JP6785878B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動する際にノイズを抑制する電力変換装置に関する。

従来、モータを駆動する際に交流電源へ漏洩するノイズを抑制する電力変換装置が知られている。ノイズには、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズとがある。特許文献１には、能動素子である電圧増幅器を有する能動型フィルタを用いてノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制する電力変換装置が開示されている。また、特許文献２には、能動素子であるスイッチング素子を有する能動型フィルタを用いて負荷の中性点電位を制御してコモンモードノイズを抑制する電力変換装置と、受動素子であるリアクトルを有する受動型フィルタを交流電力が流れる電線に挿入してノーマルモードノイズを抑制する電力変換装置とが開示されている。

特許第５２４８７１３号公報 特許第３０４４６５０号公報

このように、特許文献１に開示された電力変換装置及び特許文献２に開示された電力変換装置は、能動型フィルタ又は受動型フィルタのいずれか一方を用いて、ノイズを抑制している。能動型フィルタ又は受動型フィルタのいずれか一方を用いて、ノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制しようとすると、インダクタのインダクタンス量を増加させる必要がある。この場合、インダクタが大型化するため、電力変換装置自体が大型化する。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、大型化することなく、ノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制する電力変換装置を提供するものである。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、直流電力を第２の交流電力に変換するインバータ部とを有し、第２の交流電力によりモータを駆動させる電力変換装置において、交流電源とコンバータ部との間にフィルタ部を備え、フィルタ部は、ノイズのコモンモードノイズのうち、予め定められた閾値周波数より低周波成分を抑制する能動素子を有する能動型フィルタと、ノイズのノーマルモードノイズおよび、ノイズのコモンモードノイズのうち、閾値周波数以上の高周波成分を抑制する受動素子で構成される受動型フィルタと、を有し、能動型フィルタは、第１の交流電力が供給される導体を巻いた一次巻線と一次巻線が作る磁束に応じた電流を出力する二次巻線とを有するチョークコイルと、二次巻線の電流の少なくとも高周波領域を抑制するフィルタ回路と、フィルタ回路の出力を増幅し、かつ、必要な電流量を確保する増幅回路と、チョークコイルとインバータ部との間に設置され、増幅回路の出力を第１の交流電力の各相に注入する電流注入回路と、を備え、受動型フィルタは、交流電源と能動型フィルタとの間に設置される上流側受動型フィルタ、且つ、能動型フィルタとコンバータ部との間に設置される下流側受動型フィルタを有し、閾値周波数は、増幅回路の位相特性が反転する周波数よりも低い周波数であり、フィルタ回路は、二次巻線の電流を電圧値に変換する抵抗とハイパスフィルタとローパスフィルタとを組み合わせたバンドパスフィルタであり、ハイパスフィルタは、第２閾値周波数以下の低周波領域を抑制するものであり、第２閾値周波数は、閾値周波数より低いものである。

本発明によれば、受動型フィルタが、ノーマルモードノイズの抑制と、コモンモードノイズのうち高周波数成分の抑制とを担うため、能動型フィルタは、コモンモードノイズのうち低周波数成分のみを抑制すればよい。従って、インダクタを大型化する必要がない。よって、電力変換装置を大型化することなく、ノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２が空気調和機３に適用された例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における上流側受動型フィルタ５１を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における下流側受動型フィルタ５２を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における能動型フィルタ６を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるチョークコイル６１を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるフィルタ回路６２及び増幅回路６３を示す回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２のノイズ抑制量を示すグラフである。 本発明の実施の形態１における能動型フィルタ６の統合特性を示すグラフである。 本発明の実施の形態２におけるフィルタ回路６２を示す回路図である。 本発明の実施の形態２における能動型フィルタ６の統合特性を示すグラフである。 本発明の実施の形態３における増幅回路６３を示す回路図である。

実施の形態１．
以下、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２が空気調和機３に適用された例を示すブロック図である。図１に示すように、電力変換装置２は、交流電源１と空気調和機３内のモータ３１との間に設けられる。電力変換装置２は、交流電源１から供給される第１の交流電力を、第１の交流電力とは異なる電圧及び周波数を有する第２の交流電力に変換してモータ３１に出力する。交流電源１は、例えば三相の系統交流電力源である。モータ３１は、冷媒を圧縮する空気調和機３内の圧縮機３２を駆動する。

図２は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２の構成を示すブロック図である。図２に示すように、電力変換装置２は、フィルタ部４と、コンバータ部７と、インバータ部８とを備える。フィルタ部４は、交流電源１から供給される第１の交流電力をコンバータ部７へ出力すると共に、コンバータ部７およびインバータ部８からのノイズを抑制する。ノイズとしては、ノーマルモードノイズと、コモンモードノイズとがある。

フィルタ部４は、受動型フィルタ５と、能動型フィルタ６とを有する。受動型フィルタ５は、交流電源１と能動型フィルタ６との間に設置される上流側受動型フィルタ５１と、能動型フィルタ６とコンバータ部７との間に設置される下流側受動型フィルタ５２とを有する。コンバータ部７は、フィルタ部４から出力された第１の交流電力を直流電力に変換して出力する整流機能を有している。また、整流機能に加え、整流した直流を周知の昇降圧チョッパを用いて昇降圧する機能を有するものでも良い。インバータ部８は、コンバータ部７から出力された直流電力を、モータ３１を駆動する条件に応じて調整される電圧及び周波数を有する第２の交流電力に変換してモータ３１に出力する電力変換機能を有しており、例えば、周知の２レベルＰＷＭインバータ又はマルチレベルインバータである。なお、コンバータ部７に、２つ以上のインバータ部が並列に接続され、インバータ部のそれぞれに接続された負荷を駆動することもできる。例えば、複数のインバータ部のそれぞれに接続される負荷は、圧縮機３２を駆動するモータ３１、および図示を省略してあるファンを駆動するファンモータを含む。

図３は、本発明の実施の形態１における上流側受動型フィルタ５１を示す回路図である。図３に示すように、上流側受動型フィルタ５１は、インダクタ５１１と、相間コンデンサ５１２と、上流側バイパスコンデンサ５１３とを有している。インダクタ５１１は、三相の第１の交流電力が供給される電線それぞれにチョークコイルを挿入したり、三相の電線それぞれを磁性体で覆ったりすることによって構成される。インダクタ５１１は、ノーマルモードノイズを抑制する。ここで、三相の電線を、それぞれＲ相、Ｓ相及びＴ相と呼称する。Ｒ相のインダクタ５１１をインダクタ５１１ｒ、Ｓ相のインダクタ５１１をインダクタ５１１ｓ、Ｔ相のインダクタ５１１をインダクタ５１１ｔと呼称する。

相間コンデンサ５１２は、三相の電線の相間に設けられており、Ｒ相とＳ相との間の相間コンデンサ５１２を相間コンデンサ５１２ｒｓ、Ｓ相とＴ相との間の相間コンデンサ５１２を相間コンデンサ５１２ｓｔ、Ｔ相とＲ相との間の相間コンデンサ５１２を相間コンデンサ５１２ｔｒと呼称する。ここで、フィルタ部４は、上流側受動型フィルタ５１、下流側受動型フィルタ５２に共通する電位である共通電位５１４の導体を有している。上流側バイパスコンデンサ５１３は、三相の電線と共通電位５１４との間に設けられており、Ｒ相と共通電位５１４との間の上流側バイパスコンデンサ５１３を上流側バイパスコンデンサ５１３ｒ、Ｓ相と共通電位５１４との間の上流側バイパスコンデンサ５１３を上流側バイパスコンデンサ５１３ｓ、Ｔ相と共通電位５１４との間の上流側バイパスコンデンサ５１３を上流側バイパスコンデンサ５１３ｔと呼称する。

なお、本実施の形態１では、上流側受動型フィルタ５１が、インダクタ５１１、相間コンデンサ５１２及び上流側バイパスコンデンサ５１３のいずれも有している場合について例示しているが、インダクタ５１１、相間コンデンサ５１２及び上流側バイパスコンデンサ５１３のうち、少なくとも１つ以上を有していればよい。

図４は、本発明の実施の形態１における下流側受動型フィルタ５２を示す回路図である。図４に示すように、下流側受動型フィルタ５２は、下流側バイパスコンデンサ５２１を有している。下流側バイパスコンデンサ５２１は、三相の電線と共通電位５１４との間に設けられており、Ｒ相と共通電位５１４との間の下流側バイパスコンデンサ５２１を下流側バイパスコンデンサ５２１ｒ、Ｓ相と共通電位５１４との間の下流側バイパスコンデンサ５２１を下流側バイパスコンデンサ５２１ｓ、Ｔ相と共通電位５１４との間の下流側バイパスコンデンサ５２１を下流側バイパスコンデンサ５２１ｔと呼称する。

図５は、本発明の実施の形態１における能動型フィルタ６を示すブロック図である。図５に示すように、能動型フィルタ６は、チョークコイル６１と、フィルタ回路６２と、増幅回路６３と、電流注入回路６４とを有している。チョークコイル６１は、一次巻線６１１と二次巻線６１２とを有する。上流側受動型フィルタ５１の出力は、チョークコイル６１の一次巻線６１１に入力される。チョークコイル６１の一次巻線６１１の出力は、電流注入回路６４を介して、下流側受動型フィルタ５２に出力される。また、チョークコイル６１の二次巻線６１２の両端はフィルタ回路６２に入力される。

図６は、本発明の実施の形態１におけるチョークコイル６１を示す図である。図６に示すように、一次巻線６１１は、磁性体６１３に三相の第１の交流電力が供給される電線をそれぞれ巻いた巻線であり、ノーマルモード成分を相殺してコモンモードノイズに基づく磁束を磁性体６１３に発生させる。二次巻線６１２も、磁性体６１３に巻き付けられており、一次巻線６１１により磁性体６１３に発生したコモンモードノイズに基づく磁束に対応する電流量をフィルタ回路６２で電圧値に変換して検出する。

図７は、本発明の実施の形態１におけるフィルタ回路６２及び増幅回路６３を示す回路図である。図７に示すように、フィルタ回路６２は、二次巻線６１２を入力とする。フィルタ回路６２は、フィルタ回路６２が作る時定数を周波数閾値とし、その周波数閾値より大きい高周波領域を抑制したコモンモードノイズ信号を出力する回路である。図７に示すフィルタ回路６２は、抵抗６２１とコンデンサ６２２とを有するローパスフィルタである。抵抗６２１は、二次巻線６１２の一方の端子に直列に接続される。コンデンサ６２２の一端は抵抗６２１の二次巻線６１２が接続されていない端子に接続され、コンデンサ６２２の他端は二次巻線６１２のもう一方の端子に接続される。二次巻線６１２と抵抗６２１とコンデンサ６２２とで閉回路が構成され、この閉回路に流れるコモンモードノイズに基づく電流量が、コンデンサ６２２の両端電圧値に変換される。なお、フィルタ回路６２は、バンドパスフィルタとしてもよい。

増幅回路６３は、フィルタ回路６２に接続され、オペアンプをはじめとする能動素子を用いて、フィルタ回路６２から出力されたコモンモードノイズ信号を増幅し、電流注入回路６４内の注入用コンデンサ６４１に充放電可能な電流量を確保して出力する回路である。図７では、第１のオペアンプ６３１と、第１の抵抗６３２と、第２の抵抗６３３と、第２のオペアンプ６３４と、保護抵抗６３５とを有している。第１のオペアンプ６３１の正端子にはフィルタ回路６２の出力の一方が接続される。第１のオペアンプ６３１の負端子には、第２の抵抗６３３の一方の端子が接続される。また、第１のオペアンプ６３１の出力端子は、第１の抵抗６３２を介して第１のオペアンプ６３１の負端子に接続されて帰還される。さらに、第２の抵抗６３３の他方の端子は、フィルタ回路６２の出力の他方に接続されている。即ち、第１のオペアンプ６３１と、第１の抵抗６３２と、第２の抵抗６３３とによって、非反転増幅回路が形成されている。

第２のオペアンプ６３４の正端子には、第１のオペアンプ６３１の出力端子が接続され、第２のオペアンプ６３４の出力端子は、第２のオペアンプ６３４の負端子に接続されて帰還される。即ち、第２のオペアンプ６３４によって、電圧フォロア回路が形成されている。第２のオペアンプ６３４の出力端子は、保護抵抗６３５を介して電流注入回路６４に接続されている。

電流注入回路６４について図５を用いて説明する。図５に示すように、電流注入回路６４は、一端が増幅回路６３に接続され、他端が一次巻線６１１を通過した電流が流れる三相の電線に接続された注入用コンデンサ６４１を有する。Ｒ相と増幅回路６３との間の注入用コンデンサ６４１を注入用コンデンサ６４１ｒ、Ｓ相と増幅回路６３との間の注入用コンデンサ６４１を注入用コンデンサ６４１ｓ、Ｔ相と増幅回路６３との間の注入用コンデンサ６４１を注入用コンデンサ６４１ｔと呼称する。なお、増幅回路６３の出力は、それぞれ注入用コンデンサ６４１を介してＲ相、Ｓ相及びＴ相の電線に接続される。なお、注入用コンデンサの代わりにインダクタを用いても良い。

次に、電力変換装置２の動作について説明する。電力変換装置２は、先ず、受動型フィルタ５及び能動型フィルタ６によって、コンバータ部７ないしインバータ部８で発生したノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制し、交流電源１へのノイズ伝搬を低減する。電力変換装置２は、コンバータ部７によって、第１の交流電力を直流電力に変換する。そして、電力変換装置２は、インバータ部８によって、コンバータ部７から出力された直流電力を第２の交流電力に変換して、空気調和機３内のモータ３１に出力する。第２の交流電力が印加されたモータ３１によって空気調和機３内の圧縮機３２を駆動する。

次に、電力変換装置２のノイズを抑制する動作について説明する。受動素子のうち、コイル等のインダクタンスを有する部品において、インダクタンス量がＬ［Ｈ］である場合、周波数ｆ［Ｈｚ］の信号に対してのインピーダンス量は２πｆＬ［Ω］である。ここで、πは円周率である。よって、インダクタンスを有する部品が信号に直列に挿入されると、周波数ｆが大きくなるほどインピーダンスが増大する。このため、周波数ｆが大きいノイズほど抑制される。

一方、受動素子のうち、コンデンサ等のキャパシタンスを有する部品において、キャパシタンス量がＣ［Ｆ］である場合、周波数ｆ［Ｈｚ］の信号に対してのインピーダンス量は（１／２πｆＣ）［Ω］である。よって、キャパシタンスを有する部品のインピーダンスは、周波数ｆが大きくなるほどインピーダンスが減少する。このため、キャパシタンスを有する部品が、ノイズ伝搬経路に挿入されると、周波数ｆが大きいノイズほど抑制される。

図８は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置２のノイズ抑制量を示すグラフである。図８において、横軸は、ノイズに含まれている成分の周波数［Ｈｚ］、縦軸は、ノイズの強度である。図８の斜めの点線は、コンバータ部７及びインバータ部８から生じるノイズ量を示すグラフである。図８の一点鎖線は、受動型フィルタ５及びチョークコイル６１のみ、即ちフィルタ回路６２と増幅回路６３と電流注入回路６４とを用いずにノイズを抑制した後のノイズ量を示すグラフである。図８の細線は、規格等で要求されるノイズの上限量を示すグラフである。図８の太線は、本実施の形態１の電力変換装置２を用いてノイズを抑制した後のノイズ量を示すグラフである。なお、周波数５［ＭＨｚ］以上のノイズは、規格を満たしている。また、周波数Ａ［Ｈｚ］は、後述する予め定めた閾値の周波数である。図８の点線と一点鎖線とを比べて判るように、図８の一点鎖線で記載されたノイズ量は、周波数が大きいほど抑制されている。

図８の一点鎖線で記載されたノイズ量を、受動型フィルタ５及びチョークコイル６１のみのままで、図８の細線で記載されたノイズ量にまで低減させるためには、例えば４つの手段が想定される。１つ目の手段は、インダクタ５１１のインダクタンス量を増加させることである。２つ目の手段は、上流側受動型フィルタ５１の上流側バイパスコンデンサ５１３のキャパシタンス量を増加させることである。３つ目の手段は、下流側受動型フィルタ５２の下流側バイパスコンデンサ５２１のキャパシタンス量を増加させることである。４つ目の手段は、チョークコイル６１のインダクタンス量を増加させることである。

しかし、上流側バイパスコンデンサ５１３又は下流側バイパスコンデンサ５２１のキャパシタンス量の増加は、増加に伴って、漏れ電流量の増加を引き起こし、変換効率の低下及び漏電の発生を招くおそれがある。また、インダクタ５１１又はチョークコイル６１のインダクタンス量の増加は、部品体積の増大及び部品重量の増大を引き起こす。また、部品体積の増大及び部品重量の増大に伴い、部品を搭載する装置を強靭化する必要があるため、コストが増加するおそれがある。

これに対し、本実施の形態１は、能動型フィルタ６において、チョークコイル６１の二次巻線６１２によって検出された交流電力のコモンモードノイズ電流を、フィルタ回路６２及び増幅回路６３の周波数特性に変換して、電流注入回路６４の注入用コンデンサ６４１を介して、交流電力のＲ相、Ｓ相及びＴ相のそれぞれに電圧値を印加してコモンモードノイズを抑制する。

図９は、本発明の実施の形態１における能動型フィルタ６の統合特性を示すグラフである。ここで、能動型フィルタ６の統合特性とは、チョークコイル６１の一次巻線６１１と二次巻線６１２との巻線比と、ローパスフィルタであるフィルタ回路６２の特性と、増幅回路６３の増幅率及び位相特性とを統合した特性である。図９の上半分が周波数に対する増幅率（Ｇａｉｎ）の特性であり、横軸を周波数［Ｈｚ］、縦軸を増幅率（Ｇａｉｎ）［ｄＢ（デシベル）］で示している。図９の下半分が周波数に対する位相特性であり、横軸を周波数［Ｈｚ］、縦軸を位相［ｒａｄ（ラジアン）］で示しており、図９の上半分と図９の下半分との横軸は同一軸である。能動型フィルタ６内の増幅回路６３の増幅機能は、周波数ｆ［Ｈｚ］が増加するに伴って増幅率が低下し、位相も遅れてくる。能動型フィルタ６全体の統合特性としては、増幅率においては、周波数ｆ［Ｈｚ］の増加に伴い、先ず徐々に増幅率が低下し、増幅回路６３の増幅機能の低下する周波数から急激に増幅率が低下する。位相特性においても、周波数ｆ［Ｈｚ］の増加に伴い、先ず徐々に位相が遅れてゆき、増幅回路６３の増幅率が急激に低下する周波数から位相も急激に遅れてゆく。能動型フィルタ６全体の位相は、いずれ反転（位相がπ［ｒａｄ］）する周波数に至る。能動型フィルタ６全体の位相が反転する周波数を、図９に示す様に、Ｂ［Ｈｚ］とする。

そこで、本実施の形態１では、能動型フィルタ６は、周波数Ｂ［Ｈｚ］以下の予め設定した周波数Ａ［Ｈｚ］よりも低い周波数領域のノイズを抑制するように設定する。閾値周波数Ａ［Ｈｚ］において、能動型フィルタ６の増幅率が１以下、即ち増幅率が０［ｄＢ］以下になるように、チョークコイル６１、フィルタ回路６２及び増幅回路６３の各特性を設定する。これにより、図８の一点鎖線で記載されたノイズ量を、図８の太線で記載されたノイズ量にまで抑制することができる。なお、閾値周波数Ａ［Ｈｚ］は、増幅回路６３の第１のオペアンプ６３１及び第２のオペアンプ６３４の性能及び価格を考慮して、８００［ｋＨｚ］から２［ＭＨｚ］の範囲内で設定されることが好ましい。

本実施の形態１によれば、上流側受動型フィルタ５１が、ノーマルモードノイズの抑制と、コモンモードノイズのうち高周波数成分の抑制とを担うため、能動型フィルタ６は、コモンモードノイズのうち低周波数成分のみを抑制すればよい。従って、インダクタ５１１を大型化する必要がない。よって、電力変換装置２を大型化することなく、ノーマルモードノイズ及びコモンモードノイズを抑制することができる。

概して、能動型フィルタ６のフィルタ回路６２及び増幅回路６３を用いずに、ノイズの規格を満たそうとすると、チョークコイル６１のインダクタンスは１０００［μＨ］以上となる。これに対し、本実施の形態１のように、受動型フィルタ５及び能動型フィルタ６の両方でノイズの抑制を分担する場合、チョークコイル６１のインダクタンスは１００「μＨ」から数百「μＨ」に抑えられる。従って、インダクタンスを有する部品のコストを低減することができる。また、インダクタンスを有する部品の小型化に伴って、インダクタンスを有する部品の発熱量を低減することもでき、電力変換装置２の変換効率が向上する。また、小型化且つ軽量化されたインダクタンスを有する部品は、電気回路基板上に実装することができるため、空気調和機３に搭載する場合に部品を固定する専用の構造体が不要である。このため、コストを削減することができる。

更に、インダクタンスを有する部品の体積が減少することによって、同一形状の空気調和機３において圧縮機３２を大型化することができる。このため、空気調和機３の性能が向上する。更にまた、受動型フィルタ５及び能動型フィルタ６の両方でノイズの抑制を分担するため、抑制可能なノイズ帯域を選別し、少なくとも選別した帯域が抑制できるように、受動型フィルタ５及び能動型フィルタ６をそれぞれ設定すればよい。このため、受動型フィルタ５及び能動型フィルタ６の設計が容易である。

また、能動型フィルタ６は、ローパスフィルタであるフィルタ回路６２を有することによって、増幅回路６３での処理が位相反転する周波数領域で増幅率を１以下、即ち０［ｄＢ］以下に抑制することができる。これにより、能動型フィルタ６の動作を安定化することができる。更に、能動型フィルタ６のチョークコイル６１が、一次巻線６１１及び二次巻線６１２を有しているため、一次巻線６１１と二次巻線６１２との巻線比によってコモンモードノイズ電流を増幅することができる。このため、増幅回路６３の第１のオペアンプ６３１及び第２のオペアンプ６３４の増幅性能を低下させることができる。従って、第１のオペアンプ６３１及び第２のオペアンプ６３４のコストを低減することができる。そして、能動型フィルタ６のチョークコイル６１が、一次巻線６１１及び二次巻線６１２を有しており、電流注入回路６４が注入用コンデンサ６４１を有しているため、フィルタ回路６２及び増幅回路６３に低圧用部品を使用することができる。このため、フィルタ回路６２及び増幅回路６３に使用する部品のコスト低減も可能である。

なお、本実施の形態１ではフィルタ回路６２および増幅回路６３は、共通電位５１４と接続しない場合について説明したが、フィルタ回路６２内のコンデンサ６２２と増幅回路６３内の第２の抵抗６３３との接続点を共通電位５１４に接続しても、本発明の効果を失うものではない。

また、上流側バイパスコンデンサ５１３と下流側バイパスコンデンサ５２１とを統合して、上流側受動型フィルタ５１内または下流側受動型フィルタ５２内のいずれかに統合しても、本発明の効果を失うものではない。

実施の形態２．
図１０は、本発明の実施の形態２におけるフィルタ回路６２を示す回路図である。本実施の形態２は、フィルタ回路６２がバンドパスフィルタである点で、実施の形態１と相違する。本実施の形態２では、実施の形態１と同一の部分は同一の符号を付して説明を省略し、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

図１０に示すように、フィルタ回路６２は、二次巻線６１２の電流を電圧値に変換する抵抗６２５とハイパスフィルタとローパスフィルタとを組み合わせたバンドパスフィルタである。本実施の形態２のフィルタ回路６２は、抵抗６２１とコンデンサ６２２とコンデンサ６２３と抵抗６２４と抵抗６２５とを有している。抵抗６２５の両端は、それぞれ二次巻線６１２に接続される。コンデンサ６２３と抵抗６２４とは直列に接続される。コンデンサ６２３の抵抗６２４と接続されていない端子は、二次巻線６１２の一方の端子に接続される。抵抗６２４のコンデンサ６２３と接続されていない端子は、二次巻線６１２の他方の端子と接続される。更に、コンデンサ６２３と抵抗６２４との接続点は、抵抗６２１の一方の端子と接続する。抵抗６２１の他方の端子は、コンデンサ６２２の一方の端子と接続される。コンデンサ６２２の他方の端子は、二次巻線６１２と抵抗６２４との接続点と接続され、かつ、共通電位５１４と接続される。抵抗６２１とコンデンサ６２２との接続点は、増幅回路６３への出力端となる。コンデンサ６２３及び抵抗６２４によって、前述の閾値周波数Ａ［Ｈｚ］より低い周波数の閾値周波数Ｃ［Ｈｚ］以下の低周波領域を抑制するハイパスフィルタが構成される。また、抵抗６２１とコンデンサ６２２によって、実施の形態１と同様のローパスフィルタが構成されている。

１５０［ｋＨｚ］以下のノイズ強度は、図８の斜めの点線で示す様に大きい。一方で、１５０［ｋＨｚ］以上の帯域では、電源端子電動妨害波の許容値が規格によって定められている。規格としては、例えば一般財団法人ＶＣＣＩ協会の規格、又はＥＮ規格（欧州統一規格）ＥＮ６１０００−６−３が挙げられる。１５０［ｋＨｚ］未満の帯域は、発生ノイズ量が規格で規定されておらず、規格の観点ではノイズ対策は不要であるものの、実動作の観点ではノイズを低減することが好ましい。

図１１は、本発明の実施の形態２における能動型フィルタ６の統合特性を示すグラフである。図１１において、横軸は、周波数［Ｈｚ］、縦軸は、増幅率（Ｇａｉｎ）［ｄＢ（デシベル）］である。図１１に示すように、能動型フィルタ６において、増幅回路６３の増幅機能は、第２の閾値周波数Ｃ［Ｈｚ］を１５０［ｋＨｚ］と定め、１５０［ｋＨｚ］未満のノイズ強度を抑制する。

このように、本実施の形態２は、ノイズを抑制する手段が、低周波領域の周波数特性を抑制しているため、実施の形態１の効果に加え、増幅回路６３の第１のオペアンプ６３１及び第２のオペアンプ６３４が対応する入力振幅を小さくすることができる。このため、第１のオペアンプ６３１及び第２のオペアンプ６３４のコストを削減することもできる。

実施の形態３．
図１２は、本発明の実施の形態３における増幅回路６３を示す回路図である。本実施の形態３は、増幅回路６３がアバランシェダイオード対６３６を有している点で、実施の形態１と相違する。本実施の形態３では、実施の形態１と同一の部分は同一の符号を付して説明を省略し、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

本実施の形態３は、雷等のサージ電圧が印加された場合の対策が施された電力変換装置２について例示している。第１の交流電力の電線に雷等の大きなサージ電圧が重畳された場合、電流注入回路６４が交流電力と絶縁されているものの、増幅回路６３に大きな電圧が印加される。通例、サージ電圧対策として、大抵抗値を有する抵抗、大静電容量を有するコンデンサ、又はバリスタ等が使用される。しかし、増幅回路６３は、高周波数成分を有するコモンモードノイズ電流を取り扱うため、大抵抗値を有する抵抗及び大静電容量を有するコンデンサを採用することは困難である。また、バリスタでは、効果が発揮されるまでに多大な時間を要する。

そこで、本実施の形態３では、図１２に示すように、増幅回路６３が、増幅回路６３から出力される電流が流れる電線と共通電位５１４との間に設けられ、互いに逆方向に接続されたアバランシェダイオード対６３６を有している。ここで、アバランシェダイオード対６３６の数は、サージ電圧を共通電位５１４に回避させる電流量に基づいて決定される。

このように、本実施の形態３は、サージ電圧対策が施されているため、実施の形態１及び実施の形態２の効果に加えて、コモンモードノイズ電流対策とサージ電圧対策とを両立するという効果を得ることができる。なお、本実施の形態３は、アバランシェダイオード対５３６の代わりに、ツェナーダイオード対を用いても、同様の効果を奏する。

実施の形態４．
本実施の形態４は、モータ３１に中性点が存在する場合について例示するものである。本実施の形態４では、共通電位５１４の導体（電線）が、モータ３１の中性点に接続されている。これにより、実施の形態１〜実施の形態３の効果に加え、モータ３１からの漏れ電流によるノイズを低減するという効果を奏する。

実施の形態５．
本実施の形態５は、交流電源１に中性点が存在する場合について例示するものである。本実施の形態５では、共通電位５１４の導体（電線）が、交流電源１の中性点に接続されている。また、交流電源１の中性点を、能動型フィルタ６のチョークコイル６１において、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相と共に一次巻線６１１として取り扱うこともできる。

これにより、実施の形態１〜実施の形態４の効果に加え、交流電源１に含まれるコモンモードノイズを低減するという効果を奏する。

なお、上記実施の形態１〜実施の形態５では、電力変換装置２が空気調和機３に適用された場合について例示しているが、その他のモータを使用したプレス圧縮機及び樹脂成形機に適用されることも可能である。

１ 交流電源、２ 電力変換装置、３ 空気調和機、４ フィルタ部、５ 受動型フィルタ、６ 能動型フィルタ、７ コンバータ部、８ インバータ部、３１ モータ、３２ 圧縮機、５１ 上流側受動型フィルタ、５２ 下流側受動型フィルタ、６１ チョークコイル、６２ フィルタ回路、６３ 増幅回路、６４ 電流注入回路、５１１，５１１ｒ，５１１ｓ，５１１ｔ インダクタ、５１２，５１２ｒｓ，５１２ｓｔ，５１２ｔｒ 相間コンデンサ、５１３，５１３ｒ，５１３ｓ，５１３ｔ 上流側バイパスコンデンサ、５１４ 共通電位、５２１，５２１ｒ，５２１ｓ，５２１ｔ 下流側バイパスコンデンサ、６１１ 一次巻線、６１２ 二次巻線、６１３ 磁性体、６２１ 抵抗、６２２ コンデンサ、６２３ コンデンサ、６２４ 抵抗、６２５ 抵抗、６３１ 第１のオペアンプ、６３２ 第１の抵抗、６３３ 第２の抵抗、６３４ 第２のオペアンプ、６３５ 保護抵抗、６３６ アバランシェダイオード対、６４１ｒ，６４１ｓ，６４１ｔ 注入用コンデンサ。

Claims (8)

1. 交流電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、前記直流電力を第２の交流電力に変換するインバータ部とを有し、前記第２の交流電力によりモータを駆動させる電力変換装置において、
   前記交流電源と前記コンバータ部との間にフィルタ部を備え、
   前記フィルタ部は、
   ノイズのコモンモードノイズのうち、予め定められた閾値周波数より低周波成分を抑制する能動素子を有する能動型フィルタと、
   前記ノイズのノーマルモードノイズおよび、前記ノイズのコモンモードノイズのうち、前記閾値周波数以上の高周波成分を抑制する受動素子で構成される受動型フィルタと、を有し、
   前記能動型フィルタは、
   前記第１の交流電力が供給される導体を巻いた一次巻線と前記一次巻線が作る磁束に応じた電流を出力する二次巻線とを有するチョークコイルと、
   前記二次巻線の電流の少なくとも高周波領域を抑制するフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力を増幅し、かつ、必要な電流量を確保する増幅回路と、
   前記チョークコイルと前記インバータ部との間に設置され、前記増幅回路の出力を前記第１の交流電力の各相に注入する電流注入回路と、を備え、
   前記受動型フィルタは、
   前記交流電源と前記能動型フィルタとの間に設置される上流側受動型フィルタ、且つ、前記能動型フィルタと前記コンバータ部との間に設置される下流側受動型フィルタを有し、
   前記閾値周波数は、
   前記増幅回路の位相特性が反転する周波数よりも低い周波数であり、
   前記フィルタ回路は、
   二次巻線の電流を電圧値に変換する抵抗とハイパスフィルタとローパスフィルタとを組み合わせたバンドパスフィルタであり、
   前記ハイパスフィルタは、
   第２閾値周波数以下の低周波領域を抑制するものであり、
   前記第２閾値周波数は、
   前記閾値周波数より低いものである
   電力変換装置。
2. 前記フィルタ部は、
   前記上流側受動型フィルタの上流側バイパスコンデンサと、前記下流側受動型フィルタの下流側バイパスコンデンサとを接続する共通電位の導体を有する
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記受動型フィルタは、
   前記ノーマルモードノイズを抑制するインダクタまたは磁性材料と、
   前記第１の交流電力が供給される導体の相間に設けられる相間コンデンサと、
   前記第１の交流電力が供給される導体と共通電位の導体との間に設けられるバイパスコンデンサと、のうち少なくとも１つ以上を有する
   請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記第１の交流電力が、三相交流電力である
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記モータが、空気調和機の圧縮機用モータである
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電流注入回路は、
   前記増幅回路の出力をコンデンサ群を介して前記第１の交流電力の各相に電流を注入する
   請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記電流注入回路は、
   前記増幅回路の出力をインダクタ群を介して前記第１の交流電力の各相に電流を注入する
   請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記増幅回路は、
   前記増幅回路から出力される電流が流れる電線と共通電位の電線との間に設けられ、互いに逆方向に接続されたアバランシェダイオード対あるいは、ツェナーダイオード対のいずれか一方を有する
   請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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