JP6824153B2

JP6824153B2 - Ｌｔｅレシーバのための干渉推定

Info

Publication number: JP6824153B2
Application number: JP2017503828A
Authority: JP
Inventors: グオリー
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社; テキサスインスツルメンツインコーポレイテッド
Priority date: 2014-07-23
Filing date: 2015-07-23
Publication date: 2021-02-03
Anticipated expiration: 2035-07-23
Also published as: WO2016014836A1; EP3195503A1; JP2017528042A; CN106537820B; US9628301B2; EP3195503A4; CN106537820A; US20160028558A1

Description

本願は、概してワイヤレス通信システムに関し、更に特定して言えば、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）ワイヤレスレシーバにおける干渉推定のための方法及び装置に関連する。

従来のセルラー通信システムは、ポイント・ツー・ポイントシングルセル伝送方式で動作し、この方式において、ユーザー端子又は機器（ＵＥ）は、単一のセルラー基地局（ｅＮＢ又はｅＮｏｄｅＢ）に固有に接続され、所与の時間に単一のセルラー基地局（ｅＮＢ又はｅＮｏｄｅＢ）によってサービングされる。このようなシステムの一例は、３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥリリース８）である。先進のセルラーシステムでは、複数の基地局が同時にＵＥをサービングするようにダウンリンク伝送を協調的に設計し得る、マルチ・ポイント・ツー・ポイント又は協調多地点（ＣｏＭＰ）通信を採用することによって、データレート及び性能を更に改善することが意図される。このようなシステムの一例は、３ＧＰＰＬＴＥアドバンストシステム（リリース１０及びそれ以降）である。このシステムは、同じ信号を異なる基地局から各ＵＥに送信することによってＵＥでの受信信号強度を著しく改善させる。これは、特に、近隣の基地局からの強い干渉を認めるセル端部のＵＥに対して有効である。

図１は、セルＡ及びＢを有する例示のワイヤレス電気通信ネットワークを示す。この電気通信ネットワークは、セルＡにおける基地局１００及びセルＢにおける基地局１１０を含むが、オペレーションにおいて電気通信ネットワークは必然的に更に多くの基地局を含む必要がある。基地局１００は、ＵＥ１０２及び１０６と同期化され、それぞれのワイヤレスチャネル１０４及び１０８を介して通信する。同様に、基地局１１０は、ＵＥ１１２と同期化され、ワイヤレスチャネル１１４を介して通信する。各ＵＥは、そのそれぞれの基地局と同期化されるので、セル間干渉は大きな問題ではない。例えば、ＵＥ１０２及び１０６は、互いに又は基地局１００と著しく干渉しない。しかし、基地局１００及び１１０は同期化されない。従って、ＵＥ１１２は、ＵＥ１０２又は１０６のいずれとも同期化されない。この同期化の欠如は、セル境界近くのＵＥに対して著しいセル間干渉を起こす。例えば、ＵＥ１０６は、主として、チャネル１０８を介して基地局１００と通信する。そのため、ＵＥ１０６から基地局１００へのアップリンク伝送は、基地局１１０において著しいセル間干渉１１６を生成する。同様に、基地局１１０からＵＥ１１２へのダウンリンク伝送は、ＵＥ１０６における著しいセル間干渉１１６を生成する。

図２は、物理リソースブロック（ＰＲＢ）対を有するサブフレーム２００の図を示す。ｅＮＢは、ＵＥとの通信のために１、２、４、又は８個のＰＲＢ対を構成し得る。ただし、各ＰＲＢ対はレプリカであり、説明のため一つのみのＰＲＢ対が示されている。サブフレームの図の各コラムは、ＯＦＤＭ記号における１２個のサブキャリア又はトーンに対応する。ノーマルサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を備えたサブフレームに１４個のＯＦＤＭ記号がある。サブフレームの左側の３個のＯＦＤＭ記号は、レガシー物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）及びレガシーセル固有参照信号（ＣＲＳ）の伝送のためのリソース要素（ＲＥ）を含む。これらの３個のＯＦＤＭ記号は、以前のワイヤレス規格との下位互換性のために必要となる。右の１１個のＯＦＤＭ記号は、拡張された物理ダウンリンク制御チャネル（ＥＰＤＣＣＨ）、及び復調参照信号（ＤＭＲＳ）又はパイロット信号、及びセル固有参照信号（ＣＲＳ）及びオーファン（ｏｒｐｈａｎ）又は未使用ＲＥの伝送のためのリソース要素（ＲＥ）を含む。ＵＥは常に、ＥＰＤＣＣＨ伝送のために構成されるＰＲＢ対においてＤＭＲＳ伝送のために２４個のＲＥがリザーブされると仮定するので、オーファンＲＥが存在し得る。

セル間干渉の原因の一つは、両方の基地局が、ｒｅｕｓｅ１を備えた各ＰＲＢに対して同じサブキャリア又はトーンを用いる点である。これは、基地局が、各ＰＲＢに対して全１２個のサブキャリアが利用可能であると仮定することを意味し、これは、特に、密集配置のエリアにおいて問題である。サブキャリアの一部しか各基地局に割り当てられない場合、帯域幅及びスループットを犠牲にしてセル間干渉が低減され得る。セル間干渉協調（ＩＣＩＣ）技術を用いてセル間干渉を低減するために、幾つかの試みが開発されてきている。例えば、キムラらの「セル間干渉協調（ＩＣＩＣ）技術」Fujitsu Sci. Tech. J., Vol. 48, No. 1, pp. 89-94（２０１２年１月）では、セル境界近くのＵＥに異なる周波数を割り当てるために、フラクショナル周波数繰り返し（ＦＦＲ（fractional frequency reuse））の方法を開発している。シン（米国出願公開番号２０１４／００７８９２２）などその他の試みでは、干渉する信号を識別し取り除くために、隣接するセルに対して拡散符号を用いる。その他の方法は、既知のパイロット信号から決定されるようなチャネル推定に依存する。例えば、デュアら（米国出願公開番号２０１４／００１６６８９）は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を推定すること、及びＣＩＲに基づいてノイズ及びパワー推定を決定することにより、イコライザをプログラムしている。共分散マトリックスのイコライザ入力は、これらのノイズパワー推定に基づいて調整される。しかし、この方法の欠点は、チャネル推定における誤差が干渉及びノイズであると考えられる点である。また、セル境界近くの密集配置のエリアでは、信号品質が劣化され、チャネル推定誤差が著しい。
Kimura et al, "Inter-Cell Interference Coordination （ICIC) Technology," Fujitsu Sci. Tech. J., Vol. 48, No. 1, pp. 89-94 （January 2012) 米国出願公開番号２０１４／００７８９２２米国出願公開番号２０１４／００１６６８９

先行するアプローチは、ワイヤレス通信における着実な改善を提供しているが、干渉検出における更なる改善が可能である。

記載される例において、受信した信号における干渉を推定する方法が、遠隔トランスミッタから複数のサブキャリアを受信することを含む。サブキャリアの各々は制御信号で乗算される。サブキャリアの少なくとも２つが比較されて差動信号が生成される。この差動信号に応答して干渉が推定される。

従来のワイヤレス通信システムの図である。

物理リソースブロックの従来の対の図である。

例示の実施例のワイヤレスレシーバのブロック図である。

隣接するサブキャリア間の差動に基づくイコライザ重みの計算のフローチャートである。

セル間干渉は、ＬＴＥワイヤレス通信システムにおけるアップリンク及びダウンリンク両方において、大きな問題であり、性能劣化の主な要因である。この問題は特に、密集配置を備えるセルエリアにおいて著しい。セル間干渉を効率的に抑制するために、干渉情報の正確な推定が必要である。

図３は、例示の実施例のロングタームエボリューション（ＬＴＥ）ダイバーシティレシーバのブロック図を示す。このレシーバは、受信アンテナ３００〜３０４を含む。しかし、例示の実施例のレシーバは、２つなどのより少ない受信アンテナやＮ個などのより多くの受信アンテナを含み得、ここでＮは整数である。回路３０６が、受信アンテナに結合され、受信したデータストリームからパイロット信号を抽出する。データストリームはその後、レシーバイコライザ回路３０８に印加される。等化されたデータストリームはその後、デマッピング、デインターリーブ、及びデコードのため回路３１０に印加される。デコードされたデータストリームはその後、ベースバンドプロセッサ（図示せず）に印加される。

抽出されたパイロット信号は、ワイヤレスチャネルを推定するため回路３１２に印加される。回路３１２は、イコライザ重み計算回路３２２に結合される。例示の実施例に従って、データストリーム及び抽出されたパイロット信号はまた、回路３２０に印加される。回路３２０は、ソフトウェア、ハードウェア、又はハードウェア及びソフトウェアの組み合わせにおいて実現され得る。ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）データストリームは、図２で図示するようにデータフレームを含む。回路３２０は、乗算回路３１４、差動回路３１６、及び共分散マトリックス回路３１８を含む。回路３２０はまた、イコライザ重み計算回路３２２に結合される。

図４は、図３のレシーバのオペレーションを説明するためのフローチャートを示す。工程４００で、Ｎ個の受信アンテナ３００〜３０４により記号のデータストリームが初期的に受信される。Ｎ個の受信アンテナのためのＬＴＥデータストリームは、式（１）により与えられる。
ここで、ベクトル
は、全てのＮ個の受信アンテナからの受信したデータ又はパイロット信号であり、ｓは送信された信号又はデータストリームであり、
は、遠隔トランスミッタと各それぞれの受信アンテナとの間のチャネルであり、
は、各チャネルに関連付けられるそれぞれの干渉及びノイズ成分である。工程４０２で、回路３０６によりパイロット信号がデータストリームから抽出される。遠隔トランスミッタとＮ個の受信アンテナとの間のワイヤレスチャネルを推定するため、工程４０４で、パイロット信号が回路３１２に印加される。チャネル推定はその後、イコライザ重み計算回路３２２に印加される。

工程４０６で、受信した信号の複数の受信アンテナからの各サブキャリアが、回路３１４により、対応する制御信号又は既知のパイロット信号ｓ^＊で乗算される。積は、式（２）にあるようにベクトル
でストアされ、
ここで、ｎは各サブキャリアの指数（index）である。

工程４０８で、回路３１６は、式（３）にあるように任意の２つの隣接するサブキャリアｎ及びｎ＋１間の差動
を計算する。

工程４１０で、回路３１８は、式（４）にあるように各サブキャリアグループに対して干渉の共分散マトリックスＲを計算する。ここで、ｎ_０及びｎ_１は,
図２のデータフレームのサブキャリアのコラムの下側及び上側指数（index）であることが好ましく、Ｈはエルミート転置を示す。

工程４１２で、工程４０４からのチャネル推定及び工程４１０からの共分散マトリックスＲが、イコライザ重み回路３２２に印加される。データストリームに対するイコライザ重みＷが、チャネル推定及び共分散マトリックスＲに応答して重み回路３２２により計算される。これらの重みは、工程４１４で、受信されたデータ記号を補正するため及び受信した信号における干渉を抑制するため、レシーバイコライザ回路３０８に印加される。概して、受信した信号における干渉エネルギーを抑制するために任意のイコライザ重み計算方法において共分散マトリックスＲを用いることができる。好ましい一実施例において、回路３１２からのチャネル推定
は、イコライザ重みＷを生成するため、式（５）に従って線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）方法において共分散マトリックスＲと共に用いられる。
干渉が除かれた補正されたデータ記号はその後、デマッピング、デインターリーブ、及びデコードのために回路３１０に印加される。デコードされた記号はその後、ベースバンドプロセッサに印加される。

例示の実施例は、従来の干渉抑制方法に対して幾つかの利点を有する。第１に、例示の実施例では、干渉抑制がチャネル推定に依存しない。そのため、チャネル推定における誤差は、干渉抑制にマイナスの影響は与えない。これは、信号品質が劣化される高密度エリアにおいて特に重要である。第２に、例示の実施例は、有利にも、隣接する又は近接して配置されるサブキャリアに対してチャネルに小さな差しか存在しないＬＴＥワイヤレス特性を用いる。そのため、隣接するサブキャリア上の信号の差は、主として干渉に起因する。第３に、隣接するＬＴＥサブキャリアは典型的に１５ＫＨｚ又は７．５ＫＨｚで分離され、これは、チャネルのコヒーレンス帯域幅よりずっと小さい。例えば、拡張された歩行者Ａ仕様のための０．９相関に対するコヒーレンス帯域幅は約４６０Ｈｚであり、拡張された車両Ａ仕様では約６０Ｈｚである。従って、サブキャリアが近接して配置される限り、隣接するサブキャリア上の信号を厳密に比較する必要はない。また、共分散マトリックスの確認のために複数の比較（上及び下の隣接するサブキャリアとなど）が可能である。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得、他の実施例が可能である。

Claims

受信した信号における干渉を推定する方法であって、
受信アンテナ回路により遠隔トランスミッタ回路から複数のサブキャリアを受信することと、
複数の積を生成するために前記複数のサブキャリアの各々を対応する制御信号で乗じることと、
複数の差動信号を生成するために前記サブキャリアの少なくとも２つについての積を比較することと、
複数の積を生成するために各差動信号をそのエルミート転置で乗じることと、
共分散マトリックスにおける積の和を生成するために前記複数の積を加算することと、
前記共分散マトリックスに応答して前記干渉を推定することと、
前記推定に応答して前記干渉を抑制することと、
を含む、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記少なくとも２つのサブキャリアが隣接する、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記制御信号がパイロット信号である、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記制御信号が復調参照信号である、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記共分散マトリックスに応答して前記受信した信号を等化することを更に含む、方法。
干渉抑制回路であって、
複数のサブキャリアを含むデータストリームを受信して複数の制御信号の少なくとも１つの制御信号を抽出するように配される入力回路と、
前記少なくとも１つの制御信号に応答してチャネル推定を計算するように配される推定回路と、
複数の積を生成するために前記複数のサブキャリアの各々を前記制御信号の対応するもので乗ずるように配される乗算回路と、
差動信号を生成するために前記サブキャリアの少なくとも２つについての積を比較するように配される差動回路と、
前記差動信号に応答して共分散マトリックスを計算するように配されるマトリックス回路と、
前記共分散マトリックスと前記チャネル推定とに応答して干渉抑制重みを計算するように配される重み計算回路と、
前記干渉抑制重みに応答して前記受信したデータストリームにおける干渉を抑制するように配されるイコライザ回路と、
を含む、回路。
請求項６に記載の回路であって、
前記制御信号がパイロット信号である、回路。
請求項６に記載の回路であって、
前記制御信号が復調参照信号である、回路。
ワイヤレスレシーバ回路において干渉を抑制する方法であって、
遠隔トランスミッタから複数のサブキャリアを含むデータストリームを受信することと、
抽出回路を用いて前記データストリームから複数の制御信号を抽出することと、
複数の積を生成するために前記複数のサブキャリアの各々をそれぞれの制御信号で乗じることと、
複数の差動信号を生成するために前記積の少なくとも２つを比較することと、
前記複数の差動信号に応答して共分散マトリックスにおける積の和を生成することと、
前記共分散マトリックスに応答してイコライザ重みを計算することと、
前記イコライザ重みに応答して前記干渉を抑制することと、
を含む、方法。
請求項９に記載の方法であって、
前記複数のサブキャリアの少なくとも２つのサブキャリアが隣接する、方法。
請求項９に記載の方法であって、
前記制御信号がパイロット信号と復調参照信号との一方である、方法。
請求項９に記載の方法であって、
前記共分散マトリックスに応答して前記データストリームを等化することを更に含む、方法。
請求項９に記載の方法であって、
前記複数の制御信号に応答してチャネルを推定することと、
前記チャネル推定と前記共分散マトリックスとに応答することによって前記データストリームを等化することと、
を更に含む、方法。