN signal
  • the dead-time controller cuts back the feedback to the rising edge and performs direct driving.
  • the battery 129 of FIG. 1 is supplied with power in the inverter mode (103 of FIG. 1), but in the rectifier mode (103 of FIG. 1) that receives wireless power, the rectified voltage (122 of FIG. 1) is the battery (FIG. 1). 129).
  • MOSFETs For this role, two MOSFETs should be in the form of a back-to-back facing each other, and its shape is as shown in (110) of FIG. Load switch).
  • the gate-source voltage of MNS1 (130 of FIG. 1) of the load switch 110 of FIG. 1 should be “0 V” or "-” voltage, and the voltage of MNS2 (131 of FIG. 1)
  • the gate-source voltage must also be a “0 V” or "-” voltage.
  • SW1 (132 of FIG. 1) and SW2 (133 of FIG. 1) are MNS1 130 as a means for making the gate-source voltage of the MNS1 130 and MNS2 131 into a “0 V” or “ ⁇ ” voltage. ) Is provided between the gate terminal and the source terminal of the MNS2 (131), respectively, such a configuration that SW1 (between the gate terminal and the source terminal in the form of changing the direction of the MNS1 (130) and MNS2 (131) symmetrically 132 of FIG. 1 and SW2 (133 of FIG. 1) may be connected to each other (150 of FIG. 1).
  • SW3 (134 in FIG. 1) having a resistance is connected between the battery (129 in FIG. 1) and VRECT (122 in FIG. 1), and the SW3 (134 in FIG. 1) is driven during the initial period of MST operation or when the MST is driven. It can be On in all sections.
  • MNS1 130 of FIG. 1
  • MNS2 131 of FIG. 1
  • SW1 132 of FIG. 1
  • SW2 133 of FIG. 1
  • the SW1 132 and the SW2 133 should be off.
  • RX 134_1 connected to VBAT and SW30 134_2 connected to RX are connected to ground, and a MOSFET is connected between RX and SW30.
  • the switch 134_3 is provided in a connected form, and SW30 (134_2 in FIG. 7) is turned on in a section that should be turned on, so that current from the battery is transferred through the P-type MOSFET (134_3 in FIG. 7). (128, Crect in FIG. 7) is slowly charged.
  • the SW30 (134_2 in FIG. 7) should be off, and the voltage between the gate and the source of the P-type MOSFET (134_3 in FIG. 7) becomes "0". It is composed of a structure.
  • the doubler (106, 107 of FIG. 1) operates so that the gate voltages of the MNS1 130 and the MNS2 131 are stored in the battery (129 of FIG. 1). ) Increase the voltage higher than the voltage.
  • the doubler 106 and 107 of FIG. 1 may be operated from an initial MST drive, and in this case, a separate switch is required between the gate of the MNS1 130 and the MNS2 131 and the doubler. will be.
  • the doubler uses diodes D12 (106_2 in FIG. 7) and D22 (107_2 in FIG. 7) in the charge pumping section for a structure in which no level shifter is needed to boost the voltage.
  • D12 106_2 in FIG. 7
  • D22 107_2 in FIG. 7
  • SWD12 106_8 of FIG. 7
  • a boosted voltage is used to turn on the SWD12 and SWD22. It is a structure that is not necessary.
  • SW1 (130 of FIG. 1) is the same as SWE12 (132 of FIG. 7), and it can be seen that its driving voltage also has a structure that does not require a boosted voltage.
  • SW2 (133 of FIG. 1) is the same as SWE22 (133 of FIG. 7), and its driving voltage also does not need a boosted voltage.
  • This operation causes the boosted energy to be delivered only to the gates of the MNS1 130 and MNS2 131, thereby minimizing energy loss during the boost operation, and at the same time the CF (106_5 and 107_5 of FIG. 7) used in the doubler.
  • the hardware size can be reduced.
  • the switching elements of the inverter are divided into a plurality of forms, and are configured in the form of (135, 136, 137, 138) of FIG. 10, and the drain and the source are common, and the gates are separated.
  • Each gate signal is named VG_HS ⁇ 8: 0> on the high side and VG_LS ⁇ 8: 0> on the low side, and these signals are referred to as the reference voltage source (251 in FIG. 10) and FIG.
  • the comparator included in 252 checks the current current level and stores the result in each D-FF.
  • the current signal is detected by the current detector (250 in FIG. 10), and there are various detection methods, but the specific implementation method is not shown in the present invention.
  • the stored D-FF state is input to the controller 253 of FIG. 10, and the controller 253 of FIG. 10 is one of the switches M22H and M11L allowed to drive the MST in accordance with the synchronization of the MST data input. Only one of M22L and M11H) reflects the stored value of the D-FF.
  • the value stored in the D-FF may be reflected at one time for quick response, and may be sequentially reflected according to the input data bit order.
  • the temporal element required to implement the inverter operation is the same as in FIG. 8 and the SLEEP signal is used as shown in FIG. 8 as a means for validating the MST data.
  • the actual MST data is HD_IN (Fig. 8), and Inrush_EN (Fig. 8) for operating SW3 (134 in Fig. 1) and Doubler_Start (Fig. 8 for Fig. 1) for operating SW3 (134 in Fig. 1) using this temporal condition. ),
  • An HDvier Enable (FIG. 8) that allows MST data, and an Damper Enable (FIG. 8) that operates the attenuator (140 of FIG. 1) are shown as a time specification.
  • Hardware for implementing this is shown in FIG. 9. As shown, each signal waveform is provided to enable those skilled in the art to implement.
  • an electronic device including a wireless power reception function and a wireless signal transmission function according to the present invention may be manufactured as one on-chip and embedded in an electronic device.
  • the present invention can be used in a variety of electronics industry that requires power.

Abstract

본 발명에 따르면, 무선 전력 송신의 인버터와 무선 전력 수신의 정류기를 공유하여 하드웨어의 사이즈를 줄이며, 전력 소모의 대부분을 차지하는 무선 전력 수신부의 전력 소모를 줄일 수 있으며, MST Coil 제품생산 과정상의 산포와 환경조건에서 발생될 수 있는 과전류를 평활(OCP Regulation) 하여 데이터 송신 오류를 줄이며, 인버터의 초기 구동에서 발생 될 수 있는 과전류 유입에 의한 셧 다운(Shut-Down)을 방지하면서 정류 기능과 인버터 기능 두 가지 기술을 동시에 구현하여 사용자가 편리하게 사용할 수 있도록 하였다.

Description

무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치
본 발명은 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 전력 전송 기술과 무선 전력 수신 기술을 동시 구현할 수 있는 신호 송/수신 회로를 원 칩으로 구성함으로써, 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 제공하는 전자장치에 관한 것이다.
일반적으로 무선 전력 전송(Wireless Power Transfer : WPT) 기술은 2000년 초부터 다양한 응용 처를 모색하기 시작했으며, 최근 휴대용 제품에 활발하게 적용되기 시작했다.
기술적으로는 코일(Coil)을 통한 전자기 형태의 에너지를 송/수신하는 형태의 기술이며, 특히, 휴대용 제품에는 무선 전력 수신기술과 MST(Magnetic Secure Transmission) 기술을 이용한 신용카드 결제에 사용되는 무선 전력 송신기술은 기술적으로 동일선상에 있으며, 이를 하나의 장치에 포함시키는 시장의 요구가 있고, 최근 그러한 제품이 개발되고 있다.
그런데 상술한 바와 같이, 무선 전력 전송 기술에는 다양한 소자들의 배치가 필요하며, 또한 MST 기술 역시 다양한 소자들의 배치가 필요하다.
그러나 휴대용 제품의 경우 크기가 제한적이고, 디자인 등의 목적으로 슬림화가 추구되기 때문에 무선 전력 전송 기술과 MST 기술의 채용이 어려운 상태이며, 종래의 인버터 기술에서 사용되는 코일은 제조상의 산포를 가지며, 코일의 전류는 코일의 내부 저항에 의해서 제한되게 되는데, 제조상 산포 또는 환경조건(특히 온도)에 가장 영향을 받는 것이 코일의 내부 저항 값이다.
따라서 코일의 피크(Peak) 전류 값이 정해진 전류 제한 값을 넘어서는 경우, 인버터를 셧 다운(Shut Down)을 시키는 구조가 사용되고 있으나, MST 응용상 데이터 오류를 유발하여, 사용자에게 큰 불편을 야기하는 문제점이 있었다.
[선행기술문헌]
[특허문헌]
(특허문헌 1) 대한민국 공개특허공보 공개번호 제10-2016-0061228호
본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 전력 소모 시간의 대부분을 차치하는 전력 수신에서의 전력 소모를 최소화하고, 인버터와 정류기의 공유에 따른 MST 구동 시점에서의 원활한 인버터 동작을 구현 및 과도한 초기 전류를 최소화하고, MST 구동 상에서 발생될 수 있는 과전류(Over Current) 상태를 정상 전류 상태로 유지하게 하여 무선 전력 송신 시 데이터 오류가 없는 전자장치를 제조할 수 있도록 하는 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 제공하는 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치는, 외부로부터 무선으로 전력을 수신하고, 지정된 신호를 무선으로 외부 송신하는 코일과, 상기 코일과 전기적으로 연결되어 상기 코일을 통해 입력된 전력을 정류하는 정류기 기능과, 외부로 송신할 신호를 변환하는 인버터 기능을 수행하는 복수의 MOSFET 스위치로 구성된 신호변환회로를 포함하는 스위칭부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에 있어서, 상기 전자장치의 하드웨어 사이즈가 축소되도록, 무선 신호 송신의 인버터 기능과 무선 전력 수신의 정류기 기능을 공유하여 회로를 구성하고; 상기 코일의 저항변화로 일정범위를 벗어나는 전류를 평활하여 무선 송신 신호의 데이터 오류를 감소시키는 과전류 평활회로를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
인버터 기능의 초기 구동 시에 발생될 수 있는 과전류 유입에 의한 셧 다운을 방지하는 전류제어기를 더 포함하여 구성될 수 있다.
상기 전자장치는 인버터 기능에서 배터리의 전원을 코일로 공급하는 회로와, 정류기 기능에서 입력되는 전원을 배터리로 공급하는 회로는 서로 공유되지 않고 별개로 구성될 수 있다.
그리고 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치는, 외부로부터 무선으로 전력을 수신하고, 지정된 신호를 무선으로 외부 송신하는 코일과, 상기 코일과 전기적으로 연결되어 상기 코일을 통해 입력된 전력을 정류하는 정류기 기능 및 외부로 송신할 신호를 변환하는 인버터 기능을 수행하는 복수의 MOSFET 스위치로 구성된 신호변환회로를 포함하는 스위칭부; 상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때, 상기 스위칭부로부터 전달받은 정류기 전압이 배터리로 충전 되도록 작동시키는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 전원제어부; 상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 배터리 전원이 스위칭부로 전달되도록 작동시키거나 또는 상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때 슬립 상태로 작동시키는 선택적 동작을 수행하는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 로드부; 및 상기 스위칭부를 통한 전력의 수신 또는 스위칭부로부터 신호의 송신을 위한 스위칭부를 구성하는 복수의 MOSFET 스위치 상태를 제어하는 드라이버를 포함하는 제어부를 포함하여 구성된다.
상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때, 상기 스위칭부로부터 전달받은 정류기 전압이 배터리로 충전되도록 작동시키거나 또는 상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때 슬립 상태로 작동시키는 선택동작을 수행하는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 전원제어부를 포함하여 구성될 수 있다.
상기 신호변환회로는 인버터 기능과 정류기 기능을 위해 브릿지 형태로 연결된 복수의 MOSFET 스위치를 포함하여 구성되며; 상기 복수의 MOSFET 스위치는 정류전압 라인을 공통 라인으로 하는 한 쌍의 하이사이드 MOSFET 스위치와, 접지 라인을 공통 라인으로 하는 한 쌍의 로우사이드 MOSFET 스위치로 구성되고; 상기 하이사이드 MOSFET 스위치와 로우사이드 MOSFET 스위치 사이에 코일이 형성될 수 있다.
상기 로드부는 상기 신호변환회로의 하이사이드 MOSFET 스위치의 공통라인인 정류전압 라인과 배터리 사이에 연결되고, 2개의 MOSFET 스위치로 구성되어 더블러부에 의해 제어될 수 있다.
상기 제어부에는 인버터 기능으로 구동될 시 코일의 양단에서의 전압 또는 전류를 검출하는 센서부가 구비되며, 상기 센서부를 통해 센싱된 전압 값 및 전류 값은 데드타임부로 입력될 수 있다.
상기 데드타임부는 일측의 하이사이드 MOSFET 스위치 및 일측의 로우사이드 MOSFET 스위치가 동시에 온 상태로 되지 않도록 하거나 또는 타측의 하이사이드 MOSFET 스위치 및 타측의 로우사이드 MOSFET 스위치가 동시에 온 상태로 되지 않도록 제어할 수 있다.
상기 로드부는 2개의 MOSFET 스위치가 서로 마주보는 형태로 구성되며, 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치에는 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 구비될 수 있다.
상기 로드부는 인버터 기능의 구동 초기에는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 각각 오프 상태로 전환되도록 할 수 있다.
상기 로드부는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 각각 오프 상태로 전환된 시점부터 더블러부가 동작하여 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트 전압을 배터리 전압보다 높은 전압으로 상승시킬 수 있다.
상기 로드부는 타측의 MOSFET 스위치의 양단에는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치보다 작은 저항성의 MOSFET 스위치가 연결될 수 있다.
상기 코일에는 인버터 기능의 구동 초기 및 인버터 기능의 완료 시점에서 발생되는 자연 발진을 제어하는 감쇄 수단이 구비될 수 있다.
상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 코일의 산포 또는 외부 온도변화로 인해 코일 내부의 저항 값 변동에 의한 코일에 흐르는 전류가 일정 범위를 벗어나면 이를 정해진 전류 값으로 제한하는 과전류 평활기를 구비할 수 있다.
상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 초기 구동 전류의 상승 시간이 지연되도록 제어하는 전류제어기를 구비할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같은 본 발명의 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에 따르면, 무선 전력 송신의 인버터와 무선 전력 수신의 정류기를 공유하여 하드웨어의 사이즈를 줄이고, 전력 소모의 대부분을 차지하는 무선 전력 수신부의 전력 소모를 줄이며, MST 코일 제품 산포와 환경 조건에서 발생될 수 있는 과전류를 평활(OCP Regulation)하여 데이터 송신 오류를 줄이며, 인버터의 초기 구동 상에서 발생될 수 있는 과전류 유입에 의한 셧 다운(Shut Down)을 방지하면서 정류 기능과 인버터 기능 두 가지 기술을 동시에 구현하여 사용자가 휴대용 전자장치를 편리하게 사용할 수 있도록 하는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 나타낸 회로도이며,
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 이루는 정류기의 동작을 설명하는 회로도이며,
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 이루는 인버터의 동작을 설명하는 회로도이며,
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 이루는 부트스트랩 동작과 하이사이드 N-MOSFET 게이트 드라이버의 동작을 설명하는 도면이며,
도 5는 일반적인 데드타임 제어기의 동작을 설명하는 도면이며,
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 이루는 데드타임 제어기의 동작을 설명하는 도면이며,
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치를 이루는 승압기, Inrush 제어기 및 감쇄기의 동작을 설명하는 회로도이며,
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에서 MST 동작을 위한 순서도를 나타내는 도면이며,
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에서 MST 동작을 위한 순서를 실시하기 위한 실시예를 나타낸 도면이며,
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에서 MST 동작상 과전류 평활을 위한 실시예를 나타낸 회로도이며,
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에서 MST 초기 구동시 발생하는 피크 전류의 흐름을 제어하는 실시예를 나타낸 도면이며,
도 12는 종래의 무선 전력수신을 위한 정류기의 동작을 설명하는 회로도이며,
도 13은 종래의 무선 전력송신을 위한 인버터의 동작을 설명하는 회로도이다.
이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
먼저, 종래 기술의 신호 송/수신 회로는 도 12에 나타낸 정류기(AC-to-DC 변환기) 모드와 도 13에 나타낸 인버터(DC-to-AC 변환기) 모드로 구분하여 나타낼 수 있다.
종래의 정류기 모드의 기술에서, 정류기의 MOSFET 스위치의 스위칭 동작과 인덕터 코일로 펌핑(Pumping)된 상기 코일의 전류를 커패시터를 이용하여 정류전압(VRECT)으로 변환하며, 상기 정류전압을 2개의 MOSFET을 백-투-백(Back to Back)으로 연결된 패스 트랜지스터를 이용한 LDO의 출력을 파워매니저 IC에 공급하고, 상기 파워 매니저 IC는 내부의 스위치를 통해 필요한 전압으로 휴대 제품 내부의 전원을 제공한다.
또한, 종래의 인버터 모드 기술에서, 인버터의 MOSFET 스위치의 스위칭 동작과 인덕터 코일을 이용하여, 코일의 전류 방향을 제어신호에 따라서 변경하며, 상기 인버터에 전원은 2개의 MOSFET을 백-투-백(Back to Back)으로 연결된 패스 트랜지스터를 LDO의 부분이 아닌 로드 스위치(Load Switch)로서의 역할로 전환하며, 파워매니저 IC에서 공급된 전력을 인버터의 전원으로 공급하는 구조로 되어 있다.
상술한 종래의 인버터 기술과 정류기 기술에서 어떤 모드든 상기 두개의 패스 트랜지스터를 통해 송/수신된 전력이 전달되게 되어 있어 배터리와 정류전압 간의 직접적인 충돌이 없다는 점이 장점이다.
하지만, 도 12에 나타낸 바와 같이, 종래 기술의 정류기 모드의 동작을 보면, 정류전압 라인과 최종 휴대 제품의 전원 입력까지 존재하는 전력 손실 요소로 LDO에 있는 2개의 직렬 연결된 MOSFET 스위와 파워매니저 IC에 있는 전력 스위치에서 발생되는 저항에 의한 것들이다.
따라서 전력 송신의 인버터 모드와 전력 수신의 정류기 모드에서 같은 구조의 스위치 회로를 공유하기 위한 상기 종래의 기술에서의 가장 문제는 정류기 모드 동작에서의 전력 손실이 크게 증가 한다는 것이다.
그 이유는 MST 동작과 같은 신용카드 결제는 항상 일어나는 것이 아니고, 매우 짧은 시간에서만 동작하지만, 재충전 배터리의 충전에 필요한 전력 수신 동작은 장시간 이루어진다는 점에서 전력 수신시의 전력 손실이 중요하다는 것이다.
상기 종래의 인버터 모드 기술에서 하이사이드 MOSFET 스위치(도 13의 135, 137)는 일반적으로 N-형 MOSFET으로 구성되며, N-형 MOSFET을 낮은 온저항 상태로 구동시키기 위해서는 드레인이 연결되는 VRECT 라인(도 13의 112) 전압 보다 높은 게이트 전압을 요구한다.
이를 위해서 사용되는 것이 부트스트랩(도 13의 104) 장치를 이용하는 것이다.
부트스트랩장치는 도 4의 (104)와 같은 형태로 구성이 되며, 이 장치는 도 4의 (113), (113_1)에서의 하이사이드 드라이버의 "+" 전원을 공급하며, 상기 하이사이드 드라이버의 "-" 전원은 AC1/2 단자에서 공급한다.
종래 기술의 인버터 모드에서 초기 구동 시작점에서의 AC1, AC2 단자는 플로팅(Floating) 상태이며, 상기의 부트스트랩의 커패시터(Cbst1, Cbst2)에는 저장된 전하(Charge)가 없으므로, 도 4의 (113)의 하이사이드 드라이버(도 4의 113, 113_1)를 구동할 수 없는 상태가 된다.
특히 인버터나 정류기의 스위칭 MOSFET의 제어에서, VRECT와 GND가 직접 연결되는 구간을 없애기 위하여, 데드타임 제어기(도 5)와 같은 피드백 구조의 데드타임 제어기를 사용하게 되는데, 상술된 바와 같이 MST 구동 시작점에서 하이사이드 드라이버에 공급되는 에너지가 없기 때문에, 데드타임 제어기(도 5)의 하이사이드 드라이버(도 5의 604, 608) 출력은 "Low" 상태가 된다.
따라서 데드타임 제어기(도 5)의 앤드 로직(도 5의 601, 609)의 하나의 입력은 "Low" 가 되므로, 스위칭 입력 신호에 반응하지 못하는 문제가 발생하게 된다.
종래의 인버터 모드에서 인버터의 전원은 파워 매니저 IC(도 13의 500) 와 로드 스위치(도 13의 401, 402)를 통하여 VRECT(도 13의 112)에 공급된다.
상기 인버터가 처음 구동하게 되었을 경우, 커패시터(도 13의 128(Crect))의 초기 값이 "0" 상태로 출발하기 때문에 도 11의 (A) 경우와 같이 커패시터(VC)에 VBAT 전압으로 순간적인 충전이 이루어지는데, 그 전류의 피크(Peak) 값은 도 11의 (A) 의 로드 스위치(MNS1, MNS2)의 온저항/VBAT 값이 되며, 이 전류는 수십 암페어(A)에 이를 수 있고, 이런 조건에서 상기의 파워 매니저 IC(도12의 500) 혹은 배터리 자체의 보호 장치가 구동되어 순간적인 셧 다운(Shut Down)을 유발할 수 있는 문제가 있다.
그리고 종래의 인버터 모드에서 사용되는 코일(도 13의 141)은 제조상의 산포를 가지며, 상기 코일에 흐르는 전류는 상기 코일의 내부 저항에 의해서 제한되게 되는데, 제조상 산포 또는 환경조건(특히 온도)에 가장 영향을 받는 것이 코일의 내부 저항 값이다.
따라서 상기 코일(도 13의 141)의 Peak 전류 값이 정해진 전류 제한 값을 넘어서는 경우, 상기 인버터를 셧 다운(Shut Down)을 시키는 구조가 사용되고 있으나, MST 응용상 데이터 오류를 유발하여, 사용자에게 큰 불편을 야기하는 문제가 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치는 도 1에 나타낸 바와 같이, 인버터 기능(도 1의 103)과 정류기 기능(도 1의 103)의 MOSFET 스위치를 공유하며, 한 쌍의 하이사이드(High Side) MOSFET 스위치(도 1의 135, 137)의 공통라인은 VRECT(도1-122)이며, 한 쌍의 로우사이드(Low Side) MOSFET 스위치(도 1의 136, 138)의 공통라인은 그라운드(GND)이다.
상기 일측의 하이사이드 MOSFET 스위치(135)와 일측의 로우사이드 MOSFET 스위치(136) 사이에 코일(Coil)(도 1의 141)의 일단이 연결되고, 타측의 하이사이드 MOSFET 스위치(137)와 타측의 로우사이드 MOSFET 스위치(138) 사이에 코일(Coil)(도 1의 141)의 타단이 연결되며, 상기 하이사이드 MOSFET 스위치의 공통라인인 VRECT(122)에는 커패시터(도 1의 128, Crect)가 연결된다.
상기 하이사이드 MOSFET 스위치의 공통라인인 VRECT(122)과 배터리(도 1의 129) 사이에는 두 개의 MOSFET을 직렬 연결한 로드(Load) 스위치(도 1의 130, 131)가 구비되며, 상기 로드 스위치를 열어주는 각각의 더블러(Doubler)(도 1의 106, 107)가 로드 스위치(130, 131)의 게이트에 연결되어 구비된다.
상기 하이사이드 MOSFET 스위치(135, 137)의 게이트에는 하이사이드 MOSFET 스위치(135, 137)를 열어주는 하이사이드 드라이버(도 1의 113)가 연결되어 구비되고, 상기 로우사이드 MOSFET 스위치(136, 138)의 게이트에는 로우사이드 MOSFET 스위치(136, 138)를 열어주는 로우사이드 드라이버(도 1의 114)가 연결되어 구비된다.
상기 로우사이드 MOSFET 스위치(136, 138)와 하이사이드 MOSFET 스위치(135, 137)를 제어하는 데드타임 제어기(도 1의 115)가 하이사이드 드라이버(113) 및 로우사이드 드라이버(114)에 연결되어 구비되고, 상기 데드타임 제어기(115)가 초기에 동작할 수 있게 하는 시동 제어기(도 1의 100)가 데드타임 제어기(115)에 연결되어 구비된다.
상기 하이사이드 드라이버(113)에 승압된 전압을 공급하는 부트스트랩(도 1의 104)이 하이사이드 드라이버(113)에 연결되어 구비되고, 부트스트랩(104)에 일정한 전압을 공급하는 전원 공급기(도 1의 105)가 부트스트랩(104)에 연결되어 구비된다.
상기 로드(Load) 스위치(도 1의 130, 131)를 이루는 일측의 MOSFET 스위치(130)와 타측의 MOSFET 스위치(131)의 사이에 인버터 기능에서의 하이사이드 MOSFET 스위치(135, 137) 및 로우사이드 MOSFET 스위치(136, 138)로 유입되는 과전류를 제어하는 과전류 평활기(도 1의 108, OCP Regulator)가 연결되어 구비된다.
인버터 기능에서의 초기 구동 전류를 제어하는 초기 전류제어기(도 1의 111, Inrush Control)가 시동제어기(100)로부터 연결되어 구비되며, 인버터 기능에서의 코일(141)의 자연 발진(Natural Oscillation)을 제어하는 감쇄기(도 1의 112, Damper Control)가 코일(141)의 양단이 단락되도록 구비된 스위치(140)에 연결되어 구비된다.
또는 상기 스위치(140)를 별도로 구비하지 않고, 스위치 136 및 138을 ON 상태가 되도록 하여도 된다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 인버트 기능을 위한 무선 신호 송신과, 도 3에 나타낸 바와 같이, 정류기 기능을 위한 무선 전력 수신 장치의 하드웨어 구조의 스위치(도 2 및 도 3의 135, 136, 137, 138)의 구조는 매우 유사하지만 기술적으로 송신과 수신이라는 신호의 성격이 다르며, 신호를 공급하는 수단과 전력을 수신하는 수단이 서로 반대의 기능이 요구된다는 점이다.
여기서 무선 전력 수신 장치의 정류(Rectifying)된 전압은 20V 까지 상승할 수 있으며, 만약 동일한 스위치 회로(도 2 및 도 3의 135, 136, 137, 138)를 무선 전력 송신에서 공유할 경우, VRECT(도 2 및 도 3의 112)에 공급해야 할 배터리 전압과 상기 정류된 전압과의 전압 차이가 매우 크므로, 두 개 전압을 분리할 수 있는 수단이 반드시 필요하다.
이러한 수단에는 누설전류(Leakage Current)가 크게 발생할 수 있기 때문에 신중한 설계가 필요하다는 것은 동종의 기술자라면 쉽게 알 수 있는 상황이다.
본 발명의 구체적인 실시 예는 도 1에 도시하였으며, 각 부분의 구체적인 예는 그 외의 도면으로 설명한다.
도 1은 본 발명의 구체적인 실시 예이다.
인버터 기능과 정류기 기능을 가지는 스위칭 회로(도 1의 103)는 4개의 MOSFET으로 이루어져 있으며, M11L(136), M22L(138)로 이루어진 로우사이드 MOSFET 스위치와 M11H(137), M22H(135)로 이루어진 하이사이드 MOSFET 스위치로 구성되며, 상기 인버터가 동작하는 시작점과 인버터가 중지되는 시점에서는 AC1 노드와 AC2 노드가 Floating 상태로 진행되며, 이런 조건에서는 Natural Oscillation이 발생할 수 있는데 이를 방지하기 위한 감쇄기(도 1의 140, Damper)가 있을 수 있다.
상기 감쇄기는 인버터의 구동 초기와 구동 완료 단계에서 코일(도 1의 141) 의 공진주파수와 에너지를 감안하여, 감쇄 시간과 감쇄기(도 1의 140)의 저항 값을 선택해야 하며, 그의 간단한 실시예는 도 7의 (140)과 같이 감쇄기(도 1의 140)로부터 댐퍼 인에이블(Damper Enable) 신호를 입력받는 MOSFET 스위치로 구성될 수 있다.
그리고 상기 M11L(136)과 M22L(138)을 구동하는 로우사이드 드라이버(도 1의 114)가 있으며, 상기 M11H(137)와 M22H(135)를 구동하는 하이사이드 드라이버(도 1의 113)가 있다.
M11H(137)와 M22H(135)의 경우 일반적으로 온저항(Ron)값 문제로 N-형 MOSFET이 사용되며, 충분한 온저항(Ron)값을 달성하기 위해 부트스트랩(도 1의 104)을 사용한다.
상기 부트스트랩(104)은 커패시터(Cbst1, Cbst2)와 다이오드(D1, D2)를 이용하여 도(1-104)와 같이, D1의 양극 단자와 D2의 양극 단자끼리 연결되고, D1의 음극단자에 Cbst1이 연결되고, Cbst1에 AC1단자가 연결되고, D2의 음극단자에 Cbst2이 연결되고, Cbst2에 AC2단자가 연결되어 구성되며 그의 동작은 도4 와 같다.
상기 부트스트랩 다이오드(D1, D2)의 양극 단자끼리 연결된 공통단자는 전압공급원(일반적으로 3V 혹은 5V, 105)이 연결되어, AC1 또는 AC2의 노드상태가 "0V" 일 때, 전압공급원(도1-105)으로부터 전하(Charge)를 공급받으며, AC1 혹은 AC2 노드 전압이 VRECT까지 상승하면, V(BST1) 및 V(BST2)의 전압이 VRECT + Vc(bst1) 및 VRECT + Vc(bst2) 만큼 상승된 전압을 발생시키는 역할을 한다.
이러한 승압된 전압은 도 4의 (113)과 같은 하이사이드 드라이버(도 4의 113_1)의 "+" 전원으로 공급되고, 상기 하이사이드 드라이버(도 4의 113_1)의 "-" 전원은 AC1 또는 AC2에 연결되어 상기 하이사이드 MOSFET 스위치(M11H, M22H)의 게이트에 인가되는 "High" 상태의 전압이 그의 드레인(Drain)전압인 VRECT 보다 전압공급원(도 1의 105)의 전압만큼 높은 전압으로 공급하며, 상기 하이사이드 MOSFET 스위치(M11H, M22H)의 온저항의 특성을 최대로 낮추어 주는 기능을 담당한다.
상기 AC1과 AC2 사이에 존재하는 코일(도 1의 141)에 Tx AC코일(도 2의 201)에서 유기되는 자장은 AC1과 AC2의 노드전압 혹은 전류를 움직이며, 이런 움직임은 AC1/AC2 Crossing sensor(도 1의 127)내부의 전류검출(도시하지 않음) 혹은 전압검출 수단(도시하지 않음)에 의해서 이루어진다.
상기 AC1/AC2 Crossing sensor(127)는 데드타임 제어기(도 1의 115)입력으로 들어간다.
상기 데드타임 제어기(115)는 VRECT와 GND 사이에서 상기 M11L(136)과 M22H(135)가 동시에 "ON" 되는 것과, 상기 M22L(138)과 M11H(137)가 동시에 "ON" 되는 것이 발생하지 않도록(Non-Overlap) 구성되며, 일반적인 구성은 도 5에 나타낸 바와 같이, 피드백을 가지는 R-S 플립플롭(Reset Set Flip-Flop) 형태의 구조를 가진다.
정류기 동작 또는 인버터 동작상에서 가장 지연이 많은 지점(도 5의 M22H_Gate, M11H_Gate)을 기준으로 피드백(도 5의 606, 607)을 받아서 서로 겹치지 않는 구간을 만든다.
여기서 하이사이드 드라이버(도 5의 604, 608)의 전원은 상술된 바와 같이 부트스트랩 동작의 결과인 V(Bst1) 혹은 V(Bst2) 전압이 되는데, 인버터 초기 구동 상태에서 상기 부트스트랩에 있는 커패시터에는 저장된 에너지가 존재하지 않으므로 하이사이드 드라이버(도 5의 604, 608)의 출력은 "Low" 상태가 됨은 상술 된 바 있다.
따라서 이를 구동하기 위한 데드타임 제어기의 구성은 도6 과 같다.
도 6에 나타낸 바와 같이, 인버터 동작의 스위칭 입력 데이터(도 6의 SWIN)는 일반적으로 휴대 기기의 AP(Application Processor)에서 전달되며, 초기 데이터 입력의 일부 구간에서 노드 2(도 6의 Node2)와 노드 1(도 6의 Node1) 신호가 AND 게이트(도 6의 601, 612)에 들어가지 않도록 하여, MST 데이터인 상기 SWIN 신호가 로우사이드 드라이버(도 6의 602, 615)를 구동하도록 하였다.
이러한 결과로 상기된 부트스트랩(도 1의 104) 내부의 커패시터(도 1의 Cbst1, Cbst2)에 에너지를 저장하게 하여 하이사이드 드라이버(도 6의 604, 608)가 동작할 수 있게 하며, 초기 인버터 구동을 하도록 하였다.
이런 초기 인버터 구동에 따른 동작 장치의 예시는 도 6의 (613)과 같은 구성이며, 그의 동작에 따른 타이밍 다이어그램은 도 6의 (614)와 같고, 실시예에서 나타낸 방법으로, MST SWIN 신호 2개의 상승엣지(Rising Edge)까지 상기 데드타임 제어기의 피드백을 차단하고 직접적인 구동을 하도록 하였다.
배터리(도 1의 129)는 인버터 모드(도 1의 103)의 전원으로 공급되지만, 무선 전력을 수신하는 정류기 모드(도 1의 103)에서는 정류된 전압(도 1의 122)이 배터리(도 1의 129)로 직접 전달되는 것을 막아야 된다.
그런 역할을 위해서 두개의 MOSFET이 서로 마주보는 백-투-백(Back-to-Back) 형태로 해야 하며, 그의 형태는 도 1의 (110)과 같으며 이런 동작을 하는 것을 일반적으로 로드 스위치(Load Switch)라 부른다.
상기 로드 스위치(도 1의 110)의 MNS1(도 1의 130)의 게이트-소스(Gate-Source)간 전압은 "0 V" 혹은 "-" 전압이여야 하며, MNS2(도 1의 131)의 게이트-소스(Gate-Source)간 전압도 "0 V" 혹은 "-" 전압이여야 한다.
상기 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트-소스간 전압을 "0 V" 혹은 "-" 전압으로 만들기 위한 수단으로 SW1(도 1의 132)와 SW2(도 1의 133)가 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트 단자와 소스단자 사이에 각각 연결되어 구비되며, 그러한 구성은 MNS1(130)과 MNS2(131)의 방향을 대칭으로 바꾼 형태로 하여 게이트 단자와 소스단자 사이에 SW1(도 1의 132)와 SW2(도 1의 133)를 각각 연결시킨 형태(도 1의 150)로도 가능하다.
상기 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트-소스간 전압을 "0 V" 혹은 "-" 전압인 상태는 MST 구동초기에도 일부 시간동안 유지해야 하며, 그 기간에는 MNS1과 MNS2 보다 작고 적당한 온저항을 가지는 SW3(도 1의 134)가 배터리(도 1의 129)와 VRECT(도 1의 122)사이에 연결되며, 상기 SW3(도 1의 134)는 MST 구동초기 일정 기간동안 혹은 MST가 구동되는 전 구간에서 온(On) 될 수 있다.
하지만 MNS1(도 1의 130)과 MNS2(도 1의 131)는 MST가 구동되는 초기 일부구간에서 반드시 SW1(도 1의 132)와 SW2(도 1의 133)에 의해서 동작이 금지되어야 하며, 그 구간 이상에서는 상기 SW1(132)과 상기 SW2(133)는 오프(Off) 되어야 한다.
상기 SW3(134)의 실시예로서 도 7의 (134)에 나타낸 바와 같이, VBAT에 연결되는 RX(134_1)와, RX에 연결되는 SW30(134_2)가 접지로 연결되고, RX와 SW30 사이에 MOSFET 스위치(134_3)이 연결된 형태로 구비되며, 온(On)이 되어야 하는 구간에서 SW30(도 7의 134_2)이 온(On)되어 배터리로부터 전류가 P-형 MOSFET(도 7의 134_3)을 통해 커패시터(도 7의 128, Crect)를 천천히 충전하는 하도록 한다.
상기 커패시터(128)가 충분히 층전된 상태에서는 상기 SW30(도 7의 134_2) 는 오프(Off)되어야 하며, 상기 P-형 MOSFET(도 7의 134_3)의 게이트와 소스 사이 전압은 "0" 가 되는 구조로 구성되어 있다.
상기 SW1(132)과 상기 SW2(133)가 Off 된 시점부터 더블러(도 1의 106, 107)가 동작을 하여 상기 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트전압을 배터리(도 1의 129) 전압보다 높은 전압으로 상승시킨다.
상기 더블러(도 1의 106, 107)는 MST 구동 초기부터 동작하게 할 수도 있고, 이 경우에는 상기 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트와 상기 더블러 사이에 별도의 스위치가 필요하게 될 것이다.
본 발명에서는 상기 더블러(도 1의 106, 107)의 승압된 출력을 상기 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트로만 연결하여, 상기 더블러를 구성하는 커패시터를 최소화 하였으며, 그의 구성의 실시예의 하나로 도 7에 나타내었다
본 발명에서의 더블러는 전압을 승압하기 위한 어떠한 레벨쉬프터(Level Shifter)도 필요치 않는 구조을 위해 전하 펌핑(Charge Pumping) 구간에 다이오드 D12(도 7의 106_2) 및 D22(도 7의 107_2)를 사용하였으며, CF11(도 7의 106_5) 및 CF22(도 7의 107_5)를 충전하기 위해 SWD12(도 7의 106_8) 및 SWD22를 각각 사용하는데, 상기 SWD12 및 SWD22를 온(On) 시키는 데에는 승압된 전압이 필요 없는 구조이다.
상기된 SW1(도 1의 130)은 SWE12(도 7의 132)와 같으며, 그의 구동전압 역시 승압된 전압이 필요 없는 구조로 되어 있음을 알 수 있다.
또한 SW2(도 1의 133)는 SWE22(도 7의 133)와 같으며, 그의 구동전압 역시 승압된 전압을 필요치 않는다.
이런 동작은 승압된 에너지를 오직 MNS1(130)과 MNS2(131)의 게이트로만 전달하게 하여, 승압 동작 중에 에너지 손실이 최소화가 됨과 동시에 상기 더블러에 사용된 CF(도 7의 106_5 및 107_5)의 크기를 최소화하여 하드웨어 사이즈를 작게 가져갈 수 있게 하였다.
MST 구동에 필요한 코일(도 1의 141)의 제조상의 산포와 환경적 요인에 의한 내부 저항 값 변화에 의한 문제점은 상술된 바 있으며, 이를 해결하기 위한 과전류 평활기(OCP Regulator, 108)의 실시예는 도 10에 나타낸 바와 같다.
인버터의 스위칭소자들은 여러 개로 분리된 형태를 취하며, 도 10의 (135, 136, 137, 138) 형태로 구성되는 것으로 각각 드레인과 소스는 공통이며, 게이트는 분리되어 있다.
각각 게이트 신호는 하이사이드의 경우 VG_HS<8:0>로 명명되어 있고, 로우사이드의 경우 VG_LS<8:0>로 명명되어 있으며, 이들 신호는 기준 전압원(도 10의 251)과 도 10의 (252)에 포함된 비교기에 의해, 현재의 전류 수준을 검사하고, 그 결과를 각각의 D-FF에 저장한다.
상기 전류 신호는 전류검출기(도 10의 250)에서 검출하며, 다양한 검출방법이 있지만 본 발명에서는 구체적인 실시 방법은 나타내지 않는다.
상기의 저장된 D-FF 상태는 제어기(도 10의 253)에 입력되며, 상기 제어기(도 10의 253)는 MST 데이터 입력의 동기(Sync)에 맞추어 MST 구동에 허용된 스위치(M22H과 M11L 중 하나, M22L과 M11H 중 하나)에 대해서만 상기 D-FF의 저장된 값을 반영한다.
MST Coil 전류가 일정 범위를 벗어난 경우에 한하여, 다음에 입력되는 MST 데이터의 비트의 출발점 혹은 끝점에서 반영하여, 전류량 변경으로 인한 MST 데이터의 오류를 방지한다.
상기 조정 방법의 하나로, 빠른 반응을 위해 D-FF에 저장된 값을 한 번에 반영할 수 있고, 입력되는 데이터 비트순서에 따라서 순차적으로 반영할 수도 있다.
상술된 내용에서, 인버터 동작을 구현하는데 필요한 시간적인 요소는 도 8과 같으며 MST 데이터를 유효하게 하기 위한 수단으로 도 8에 나타낸 바와 같이, SLEEP 신호가 사용된다.
실제 MST 데이터는 HD_IN(도 8)이며, 이러한 시간적 조건을 이용하여 SW3(도 1의 134)을 동작시키는 Inrush_EN(도 8), 더블러(도 1의 106, 107)를 동작시키는 Doubler_Start(도 8), MST 데이터를 허용하는 HDvier Enable(도 8), 감쇄기(도 1의 140)를 동작시키는 Damper Enable(도 8)의 신호를 시간 규정으로 나타내는 실시예가 있으며, 이를 구현하기 위한 하드웨어는 도 9에 나타낸 바와 같으며, 각각의 신호 파형을 제공하여 동종 분야의 기술자가 구현 가능하도록 하였다.
최근 무선충전이 가능한 휴대용 제품이 많이 출시되고 있으며, MST 기능이 내장된 제품도 증가하고 있고, 본 발명은 이러한 시장흐름에 맞추어 사용자가 응용하기에 편리하고 오류없는 MST 통신과 전력전달 효율이 높고, 안정적인 동작을 하는 기능을 보장하는 전자장치를 제공하는 것이다.
아울러, 본 발명에 의한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치는 하나의 온 칩으로 제작되어 전자기기에 내장될 수 있다.
이상의 설명에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 제시하여 설명하였으나, 본 발명이 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경할 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명은 전력을 필요로 하는 다양한 전자기기산업분야에 이용가능함.

Claims (17)

  1. 외부로부터 무선으로 전력을 수신하고, 지정된 신호를 무선으로 외부 송신하는 코일과, 상기 코일과 전기적으로 연결되어 상기 코일을 통해 입력된 전력을 정류하는 정류기 기능과, 외부로 송신할 신호를 변환하는 인버터 기능을 수행하는 복수의 MOSFET 스위치로 구성된 신호변환회로를 포함하는 스위칭부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치에 있어서,
    상기 전자장치의 하드웨어 사이즈가 축소되도록, 무선 신호 송신의 인버터 기능과 무선 전력 수신의 정류기 기능을 공유하여 회로를 구성하고;
    상기 코일의 저항변화로 일정범위를 벗어나는 전류를 평활하여 무선 송신 신호의 데이터 오류를 감소시키는 과전류 평활회로를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  2. 청구항 1에 있어서, 인버터 기능의 초기 구동 시에 발생될 수 있는 과전류 유입에 의한 셧 다운을 방지하는 전류제어기를 더 포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 전자장치는 인버터 기능에서 배터리의 전원을 코일로 공급하는 회로와, 정류기 기능에서 입력되는 전원을 배터리로 공급하는 회로는 서로 공유되지 않고 별개로 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  4. 외부로부터 무선으로 전력을 수신하고, 지정된 신호를 무선으로 외부 송신하는 코일과,
    상기 코일과 전기적으로 연결되어 상기 코일을 통해 입력된 전력을 정류하는 정류기 기능 및 외부로 송신할 신호를 변환하는 인버터 기능을 수행하는 복수의 MOSFET 스위치로 구성된 신호변환회로를 포함하는 스위칭부;
    상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때, 상기 스위칭부로부터 전달받은 정류기 전압이 배터리로 충전 되도록 작동시키는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 전원제어부;
    상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 배터리 전원이 스위칭부로 전달되도록 작동시키거나 또는 상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때 슬립 상태로 작동시키는 선택적 동작을 수행하는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 로드부; 및
    상기 스위칭부를 통한 전력의 수신 또는 스위칭부로부터 신호의 송신을 위한 스위칭부를 구성하는 복수의 MOSFET 스위치 상태를 제어하는 드라이버를 포함하는 제어부를,
    포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  5. 청구항 1 또는 청구항 4에 있어서, 상기 스위칭부가 정류기 기능으로 동작이 이루어질 때, 상기 스위칭부로부터 전달받은 정류기 전압이 배터리로 충전되도록 작동시키거나 또는 상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때 슬립 상태로 작동시키는 선택적 동작을 수행하는 MOSFET 스위치를 포함하여 구성된 전원제어부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  6. 청구항 1 또는 청구항 4에 있어서, 상기 신호변환회로는 인버터 기능과 정류기 기능을 위해 브릿지 형태로 연결된 복수의 MOSFET 스위치를 포함하여 구성되며; 상기 복수의 MOSFET 스위치는 정류전압 라인을 공통 라인으로 하는 한 쌍의 하이사이드 MOSFET 스위치와, 접지 라인을 공통 라인으로 하는 한 쌍의 로우사이드 MOSFET 스위치로 구성되고; 상기 하이사이드 MOSFET 스위치와 로우사이드 MOSFET 스위치 사이에 코일이 형성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  7. 청구항 4에 있어서, 상기 로드부는 상기 신호변환회로의 하이사이드 MOSFET 스위치의 공통라인인 정류전압 라인과 배터리 사이에 연결되고, 2개의 MOSFET 스위치로 구성되어 더블러부에 의해 제어되는 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  8. 청구항 4에 있어서, 상기 제어부에는 인버터 기능으로 구동될 시 코일의 양단에서의 전압 또는 전류를 검출하는 센서부가 구비되며, 상기 센서부를 통해 센싱된 전압 값 및 전류 값은 데드타임부로 입력되는 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 데드타임부는 일측의 하이사이드 MOSFET 스위치 및 일측의 로우사이드 MOSFET 스위치가 동시에 온 상태로 되지 않도록 하거나 또는 타측의 하이사이드 MOSFET 스위치 및 타측의 로우사이드 MOSFET 스위치가 동시에 온 상태로 되지 않도록 제어하는 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  10. 청구항 4에 있어서, 상기 로드부는 2개의 MOSFET 스위치가 서로 마주보는 형태로 구성되며, 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치에는 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 구비된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  11. 청구항 4에 있어서, 상기 로드부는 인버터 기능의 구동 초기에는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 각각 오프 상태로 전환되도록 하는 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  12. 청구항 4에 있어서, 상기 로드부는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트와 소스 간 전압이 영 볼트 이하의 전압이 되도록 온 상태를 유지시키는 스위치가 각각 오프 상태로 전환된 시점부터 더블러부가 동작하여 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치의 게이트 전압을 배터리 전압보다 높은 전압으로 상승시키는 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  13. 청구항 4에 있어서, 상기 로드부는 타측의 MOSFET 스위치의 양단에는 일측의 MOSFET 스위치 및 타측의 MOSFET 스위치보다 작은 저항성의 MOSFET 스위치가 연결된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  14. 청구항 1 또는 청구항 4에 있어서, 상기 코일에는 인버터 기능의 구동 초기 및 인버터 기능의 완료 시점에서 발생되는 자연 발진을 제어하는 감쇄 수단이 구비된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  15. 청구항 1 또는 청구항 4에 있어서, 상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 코일의 산포 또는 외부 온도변화로 인해 코일 내부의 저항 값 변동에 의한 코일에 흐르는 전류가 일정 범위를 벗어나면 이를 정해진 전류 값으로 제한하는 과전류 평활기를 구비한 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  16. 청구항 1 또는 청구항 4에 있어서, 상기 스위칭부가 인버터 기능으로 동작이 이루어질 때, 초기 구동 전류의 상승 시간이 지연되도록 제어하는 전류제어기를 구비한 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
  17. 청구항 1 내지 청구항 16항 중 어느 한 항에 의한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치는 하나의 온 칩으로 구성된 것을 특징으로 한 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치.
PCT/KR2017/011198 2016-11-24 2017-10-11 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치 WO2018097474A1 (ko)

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KR1020160157688A KR101891604B1 (ko) 2016-11-24 2016-11-24 무선 전력 수신 기능 및 무선 신호 송신 기능을 포함하는 전자장치

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