JP6864177B2

JP6864177B2 - 装置

Info

Publication number: JP6864177B2
Application number: JP2019022529A
Authority: JP
Inventors: 邦男中山
Original assignee: 邦男中山
Priority date: 2019-02-12
Filing date: 2019-02-12
Publication date: 2021-04-28
Anticipated expiration: 2034-10-21
Also published as: JP2019071143A

Description

本発明は、電圧変動の少ない安定化電源による電源供給および負荷接続方法に関するものである。

オーディオアンプ、CDプレーヤーなどの電子機器を動作させるために電源は必須であり、かつ安定動作を確保するために、トランス、整流及び平滑回路、スイッチング電源により、商用AC電圧を所定のDC電圧に変換した後、あるいは代わりにバッテリーを使用する場合もあるが、機器の構成回路として、必要とされる電圧毎に安定化電源回路を用いることは良く行われている。一般的に、IC化された簡便な三端子レギュレーターなどを用いる場合（図１）、DC-DCコンバーターを用いる場合、さらにより安定性を求める場合にはオペアンプとトランジスター等を組み合わせた安定化電源回路（図２の２安定化電源）を用いる場合もある。

しかし、図１及び図２の２安定化電源に示す例のように従来の安定化電源回路は電源回路自身と後段の負荷回路の安定動作の為、出力に図１の例では１０１、図２の例では２０２のコンデンサー接続されている。これは図１、図２に示す電源がバイパスコンデンサーを伴った回路を負荷として動作させるのが目的であるため、容量負荷を前提とした設計となっていることによる。

図３はオペアンプのボード線図のゲインのみを簡略化してあらわしたもので、３０のゲイン特性Ａ（破線）は一般的なオペアンプを表すものであり、図２の例で使用されるオペアンプ２１０と考えてよい。図２のコンデンサー２０２の接続によってトランジスター２１１を介したものであるものの容量負荷となるため、一般的に図３で示す３２のユニティゲイン周波数Ａは３３へ制限され、位相余裕がなくなり、発振しやすくなることは良く知られている現象である。これを改善する手法として、図２で示す２０１の位相補償コンデンサーをネガティブフィードバック抵抗２２０に付加することによって位相余裕を改善し、オペアンプ２１０の動作を安定させることもありふれた既知の方法である。

ただし、図２で２０１の位相補償コンデンサーによって、図３で示すオペアンプの最大ゲインが３４で示すように低く制限されることが知られている。

したがって、元のオペアンプ２１０の特性を図３で３０のゲイン特性Ａとすれば、図２のような安定化電源回路に組み込むことで３１のゲイン特性Ｂへと制限されることがわかる。尚、上記段落０００４及び段落０００５で説明した内容は図１の１０三端子レギュレーターＩＣの内部の説明にも当てはまる。

一方、電源回路の出力特性の優劣を示すパラメーターに出力インピーダンスがある、インピーダンスの低いほうが負荷変動に強い優秀な電源とされる。具体的には上述したオペアンプ２１０でネガティブフィードバック量が多く取れることと、図２の２０２コンデンサーの内部インピーダンスが低いことが求められる。

図２の２安定化電源回路の電圧出力２２に２０負荷回路を接続する、例に示した負荷回路はオペアンプ１個の回路であるが、複数の回路やトランジスター等で組んだ回路の電源供給端子でも構わない。これに２３の電源端子になるべく近接する形で２０３バイパスコンデンサーを接続するのが一般的な電源と負荷回路の接続の方法である。

ここで２０３バイパスコンデンサーの役割は２０負荷回路が例えばオペアンプで構成され、オペアンプのゲイン特性が図３の３０ゲイン特性Ａのような特性であった場合、かつ２０３バイパスコンデンサーがない場合、電源インピーダンスが十分に低くなく、２０負荷回路が動作することによって２３電源端子の電圧が変動する。この電源変動によって３０負荷回路が図３の３２ユニティゲイン周波数Ａ付近で特性の乱れが生じ、位相余裕が減少し発振を起こすなどの異常動作状態に陥ることがある。そこで２０３バイパスコンデンサーを接続し、インピーダンスを低下させ、電源電圧変動を低減し、ひいては２０負荷回路の特性の乱れを防ぎ、安定動作せしめることを目的とする。

一方では、上述に於いて３０負荷回路を通過する信号が図３の３２ユニティゲイン付近以上の帯域を持たなければ２０３バイパスコンデンサーがなくとも、３０負荷回路が正常な動作を保つことができる。

ここで図４にコンデンサーの内部インピーダンス特性を示す。一般的なコンデンサーの値として図２の２０２を数百ｕＦ、２０３を１ｕＦ以下とすればそれぞれ、図４の４０及び４１に対応しているとみてよい。図４の４０インピーダンス特性１に示すように容量の大きい方は低域側にインピーダンスの低いピークが存在し、容量の低い方は４１インピーダンス特性２のように４０よりも高周波領域にインピーダンスの低いピークが存在する。かつ、４１のピークは４０のそれよりもインピーダンスが高い、しかも４０と４１に共通してコンデンサーの内部インピーダンス特性は周波数に対してV字型の特性を持っているのが特徴である。これらはコンデンサーの構造の違い、例えばセラミックコンデンサー、フィルムコンデンサー、ケミカルコンデンサー等で内部インピーダンスに差はあるもののこのV字の特徴は共通である。

そこで図５に図２の電圧出力２２の出力インピーダンスを示す。本来、電圧出力２２から電源端子までの配線によるインピーダンスと負荷回路２０の影響を考慮しなければならないが、本発明の趣旨から省略しても差し支えないので割愛する。ここで電圧出力２２の出力インピーダンスは２１０オペアンプと２１１トランジスターと２１２電圧リファレンスと２２０、２２１抵抗からなり、電圧出力２２を抵抗２２０と２２１で分圧した値を電圧リファレンス２１２の基準電圧との比較した差分をフィードバックし、電圧出力２２を安定化させる回路に２０１と２０２コンデンサーを備えた図３に示す３１ゲインB特性を具えた図２の２安定化電源に２０３のバイパスコンデンサーを加味した特性となる。したがって、電圧出力２２のインピーダンスは図５の５０インピーダンス特性Aとなる。

インピーダンス特性Aを見て明らかのように低域のインピーダンスは図２の２１０オペアンプのフィードバック回路の働きである程度低いものの全体的な周波数に対するインピーダンスの特徴がコンデンサーの特性に依存していることがわかる。従来、各周波数に於けるインピーダンスの更なる低減を目的として、内部インピーダンスの低いことを特徴とするコンデンサーや容量の異なるコンデンサーを複数接続することである程度、目的に寄与することができた。しかし、設置スペース、コストも問題となり、コンデンサーを複数搭載するのは自ずと限界がある。また、上述したコンデンサーのインピーダンス特性に依存することは逃れられず、周波数によって一様でない電源回路となる欠点があった。

これまでの説明ではDC-DCコンバーターには触れてこなかったが、そもそもスイッチングノイズを発生させる回路であるためスイッチングノイズ除去の為、出力にはコンデンサーが接続されており、出力インピーダンスが、コンデンサーの内部インピーダンスにある程度依存することは明白なので詳細説明は省略する。

さて、オーディオアンプの音質に限らず、電源の負荷となる装置の動作性能は電源の安定性に依存するところが大きく、安定化電源の特性、安定化電源の出力コンデンサーの特性に依存するところが大きい、上述のように安定化電源の特性自身も出力コンデンサー由来の特性劣化を生じている。従来の回路手法ではこれを免れる方法はなかった。

この改善策として、安定化電源回路の出力から負荷回路までの接続経路にバイパスコンデンサーなどの一切のコンデンサーを接続しない方法を提供することである。従来技術では特開２０１２−１０４０１４号による発明があるが、デジタル回路負荷による高速パルス変化に対応する電源出力の安定化回路の発明であってこれから説明する本発明とは方式と目的が異なる。

そしてオーディオアンプ以外の用途でも、安定化電源の安定化品質をより高めることの要求があった。

特開２０１２−１０４０１４号公報

谷本茂著「オペアンプ実践技術」誠文堂新光社出版１９８０年

解決しようとする問題点は、安定化電源回路の出力インピーダンス特性が出力に接続されるコンデンサーと負荷回路に接続されたバイパスコンデンサー（容量負荷）による影響を受けることである。

本発明は、出力コンデンサーを廃する安定化電源回路とバイパスコンデンサーを廃する負荷回路とを組み合わせて動作させることである。

例えば本発明の回路をオーディオアンプに用いた場合、従来よりも広帯域で電源変動が極めて少ない、安定した電圧供給により、広帯域で安定した信号増幅動作が可能となり、低音から高音まで可聴全帯域にわたって高音質再生が可能となる。

図１は三端子レギュレーターICの回路を示した説明図である。図２は一般的な安定化電源と負荷回路との接続を示した説明図である。図３はオペアンプ特性のボード線図の内ゲインを示した説明図である。図４はコンデンサーの内部インピーダンス特性を示した説明図である。図５は図２と図６の安定化電源回路の出力インピーダンス特性を示した説明図である。図６は本発明の安定化電源と負荷回路との接続方法を示した説明図である。

出力コンデンサーを廃する安定化電源回路とバイパスコンデンサーを廃する負荷回路とを組み合わせることに、既存の市販部品を組み合わせることで実現した。

図６は、本発明回路の１実施例の回路図であって、負荷回路６０がプラスとマイナス２電源の場合を示している。

オペアンプ６１０は図３に示す３６ゲイン特性Ｃのように、３５折点周波数Ｂがオーディオ帯域と同等かそれを超えるアンプを採用する。オペアンプ６１０は抵抗器６２０、６２１とともにプラス側の電圧V3を生成する。電圧リファレンス６１２のリファレンス電圧Ｖｒを非反転入力に接続してＶ３＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｒなる電圧を得る。この時、オペアンプ６１０の電源端子に接続する電源電圧はＶ１＞Ｖ３＞Ｖ２であってオペアンプ６１０の動作に於いて出力が飽和しないことが条件である。

同様にオペアンプ６１１は図３に示す３６ゲイン特性Ｃのように、３５折点周波数Ｂがオーディオ帯域と同等かそれを超えるアンプを採用する。オペアンプ６１１は抵抗器６２２、６２３とともにマイナス側の電圧V６を生成する。電圧リファレンス６１２のリファレンス電圧Ｖｒを反転アンプ入力抵抗６２２のオペアンプ入力側と反対側へ接続してＶ６＝−（Ｒ４／Ｒ３）・Ｖｒなる電圧を得る。この時、オペアンプ６１１の電源端子６０２，６０３に接続する電源電圧はＶ４＞Ｖ６＞Ｖ５であってオペアンプ６１１の動作に於いて出力が飽和しないことが条件である。

図６では負荷回路６０はオペアンプ１個の回路を示しているが複数個の回路やトランジスター等で組んだ回路でもよい。

また、負荷回路６０の最大消費電流はオペアンプ６１０、６１１の最大出力電流と同等かそれ以下でなければならない。

さらに、負荷回路６０の動作可能な周波数は安定化電源回路６６，６７のおよそユニティゲインＢ以下でなければならない（図３の３７）。この条件を満たすためにローパスフィルター６５を負荷回路６０よりも前段に挿入しこの条件を満たしても良い。

段落００２６から段落００３０の設計手順と条件を満たしたのち、安定化電源回路６６の出力を負荷回路６０の電源端子６１へ、安定化電源回路６７の出力を負荷回路６０の電源端子６２へそれぞれバイパスコンデンサーを一切付加することなく接続することで本発明の出力コンデンサーを廃する安定化電源回路とバイパスコンデンサーを廃する負荷回路との組み合わせ動作回路が実現する。

尚、電源インピーダンスの上昇を防ぐ上で安定化電源回路６６、６７の出力と負荷回路６０の電源端子６１、６２までの配線長はなるべく最短であることは言うまでもない。

また、図６は負荷回路６０がプラスとマイナス２電源の場合を示しているが、単電源回路の場合であっても差し支えなく、回路は容易に考えられるので単電源接続の説明は省略する。

さらに、安定化電源回路６６を非反転回路、６７を反転回路として説明したが、６１２の電圧リファレンスの出力電圧にもよるが、反転回路、非反転回路、バッファー回路接続など特にこだわりはない。

同様に６１２の電圧リファレンスの回路形式に関してもこだわりはない。

例えばオーディオアンプを負荷として適応する場合には、図３の３６ゲイン特性Cに示すように３５折点周波数Ｂがオーディオ帯域の最大周波数を超えるオペアンプを安定化電源回路として用い、その出力を負荷回路の電源端子に直接接続する形態をとる。ここで負荷回路はオペアンプ１個の回路でも、複数個の回路やトランジスター等で組んだ回路でもよい。この時、安定化電源回路として使うオペアンプの出力から負荷回路の電源端子までの接続経路にはコンデンサーを一切接続しない。また、電源に使用するオペアンプの最大出力電流容量は負荷回路に想定される最大消費電流と同等かそれ以上のオペアンプを使う。同様に安定化電源に使用するオペアンプのユニティゲイン周波数は負荷回路に使うアンプのユニティゲイン周波数と同等かそれ以上のものを使う。この時、通過する信号にローパスフィルターのようなもので帯域制限がかかっている場合、安定化電源に使用するオペアンプのユニティゲイン周波数は負荷回路を通過する周波数帯域の上限かそれ以上のものを使うことで安定化電源回路と負荷回路は安定動作し、コンデンサーの特性に依存しない、少なくともオーディオ帯域に於いて安定化電源出力インピーダンスが従来方式の安定化電源よりも低く、周波数によるインピーダンスの凹凸のない電圧の安定した電源供給と電源負荷方法が構築できる。

安定化電源回路の制御可能な帯域に対して負荷となる回路の通過信号帯域を同等かそれ以上の帯域のアンプを安定化電源回路に用いる。または、通過信号の帯域をローパスフィルター等で制限して安定化電源回路の制御可能な帯域以内にすることで実現できる。

６０負荷回路
６５ローパスフィルター
６６プラス側安定化電源
６７マイナス側安定化電源
６１２電圧リファレンス

Claims

コモン電位と前記コモン電位とは異なる電位に予め定められたリファレンス電位と非反転型誤差増幅回路の第1出力電圧の帰還量とに基づいて、前記リファレンス電位と前記第1出力電圧の帰還量により定まる電位との偏差を無くすように前記非反転型誤差増幅回路によって調整した第１の極性の前記第1出力電圧を生成する第1電源部と、
前記コモン電位と前記リファレンス電位と反転型誤差増幅回路の第２出力電圧の帰還量とに基づいて、前記リファレンス電位と前記第２出力電圧の帰還量により定まる電位との偏差を無くすように前記反転型誤差増幅回路によって調整した第２の極性の前記第２出力電圧を生成する第２電源部と、
前記第1電源部と前記第２電源部とに共通する負荷回路であって、オペアンプ、トランジスター等を含む半導体装置を備えるアンプ回路を含む負荷回路と、
を備え、
前記第１電源部の出力と前記負荷回路の第１電源端子とを繋ぐ第１接続系統と、
前記第２電源部の出力と前記負荷回路の第２電源端子とを繋ぐ第２接続系統と、
前記第１電源部内の前記第１接続系統に繋がる第１回路と、
前記第２電源部内の前記第２接続系統に繋がる第２回路と、
前記負荷回路内の前記第１接続系統に繋がる第３回路と、
前記負荷回路内の前記第２接続系統に繋がる第４回路とのそれぞれにバイパスコンデンサーを設けずに形成され、
前記非反転回路及び前記反転回路のユニティゲイン周波数は、
前記アンプ回路を通過する周波数帯域の上限と同等か同等以上の周波数帯域特性を有することを特徴とする装置。
前記負荷回路の前段に、信号の通過する周波数帯域を前記非反転型誤差増幅回路及び前記反転型誤差増幅回路のユニティゲイン周波数を超えないように制限するローパスフィルターを備える請求項１に記載の装置。