JP6815030B2 - 回路遮断器 - Google Patents

回路遮断器 Download PDF

Info

Publication number
JP6815030B2
JP6815030B2 JP2016566455A JP2016566455A JP6815030B2 JP 6815030 B2 JP6815030 B2 JP 6815030B2 JP 2016566455 A JP2016566455 A JP 2016566455A JP 2016566455 A JP2016566455 A JP 2016566455A JP 6815030 B2 JP6815030 B2 JP 6815030B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit breaker
current
inductor
semiconductor
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2016566455A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2016104623A1 (ja
Inventor
泰文 赤木
泰文 赤木
誠 萩原
誠 萩原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tokyo Institute of Technology NUC
Original Assignee
Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tokyo Institute of Technology NUC filed Critical Tokyo Institute of Technology NUC
Publication of JPWO2016104623A1 publication Critical patent/JPWO2016104623A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6815030B2 publication Critical patent/JP6815030B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H33/00—High-tension or heavy-current switches with arc-extinguishing or arc-preventing means
    • H01H33/02—Details
    • H01H33/59—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switch and not otherwise provided for, e.g. for ensuring operation of the switch at a predetermined point in the ac cycle
    • H01H33/596—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switch and not otherwise provided for, e.g. for ensuring operation of the switch at a predetermined point in the ac cycle for interrupting dc
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H9/00—Details of switching devices, not covered by groups H01H1/00 - H01H7/00
    • H01H9/54—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switching device and for which no provision exists elsewhere
    • H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
    • H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H9/00—Details of switching devices, not covered by groups H01H1/00 - H01H7/00
    • H01H9/54—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switching device and for which no provision exists elsewhere
    • H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
    • H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
    • H01H2009/543—Contacts shunted by static switch means third parallel branch comprising an energy absorber, e.g. MOV, PTC, Zener
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/02—Details
    • H02H3/021—Details concerning the disconnection itself, e.g. at a particular instant, particularly at zero value of current, disconnection in a predetermined order
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H02H3/087—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for dc applications
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K2017/515—Mechanical switches; Electronic switches controlling mechanical switches, e.g. relais

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Driving Mechanisms And Operating Circuits Of Arc-Extinguishing High-Tension Switches (AREA)
  • Keying Circuit Devices (AREA)

Description

本発明は、地絡や短絡などの事故発生時に電流路を遮断する回路遮断器に関し、特に、機械スイッチ方式と半導体スイッチ方式とを併用したハイブリッド方式の回路遮断器に関する。
近年、直流を用いた給電システムが注目されている。直流給電システムは、既存の交流給電システムと比較して変換器損失、送電損失および設置コストを低減できる利点がある。日本では、例えば、直流３８０［Ｖ］、変換器容量５００［ｋＷ］クラスの直流給電システム、路面電車（６００［Ｖ］、７５０［Ｖ］）や直流電車（１０００［Ｖ］、１５００［Ｖ］）用の直流給電システムなどが実用化されている。また、数１０［ｋＶ］以上の高圧用途では、例えば将来の洋上風力発電システムの大量設置を想定し、電圧形変換器を用いた多端子直流送電システム（ＨＶＤＣ:ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｕｒｒｅｎｔ）の導入が期待されている。
直流給電システムにおいて地絡事故や短絡事故が発生した場合、過電流が発生する。事故発生からの電流の増加率（［Ａ／ｓ］）は、直流給電システムが有する直流インダクタンスに反比例する。例えば電圧形変換器を用いて直流電圧を生成した場合、直流インダクタンスが小さいため、過電流が生じる恐れがあるので、高速に動作可能な直流遮断器を設置する必要がある。
直流遮断器は、機械スイッチ方式、半導体スイッチ方式、およびハイブリッド方式の３種類に分類できる。
このうち、機械スイッチ方式は、例えば、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などの機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）とＬＣ共振回路とを用いて電流を遮断するものである（例えば、非特許文献１参照。）。機械スイッチ方式では、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない。
また、半導体スイッチ方式は、パワーデバイス（電力用半導体素子）を用いて遮断器を構成することで、高速な遮断時間（１［ｍｓ］以下）を実現する（例えば、非特許文献２参照。）。
また、ハイブリッド方式は、高速動作可能な機械的遮断器とパワーデバイスとを併用することで、電流の高速遮断と損失低減を両立する点に特長があり、各種回路が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。図２６は、一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。例えば図２６に示すように、ハイブリッド方式の回路遮断器１００は、電流制限用インダクタ５１、機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）５２、転流補助半導体スイッチ５３、主半導体スイッチ５４、アレスタ(非線形抵抗)５５より主回路を構成する。正常時は電流制限用インダクタ５１、機械的遮断器５２、転流補助半導体スイッチ５３を介して負荷に電力を供給し、地絡や短絡などの事故時には転流補助半導体スイッチ５３をターンオフすることで主半導体スイッチ５４に転流する。転流補助半導体スイッチ５３の必要耐圧は主半導体スイッチ５４の数％程度であるため、半導体スイッチ方式と比較し定常損失を低減できる利点がある。また、転流に必要な時間は０．２［ｍｓ］以下であり、１［ｍｓ］以内に開極可能な機械的遮断器５２を用いることで、遮断時間を２［ｍｓ］以下にすることができる。
Ｂ・バックマン（Ｂ．Ｂａｃｈｍａｎｎ）、Ｇ・モーザ（Ｇ．Ｍａｕｔｈｅ）、Ｅ・ルーオス（Ｅ．Ｒｕｏｓｓ）、Ｈ・Ｐ・リップス（Ｈ．Ｐ．Ｌｉｐｓ）著、「５００ｋＶ風冷式高圧直流給電回路遮断器（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ａ ５００ｋＶ Ａｉｒｂｌａｓｔ ＨＶＤＣ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、電気機器およびシステム（Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ）、Ｖｏｌ.ＰＡＳ−１０４、Ｎｏ．９、ｐｐ．２４６０−２４６６、１９８５年９月 Ｃ・メイヤーズ（Ｃ．Ｍｅｙｅｒ）、Ｓ・シュレーダー（Ｓ．Ｓｃｈｒｏｄｅｒ）、Ｒ・Ｗ・デドンカー（Ｒ．Ｗ．Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ）著、「分散電力システムを有する中電圧システムのためのソリッドステート回路遮断器および電流制限器（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒｓ ａｎｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｉｍｉｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーエレクトロン（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ）、Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．５、ｐｐ．１３３３-１３４０、２００４年９月 Ｍ・シュトイラー（Ｍ．Ｓｔｅｕｒｅｒ）、Ｋ・フレーリッヒ（Ｋ．Ｆｒｏｈｌｉｃｈ）、Ｗ・ホラウス（Ｗ．Ｈｏｌａｕｓ）、Ｋ・カルテネッガー（Ｋ．Ｋａｌｔｅｎｅｇｇｅｒ）著、「新しい中電圧用ハイブリッド電流制限回路遮断器：原理および試験結果（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔａｇｅ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ Ｔｅｓｔ Ｒｅｓｕｌｔｓ」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーデリ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉ）、Ｖｏｌ．１８、Ｎｏ．２、ｐｐ．４６０−４６７、２００３年４月
機械スイッチ方式による回路遮断器は、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない利点があるものの、電流遮断までの所要時間（開極時間）が３０〜１００［ｍｓ］と長いため、直流インダクタンスが大きい電流形変換器には適用できるが、電圧形変換器への適用は困難である。
また、半導体スイッチ方式による回路遮断器は、内部の半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、定常損失が発生する問題がある。また、電流遮断時には内部の半導体スイッチに直流電圧以上の高電圧が印加されるため、複数のパワーデバイスを直列接続することで高耐圧化を図る必要がある。この場合、半導体スイッチのオン電圧増加が問題となる。例えば、直流３２０［ｋＶ］の場合、半導体スイッチのオン電圧は１００［Ｖ］以上となる。半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、オン電圧に起因する損失低減が課題となる。
また、上述のハイブリッド方式の回路遮断器は、転流補助半導体スイッチの必要耐圧は主半導体スイッチの数％程度であるため半導体スイッチ方式と比較して定常損失を低減でき、また、機械スイッチ方式と比較しても遮断時間を短縮することができる利点がある。しかしながら、転流補助半導体スイッチには正常時に依然として定常電流が流れるため、定常損失をゼロにはできない。
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を提供することにある。
上記目的を実現するために、本発明においては、回路遮断器は、第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、第１のインダクタに対して直列に接続され、第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、第１のインダクタと機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、半導体電力変換器もしくは機械的遮断器に対して直列に接続される第２のインダクタと、を備える。
ここで、半導体電力変換器は、内部の半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の上記半導体電力変換器が接続される第１の直流側、とは反対側の第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、エネルギー蓄積部に並列に接続され、エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、を有するようにしてもよい。
また、本発明の第１の態様によれば、半導体電力変換器および第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、第１のインダクタと機械的遮断器との接続点に接続され、この場合、ユニットの両側の２つの端子のうち上記接続点が接続される側とは反対側の端子を、グランド端子、または第１の外部接続端子および第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子とする。
また、本発明の第２の態様によれば、半導体電力変換器および第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、機械的遮断器に対して並列に接続される。
また、本発明の第３の態様によれば、半導体電力変換器が、互いに直列接続された第２のインダクタおよび機械的遮断器からなるユニットに対して並列に接続される。
上述のエネルギー蓄積部は、非線形抵抗に並列に接続されるコンデンサからなるようにしてもよい。
また、上述の第２の態様および第３の態様において、エネルギー蓄積部は、非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、第２のコンデンサに対して直列に接続され、第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、を有し、第２のコンデンサと逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、第１のコンデンサに対して並列に接続されるようにしてもよい。
また、上述の第２の態様および第３の態様において、エネルギー蓄積部は、非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、第２のコンデンサに対して直列に接続され、第２のコンデンサに流入する充電電流を指令に応じて制御する半導体バルブデバイスであって、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードとを有する半導体バルブデバイスと、を有し、第２のコンデンサと半導体バルブデバイスとからなる直列回路が、第１のコンデンサに対して並列に接続されるようにしてもよい。
また、上述の第１の態様および第２の態様において、第２のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されるようにしてもよい。
また、回路遮断器は、第１の外部接続端子もしくは第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器に対する開極動作および半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、を備えてもよく、この場合、制御部は、過電流検知部が過電流を検知したとき、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、開極指令が出力されてから機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、を有する。
またあるいは、回路遮断器は、第１の外部接続端子もしくは第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器に対する開極動作、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータの電力変換動作、および半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部と、を備えてもよく、この場合、制御部は、過電流検知部が過電流を検知したとき、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、開極指令が出力されてから機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータに出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、第２の指令手段がＤＣＤＣコンバータに電力変換指令を出力する期間中は、半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子をオンし、それ以外の期間中は、半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子をオフするよう制御するスイッチング指令を出力する第４の指令手段と、を有する。
また、上述の半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、を有するようにしてもよい。
また、機械的遮断器は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有するようにしてもよい。
本発明によれば、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を実現することができる。
本発明による回路遮断器は、機械的遮断器および半導体電力変換器を備えるいわゆるハイブリッド遮断器であるが、正常時は機械的遮断器はオンされて電源側から負荷側に電力が供給され、半導体電力変換器はダイオード動作するのみであるので、正常時の回路遮断器の定常損失をゼロにすることができる。
また、本発明によれば、地絡事故や短絡事故により過電流が発生した場合、機械的遮断器および半導体電力変換器の動作を適宜制御することにより、高速に電流路を遮断することができる。
また、本発明によれば、カスケード接続する半導体電力変換器の個数を適宜調整するだけで回路遮断器の高耐圧化も容易に実現できる。
また、本発明によれば、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータを４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。
本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その１）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その２）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その３）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図（その１）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図（その２）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図（その３）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図（その４）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であって、回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。 本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であって、回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。 図８Ａおよび図８Ｂに示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図８Ａのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 図１０の時間軸拡大波形を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図８Ｂのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。 本発明の第１の実施例の変形例による回路遮断器を図８Ａのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第１の実施例の変形例による回路遮断器を図８Ｂのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するために用いられる電流検出器の第１の変形例を説明するブロック図である。 図１８Ａに示した第１の変形例による電流検出器を例示する構成図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するために用いられる電流検出器の第２の変形例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器におけるエネルギー蓄積部の第１の変形例を説明する回路図である。 図２１に示すエネルギー蓄積部の動作を説明する回路図（その１）である。 図２１に示すエネルギー蓄積部の動作を説明する回路図（その２）である。 図２１に示すエネルギー蓄積部の動作を説明する回路図（その３）である。 図２１に示す回路遮断器を動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器におけるエネルギー蓄積部の第２の変形例を説明する回路図である。 図２４に示す回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。 一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。
本発明による回路遮断器は、第１のインダクタと、機械的遮断器と、半導体電力変換器と、第２のインダクタと、を備える。第１のインダクタは、一端に第１の外部接続端子を有する。機械的遮断器は、指令に応じて開極して電流路を遮断するものであり、第１のインダクタに対して直列に接続され、第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する。半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力するものであり、第１のインダクタと機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。第２のインダクタは、半導体電力変換器もしくは機械的遮断器に対して直列に接続される。第１のインダクタおよび第２のインダクタのうち、いずれか一方が事故電流制限用インダクタであり、もう一方が電流制御用インダクタである。以下、具体的な回路構成について、第１〜第３の実施例にて説明する。
図１は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図であり、図２は、本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。本発明の第１の実施例による回路遮断器１は、第１のインダクタ１１と、機械的遮断器１２と、半導体電力変換器１３と、第２のインダクタ１４と、を備える。本発明の第１の実施例による回路遮断器１は、適用される直流給電システムに対して半導体電力変換器１３が並列になるよう設置されるものであり、第１のインダクタ１１が電源側になり、かつ機械的遮断器１２が負荷側になるよう、直流給電システム上に設置される。
第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ1を有する。第１の外部接続端子Ｔ1には電源側の回路が接続される。
機械的遮断器１２は、第１のインダクタ１１に対して直列に接続され、第１のインダクタ１１が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子Ｔ2を有する。第２の外部接続端子Ｔ2には負荷側の回路が接続される。機械的遮断器１２は、固定接触子とこの固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子とを有し、指令に応じて可動接触子が固定接触子から分離して開極し、電流路を遮断する。機械的遮断器１２の例としては、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などがある。
半導体電力変換器１３は、第１のインダクタ１１と機械的遮断器１２とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。なお、本明細書では、半導体電力変換器１３が１個の場合は第２のインダクタ１４が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器１３とは異なる他の半導体電力変換器１３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器１３の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。
半導体電力変換器１３は、ＤＣＤＣコンバータ２１と、エネルギー蓄積部２２と、非線形抵抗２３と、を有し、ＤＣＤＣコンバータ２１の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。
半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、いわゆる４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成される。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ２１は、半導体スイッチＳのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１を４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰環ダイオードＤとで構成される。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。
半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２は、ＤＣＤＣコンバータ２１の第２の直流側に並列に接続される。エネルギー蓄積部２２の例としては、直流コンデンサがある。直流コンデンサの場合、回路遮断器１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ２１を動作させて初期充電しておく。
半導体電力変換器１３内の非線形抵抗２３は、エネルギー蓄積部２２に並列に接続され、エネルギー蓄積部２２に印加された直流電圧が、予め設定された電圧（以下、「動作電圧」と称する。）以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗２３の例としては、ＭＯＶ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）（「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する）がある。非線形抵抗２３の動作電圧は、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、３．３［ｋＶ］耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗２３の動作電圧ＶRは３．３［ｋＶ］以下に設定する必要がある。
直流コンデンサ２２と非線形抵抗２３とは並列に接続されているので、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４に蓄積されたエネルギーによって直流コンデンサ２２が充電される際には、直流コンデンサ２２の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗２３の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ２２の充電電圧は非線形抵抗２３の動作電圧にてクランプされ、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４に蓄積されたエネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。なお、エネルギー蓄積部２２および非線形抵抗２３については、上述のような直流コンデンサ２２の充電および非線形抵抗２３による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、２次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。
第２のインダクタ１４は、本発明の第１の実施例では、半導体電力変換器１３に対して直列に接続される。複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は、第２のインダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続される。図３Ａ〜図３Ｃは、本発明の第１の実施例による回路遮断器における第２のインダクタの配置例を説明する回路図である。例えば、図３Ａおよび図３Ｂに示すように、第２のインダクタ１４は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器１３のうちのいずれかの半導体電力変換器１３の、当該半導体電力変換器１３が接続されていない側に設置される。また例えば、図３Ｃに示すように、第２のインダクタ１４は、互いに隣接した半導体電力変換器１３の間に設置される。
なお、半導体電力変換器１３が１個の場合は、第２のインダクタ１４は単に当該半導体電力変換器１３に直列に接続される。
複数個の半導体電力変換器１３がカスケード接続される場合および半導体電力変換器１３が１個の場合いずれの場合であっても、第２のインダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３と同一の配線上のいずれかの位置に設けられることになる。本発明の第１の実施例では、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットは、第１のインダクタ１１と機械的遮断器１２との接続点Ａに接続される。
本発明の第１の実施例では、上述のように第１のインダクタ１１、機械的遮断器１２、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４を結線することにより、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットの両側の２つの端子のうち、接続点Ａが接続される側とは反対側の端子が、グランド端子Ｇ1およびＧ2となる。
なお、本実施例では、回路遮断器１が直流遮断器として動作する場合について説明したが、回路遮断器１は交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットの両側の２つの端子のうち、接続点Ａが接続される側とは反対側の端子は、第１の外部接続端子Ｔ1および第２の外部接続端子Ｔ2の極性とは反対の極性の端子Ｇ1およびＧ2とする。また、回路遮断器１が交流遮断器として動作する場合、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、ＤＣＡＣコンバータ（直流交流変換器）として動作する。この場合、ＤＣＡＣコンバータの直流側は上述の「第２の直流側」に相当し、交流側は上述の「第１の直流側」に相当する。
図１に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ1およびグランド端子Ｇ1からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ2およびグランド端子Ｇ2からなる側を負荷側としている。したがって、第１のインダクタ１１は事故電流制限用インダクタとして機能し、第２のインダクタ１４は電流制御用インダクタとして機能する。
これ以降、電源側直流電圧をＶdc、負荷電圧をｖL、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧をｖCB、半導体電力変換器１３のカスケード接続される側の半導体電力変換器１３の合計電圧をｖHBで表す。また、各半導体電力変換器１３に並列に接続された直流コンデンサの電圧をｖC1、・・・、ｖCNで表す（ただし、Ｎは自然数）。また、第１の外部接続端子Ｔ1から接続点Ａに流れる電流を電源電流ｉSとし、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ2に流れる電流を負荷電流ｉLとし、接続点Ａから半導体電力変換器１３へ流れる電流を変換器電流ｉHBとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。
図４は、本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。回路遮断器１は、その制御系として、過電流検出部３１および制御部３２を有する。
過電流検知部３１は、第２の外部接続端子Ｔ2に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流発生の検知は公知の方法で実現すればよい。例えば、地絡や短絡などの事故が発生すると電源電流ｉSが増加するので、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉSを常時監視し、電源電流ｉSが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合に「過電流発生」と判定する。過電流発生の判断に用いられる基準電流値は、例えば定格電流１２０％に設定するなど、必要に応じて適宜設定すればよい。
制御部３２は、機械的遮断器１２に対する開極動作および半導体電力変換器１３の電力変換動作を制御する。すなわち、制御部３２は、過電流検知部３１が過電流を検知したとき、機械的遮断器１２に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段４１と、開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段４２と、機械的遮断器１２の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳをオフする指令を出力する第３の指令手段４３と、を有する。
第１の指令手段４１、第２の指令手段４２および第３の指令手段４３は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、制御部３２内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各手段の機能が実現される。
図５は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。また、図６Ａ〜図６Ｄは、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図である。ここでは一例として、時刻ｔ0で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生した場合を考える。
回路遮断器１は、負荷側に過電流が発生していないとき、正常動作を行う（ステップＳ１０１）。すなわち正常時では機械的遮断器１２はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉHBはゼロとなる。したがって、正常時の回路遮断器１の定常損失はゼロである。
また、電源側直流電圧Ｖdcと半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ電圧ｖC（＝ｖC1＝ｖCN）は次式の関係を満足する必要がある。Ｎは半導体電力変換器１３の個数（換言すれば直流コンデンサの個数）を示す。
Figure 0006815030
図６Ａに示すように、正常時においては、キルヒホッフの電流則より、負荷電流ｉLと電源電流ｉSとは等しく、すなわち「ｉL＝ｉS」である。また、第１のインダクタＬ1における電圧降下は、正常時ではゼロとなるため、負荷電圧ｖLと電源側直流電圧Ｖdcとは等しく、すなわち「ｖL＝Ｖdc」である。
ステップＳ１０２において、過電流検知部３１は、第２の外部接続端子Ｔ2に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流検知部３１が過電流を検知しなかったときはステップＳ１０１に戻り正常動作を継続する。過電流検知部３１が過電流を検知したときはステップＳ１０３へ進む。
例えば時刻ｔ1で過電流検知部３１が過電流の発生を検知したとすると、負荷側の事故発生直後である時刻ｔ0から時刻ｔ1までの期間における回路遮断器１０の等価回路は図６Ｂのように表される。機械的遮断器１２における電圧降下を無視すると、式２に示される回路方程式が成立する。
Figure 0006815030
式２から、電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLは式３のように表される。ただし、式３において、Ｉ0は時刻ｔ0における電流を表す。
Figure 0006815030
式３から分かるように、電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLは「Ｖdc／Ｌ1」の傾きで１次関数的に増加する。すなわち、第１のインダクタ１１のインダクタンスＬ1を増加させれば事故時の電流増加率を抑制できる。短絡や地絡事故が発生すると電源電流ｉSは増加するため、過電流検知部３１は、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉSを常時監視し、電源電流ｉSが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する。事故発生から事故判断に要する時間「ｔ1−ｔ0」は電源側直流電圧Ｖdc、第１のインダクタのインダクタンスＬ1、負荷、基準電流値などに依存する。
ステップＳ１０２において過電流検知部３１が過電流を検知したとき、ステップＳ１０３において、制御部３２の第１の指令手段は、機械的遮断器１２に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する。
機械的遮断器１２に開極指令を与えても機械的遮断器１２は直ちに開極動作を完了するのではなく、機械的遮断器１２の機械的構造に起因する遅れ時間が発生し、実際には少し遅れて開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数１０［ｋＶ］クラスでは１［ｍｓ］以下、数１００［ｋＶ］クラスでは２［ｍｓ］程度の遅れ時間が発生する。機械的遮断器１２はゼロ電流時のみ電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器１２を流れる負荷電流ｉLをゼロにする必要がある。そこで、ステップＳ１０４において、制御部３２の第２の指令手段４２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、図６Ｃに示すように、半導体電力変換器１３はｖHBを出力する制御電圧源として動作することと等価になる。図６Ｃにおいて、式４のような回路方程式が成立する。
Figure 0006815030
本発明の第１の実施例では、制御電圧源については、一例としてＰＩ制御にて実現し、ｖHBを式５で与える。式５において、Ｋpは比例ゲインを表し、ＫIは積分ゲインを表し、ｉ* HBは変換器電流の指令値を表す。なお、本実施例ではＰＩ制御を適用したが、ＰＩ制御以外の電流制御を適用してもよい。
Figure 0006815030
式５において、右辺第１項および第２項はフィードフォワード制御に相当し、右辺第３項はフィードバック制御（ＰＩ）に相当する。式５を式４に代入すると式６が得られる。
Figure 0006815030
式６に示すように、変換器電流ｉHBはその指令値ｉ* HBに対して２次遅れで応答する。このとき、変換器電流の指令値ｉ* HBをｉSに設定して変換器電流ｉHBを電源電流ｉSに一致させる制御を行えば、負荷電流ｉLをゼロにすることができる。負荷電流ｉLをゼロにするのに要する時間（すなわち、変換器電流ｉHBを電源電流ｉSに一致させるのに要する時間）は、半導体電力変換器１３のキャリア周波数、等価スイッチング周波数、ディジタル制御手法に依存する。例えば低損失かつ高スイッチング周波数動作を実現可能な高圧ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを用いれば、負荷電流ｉLをゼロにするのに要する時間を１［ｍｓ］以下に実現することは十分可能である。
以上を踏まえ、式５に基づく電力変換指令の生成原理を説明すると次の通りである。図７は、本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。変換器電流の制御では、フィードバック制御とフィードフォワード制御を併用する。フィードバック制御に係るブロックＢ１では、電流検出器（図示せず）によって検出された変換器電流ｉHBと電流検出器（図示せず）によって検出された電源電流ｉSの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差「ｉHB−ｉS」を抑制する。一方、フィードフォワード制御に係るブロックＢ２では、半導体電力変換器１３の両端に現れる電圧ｖHBと第２のインダクタ１４の両端に現れる電圧との総和ｖfを利用することで、電流制御性向上を実現する。ｖfは、直流電源側電圧Ｖdc、電源電流ｉS、および第１のインダクタ１１のインダクタンスＬ1を用いて算出するか、あるいは電圧センサ（図示せず）を用いて直接検出することで得ればよい。ブロックＢ１の出力とブロックＢ３の出力とが加算されて各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ* jが生成される。各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ* jは、ブロックＢ４jにて直流コンデンサ電圧ｖCj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳへ与えられる。ここで、各半導体電力変換器１３のＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を１８０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ」を適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆCとすると、等価スイッチング周波数は２ＮｆCとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と電流制御インダクタとしての第２のインダクタ１４のインダクタンスの低減を実現できる。
一般に、高圧用途の半導体電力変換器のスイッチング周波数は、スイッチング損失低減の観点から数１００［Ｈｚ］に設定される。一方、本発明の第１の実施例による回路遮断器１内の半導体電力変換器１３は事故発生時のみＰＷＭ動作を行うため、スイッチング損失の増大は問題とならない。半導体電力変換器１３として例えば３．３［ｋＶ］／１５００［Ａ］のＳｉＣパワーモジュール（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ ＳＢＤ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ））を使用した場合、ＰＷＭ変調には数［kHz］のキャリア周波数適用が想定され、電流制御性の向上が期待できる。同一キャリア周波数を想定した場合、半導体電力変換器１３のカスケード数が多くなるような高圧用途における電流制御性が向上する。
以上、ステップＳ１０４における電力変換指令の出力について説明したが、ステップＳ１０４における処理は、ステップＳ１０３における開極指令の出力と同時に実行されてもよい。
図５に戻ると、ステップＳ１０５において、機械的遮断器１２は、制御部３２内の第２の指令手段４２からの開極指令に応じて開極動作を開始する。上述のように機械的遮断器１２はゼロ電流時のみ動作可能であるが、ステップＳ１０４における機械的遮断器１２に流れる電流をゼロにする処理は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでに要する時間よりも十分短い時間に実行される。
機械的遮断器１２の開極動作が完了したとき（ここでは時刻ｔ2とする）、ステップＳ１０６において、制御部３２内の第３の指令手段４３は、半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する。半導体電力変換器１３の電力変換動作開始から機械的遮断器１２の開極動作完了までに要する時間「ｔ2−ｔ1」は、機械的遮断器１２に対して開極指令を与えてから機械的遮断器１２が実際に開極動作を完了するまでの遅れ時間と等しく、その時間は例えば２［ｍｓ］である。
制御部３２内の第３の指令手段４３によるオフ指令を受信して半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、図６Ｄに示すように、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介して直流コンデンサ２２および非線形抵抗２３に放出される。直流コンデンサ２２と非線形抵抗２３とは並列に接続されているので、半導体スイッチＳはターンオフ後（すなわち時刻ｔ2以降の期間）は、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ２２が充電され、電圧ｖcは、徐々に上昇した後、非線形抵抗２３の動作電圧ＶRでクランプされる。直流コンデンサ２２が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。
蓄積エネルギーによって直流コンデンサ２２が非線形抵抗２３の動作電圧まで充電されるまでは、式７に示す回路方程式が成立する。
Figure 0006815030
式７より、直流コンデンサ２２の電圧ｖCおよび電源電流ｉS（＝ｉHB）は２階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。
直流コンデンサ２２が当該動作電圧まで充電された後は、式８に示す回路方程式が成立する。式８において、非線形抵抗２３の動作電圧をＶRとする。
Figure 0006815030
式８より、電源電流ｉSおよび変換器電流ｉHBは１階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。
次に、本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーション結果について説明する。図８Ａは本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であって、回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。また、図８Ｂは本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であって、回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。ただし、図８Ｂにおいて、回生負荷は直流電流源で模擬している。また、図９は、図８Ａおよび図８Ｂに示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。高圧用途への適用を想定し定格容量Ｐは７．５［ＭＷ］、定格直流電圧Ｖdcは１５［ｋＶ］、定格電源電流ＩSは５００［Ａ］、定格負荷電流ＩLは５００［Ａ］とした。第１のインダクタ（事故時電流制限用インダクタ）のインダクタンスＬ1は、電流増加率Ｖdc／Ｌ1が１．５［ｋＡ／ｍｓ］となるよう１０［ｍＨ］とした。また、３．３［ｋＶ］耐圧の半導体スイッチング素子を想定し、初期直流コンデンサ電圧は１．５［ｋＶ］、半導体電力変換器１３の個数Ｎは１０、キャリア周波数ｆCは２［ｋＨｚ］とした。単位静電定数Ｈは、直流コンデンサの全静電エネルギーを変換器容量で規格化した値（単位は［ｓ］）であり、式９で表せる。
Figure 0006815030
また、シミュレーションでは、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を想定し、半導体スイッチング素子のデッドタイムはゼロとした。また、電流発生の判断に用いられる基準電流値は定格電流１２０％に設定した。また、非線形抵抗２３は、動作電圧を２［ｋＶ］とし、印加される電圧が２［ｋＶ］以下の場合無限大の抵抗値を示し、２［ｋＶ］以上は抵抗値がゼロを示すものとした。また、機械的遮断器１２は、インピーダンスがゼロの理想スイッチとして模擬し、開極指令受信から開極動作完了までの遅れ時間（＝ｔ2−ｔ1）を１．５［ｍｓ］とした。
図１０は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図８Ａのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。また、図１１は、図１０の時間軸拡大波形を示す図である。なお、図１１において、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBおよび直流コンデンサ電圧については省略している。回路遮断器１にＲＬ負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ0の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。
短絡事故が発生する時刻ｔ0以前における半導体電力変換器１３は、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作する。この場合は負荷電流ｉLは電源電流ｉSと同じ５００［Ａ］となり、キルヒホッフの電流則より変換器電流ｉHBは０［Ａ］となる。したがって、直流側電源電圧Ｖdcと変換器電圧ｖHBは等しくなり、ともに１５［ｋＶ］である。この間、各半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ２２の電圧(Ｖdc／Ｎ)はそれぞれ１．５［ｋＶ］に充電される。
時刻ｔ0において短絡事故が発生すると、電源電流ｉSと変換器電流ｉLは１．５［ｋＡ／ｍｓ］（＝Ｖdc／Ｌ1）の傾きで増加する。電源電流ｉSと負荷電流ｉLは、約７０［μｓ］の期間で６００［Ａ］（すなわち定格電流の１２０％）に到達する。式２および式４ならびに「ｉHB＝０」の関係式より、変換器電圧ｖHBはゼロに減少する。
時刻ｔ1において、機械的遮断器１２に開極指令を与える。同時に、機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。これにより半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。図１１に示すように、電流制御適用後０．３５［ｍｓ］で負荷電流ｉLはゼロとなり、機械的遮断器１２により電流路の遮断が可能な状態となる。時刻ｔ1直後の変換器電圧ｖHBは負電圧となる。図１１に示すように、変換器電圧ｖHBは−５［ｋＶ］まで低下する。この電圧低下量は、変換器電流ｉHBと電源電流ｉSとの偏差量と制御ゲイン値とに依存する。このとき、半導体電力変換器１３から電力が出力される半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ２２の直流電圧ｖC1およびｖC2は減少する。この減少量は、ＰＷＭ動作開始および開極指令受信から機械的遮断器１２の開極完了までの時間「ｔ2−ｔ1」が短いほど低減できる。本シミュレーションでは、時間「ｔ2−ｔ1」を１．５［ｍｓ］と設定した。
時刻ｔ2において機械的遮断器１２の開極動作が完了し、同時に半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内の全ての半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓをターンオフする。直流コンデンサ２２の直流電圧ｖC1およびｖC2は、式７の回路方程式に従い、非線形抵抗２３の動作電圧（２．０［ｋＶ］）まで増加する。その後、式８の回路方程式に従い、電源電流ｉSと変換器電流ｉHBは一次関数的に減少する。式８より、電流変化率は式１０で表される。
Figure 0006815030
式１０に図９の回路定数を代入すると、電流変化率は−０．５［ｋＡ／ｍｓ］となり図１０のシミュレーション結果と整合する。ただし、ＶRは非線形抵抗２３の動作電圧である２［ｋＶ］とした。
一方、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBは、図１および式１０より式１１のようになる。
Figure 0006815030
式１１に図９の回路定数と非線形抵抗２３の動作線圧ＶR＝２［ｋＶ］を代入すると機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBは２０［ｋＶ］となり、図１０のシミュレーション結果と整合する。式１１より、「ＮＶR−Ｖdc」を零に近づけることで機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBを低減できるが、電流減少率が低下するため非線形抵抗２３の消費電力は増加する。時刻ｔ3以降は電源電流ｉSはゼロとなるため、式１１より「ｖCB＝Ｖdc＝１５［ｋＶ］」となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ3−ｔ0」は７．７［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。
図１２は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図８Ｂのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１に回生負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ0の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。
本シミュレーションでは回生負荷を想定しているため、短絡事故が発生する時刻ｔ0以前の正常時は電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLはともに−５００［Ａ］となる。時刻ｔ0での短絡事故発生から事故検知までの所要時間「ｔ1−ｔ0」は６８０［μｓ］となる。各部波形は、図１０と同様となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ3−ｔ0」は８．３［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。
以上説明した本発明の第１の実施例では、回路遮断器１は第１のインダクタ１１が電源側になり、かつ機械的遮断器１２が負荷側になるよう、直流給電システム上に配置されることを想定したものであるが、この変形例として、回路遮断器１の接続を電源側と負荷側とで入れ替えてもよい。図１３は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。
図１３に示すように、本発明の第１の実施例の変形例では、回路遮断器１は第１のインダクタ１１が負荷側になり、かつ機械的遮断器１２が電源側になるよう、直流給電システム上に配置されることを想定したものである。すなわち、第１のインダクタ１１の第１の外部接続端子Ｔ1に負荷側の回路が接続され、機械的遮断器１２の第２の外部接続端子Ｔ2に電源側の回路が接続される。回路遮断器１に対する電源側と負荷側との接続関係が反対になること以外は、本変形例は図１〜図７を参照して説明した第１の実施例と同様である。すなわち、本変形例における第１のインダクタ１１、機械的遮断器１２、半導体電力変換器１３、および第２のインダクタ１４の各構成、ならびに制御系は、第１の実施例と同様である。
本発明の第１の実施例の変形例における回路遮断器のシミュレーション結果について説明する。シミュレーション回路として、図８Ａおよび図８Ｂにおいて示した回路遮断器１を変形例における回路遮断器１に置き換えたものを用いた。シミュレーションに用いた回路パラメータのうち、非線形抵抗２３については、ＤＣＤＣコンバータ２１の過変調を防止するため、動作電圧を２［ｋＶ］とし、印加される電圧が２［ｋＶ］以下の場合無限大の抵抗値を示し、２［ｋＶ］以上は抵抗値がゼロを示すものとした。これ以外の回路パラメータは、上述の第１の実施例のシミュレーションに用いた図９に示したものを用いた。また、事故発生の時刻や電流制御系適用の時刻等も上述の第１の実施例と同様とした。
図１４は、本発明の第１の実施例の変形例による回路遮断器を図８Ａのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１にＲＬ負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ0の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。
上述の通り、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１の過変調を防止するため、短絡事故が発生する時刻ｔ0以前の正常時も直流コンデンサ２２の電圧ｖCを２［ｋＶ］に制御する必要がある。具体的には、各ＤＣＤＣコンバータ２１にＰＷＭ制御を適用することで、正常時における半導体電力変換器１３の動作モードであるダイオード動作時の１．５［ｋＶ］から２［ｋＶ］に昇圧する。図１４に示すように、電源電流ｉSおよび変換器電流ｖHBにはスイッチングリプル成分が重畳する。半導体電力変換器１３が消費する電力は、直流コンデンサ２２に対する電圧一定制御の実現に必要な電力分に相当し、負荷電力と比較して十分に小さい。したがって、ＰＷＭ制御に起因する損失は無視できる。事故発生直後（時刻ｔ0〜時刻ｔ1）においても各ＤＣＤＣコンバータ２１はＰＷＭ動作を行い、ＶC＝２［ｋＶ］を実現する。
時刻ｔ1において、機械的遮断器１２に開極指令を与える。同時に、機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。具体的には、負荷側電流ｉLと変換器電流−ｉHBとの間の偏差がゼロになるように制御することで、電源電流ｉSをゼロにする。これにより、機械的遮断器１２を遮断動作させることができる。
第１の実施例のシミュレーション結果を示す図１０と本変形例のシミュレーション結果を示す図１４とを比較すると、時刻ｔ1〜ｔ2における変換器電力ｐHBの変動幅は、本変形例による回路遮断器１の方が大きい。これは、第１の実施例による回路遮断器１における変換器電圧ｖHBがゼロ近傍の値となるのに対して、本変形例による回路遮断器１における変換器電圧ｖHBは電源電圧Ｖdc（１５［ｋＶ］）近傍の値となることに起因する。その結果、本変形例による回路遮断器１における直流コンデンサ電圧の減少幅は、第１の実施例による回路遮断器１の場合と比較し大きい。時刻ｔ2において機械的遮断器１２の開極動作が完了し、同時に全半導体スイッチをターンオフする。第１の実施例のシミュレーション結果を示す図１０と本変形例のシミュレーション結果を示す図１４とを比較すると、ｉL（＝−ｉHB）がゼロに収束するまでの時間は、第１の実施例による回路遮断器１の方が短い。本変形例による回路遮断器１における電流変化率は、式１２で表せる。
Figure 0006815030
式１２に図９に示す回路定数とＶC＝２［ｋＶ］を代入すると、電流変化率は−２［ｋＡ／ｍｓ］となり、１．５［ｍｓ］で−３［ｋＡ］となるシミュレーション結果と整合する。
一方、機械的遮断器１２の開極動作の完了後の変換器電圧ｖHBは、図１３と式１２より式１３のように表せる。
Figure 0006815030
式１３にＮ＝１０、ＶR＝２［ｋＶ］を代入すると変換器電圧ｖHB＝−２０［ｋＶ］となりシミュレーション結果と一致する。このとき、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBは、図１３より式１４のように表せる。ここで、第２のインダクタ１４の両端の電圧降下はゼロとした。
Figure 0006815030
式１４にＶdc＝１５［ｋＶ］、ｖHB＝−２０［ｋＶ］を代入するとｖCB＝３５ｋＶとなり、シミュレーション結果と一致する。時刻ｔ3以降は変換器電圧ｖHBはゼロとなるため、式１４より機械的遮断器１２の両端に現れる電圧ｖCBは１５［ｋＶ］となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ3−ｔ0」は３［ｍｓ］であり、第１の実施例による回路遮断器１と比較してさらに高速に遮断ができることがわかる。
図１５は、本発明の第１の実施例の変形例による回路遮断器を図８Ｂのシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１に回生負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ0の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。図１５に示すように、各部波形は、ＲＬ負荷時と同様となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ3−ｔ0」は３．７［ｍｓ］であり、高速遮断を実現できていることがわかる。
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図１６は、本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。上述の第１の実施例による回路遮断器１は、適用される直流給電システムに対して半導体電力変換器１３が並列になるよう設置されたが、本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、直流給電システムに対して半導体電力変換器１３が直列になるよう設置される。本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、第１の実施例同様、第１のインダクタ１１と、機械的遮断器１２と、半導体電力変換器１３と、第２のインダクタ１４と、を備える。
第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ1を有する。第１の外部接続端子Ｔ1には電源側の回路が接続される。第１のインダクタ１１の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。
機械的遮断器１２は、第１のインダクタ１１に対して直列に接続され、第１のインダクタ１１が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子Ｔ2を有する。第２の外部接続端子Ｔ2には負荷側の回路が接続される。機械的遮断器１２の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。
半導体電力変換器１３は、第１のインダクタ１１と機械的遮断器１２とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。第１の実施例同様、半導体電力変換器１３が１個の場合は第２のインダクタ１４が接続される側を「第１の直流側」と称し、また、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器１３とは異なる他の半導体電力変換器１３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１６では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。半導体電力変換器１３の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。ただし、半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２を直流コンデンサとした場合は、第１の実施例の場合とは異なり、初期充電回路（図示せず）を別途設ける必要がある。
第２のインダクタ１４は、本発明の第２の実施例では、半導体電力変換器１３に対して直列に接続される。第１の実施例の場合と同様、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は、第２のインダクタ１４は、図３Ａ〜図３Ｃに示すように互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続され、半導体電力変換器１３が１個の場合は、第２のインダクタ１４は単に当該半導体電力変換器１３に直列に接続される。
複数個の半導体電力変換器１３がカスケード接続される場合および半導体電力変換器１３が１個の場合いずれの場合であっても、第２のインダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３と同一の配線上のいずれかの位置に設けられる。そして、本発明の第２の実施例では、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットは、機械的遮断器１２に対して並列に接続される。
本発明の第２の実施例では、第１の外部接続端子Ｔ1および第２の外部接続端子Ｔ2それぞれに対応してグランド端子Ｇ1およびＧ2が設けられる。なお、回路遮断器２は直流遮断器するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子Ｇ1およびＧ2は第１の外部接続端子Ｔ1および第２の外部接続端子Ｔ2の極性とは反対の極性を有する端子となる。
また、回路遮断器１が交流遮断器として動作する場合、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、ＤＣＡＣコンバータ（直流交流変換器）として動作する。ＤＣＡＣコンバータの直流側は上述の「第２の直流側」に相当し、交流側は上述の「第１の直流側」に相当する。
図１６に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ1およびグランド端子Ｇ1からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ2およびグランド端子Ｇ2からなる側を負荷側としている。したがって、第１のインダクタ１１は事故電流制限用インダクタとして機能し、第２のインダクタ１４は電流制御用インダクタとして機能する。
ここで、電源側直流電圧をＶdc、負荷電圧をｖL、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧をｖCB、半導体電力変換器１３のカスケード接続される側の半導体電力変換器１３の合計電圧をｖHBで表す。また、各半導体電力変換器１３に並列に接続された直流コンデンサの電圧をｖC1、・・・、ｖCNで表す。また、第１の外部接続端子Ｔ1から第１のインダクタ１１に流れる電流を電源電流ｉSとし、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ2に流れる電流を負荷電流ｉLとし、接続点Ａから半導体電力変換器１３へ流れる電流を変換器電流ｉHBとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。
本発明の第２の実施例による回路遮断器２の動作も、図５を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の動作フローと同様に動作する。すなわち、時刻ｔ0で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生し、時刻ｔ1において機械的遮断器１２に開極指令を与えると同時に各半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１の電力変換動作を開始させる。また、時刻ｔ2において機械的遮断器１２の開極動作が完了すると同時に全半導体スイッチＳをターンオフし、時刻ｔ3において電源電流ｉSと変換器電流ｉHBが零となり電流遮断が完了する。より詳しくは次の通りである。
短絡事故が発生する時刻ｔ0以前の正常時の回路遮断器２の動作は、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち正常時では機械的遮断器１２はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉHBはゼロとなり、電源電流ｉsと負荷電流ｉLは同一となる。また、第１の実施例と異なり、電源側直流電圧Ｖdcと半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ電圧ｖC（＝ｖC1＝ｖCN）は式１の関係を満足する必要はない。
時刻ｔ1で過電流検知部３１が過電流の発生を検知した直後の回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLは式３に示すように「Ｖdc／Ｌ1」の傾きで１次関数的に増加する。
時刻ｔ1から時刻ｔ2までの間に実行される回路遮断器２内の半導体電力変換器１３の動作も、第１の実施例の場合と同じである。ただし、半導体電力変換器における変換器電流のための制御系は、第１の実施例の場合と異なる。これについては後述する。
時刻ｔ2で機械的遮断器１２の開極動作が完了したときの回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内の全ての半導体スイッチング素子Ｓをオフすることで、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介して直流コンデンサ２２および非線形抵抗２３に放出される。この期間において成立する電圧方程式や電流の関係式は、第１の実施例の場合と同一である。
ここで、半導体電力変換器における変換器電流のための制御系について説明する。図１７は、本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。第２の実施例では、図７を参照して説明した第１の実施例と同様、変換器電流を制御するための電力変換指令の生成原理を適用することで、変換器電流ｉHBを電源電流ｉSに一致させる制御を行い、負荷電流ｉLがゼロになるようにする。ただし、図７に示した第１の実施例におけるフィードフォワード制御に関わるブロックＢ２は使用せず、図１７に示すようにフィードバック制御に係わるブロックＢ１のみ使用する。フィードバック制御に係るブロックＢ１では、変換器電流ｉHBと電源電流ｉSの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差「ｉHB−ｉS」を抑制する。この代替例として、変換器電流ｉHBと電源電流ｉSの差分に対しＰ制御を適用することで偏差「ｉHB−ｉS」を抑制してもよい。ブロックＢ１にて各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ* j（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）が生成される。各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ* jは、ブロックＢ４jにて直流コンデンサ電圧ｖCj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳへ与えられる。第１の実施例の場合同様、各半導体電力変換器１３のＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を１８０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ」を適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆCとすると、等価スイッチング周波数は２ＮｆCとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と電流制御インダクタとしての第２のインダクタ１４のインダクタンスの低減を実現できる。
ここで、変換器電流を制御するために設けられる電流検出器についてより詳細に説明する。図１７に示すように、電源電流ｉSを検出するために電流検出器３３が設けられ、変換器電流ｉHBを検出するために電流検出器３４が設けられる。各電流検出器３３および３４の電流検出範囲の最大値は、事故遮断電流と等しい。このため、各電流検出器３３および３４の検出誤差が図１７を参照して説明した電流制御系に悪影響を及ぼす可能性がある。一般に、事故遮断電流は正常時の電流の５〜１０倍に設定される。例えば正常時の電源電流ｉSを５００［Ａ］とし、事故遮断電流をその１０倍と仮定すると、各電流検出器３３および３４は、最大５０００［Ａ］の電流を検出できなければならない。一方で、電流検出器には必ず検出誤差が存在する。例えば各電流検出器３３および３４の検出誤差を１％とした場合、各電流検出器３３および３４には５０［Ａ］もの誤差が発生することになり、図１７を参照して説明した電流制御系に悪影響を及ぼす可能性がある。そこで、電流検出器を次に説明する第１および第２の変形例のように構成してもよい。
図１８Ａは、本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するために用いられる電流検出器の第１の変形例を説明するブロック図である。また、図１８Ｂは、図１８Ａに示した第１の変形例による電流検出器を例示する構成図である。第１の変形例では、図１７に示したように電源電流ｉSと変換器電流ｉHBを別個の電流検出器３３および３４を用いて検出するのではなく、図１８Ａに示すように、変換器電流ｉHBと電源電流ｉSの差分「ｉHB−ｉS」を電流検出器３５を用いて直接検出する。例えば図１８Ｂに示すように、電源電流ｉSが流れる導線１０１（すなわち第１の外部接続端子Ｔ1と接続点Ａとを結ぶ導線）と、変換器電流ｉHBが流れる導線１０２（すなわち接続点Ａと半導体電力変換器１３とを結ぶ導線）を、電源電流ｉSが流れる向きと変換器電流ｉHBが流れる向きとが逆向きになるように、電流検出器３５に対して逆並列に入力すればよい。なお、電流検出器３５自体は公知のものでよい。
図１９は、本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するために用いられる電流検出器の第２の変形例を示すブロック図である。第２の変形例では、図１７に示したように電源電流ｉSと変換器電流ｉHBを別個の電流検出器３３および３４を用いて検出するのではなく、図１９に示すように、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ2に流れる負荷電流ｉL（すなわち機械的遮断器１２に流れる遮断器電流）を電流検出器３６を用いて検出する。そして、ブロックＢ１にて負荷電流ｉLのフィードバック制御（ＰＩ制御もしくはＰ制御）を実現するために、電流指令値として「０［Ａ］」をブロックＢ１に加える。図１６において、キルヒホッフの電流則より式１５が成立する。
Figure 0006815030
式１５より、各電流検出器３５および３６の検出誤差を無視した場合，図１８Ａに示す電流検出器３５と図１９に示す電流検出器３６は等価となる。したがって、第１の変形例（図１８Ａ）と第２の変形例（図１９）は同程度の電流抑制効果が期待できる。
上述の第１の変形例および第２の変形例によれば、図１７に示した制御系に比べて変換器電流ｉHBの制御に必要な電流検出器の個数を２個から１個に削減することができ、コスト低減を実現できる利点がある。
また、上述の第１の変形例および第２の変形例によれば、電流検出器の電流検出範囲を低減でき、その結果、図１７に示した制御系に比べて電流検出器の検出誤差の影響を低減できる利点がある。これについて図１８Ａに示す電流検出器３５を例にとり説明する。例えば過電流検知部３１が過電流の発生を検知した時刻、すなわち時刻ｔ1における電源電流ｉSを６００［Ａ］としたとき、電流検出器３５の電流検出範囲の最大値は過電流の発生を検知した直後の「ｉHB−ｉS」となる。その理由は、過電流の発生を検知した後は変換器電流ｉHBと電源電流ｉSの差分「ｉHB−ｉS」をゼロに抑制しようとするフィードバック制御が働くからである。過電流の発生を検知した直後の変換器電流ｉHBは０［Ａ］、電源電流ｉSは６００［Ａ］であるため、電流検出器３５の電流検出範囲の最大値は、過電流の発生を検知した直後の電源電流である６００［Ａ］となる。換言すれば、図１７に示した制御系では電流検出器３３および３４が事故遮断電流（正常時の電源電流の５倍から１０倍）を検出する必要があるのに対し、図１８Ａに示す電流検出器３５の電流検出範囲は過電流の発生を検知した直後の電源電流ｉSと同程度となる。その結果、電流検出器３５の検出誤差の影響は５分の１から１０分の１に低減できる。例えば、事故遮断電流を正常時の電源電流ｉSの１０倍である５０００［Ａ］と設定し、電流検出器３５の検出誤差を１％と仮定した場合、図１７に示す制御系では５０［Ａ］（すなわち５０００［Ａ］×１％）の検出誤差を含むのに対して、図１８Ａに示す電流検出器３５の検出誤差は６［Ａ］（６００［Ａ］×１％）となる。図１７に示す制御系では２個の電流検出器が必要となるため、最大検出誤差は１００［Ａ］（５０［Ａ］×２）となる。なお、図１８Ａに示した第２の変形例では、上述したように、キルヒホッフの電流則より、電流検出器３６の電流検出範囲は過電流の発生を検知した直後の電源電流ｉSと等しい。したがって、図１８Ａと図１９の電流検出器の検出誤差の影響は同程度となる。
このように、第１の変形例および第２の変形例によれば、図１７に示す制御系に比べて、電流検出誤差が小さくより精密な電流制御を実現することができる。その結果、回路遮断器２の特性向上につながる。一般に電流検出範囲が大きければ大きいほど電流検出器のコストは増加する。第１の変形例および第２の変形例によれば、電流検出器は過電流の発生を検知した直後の電源電流と同程度の電流検出範囲でよいので、図１７に示す制御系に比べて、電流検出器単体のコスト低減も同時に実現することができる。
次に、本発明の第３の実施例について説明する。図２０は、本発明の第３の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。第３の実施例による回路遮断器３は、第２の実施例の場合と同様、直流給電システムに対して半導体電力変換器１３が直列になるよう設置されるが、機械的遮断器１２と第２のインダクタ１４との直列回路に半導体電力変換器１３が並列に接続される点で第２の実施例とは異なる。すなわち、第３の実施例による回路遮断器３では、半導体電力変換器１３が、互いに直列接続された機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４からなるユニットに対して並列に接続される。なお、機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４は互いに直列接続されていれば、機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４のうちのどちらが負荷側に設置されてもかまわない。
第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ1を有する。第１の外部接続端子Ｔ1には電源側の回路が接続される。第１のインダクタ１１の構成については第１および第２の実施例において説明したものと同様である。
第２のインダクタ１４は、本発明の第３の実施例では、機械的遮断器１２に対して直列に接続される。つまり、本発明の第３の実施例では、機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットが構成される。当該ユニットの、第１のインダクタ１１が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子Ｔ2を有する。第２の外部接続端子Ｔ2には負荷側の回路が接続される。これ以外についての機械的遮断器１２および第２のインダクタの構成は第１および第２の実施例において説明したものと同様である。
半導体電力変換器１３は、第１のインダクタ１１と、機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットと、とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。すなわち、第３の実施例では、半導体電力変換器１３が、互いに直列接続された機械的遮断器１２および第２のインダクタ１４からなるユニットに対して並列に接続される。「第１の直流側」および「第２の直列側」の定義については、第１および第２の実施例の場合と同様である。一例として、図２０では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。半導体電力変換器１３の構成については第１および第２の実施例において説明したものと同様である。ただし、半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２を直流コンデンサとした場合は、第１の実施例の場合とは異なり、初期充電回路（図示せず）を別途設ける必要がある。
本発明の第３の実施例では、第１の外部接続端子Ｔ1および第２の外部接続端子Ｔ2それぞれに対応してグランド端子Ｇ1およびＧ2が設けられる。なお、回路遮断器３は直流遮断器するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子Ｇ1およびＧ2は第１の外部接続端子Ｔ1および第２の外部接続端子Ｔ2の極性とは反対の極性を有する端子となる。
また、回路遮断器１が交流遮断器として動作する場合、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、ＤＣＡＣコンバータ（直流交流変換器）として動作する。この場合、ＤＣＡＣコンバータの直流側は上述の「第２の直流側」に相当し、交流側は上述の「第１の直流側」に相当する。
図２０に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ1およびグランド端子Ｇ1からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ2およびグランド端子Ｇ2からなる側を負荷側としている。したがって、第１のインダクタ１１は事故電流制限用インダクタとして機能し、第２のインダクタ１４は電流制御用インダクタとして機能する。
ここで、電源側直流電圧をＶdc、負荷電圧をｖL、機械的遮断器１２の両端に現れる電圧をｖCB、半導体電力変換器１３のカスケード接続される側の半導体電力変換器１３の合計電圧をｖHBで表す。また、各半導体電力変換器１３に並列に接続された直流コンデンサの電圧をｖC1、・・・、ｖCNで表す。また、第１の外部接続端子Ｔ1から第１のインダクタ１１に流れる電流を電源電流ｉSとし、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ2に流れる電流を負荷電流ｉLとし、接続点Ａから半導体電力変換器１３へ流れる電流を変換器電流ｉHBとする。なお、図中の電圧および電流について、それぞれ矢印の向きを正としている。
本発明の第３の実施例による回路遮断器３の制御系は、図１７、図１８Ａ、図１８Ｂおよび図１９を参照して説明した第２の実施例による回路遮断器２の制御系と同様の構成を有する。この制御系の下、本発明の第３の実施例による回路遮断器３の動作も、図５を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の動作フローと同様に動作する。すなわち、時刻ｔ0で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生し、時刻ｔ1において機械的遮断器１２に開極指令を与えると同時に各半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１の電力変換動作を開始させる。また、時刻ｔ2において機械的遮断器１２の開極動作が完了すると同時に全半導体スイッチＳをターンオフし、時刻ｔ3において電源電流ｉSと変換器電流ｉHBが零となり電流遮断が完了する。より詳しくは次の通りである。
短絡事故が発生する時刻ｔ0以前の正常時の回路遮断器３の動作は、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち正常時では機械的遮断器１２はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉHBはゼロとなり、電源電流ｉSと負荷電流ｉLは同一となる。また、第１の実施例と異なり、電源側直流電圧Ｖdcと半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ電圧ｖC（＝ｖC1＝ｖCN）は式１の関係を満足する必要はない。
時刻ｔ0で過電流検知部３１が過電流の発生を検知した直後の回路遮断器３の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLは式３に示すように「Ｖdc／Ｌ1」の傾きで１次関数的に増加する。ただし、第２のインダクタ１４の影響は無視している。
時刻ｔ1から時刻ｔ2までの間の回路遮断器３の動作も、第２の実施例による回路遮断器２の動作と同じである。すなわち、図１７、図１８Ａ、図１８Ｂおよび図１９を参照して説明した変換器電流を制御するための電力変換指令の生成原理を適用することで、変換器電流ｉHBを電源電流ｉSに一致させる制御を行い、負荷電流ｉLがゼロになるようにする。
時刻ｔ2で機械的遮断器１２の開極動作が完了したときの回路遮断器３の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内の全ての半導体スイッチング素子Ｓをオフすることで、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介して直流コンデンサ２２および非線形抵抗２３に放出される。この期間において成立する電圧方程式や電流の関係式は、第１の実施例の場合と同一である。
第２の実施例および第３の実施例ではエネルギー蓄積部２２を単一の直流コンデンサで構成したが、上述の第２の実施例および第３の実施例についてのエネルギー蓄積部２２の変形例について次に説明する。以下、第２の実施例におけるエネルギー蓄積部２２に関して説明するが、第３の実施例におけるエネルギー蓄積部２２にも同様に適用可能である。
図２１は、本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器におけるエネルギー蓄積部の第１の変形例を説明する回路図である。
第１の変形例によれば、エネルギー蓄積部２２は、非線形抵抗２３に並列に接続される第１のコンデンサであるスナバコンデンサＣ1と、スナバコンデンサＣ1の静電容量より大きい静電容量とスナバコンデンサＣ1の充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサである放電用コンデンサＣ2と、放電用コンデンサＣ2に対して直列に接続され、放電用コンデンサＣ2に流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードＤ1と、を有する。放電用コンデンサＣ2と逆阻止ダイオードＤ1とからなる直列回路が、スナバコンデンサＣ1に対して並列に接続される。
このように、第１の変形例は、図１６に示したエネルギー蓄積部２２である単体の直流コンデンサ（図２１のスナバコンデンサＣ1に対応）に対して並列に、放電用コンデンサＣ2と逆阻止ダイオードＤ1とからなる直列回路を接続したものである。これにより、スナバコンデンサＣ1の静電容量は、放電用コンデンサＣ2の静電容量とは無関係にサージ電圧抑制という本来の機能に限定することが可能となり、図１６に示したエネルギー蓄積部２２を単体の直流コンデンサで構成する場合に比べて、大幅に小さくすることができる。一例を挙げると、放電用コンデンサＣ2の静電容量を１２５［ｍＦ］、充電電圧を５０［Ｖ］に設定し、スナバコンデンサＣ1の静電容量を１０［μＦ］、充電電圧を４４００［Ｖ］に設定することができる。
図２２Ａ〜図２２Ｃは、図２１に示すエネルギー蓄積部の動作を説明する回路図である。図２２Ａ〜図２２Ｃでは、説明を簡明にするために、半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２および非線形抵抗２３のみを図示している。また、図２３は、図２１に示す回路遮断器を動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。シミュレーションでは、図２１に示す回路遮断器について、放電用コンデンサＣ2の静電容量を１２５［ｍＦ］、充電電圧を５０［Ｖ］に設定し、スナバコンデンサＣ1の静電容量を１０［μＦ］、充電電圧を４４００［Ｖ］に設定した。また、図１６に示す回路遮断器について、エネルギー蓄積部２２を構成する直流コンデンサの静電容量を１０［μＦ］に設定した。
上述したように第２の実施例および第３の実施例では、半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２を直流コンデンサ（すなわちスナバコンデンサＣ1および放電用コンデンサＣ2）とするので、初期充電回路（図示せず）によって予め充電しておく。すなわち、短絡事故が発生する時刻ｔ0以前の正常時の回路遮断器２では、機械的遮断器１２はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉHBはゼロとなり、電源電流ｉsと負荷電流ｉLは同一となる。このとき、スナバコンデンサＣ1および放電用コンデンサＣ2の電圧はともに初期充電回路によって予め充電された値となる。
時刻ｔ0で過電流検知部３１が過電流の発生を検知した直後は、電源電流ｉSおよび負荷電流ｉLは式３に示すように「Ｖdc／Ｌ1」の傾きで１次関数的に増加する。過電流検知部３１は、電源電流ｉSが定格電流より所定の値大きくだけなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する。すると、制御部３２の第１の指令手段４１は、機械的遮断器１２に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する。上述のように、機械的遮断器１２に開極指令を与えても機械的遮断器１２は直ちに開極動作を完了するのではなく、実際には少し遅れて開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数１０［ｋＶ］クラスでは１［ｍｓ］以下、数１００［ｋＶ］クラスでは２［ｍｓ］程度の遅れ時間が発生する。機械的遮断器１２はゼロ電流時のみ電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器１２を流れる負荷電流ｉLをゼロにする必要がある。
そこで、制御部３２の第２の指令手段４２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、図２２Ａに示すようにエネルギー蓄積部２２内の放電用コンデンサＣ2に蓄積されていたエネルギーがＤＣＤＣコンバータ２１によって変換されて、半導体電力変換器１３から機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流が出力される。図２２Ａにおいて、太線の矢印は放電用コンデンサＣ2から放出されたエネルギーの流れを示す。
機械的遮断器１２の開極動作が完了したとき、制御部３２内の第３の指令手段４３は、半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する。制御部３２内の第３の指令手段４３によるオフ指令を受信して半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、図２２Ｂに示すように、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介してスナバコンデンサＣ1に放出され、スナバコンデンサＣ1の電圧は徐々に上昇する。図２２Ｂにおいて、太線の矢印は第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４からスナバコンデンサＣ1に流れるエネルギーの流れを示す。スナバコンデンサＣ1の電圧は放電用コンデンサＣ2の電圧よりも大きくなると、逆阻止ダイオードＤ1が放電用コンデンサＣ2に充電電流が流れ込むことを阻止するので、放電用コンデンサＣ2をＤＣＤＣコンバータ２１の第２の直流側から電気的に切り離すことができる。スナバコンデンサＣ2の静電容量は放電用コンデンサＣ2の静電容量よりも小さいので、スナバコンデンサＣ2の電圧は図２３に示すように急速に立ち上がる。
スナバコンデンサＣ1の電圧が上昇し、非線形抵抗２３の動作電圧ＶRに達すると、図２２Ｃに示すように、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。図２２Ｂにおいて、太線の矢印は第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４から非線形抵抗２３に流れるエネルギーの流れを示す。上述のように、スナバコンデンサＣ2の電圧は急速に立ち上がるので、非線形抵抗２３の動作電圧ＶRに到達する時間を、図１６の場合に比べて大幅に短縮でき、結果的に遮断時間を大幅に短縮することが可能となる。
図２４は、本発明の第２の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器におけるエネルギー蓄積部の第２の変形例を説明する回路図である。
第２の変形例によれば、エネルギー蓄積部２２は、非線形抵抗２３に並列に接続される第１のコンデンサであるスナバコンデンサＣ1と、スナバコンデンサＣ1の静電容量より大きい静電容量とスナバコンデンサＣ1の充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサである放電用コンデンサＣ2と、放電用コンデンサＣ2に対して直列に接続され、放電用コンデンサＣ2に流入する充電電流を指令に応じて制御する半導体バルブデバイス３７と、を有する。放電用コンデンサＣ2と半導体バルブデバイス３７とからなる直列回路が、スナバコンデンサＣ1に対して並列に接続される。半導体バルブデバイス３７は、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードとを有する。半導体バルブデバイス３７内の半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。
このように、第２の変形例は、第１の変形例における逆阻止ダイオードＤ1に代えて、半導体バルブデバイス３７を設けたものである。開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１３に出力させるが、この間、稼働状況によっては図２２Ａに示すエネルギーの流れる方向とは逆向きに充電電流が流れようとする場合がある。第１の変形例では、逆阻止ダイオードＤ1によってこのような充電電流の流れを阻止するが、これによると、スナバコンデンサＣ1に電圧上昇が発生してしまう。これに対し、第２の変形例では、半導体バルブデバイス３７内のスイッチング素子にオン信号を与えて上記逆向きの充電電流が放電用コンデンサＣ2に流れ込むようにして、第１の変形例で発生したようなスナバコンデンサＣ1の電圧上昇を抑制する。これにより、第１の変形例の場合に比べてスナバコンデンサＣ1の所要静電容量をさらに低減することができ、さらなるコスト低減および小型化を実現することができる。
図２５は、図２４に示す回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。制御部３２は、機械的遮断器１２に対する開極動作、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ１３の電力変換動作、および半導体バルブデバイス３７の半導体スイッチング素子のオンオフ動作を制御する。すなわち、制御部３２は、過電流検知部３１が過電流を検知したとき、機械的遮断器１２に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段４１と、開極指令が出力されてから機械的遮断器１２の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段４２と、機械的遮断器１２の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳをオフする指令を出力する第３の指令手段４３と、第２の指令手段４２がＤＣＤＣコンバータ２１に電力変換指令を出力する期間中は、半導体バルブデバイス３７の半導体スイッチング素子をオンし、それ以外の期間中は半導体バルブデバイス３７の半導体スイッチング素子をオフするよう制御するスイッチング指令を出力する第４の指令手段４４と、を有する。
上述の第１の変形例および第２の変形例については、第２の実施例におけるエネルギー蓄積部２２に関して説明したが、第３の実施例におけるエネルギー蓄積部２２にも同様に適用可能である。
１、２、３ 回路遮断器
１１ 第１のインダクタ
１２ 機械的遮断器
１３ 半導体電力変換器
１４ 第２のインダクタ
Ｓ 半導体スイッチ
Ｔ1 第１の外部接続端子
Ｔ2 第２の外部接続端子Ｔ２
２１ ＤＣＤＣコンバータ
２２ エネルギー蓄積部
２３ 非線形抵抗
３１ 過電流検出部
３２ 制御部
３３、３４、３５、３６ 電流検出器
３７ 半導体バルブデバイス
４１ 第１の指令手段
４２ 第２の指令手段
４３ 第３の指令手段
４４ 第４の指令手段

Claims (12)

  1. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    前記第１の外部接続端子もしくは前記第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
    前記機械的遮断器に対する開極動作および前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
    を備え、
    前記半導体電力変換器および前記第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記機械的遮断器に対して並列に接続され、
    前記制御部は、
    前記過電流検知部が過電流を検知したとき、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、
    前記開極指令が出力されてから前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に、前記第１の外部接続端子もしくは前記第２の外部接続端子から流れ込む電流と、前記半導体電力変換器に流れる電流と、の差分をゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
    前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、
    を有し、
    前記第２のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  2. 前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有する、請求項１に記載の回路遮断器。
  3. 前記エネルギー蓄積部は、前記非線形抵抗に並列に接続されるコンデンサからなる、請求項２記載の回路遮断器。
  4. 前記エネルギー蓄積部は、
    前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
    前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、
    を有し、
    前記第２のコンデンサと前記逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続される、請求項２に記載の回路遮断器。
  5. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記機械的遮断器もしくは前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    を備え、
    前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有し、
    前記エネルギー蓄積部は、
    前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
    前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を指令に応じて制御する半導体バルブデバイスであって、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードとを有する半導体バルブデバイスと、
    を有し、
    前記半導体電力変換器および前記第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記機械的遮断器に対して並列に接続され、
    前記第２のコンデンサと前記半導体バルブデバイスとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  6. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記機械的遮断器もしくは前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    を備え、
    前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の 前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有し、
    前記エネルギー蓄積部は、
    前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
    前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を指令に応じて制御する半導体バルブデバイスであって、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードとを有する半導体バルブデバイスと、
    を有し、
    前記半導体電力変換器が、互いに直列接続された前記第２のインダクタおよび前記機械的遮断器からなるユニットに対して並列に接続され、
    前記第２のコンデンサと前記半導体バルブデバイスとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  7. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記機械的遮断器もしくは前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    を備え、
    前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有し、
    前記エネルギー蓄積部は、前記非線形抵抗に並列に接続されるコンデンサからなり、
    前記半導体電力変換器および前記第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記機械的遮断器に対して並列に接続され、
    前記第２のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  8. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記機械的遮断器もしくは前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    を備え、
    前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有し、
    前記エネルギー蓄積部は、
    前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
    前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、
    を有し、
    前記半導体電力変換器および前記第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記機械的遮断器に対して並列に接続され、
    前記第２のコンデンサと前記逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  9. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
    前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
    前記第１のインダクタと前記機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
    前記機械的遮断器もしくは前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
    を備え、
    前記半導体電力変換器は、
    前記半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
    前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の 前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
    前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
    を有し、
    前記エネルギー蓄積部は、
    前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
    前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、
    を有し、
    前記半導体電力変換器が、互いに直列接続された前記第２のインダクタおよび前記機械的遮断器からなるユニットに対して並列に接続され、
    前記第２のコンデンサと前記逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断器。
  10. 前記第１の外部接続端子もしくは前記第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
    前記機械的遮断器に対する開極動作、前記半導体電力変換器内の前記ＤＣＤＣコンバータの電力変換動作、および前記半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記過電流検知部が過電流を検知したとき、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、
    前記開極指令が出力されてから前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器内の前記ＤＣＤＣコンバータに出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
    前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、
    前記第２の指令手段が前記ＤＣＤＣコンバータに前記電力変換指令を出力する期間中は、前記半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子をオンし、それ以外の期間中は、前記半導体バルブデバイス内の前記半導体スイッチング素子をオフするよう制御するスイッチング指令を出力する第４の指令手段と、
    を有する、請求項５または６に記載の回路遮断器。
  11. 前記半導体スイッチは、
    オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、
    を有する請求項１〜１０のいずれか一項に記載の回路遮断器。
  12. 前記機械的遮断器は、固定接触子と、前記固定接触子に接触する閉路位置と前記固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有する請求項１〜１１のいずれか一項に記載の回路遮断器。
JP2016566455A 2014-12-26 2015-12-24 回路遮断器 Active JP6815030B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014266566 2014-12-26
JP2014266566 2014-12-26
PCT/JP2015/086056 WO2016104623A1 (ja) 2014-12-26 2015-12-24 回路遮断器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2016104623A1 JPWO2016104623A1 (ja) 2017-10-12
JP6815030B2 true JP6815030B2 (ja) 2021-01-20

Family

ID=56150636

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016566455A Active JP6815030B2 (ja) 2014-12-26 2015-12-24 回路遮断器

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP3240004B1 (ja)
JP (1) JP6815030B2 (ja)
WO (1) WO2016104623A1 (ja)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6768244B2 (ja) * 2016-10-06 2020-10-14 シオン電機株式会社 アーク放電防止装置
JP6819452B2 (ja) * 2017-05-09 2021-01-27 株式会社明電舎 直流遮断装置
US10734834B2 (en) 2018-06-04 2020-08-04 Abb Schweiz Ag Static transfer switch with resonant turn-off
DE102018213238A1 (de) * 2018-08-07 2020-02-13 Siemens Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Kurzschlussunterbrechung
US11289899B2 (en) * 2018-08-24 2022-03-29 Mitsubishi Electric Corporation Direct-current breaking device
JP7312727B2 (ja) * 2020-06-24 2023-07-21 東芝三菱電機産業システム株式会社 直流遮断装置
US11258296B1 (en) 2020-11-20 2022-02-22 Abb Schweiz Ag Shared resonant turn off circuit
US11211816B1 (en) 2020-11-20 2021-12-28 Abb Schweiz Ag Delta connected resonant turn off circuits
CN114498581A (zh) * 2022-01-10 2022-05-13 国网冀北电力有限公司电力科学研究院 电流注入型直流断路器及电流注入方法
TWI808871B (zh) * 2022-08-15 2023-07-11 國立臺灣師範大學 使用電源轉換模組與二次電池之斷路器跳脫迴路裝置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6235420A (ja) * 1985-08-06 1987-02-16 三菱電機株式会社 直流しや断器回路
JP3245716B2 (ja) * 1991-02-12 2002-01-15 株式会社日立製作所 電流遮断装置
JPH0589753A (ja) * 1991-09-30 1993-04-09 Toshiba Corp 直流遮断器
JP2000067715A (ja) * 1998-08-19 2000-03-03 Toshiba Corp 電力用遮断器
JP3619212B2 (ja) * 2002-05-28 2005-02-09 三菱電機株式会社 開閉装置
WO2014094847A1 (de) * 2012-12-19 2014-06-26 Siemens Aktiengesellschaft Vorrichtung zum schalten eines gleichstromes in einem pol eines gleichspannungsnetzes
CN103280763B (zh) * 2013-02-27 2016-12-28 国网智能电网研究院 一种直流断路器及其实现方法
JP6109649B2 (ja) * 2013-05-31 2017-04-05 株式会社東芝 直流電流遮断装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3240004A1 (en) 2017-11-01
JPWO2016104623A1 (ja) 2017-10-12
WO2016104623A1 (ja) 2016-06-30
EP3240004B1 (en) 2021-04-07
EP3240004A4 (en) 2018-09-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6815030B2 (ja) 回路遮断器
JP6706834B2 (ja) 回路遮断装置
US11611207B2 (en) DC circuit breaker with an alternating commutating circuit
Sano et al. A surgeless solid-state DC circuit breaker for voltage-source-converter-based HVDC systems
US9948089B2 (en) DC circuit breaker device
US9478974B2 (en) DC voltage circuit breaker
JP2016213192A (ja) 直流遮断器
US9178348B2 (en) DC voltage line circuit breaker
JP6042035B2 (ja) 直流遮断装置
Mokhberdoran et al. Design and implementation of fast current releasing DC circuit breaker
Vodyakho et al. Solid-state fault isolation devices: application to future power electronics-based distribution systems
JP6525308B2 (ja) 回路遮断器
Pei et al. Hybrid DC circuit breaker with coupled inductor for automatic current commutation
Harrye et al. DC fault isolation study of bidirectional dual active bridge DC/DC converter for DC transmission grid application
Mackey et al. Progressive switching of hybrid DC circuit breakers for faster fault isolation
GB2493911A (en) Conduction path of direct current circuit breaker
Kim et al. A new reclosing and re-breaking DC thyristor circuit breaker for DC distribution applications
JP6424976B1 (ja) 直流遮断装置
Ray et al. A coupled inductor based hybrid circuit breaker topology for subsea hvdc transmission systems
JP6456154B2 (ja) 回路遮断器
Al-khafaf et al. Y-source bi-directional dc circuit breaker
Pang et al. Diode clamped solid-state circuit breaker: a novel solid-state circuit breaker without dynamic voltage unbalancing issues
JP2019071239A (ja) 直流遮断装置
Kim et al. Modular hybrid DC circuit breaker for medium-voltage DC system
Sen et al. Improving DC circuit breaker performance through an alternate commutating circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170530

A529 Written submission of copy of amendment under article 34 pct

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A5211

Effective date: 20170530

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20181108

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20191119

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20191225

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200609

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200731

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20201117

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20201215

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6815030

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250