JP6830825B2 - 電流検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、半導体集積回路として構成され、電流検出抵抗の両端間に生じる検出電圧に基づいて当該電流検出抵抗に流れる被測定電流が所定値を超えたか否かを検出する電流検出回路に関する。

従来、半導体集積回路に装備された電流検出抵抗に流れる被測定電流を検出する電流検出回路は、図３に示すように、コンパレータ２０を使用している。Ｒｘは電流検出抵抗であり、その電流入力側端子（正極端子）Ｎ１１が基準抵抗Ｒrefを介してコンパレータ２０の非反転入力端子２１に接続され、電流出力側端子(負極端子）Ｎ１２はコンパレータ２０の反転入力端子２２に接続されている。そして、その非反転入力端子２１と接地間に電流Ｉrefを出力する電流源回路３０が接続されている（例えば、特許文献１）。

この電流検出回路では、電流検出抵抗Ｒｘに矢印方向に被測定電流Ｉｘが流れた際に生じる検出電圧Ｖｘと、基準抵抗Ｒrefに電流Ｉrefが流れることでそこに発生する基準電圧Ｖref２（＝Ｒref×Ｉref）との差分（＝Ｖｘ−Ｖref２）がコンパレータ２０で演算される。そして、Ｖｘ＞Ｖref２となったときに、非反転入力端子２１よりも反転入力端子２２の電圧が低下して、コンパレータ２０の出力端子２３の電圧Ｖoutが“Ｌ”から“Ｈ”に変化するので、被測定電流Ｉｘが所定値（＝Ｖref２／Ｒｘ）を越えたことが検出でき、それに基づいて被測定電流Ｉxの増大に対する対策処理を実施することができる。

図４は図３における電流源回路３０を具体化した回路である。この電流源回路３０は、オペアンプ３１、基準電圧Ｖref３の基準電圧源３２、抵抗Ｒ３１、ｐｎｐトランジスタＱ３１、カレントミラー接続のｎｐｎトランジスタＱ３２，Ｑ３３からなる。オペアンプ３１は、その反転入力端子３１２の電圧が「ＶＣＣ−Ｖref３」になるように、トランジスタＱ３１のベースを制御する。このため、抵抗Ｒ３１、トランジスタＱ３１，Ｑ３２には、抵抗Ｒ３１と電圧Ｖref３で決まる電流Ｉref（＝Ｖref３／Ｒ３１）が流れる。よって、トランジスタＱ３２とＱ３３からなるカレントミラーのミラー比を１：１に設定しておくことにより、トランジスタＱ３３から電流Ｉrefが出力し、基準抵抗Ｒrefに流れる。

この図４の電流検出回路では、基準電圧源３２に温度変化の少ない電圧源を用い、電流検出抵抗Ｒｘと抵抗Ｒref、Ｒ３１に同種の抵抗を用い温度補償回路を設けることで、周囲温度の影響をキャンセルして温度補償を行うことができる。

特開２００６−０６４５９６号公報

ところが、図３、図４に記載の電流検出回路では、回路規模が大きくなるので消費電流が増大し、さらに基準電圧源３２の温度変化や電流検出抵抗Ｒｘの温度特性を補償するために、追加回路が必要となり、さらに回路規模が増大する問題がある。

本発明の目的は、回路規模を小さくして消費電流増大を抑止し、同時に検出結果が周囲温度の影響を受けないように温度補償も行うことができるようにした電流検出回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、電流検出抵抗に被測定電流を流してそこに検出電圧を発生させ、コンパレータにより前記検出電圧と基準電圧の差分の極性を示す比較信号を生成する電流検出回路であって、前記コンパレータは第１及び第２入力端子を備え、前記第１入力端子側に前記基準電圧を生成する基準電圧回路が設けられ、前記第１及び第２入力端子の間に前記電流検出抵抗が接続され、前記電流検出抵抗は、前記第１入力端子から前記第２入力端子の方向に流れるように前記被測定電流が流され、前記コンパレータは、電流源用の第１導電型の第３トランジスタにエミッタが共通接続される第１導電型の第５及び第６トランジスタと、前記第１入力端子にベースが接続される入力用の第１導電型の第９トランジスタと、前記第２入力端子にベースが接続される入力用の第１導電型の第１０トランジスタとをさらに備え、前記第５及び第６トランジスタのコレクタ電圧に基づいて前記比較信号が生成され、前記第５トランジスタのベースには前記第９トランジスタのエミッタの電圧が前記基準電圧回路で生成される基準電圧分だけシフトして入力し、前記第６トランジスタのベースには前記第１０トランジスタのエミッタ電圧がそのまま入力し、前記第９トランジスタのエミッタから電流源用の第１導電型の第２トランジスタのコレクタにかけて、第１抵抗、第２抵抗、及び第３抵抗が順次直列接続され、前記第２抵抗と前記第３抵抗の共通接続点に前記第５トランジスタのベース及び第１導電型の第１１トランジスタのベースが接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の共通接続点に前記第１１トランジスタのコレクタが接続され、前記第２トランジスタのコレクタに前記第１１トランジスタのエミッタが接続されていることを特徴とする。

本発明によれば、コンパレータの一方の入力端子の側に基準電圧回路を内蔵するので、その基準電圧回路の構成が簡単となり、回路規模を小さくすることができ、低消費電流を実現できる。また、基準電圧回路には第１乃至第３抵抗と第１１トランジスタを内蔵させているので、その第１１トランジスタのベース・エミッタ間電圧の温度係数と、第１乃至第３抵抗の温度係数によって電流検出抵抗の温度係数を補償することが可能となり、被測定電流の温度特性を補償することが可能となる。

本発明の実施例の電流検出回路の回路図である。 本発明の実施例の電流検出回路の具体的回路図である。 従来の電流検出回路の回路図である。 従来の電流検出回路の具体的回路図である。

図１に本発明の実施例の電流検出回路を示す。本実施例では、非反転入力側に基準電圧回路を内蔵したコンパレータ１０を用いる。そして、電流検出抵抗Ｒｘの正側となる電流入力側端子Ｎ１をコンパレータ１０の非反転入力端子１１に接続し、負側となる電流出力側端子Ｎ２を反転入力端子１２に接続する。１３は出力端子である。

本実施例では、電流検出抵抗Ｒｘに流れる被測定電流Ｉｘによってその抵抗Ｒｘに発生した検出電圧Ｖｘが、コンパレータ１０の内部の基準電圧回路で生成される基準電圧Ｖref１を超えた（Ｖｘ＞Ｖref１）とき、そのコンパレータ１０の出力端子１３の電圧Ｖoutが“Ｌ”から“Ｈ”に変化することで、被測定電流Ｉｘが基準値（＝Ｖref１／Ｒｘ）を超えたことを検出することができる。

図２に図１の電流検出回路のコンパレータ１０の具体例を示す。１４は比較回路であり、バイアス電流ＩＢをミラーするカレントミラー回路を構成する電流源用のｎｐｎトランジスタＱ１〜Ｑ４と、電流源トランジスタＱ３とで差動回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ５，Ｑ６と、トランジスタＱ５の負荷としてのダイオード接続のｐｎｐトランジスタＱ７と、トランジスタＱ６の負荷としてのダイオード接続のｐｎｐトランジスタＱ８と、非反転側入力回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ９と、反転側入力回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ１０と、基準電圧回路１４１を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の直列回路及びｎｐｎトランジスタＱ１１とを備える。

非反転入力端子１１はトランジスタＱ９のベースに接続され、反転入力端子１２はトランジスタＱ１０のベースに接続されている。そして、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路は、トランジスタＱ９のエミッタと電流源トランジスタＱ２のコレクタの間に接続されている。トランジスタＱ１１は、そのベースが抵抗Ｒ２，Ｒ３の共通接続点に、コレクタが抵抗Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に、エミッタがトランジスタＱ２のコレクタに、それぞれ接続されている。抵抗Ｒ２，Ｒ３の共通接続端子にはトランジスタＱ５のベースも接続されている。

１５は出力回路であり、トランジスタＱ７のコレクタとベースにベースが接続されるｐｎｐトランジスタＱ１２と、そのトランジスタＱ１２のコレクタ電流をミラーするカレントミラー接続のｎｐｎトランジスタＱ１３，Ｑ１４と、トランジスタＱ８のコレクタとベースに接続されるｐｎｐトランジスタＱ１５と、トランジスタＱ１４，Ｑ１５の共通コレクタにベースが接続されるｎｐｎトランジスタＱ１６と、トランジスタＱ１６のコレクタと電源間に接続される出力抵抗Ｒ４とを備える。出力端子１３はトランジスタＱ１６のコレクタに接続されている。

そして、比較回路１４のトランジスタＱ５，Ｑ６のＯＮ／ＯＦＦ状態に応じてトランジスタＱ１２、Ｑ１５の一方がＯＮし、他方をＯＦＦする。トランジスタＱ５がＯＮしたときは、トランジスタＱ７，Ｑ１２がＯＮし、トランジスタＱ８，Ｑ１５がＯＦＦして、トランジスタＱ１６がＯＦＦし、出力端子１３が“Ｈ”に設定される。トランジスタＱ６がＯＮしたときは、トランジスタＱ７，Ｑ１２がＯＦＦし、トランジスタＱ８，Ｑ１５がＯＮして、トランジスタＱ１６がＯＮし、出力端子１３が“Ｌ”に設定される。

さて、基準電圧回路１４１において、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の両端間に発生する電圧を基準電圧Ｖref１とし、抵抗Ｒ１に発生する電圧をＶｒ１、抵抗Ｒ２に発生する電圧をＶｒ２、抵抗Ｒ１に流れる電流をＩｒ１、抵抗Ｒ２に流れる電流をＩｒ２、抵抗Ｒ３に流れる電流をＩｒ３とし、トランジスタＱ１１についてそのベース電流をＩｂ１１、コレクタ電流をＩｃ１１、ベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ１１、電流増幅率をβとすると、

である。式（３）ではトランジスタＱ５のベース電流は無視している。これらにより、

となる。

また、電流Ｉｒ３は、

となる。よって、式（５）、（６）から、

となる。

一方、

であるので、式（７）を（８）に代入すると、

である。

ここで、β＞＞１であるので、式（９）は、

となる。

以上より、式（１）、（１０）から、基準電圧Ｖref１は、

となる。

このコンパレータ１０では、反転入力端子１２を基準にすれば、トランジスタＱ５のベースには、検出電圧Ｖｘと基準電圧Ｖref１の差分（＝Ｖｘ−Ｖref１）からトランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧Ｖbe９を減算した電圧（＝Ｖref１−Ｖｘ−Ｖbe９）が入力する。また、トランジスタＱ６には、反転入力端子１２よりもトランジスタＱ１０のベース・エミッタ間電圧だけ低下した電圧（＝−Ｖbe１０）が入力する。このとき、Ｖbe９＝Ｖbe１０であるので、トランジスタＱ５，Ｑ６では、（Ｖｘ−Ｖref１）が演算される。そして、Ｖｘ＞Ｖref１のとき、出力端子１３が“Ｈ”になり、被測定電流Ｉｘが所定値（＝Ｖref１／Ｒｘ）を越えていることが示される。

上記の式（１１）において、右辺の第２項は、抵抗Ｒ２，Ｒ３として同じ種類の抵抗を用いることでそれら抵抗Ｒ２，Ｒ３の温度係数がキャンセルされ、トランジスタＱ１１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの負の温度係数（−２ｍＶ／℃）を持つことになる。第１項は、バイアス電流ＩＢの温度係数が正負のいずれをもつかにより、基準電圧Ｖref１の温度係数の正負のいずれかに決まるので、電流検出抵抗Ｒｘの温度係数を求めておいて、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗の種類と抵抗値を適宜設定することにより、第１項の温度係数を決める。

これらによって、基準電圧Ｖref１の温度係数を、電流検出抵抗Ｒｘに発生する検出電圧Ｖｘの温度係数を打ち消すように設定することができ、電流検出結果が周囲温度の影響を受けないように温度補償を行うことが可能となる。

なお、以上の実施例では基準電圧回路１４１を非反転入力端子１１の側に設けたが、反転入力端子１２の側に同様に設けることもできる。この場合は電流検出抵抗Ｒｘに流す電流を、反転入力端子１２側から非反転入力端子１１の側に向けて流せばよい。また、請求項では、非反転入力端子と反転入力端子の一方を第１入力端子、他方を第２入力端子として記載した。

Ｒｘ：電流検出抵抗、Ｉｘ：被測定電流、Ｖｘ：検出電圧
１０：コンパレータ、１１：非反転入力端子、１２：反転入力端子、１３：出力端子、１４：比較回路、１４１：基準電圧回路、１５：出力回路
２０：コンパレータ、２１：非反転入力端子、２２：反転入力端子、２３：出力端子
３０：電流源回路、３１：オペアンプ、３２：基準電圧源

Claims (1)

1. 電流検出抵抗に被測定電流を流してそこに検出電圧を発生させ、コンパレータにより前記検出電圧と基準電圧の差分の極性を示す比較信号を生成する電流検出回路であって、
   前記コンパレータは第１及び第２入力端子を備え、前記第１入力端子側に前記基準電圧を生成する基準電圧回路が設けられ、前記第１及び第２入力端子の間に前記電流検出抵抗が接続され、
   前記電流検出抵抗は、前記第１入力端子から前記第２入力端子の方向に流れるように前記被測定電流が流され、
   前記コンパレータは、電流源用の第１導電型の第３トランジスタにエミッタが共通接続される第１導電型の第５及び第６トランジスタと、前記第１入力端子にベースが接続される入力用の第１導電型の第９トランジスタと、前記第２入力端子にベースが接続される入力用の第１導電型の第１０トランジスタとをさらに備え、
   前記第５及び第６トランジスタのコレクタ電圧に基づいて前記比較信号が生成され、
   前記第５トランジスタのベースには前記第９トランジスタのエミッタの電圧が前記基準電圧回路で生成される基準電圧分だけシフトして入力し、前記第６トランジスタのベースには前記第１０トランジスタのエミッタ電圧がそのまま入力し、
   前記第９トランジスタのエミッタから電流源用の第１導電型の第２トランジスタのコレクタにかけて、第１抵抗、第２抵抗、及び第３抵抗が順次直列接続され、
   前記第２抵抗と前記第３抵抗の共通接続点に前記第５トランジスタのベース及び第１導電型の第１１トランジスタのベースが接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の共通接続点に前記第１１トランジスタのコレクタが接続され、前記第２トランジスタのコレクタに前記第１１トランジスタのエミッタが接続されている、
   ことを特徴とする電流検出回路。

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