JP6730609B2 - 無線通信装置および動作方法 - Google Patents

Description

本開示は、無線通信装置および動作方法に関し、特に、低コスト化および小型化を図ることができるようにした無線通信装置および動作方法に関する。

従来、無線信号を発生する無線通信装置に対して、無線通信装置から送信される無線信号が隣接チャネルに妨害を与えることを回避するように、隣接帯域への輻射を厳しく制限する規定が電波法によって課せられている。

しかしながら、一般的に、無線通信装置の送信回路に含まれるアップコンバータや増幅器などは非線形性を有しており、振幅が時間的に変化するように変調された無線信号を無線通信装置から送信すると、非線形性による相互変調（ＩＭ：intermodulation）ひずみが発生してしまう。そこで、相互変調ひずみの発生を十分低く抑制する非線形補償技術が重要となる。例えば、非線形補償技術として、非線形回路に入力される信号を、非線形回路の非線形入出力特性の逆特性となるように予めひずませておく、プリディストーション法が用いられている。

図１は、従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。

図１に示すように、従来の送信回路１１は、DPD（Digital Pre-Distorter）１２、DAC（Digital to Analog Converter）１３、アップコンバータ１４、局部発振器（local oscillator）１５、電力増幅器１６、カプラ１７、ダウンコンバータ１８、ADC（Analog to Digital Converter）１９、およびパラメータ調整部２０を備えて構成される。

送信回路１１に入力される入力信号ｘは、電力増幅器１６の非線形性を補償するように予め歪ませるディジタル信号処理がDPD１２により施され、歪補償信号ｖとしてDPD１２から出力される。歪補償信号ｖは、DAC１３によりアナログ変換され、アップコンバータ１４により局部発振器１５の局部発振周波数ｆ_Lと混合されて無線周波数ｆにアップコンバートされ、電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、DPD１２により施された歪補償信号ｖの歪が元に戻り、入力信号ｘと同様の波形の出力信号が電力増幅器１６から出力される。また、この出力信号はカプラ１７により分岐され、ダウンコンバータ１８により局部発振器１５の局部発振周波数ｆ_Lに基づいて中間周波数にダウンコンバートされる。その後、広帯域のADC１９によりディジタル変換された出力信号が、フィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部２０に入力される。

このように構成される送信回路１１では、高精度の非線形補償を行うためにディジタル信号処理が導入されており、DPD１２がルックアップテーブル型である場合、入力信号ｘの振幅に対する出力信号のベクトル振幅値が格納されたルックアップテーブルが用いられる。このルックアップテーブルのパラメータをパラメータ調整部２０が調整することで、送信回路１１における高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。

一方で近年、ブロードバンド携帯無線通信に対する需要の大幅な増加から、従来の周波数帯域のみでは帯域が不足する事態となっており、新たに帯域の追加が行なわれている。しかしながら一括して広い帯域を割り当てることが困難なため、複数の周波数帯域を同時に使用して等価的に帯域を広げて送受信を行う、キャリア・アグリゲーション技術の導入が検討・実施されている。キャリア・アグリゲーション技術によって飛び飛びの周波数帯域を同時に使用する場合、複数の異なる周波数帯域の送信機を並列運転することになるが、周波数帯域数が多い場合、周波数帯域毎に送信機を用意することによって製造コストが増大することが想定される。

そこで、１台の広帯域の送信機で複数の周波数帯域を同時に増幅する方法が考えられるが、周波数帯域毎に非線形回路の入出力特性が異なることから、非線形補償については、周波数帯域毎に補償をする必要がある。

図２は、２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。

図２に示すように、送信回路１１Ａは、２個のDPD１２−１および１２−２、２個のDAC１３−１および１３−２、２個のアップコンバータ１４−１および１４−２、２個の局部発振器１５−１および１５−２、電力増幅器１６、カプラ１７、２個のダウンコンバータ１８−１および１８−２、２個のADC１９−１および１９−２、パラメータ調整部２０、並びに、加算器２１を備えて構成される。

送信回路１１Ａでは、２周波数に対応する中間周波数での入力信号ｘ₁およびｘ₂が、ディジタルプリディストーション回路であるDPD１２−１および１２−２の両方に入力される。DPD１２−１から出力される歪補償信号ｖ₁は、DAC１３−１によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆ_L1と混合され、無線周波数ｆ₁にアップコンバートされる。同様に、DPD１２−２から出力される歪補償信号ｖ₂は、DAC１３−２によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆ_L2と混合され、無線周波数ｆ₂にアップコンバートされる。

このように、それぞれ異なる無線周波数ｆ₁およびｆ₂にアップコンバートされた歪補償信号ｖ₁およびｖ₂は加算器２１によって加算されて合成された後、非線形回路である電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、歪補償信号ｖ₁およびｖ₂の歪が元に戻り、それぞれ入力信号ｘ₁およびｘ₂と同様の波形の出力信号が出力される。

また、電力増幅器１６から出力される出力信号は、カプラ１７によって分岐され、ダウンコンバータ１８−１および１８−２に供給される。そして、出力信号は、ダウンコンバータ１８−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆ_L1に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−１によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ₁としてパラメータ調整部２０に入力される。同様に、出力信号は、ダウンコンバータ１８−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆ_L2に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−２によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ₂としてパラメータ調整部２０に入力される。従って、パラメータ調整部２０が、フィードバック信号ｙ₁およびフィードバック信号ｙ₂を用いて、DPD１２−１および１２−２がルックアップテーブル型である場合、それぞれのルックアップテーブルのパラメータを調整することで、送信回路１１Ａにおいて高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２−１および１２−２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。

このように、従来、２周波数に対応する送信回路１１Ａは、出力信号をフィードバックするための二組のフィードバック回路（ダウンコンバータ１８−１および１８−２並びにADC１９−１および１９−２）を備える必要があった。例えば、特許文献１に開示されているディジタルプリディストータも、送信回路１１Ａと同様に、２個のADCを備えて構成されている。

特開２０１４−１５８２３０号公報

ところで、図２の送信回路１１Ａと同様の構成方法で、さらに多数の周波数帯域に対応する場合、それらの周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備える必要があった。このため、対応する周波数帯域の増加に伴って、送信回路の製造コストが上昇するとともに、送信回路が大型化することになっていた。

本開示は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低コスト化および小型化を図ることができるようにするものである。

本開示の一側面の無線通信装置は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備え、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部は、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。

本開示の一側面の動作方法は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックし、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部とを備える無線通信装置の動作方法であって、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部が、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。

本開示の一側面においては、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力される。そして、出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理が行われる。さらに、所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部により、出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、出力信号が中間周波数にダウンコンバートされる。

本開示の一側面によれば、低コスト化および小型化を図ることができる。

従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。 ２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。 本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。 パラメータ調整部の構成例を示すブロック図である。 送信回路のフィードバック回路での周波数の関係を示す図である。 送信回路の性能について説明する図である。 本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。 多段ダウンコンバータの構成例を示すブロック図である。 多段ダウンコンバータにおける周波数の関係を示す図である。 相互変調ひずみについて説明する図である。 ２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性を説明する図である。

以下、本技術を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

図３は、本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。

図３において、送信回路３１は、２個のDPD３２−１および３２−２、２個のDAC３３−１および３３−２、２個のアップコンバータ３４−１および３４−２、２個の局部発振器３５−１および３５−２、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、ダウンコンバータ３９、局部発振器４０、ADC４１、並びに、パラメータ調整部４２を備えて構成される。

DPD３２−１は、送信回路３１に入力される入力信号ｘ₁に対して、電力増幅器３７の非線形性に対して逆特性の非線形性となるようなディジタル信号処理を施すことにより、電力増幅器３７における歪を補償した歪補償信号ｖ₁を生成して、DAC３３−１およびパラメータ調整部４２に供給する。また、DPD３２−２は、DPD３２−１と同様のディジタル信号処理を入力信号ｘ₂に対して施し、歪補償信号ｖ₂をDAC３３−２およびパラメータ調整部４２に供給する。

なお、異なる無線周波数の入力信号ｘ₁およびｘ₂が送信回路３１から送信される場合、図示するように、DPD３２−１および３２−２それぞれに、入力信号ｘ₁およびｘ₂の両方を入力することが必要になる。これは、電力増幅器３７が共通であることより、入力信号ｘ₁およびｘ₂によって混変調歪が発生するためである。従って、DPD３２−１は、入力信号ｘ₁のみならず入力信号ｘ₂の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ₁を生成し、DPD３２−２は、入力信号ｘ₂のみならず入力信号ｘ₁の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ₂を生成する。ここで、DPD３２−１および３２−２は、２個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路（例えば、FPGA：Field Programmable Gate Array）により構成される。

DAC３３−１は、DPD３２−１から供給される歪補償信号ｖ₁をアナログ変換して、アップコンバータ３４−１に供給する。同様に、DAC３３−２は、DPD３２−２から供給される歪補償信号ｖ₂をアナログ変換して、アップコンバータ３４−２に供給する。

アップコンバータ３４−１は、DAC３３−１から供給されるアナログの歪補償信号ｖ₁に、局部発振器３５−１から供給される局部発振周波数ｆ_L1の局部発振信号を乗算することにより、歪補償信号ｖ₁を無線周波数ｆ₁にアップコンバートして、無線周波数ｆ₁の歪補償信号ｖ₁を加算器３６に供給する。同様に、アップコンバータ３４−２は、歪補償信号ｖ₂を無線周波数ｆ₂にアップコンバートして、加算器３６に供給する。

局部発振器３５−１は、送信回路３１から出力される無線信号の周波数が無線周波数ｆ₁となるような局部発振周波数ｆ_L1の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−１に供給する。同様に、局部発振器３５−２は、局部発振周波数ｆ_L2の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−２に供給する。

加算器３６は、アップコンバータ３４−１から供給される無線周波数ｆ₁の歪補償信号ｖ₁と、アップコンバータ３４−２から供給される無線周波数ｆ₂の歪補償信号ｖ₂とを加算することにより合成し、その合成された出力信号を電力増幅器３７に供給する。

電力増幅器３７は、加算器３６において合成された出力信号を電力増幅する。このとき、電力増幅器３７の非線形性によって、DPD３２−１および３２−２により施された歪補償信号ｖ₁およびｖ₂の歪が元に戻ることになる。これにより、無線周波数ｆ₁を中心とした入力信号ｘ₁と同様の波形と、無線周波数ｆ₂を中心とした入力信号ｘ₂と同様の波形とが合成された出力信号が、電力増幅器３７から出力される。

カプラ３８は、電力増幅器３７から出力される出力信号を送信回路３１の後段の回路（図示せず）に出力するとともに、その出力信号を分岐して、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）としてダウンコンバータ３９に供給する。

ダウンコンバータ３９は、電力増幅器３７からフィードバックされるフィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）を、局部発振器４０から供給される局部発振周波数ｆ_LOに基づいて、中間周波数ｆ_IFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ（ｆ_IF）を生成してADC４１に供給する。

局部発振器４０は、局部発振周波数ｆ_LOの局部発振信号を生成してダウンコンバータ３９に供給する。このとき、局部発振器４０の局部発振周波数ｆ_LOは、無線周波数ｆ₁と無線周波数ｆ₂との中心｛ｆ_LO＝（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝に設定される。例えば、無線周波数ｆ₁が1.8GHzであり、無線周波数ｆ₂が2.1GHzである場合、局部発振周波数ｆ_LOは、1.95GHz｛＝（1.8＋2.1）／２｝に設定される。これにより、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）は、無線周波数ｆ₁および無線周波数ｆ₂と局部発振周波数ｆ_LOとの差分（0.3GHz）の１／２となる中間周波数ｆ_IF、即ち、150MHz｛ｆ_IF＝（ｆ₂−ｆ₁）／２｝にダウンコンバートされる。

このように局部発振器４０の局部発振周波数ｆ_LOを設定することにより、無線周波数ｆ₁およびｆ₂を中心とした２つの周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）が、中間周波数ｆ_IFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に変換される。

ADC４１は、ダウンコンバータ３９から供給されるフィードバック信号ｙ（ｆ_IF）をディジタル変換して、パラメータ調整部４２に供給する。

パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）を、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正するための情報として使用する。即ち、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に含まれる入力信号ｘ₁に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ₁の信号スペクトルとを比較し、それらが一致するように、DPD３２−１のルックアップテーブルのパラメータを補正する。ここで、パラメータ調整部４２は、後述するように、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に含まれる入力信号ｘ₁に対応する周波数成分の信号スペクトルが反転していることより、入力信号ｘ₁の信号スペクトルを反転する処理を行って、比較を行う。

同様に、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に含まれる入力信号ｘ₂に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ₂の信号スペクトルとが一致するように処理を行い、DPD３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正する。

このように、パラメータ調整部４２が、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。なお、DPD３２−１および３２−２が演算型である場合には、パラメータ調整部４２は、演算回路の多項式を調整することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。

そして、このように構成される送信回路３１は、図２を参照して説明した従来の送信回路１１Ａと比較してフィードバック回路が異なる構成となっており、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備えて構成されている。

つまり、送信回路３１のフィードバック回路では、局部発振器４０の局部発振周波数ｆ_LOを、無線周波数ｆ₁と無線周波数ｆ₂との中心に設定することで、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）を、中間周波数ｆ_IFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に変換することができる。これにより、送信回路３１は、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成であっても、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）を用いたフィードバックを行うことができる。

次に、図４は、図３のパラメータ調整部４２の構成例を示すブロック図である。

図４に示すように、パラメータ調整部４２は、時間調整部５１、２つのＰＡ（Power Amplifier）モデル５２−１および５２−２、モデリング部５３、並びに、逆特性モデリング部５４を備えて構成される。

時間調整部５１には、DPD３２−１および３２−２から歪補償信号ｖ₁およびｖ₂が供給されるとともに、ダウンコンバータ３９からフィードバック信号ｙが供給され、フィードバック信号ｙに対する歪補償信号ｖ₁およびｖ₂の時間のズレを補正する。この時間のズレは、DPD３２−１および３２−２から出力された歪補償信号ｖ₁およびｖ₂が電力増幅器３７を経由してフィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部４２に入力されるまでのフィードバック回路において発生し、無線周波数によって異なるものとなる。そして、時間調整部５１は、フィードバック信号ｙに対する時間ズレを補正した歪補償信号ｖ₁およびｖ₂を、モデリング部５３に供給する。

ＰＡモデル５２−１は、入力信号ｘ₁に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルであり、ＰＡモデル５２−２は、入力信号ｘ₂に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルである。ＰＡモデル５２−１および５２−２には、それぞれ入力信号ｘ₁およびｘ₂の両方が入力される。そして、ＰＡモデル５２−１および５２−２は、例えば、次の式（１）により表される。

ＰＡモデル５２−１は、式（１）のｙ_m1（ｎ）の多項式の係数の組{ａ_q,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ₁としてモデルパラメータとして用いる。同様に、ＰＡモデル５２−２は、式（１）のｙ_m2（ｎ）の多項式の係数の組{ｂ_q,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ₂としてモデルパラメータとして用いる。この結果、ＰＡモデル５２−１からの出力ｙ_m1とＰＡモデル５２−２からの出力ｙ_m2は、入力を入力信号ｘ₁およびｘ₂とする次の式（２）により表され、この値は、DPD３２−１および３２−２を設けない構成における電力増幅器３７の出力と考えることができる。

モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間調整部５１から供給される時間ズレを補正した歪補償信号ｖ₁およびｖ₂とを比較する。このとき、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙから出力ｙ₁および出力ｙ₂を分離して、出力ｙ₁をスペクトル反転したものを、その共役複素数で表した共役複素数出力ｙ^* ₁とすると、フィードバック信号ｙは、次の式（３）で表される。なお、式（３）において、Ｘ₁およびＸ₂は、式（２）と等価であるが、入力を歪補償信号ｖ₁およびｖ₂とするベクトルである。

そして、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間ズレを補正した歪補償信号ｖ₁およびｖ₂との間に、この式（３）の関係があることを利用して、係数ベクトルＡ₁およびＡ₂を最小二乗法によって推定する。これにより、モデリング部５３は、係数ベクトルＡ₁およびＡ₂を、ＰＡモデル５２−１および５２−２の係数を決定するために用いることができる。但し、出力ｙ₁がスペクトル反転していることより、得られた係数ベクトルはＡの共役複素数Ａ^*となるので、この複素共役をとることで係数ベクトルＡとする。なお、モデリング部５３は、次の式（４）および式（５）に従って、フィードバック信号ｙから出力ｙ₁および出力ｙ₂を分離することができる。

逆特性モデリング部５４は、モデリング部５３によりＰＡモデル５２−１および５２−２が求められると、上述の式（１）に示す多項式の逆多項式を求め、その逆多項式をDPD３２−１および３２−２の多項式とする。

このようにパラメータ調整部４２は構成されており、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）から入力信号ｘ₁およびｘ₂それぞれに対応する出力ｙ₁および出力ｙ₂を分離して、電力増幅器３７の逆特性となるようにDPD３２−１および３２−２を調整することができる。

図５には、送信回路３１のフィードバック回路での周波数の関係が示されている。

図５のＡには、ダウンコンバータ３９に入力されるフィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）の信号スペクトルが示されており、図５のＢには、ダウンコンバータ３９によりダウンコンバートされたフィードバック信号ｙ（ｆ_IF）の信号スペクトルが示されている。

図５のＡに示すように、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）は、無線周波数ｆ₁および無線周波数ｆ₂それぞれを中心とした信号スペクトルにより表される。上述したように、ダウンコンバータ３９は、無線周波数ｆ₁および無線周波数ｆ₂の中心の局部発振周波数ｆ_LO｛＝（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂）をダウンコンバートする。

これにより、図５のＢに示すように、無線周波数ｆ₁および無線周波数ｆ₂それぞれを中心とした信号スペクトルは、中間周波数ｆ_IF｛＝（ｆ₂−ｆ₁）／２｝を中心として重なるように表される。つまり、ダウンコンバータ３９が局部発振周波数ｆ_LOに基づいてダウンコンバートを行うと、局部発振周波数ｆ_LOより低い無線周波数ｆ₁を中心とした信号スペクトルは折り返されることになる結果、２つの信号スペクトルが中間周波数ｆ_IFを中心として重なることになる。

ところで、このようなダウンコンバートが行われることで、局部発振周波数ｆ_LOより低い無線周波数ｆ₁を中心とした信号スペクトルが反転することになる。このため、パラメータ調整部４２は、無線周波数ｆ₁を中心とした信号スペクトル、即ち、入力信号ｘ₁に対応する周波数成分の信号スペクトルを、直接的に、入力信号ｘ₁と比較して誤差を求めることはできない。

そこで、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ₁の信号スペクトルを反転する処理を行って、その反転後の入力信号ｘ₁の信号スペクトルと、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に含まれる入力信号ｘ₁に対応する周波数成分の信号スペクトルとを比較する必要がある。もちろん、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）に含まれる入力信号ｘ₁に対応する周波数成分の信号スペクトルを反転して、そのままの入力信号ｘ₁の信号スペクトルと比較を行ってもよい。即ち、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ₁について、いずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行えばよい。

なお、局部発振周波数ｆ_LOより高い無線周波数ｆ₂を中心とした信号スペクトルは、そのまま反転されることなく中間周波数ｆ_IFに変換される。このため、パラメータ調整部４２が、フィードバック信号ｙ（ｆ_IF）と入力信号ｘ₂と比較して誤差を求める際に、入力信号ｘ₂の信号スペクトルを反転する処理を行う必要はない。

このように、２つの周波数に対応する送信回路３１において、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成としても、従来とほぼ同様に、相互変調ひずみの発生を抑制することができる。

次に、図６を参照して、送信回路３１の性能について説明する。

図６は、送信回路３１が、周波数1.75GHzの信号と周波数2.75GHzの信号との２つの信号を送信した場合における、周波数の低い方の信号（1.75GHz）のスペクトルを示したものである。例えば、図６のＡには、DPDを有さない構成の送信装置から出力される出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＢには、図２に示したような送信回路１１Ａ、即ち、対応する周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備えた従来の構成における出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＣには、送信回路３１の構成における信号スペクトルが示されている。なお、周波数の高い方の信号（2.75GHz）についても、周波数の低い方の信号と同様の効果がみられるので、周波数の高い方の信号のスペクトルの図示は省略し、周波数の低い方の信号を参照して説明を行う。

図６のＡに示すように、DPDを有さない構成では、信号スペクトルの波形の幅が広がっており、出力信号に相互変調ひずみが発生していることが分かる。

これに対し、図６のＢおよび図６のＣに示すように、信号スペクトルの波形の幅の広がりが抑制されており、どちらの構成においても相互変調ひずみの発生が抑制されている。また、図６のＢおよび図６のＣの信号スペクトルは、ほぼ同様の波形となっており、送信回路３１は、従来の構成の送信回路１１Ａとほぼ同等の性能を備えていることが分かる。

即ち、一組のフィードバック回路（ダウンコンバータ３９およびADC４１）を備える構成の送信回路３１は、従来の構成送信回路１１Ａと比較しても、その性能が低下することはない。従って、送信回路３１は、フィードバック回路の構成を削減することによって、従来と同様に相互変調ひずみの発生を抑制する機能を、より低コストかつ小型に実現することができる。

次に、図７は、本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。

図７の送信回路３１Ａにおいて、図３の送信回路３１と共通する構成については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。例えば、送信回路３１Ａは、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、および、ADC４１を備える点で、図３の送信回路３１と共通する構成となっている。

但し、送信回路３１Ａは、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、Ｎ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎ、およびパラメータ調整部４２Ａを備えるとともに、図３のダウンコンバータ３９および局部発振器４０に替えて多段ダウンコンバータ４３を備える点で、図３の送信回路３１と異なる構成となっている。

つまり、送信回路３１Ａは、Ｎ周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能となるように構成されており、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、およびＮ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎによって、Ｎ系列の入力信号ｘ₁乃至ｘ_Nに対応している。ここで、DPD３２−１乃至３２−Ｎは、Ｎ個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される。

そして、送信回路３１Ａでは、これらのＮ系列の出力信号が加算器３６により合成された後に電力増幅器３７に入力されて、電力増幅器３７から出力される出力信号がカプラ３８により分岐され、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，・・・ｆ_N）として多段ダウンコンバータ４３に入力される。

多段ダウンコンバータ４３は、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，・・・ｆ_N）に対して、後述の図８および図９を参照して説明するように複数段でダウンコンバートを行い、中間周波数ｆ_IFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ_(N)を生成してADC４１に供給する。また、パラメータ調整部４２Ａは、図３のパラメータ調整部４２と同様に、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，・・・ｆ_N）に基づいて、DPD３２−１乃至３２−Ｎのパラメータの補正、または、演算回路の多項式の調整を行う。例えば、パラメータ調整部４２Ａは、DPD３２−１乃至３２−Ｎに応じたＮ個のＰＡモデル５２（図４参照）を有している。

ここで、図８は、多段ダウンコンバータ４３の構成例を示すブロック図である。

図８に示すように、多段ダウンコンバータ４３は、Ｎ−１個のダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）が直列に接続され、ダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）それぞれに対してＮ−１個の局部発振器４０−１乃至４０−（Ｎ−１）が設けられている。

ダウンコンバータ３９−１は、局部発振器４０−１から供給される局部発振周波数ｆ_LO(1)に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，・・・ｆ_N）をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ₍₁₎を生成する。このとき、局部発振器４０−１の局部発振周波数ｆ_LO(1)は、無線周波数ｆ₁と無線周波数ｆ₂との中心｛ｆ_LO(1)＝（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝に設定される。

同様に、ダウンコンバータ３９−２は、局部発振器４０−２から供給される局部発振周波数ｆ_LO(2)に基づいて、フィードバック信号ｙ₍₁₎をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ₍₂₎を生成する。このとき、局部発振器４０−２の局部発振周波数ｆ_LO(2)は、フィードバック信号ｙ₍₁₎の中間周波数｛（ｆ₂−ｆ₁）／２｝と、無線周波数ｆ₃をダウンコンバータ３９−１でダウンコンバートした周波数｛ｆ₃−（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝との中心｛ｆ_LO(2)＝（ｆ₃−ｆ₁）／２｝に設定される。

また同様に、ダウンコンバータ３９−３は、局部発振器４０−３から供給される局部発振周波数ｆ_LO(3)に基づいて、フィードバック信号ｙ₍₂₎をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ₍₃₎を生成する。このとき、局部発振器４０−３の局部発振周波数ｆ_LO(3)は、フィードバック信号ｙ₍₂₎の中間周波数｛（ｆ₃−ｆ₂）／２｝と、無線周波数ｆ₄をダウンコンバータ３９−１および３９−２でダウンコンバートした周波数｛ｆ₄−（ｆ₂＋ｆ₃）／２｝との中心｛ｆ_LO(2)＝（ｆ₄−ｆ₂）／２｝に設定される。

以下、同様に、ダウンコンバータ３９−４乃至３９−（Ｎ−２）においてダウンコンバートが行われ、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）は、局部発振器４０−（Ｎ−１）から供給される局部発振周波数ｆ_LO(N-1)に基づいて、フィードバック信号ｙ_(N-1)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ_(N)を生成する。このとき、局部発振器４０−（Ｎ−１）の局部発振周波数ｆ_LO(N-1)は、フィードバック信号ｙ_(N-2)の中間周波数｛（ｆ_N-1−ｆ_N-2）／２｝と、無線周波数ｆ_Nをダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−２）でダウンコンバートした周波数｛ｆ_N−（ｆ_N-2＋ｆ_N-1）／２｝との中心｛ｆ_LO(N-1)＝（ｆ_N−ｆ_N-2）／２｝に設定される。

その結果、多段ダウンコンバータ４３からは、中間周波数ｆ_IF｛＝（ｆ_N−ｆ_N-1）／２｝のフィードバック信号ｙ_(N)が出力される。

そして、送信回路３１Ａにおいても、上述した送信回路３１と同様に、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートによって信号スペクトルが反転するため、パラメータ調整部４２Ａは、信号スペクトルの反転に考慮して比較を行う必要がある。

図９は、多段ダウンコンバータ４３における周波数の関係を示す図である。

図９に示すように、入力信号ｘ₁乃至ｘ_Nそれぞれに対応する無線周波数ｆ₁乃至ｆ_Nは、無線周波数ｆ₁が最も小さく、無線周波数ｆ₁から無線周波数ｆ_Nまでの順に従って大きくなるように設定されている。また、図９では、無線周波数ｆ₁乃至ｆ_Nの低い順に周波数を退縮させる例が示されている。

つまり、ダウンコンバータ３９−１は、局部発振周波数ｆ_LO(1)｛＝（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝に基づいてダウンコンバートを行って、入力信号ｘ₁およびｘ₂に対応する無線周波数ｆ₁および無線周波数ｆ₂の周波数成分については、同一の中間周波数｛（ｆ₂−ｆ₁）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ₃乃至ｆ_Nの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆ_LO(1)｛＝（ｆ₁＋ｆ₂）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−１から出力されるフィードバック信号ｙ₍₁₎は、図９の上から２段目に示すようになる。

続いて、ダウンコンバータ３９−２が、局部発振周波数ｆ_LO(2)｛＝（ｆ₃−ｆ₁）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ₁乃至ｘ₃に対応する無線周波数ｆ₁乃至ｆ₃の周波数成分は、同一の中間周波数｛（ｆ₃−ｆ₂）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ₄乃至ｆ_Nの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆ_LO(2)｛＝（ｆ₃−ｆ₁）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−２から出力されるフィードバック信号ｙ₍₂₎は、図９の上から３段目に示すようになる。

以下、同様に、ダウンコンバータ３９の段数が増えるごとに、周波数が１波ずつ退縮し、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）が、局部発振周波数ｆ_LO(N-1)｛＝（ｆ_N−ｆ_N-2）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ₁乃至ｘ_Nに対応する無線周波数ｆ₁乃至ｆ_Nの周波数成分は、図９の上から４段目に示すように、同一の中間周波数ｆ_IF｛＝（ｆ_N−ｆ_N-1）／２｝に退縮して変換される。

このようなダウンコンバートが多段ダウンコンバータ４３において行われる結果、フィードバック信号ｙ_(N)では、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、無線周波数ｆ₁，ｆ₃，・・・ｆ_N-1の信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ₂，ｆ₄，・・・ｆ_Nの信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ₁，ｘ₃，・・・ｘ_N-1を中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ_(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ₂，ｘ₄，・・・ｘ_Nについては、このような反転を行う必要はない。

同様に、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、無線周波数ｆ₂，ｆ₄，・・・ｆ_Nの信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ₁，ｆ₃，・・・ｆ_N-1の信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ₂，ｘ₄，・・・ｘ_Nを中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ_(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ₁，ｘ₃，・・・ｘ_N-1については、このような反転を行う必要はない。

このように、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎに従って反転を行う入力信号を決定し、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートが行われるのに伴って反転される信号スペクトルの周波数成分については、その周波数成分に対応する入力信号を反転する処理を行った後に、フィードバック信号ｙ_(N)との比較を行う。

以上のように、送信回路３１Ａは、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数に変換することができるので、多段ダウンコンバータ４３から出力されるフィードバック信号ｙ_(N)を単一のADC４１によってディジタル変換してパラメータ調整部４２Ａに供給することができる。このように、単一のADC４１で処理を行うことができる結果、従来の送信回路と比較して、使用するADCの個数を削減することができるため、回路の簡易化、低消費電力化、小型化、および低コスト化を図ることができる。

ところで、図１０に示すように、入力信号ｘ₁には、入力信号ｘ₁によって歪ｄ_{（１，１）}が発生するだけでなく、入力信号ｘ₂によっても歪ｄ_{（１，２）}が発生する。同様に、入力信号ｘ_２には、入力信号ｘ_２によって歪ｄ_{（２，２）}が発生するだけでなく、入力信号ｘ_１によっても歪ｄ_{（２，１）}が発生する。このように、入力信号ｘ₁および入力信号ｘ₂には、互いの影響による相互変調ひずみが発生する。

そこで、本技術を適用した図３の送信回路３１は、DPD３２−１には、DPD３２−１がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ₁とともに、入力信号ｘ_２も入力されるように構成される。同様に、DPD３２−２には、DPD３２−２がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ_２とともに、入力信号ｘ_１も入力される。

これにより、DPD３２−１は、入力信号ｘ₁を用いて歪ｄ_{（１，１）}を補償するだけでなく、入力信号ｘ_２を用いて歪ｄ_{（１，２）}を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ_{（１，１）}および歪ｄ_{（１，２）}を補償した歪補償信号ｖ_１を生成することができる。同様に、DPD３２−２は、入力信号ｘ_２を用いて歪ｄ_{（２，２）}を補償するだけでなく、入力信号ｘ_１を用いて歪ｄ_{（２，１）}を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ_{（２，２）}および歪ｄ_{（２，１）}を補償した歪補償信号ｖ₂を生成することができる。

また、図７の送信回路３１Ａも同様に、DPD３２−１乃至３２−Ｎの各々には、各自がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ₁乃至ｘ_Nのいずれかが入力されるだけでなく、全ての入力信号ｘ₁乃至ｘ_Nが入力されるように構成される。

従って、送信回路３１および送信回路３１Ａは、複数の入力信号ｘどうしの影響により発生する相互変調ひずみを補償した歪補償信号ｖを生成することができるので、より高精度に歪補償を行うことができる。これにより、送信回路３１および送信回路３１Ａは、アップコンバータ３４によるアップコンバートによって歪補償信号ｖの歪が確実に元に戻され、それぞれの入力信号ｘと同様の波形の出力信号を出力することができる。

ここで、図１１を参照して、本技術を適用した送信回路３１のように、２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性について説明する。

図１１には、入力信号ｘ₁を送信する周波数帯域を１０MHzとし、入力信号ｘ_２を送信する周波数帯域を２０MHzとして、DPD３２による歪補償処理があるときと、DPD３２による歪補償処理がないときのとのパワースペクトル密度（Power spectral density）のシミュレーション結果が示されている。

図１１のＡは、送信回路３１の構成、即ち、ダウンコンバータ３９により１つの中間周波数ｆ_IFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙを用いてパラメータ調整部４２がパラメータを調整するようなフィードバックが行われる構成（Spectra-Folding Feed Back）におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果が示されている。

一方、このようなフィードバックが行われない構成におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果のうち、図１１のＢには、ＰＡモデルの振幅−振幅特性を１０％変化（２％ずつプラス側およびマイナス側に変化）させたときのシミュレーション結果が示されている。同様に、図１１のＣには、ＰＡモデルの振幅−位相特性を１０％変化させたときのシミュレーション結果が示されている。図１１のＢおよび図１１のＣに示すように、フィードバックが行われない構成では、ＰＡモデルの特性を変化させると、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生してしまう。

これに対し、図１１のＡに示すように、送信回路３１は、上述したようなフィードバックが行われる構成を採用することで、２つの周波数帯域を同時に非線形補償するときに、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生することを抑制することができる。即ち、本技術を適用した送信回路３１は、２つの周波数帯域を同時に非線形補償しても、より高精度な歪補償を行うことができる。

なお、本実施の形態においては、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数にダウンコンバートする構成例について説明を行ったが、例えば、少なくとも入力信号の数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートすることにより、従来の構成と比較して上述の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

３１および３１Ａ 送信回路， ３２ DPD， ３３ DAC， ３４ アップコンバータ， ３５ 局部発振器， ３６ 加算器， ３７ 電力増幅器， ３８ カプラ， ３９ ダウンコンバータ， ４０ 局部発振器， ４１ ADC， ４２および４２Ａ パラメータ調整部， ４３ 多段ダウンコンバータ， ５１ 時間調整部， ５２−１および５２−２ ＰＡモデル， ５３ モデリング部， ５４ 逆特性モデリング部

Claims (6)

1. 所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
   前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
   前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
   を備え、
   前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
   前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
   前記調整部は、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、
   前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
   無線通信装置。
2. 前記フィードバック部は、前記所定数より１つ少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、１つの中間周波数にダウンコンバートする
   請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記歪補償処理部は、前記所定数の周波数成分に対応した所定数の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される
   請求項１乃至３のいずれかに記載の無線通信装置。
4. 前記フィードバック部から出力される前記中間周波数の信号をディジタル信号に変換して前記調整部に供給するディジタル変換部をさらに備え、
   前記調整部は、前記歪補償処理部に対する処理をディジタル信号処理により行う信号処理回路により構成される
   請求項１乃至４のいずれかに記載の無線通信装置。
5. 前記調整部は、前記歪補償処理部から供給される前記歪補償信号と、前記フィードバック部を介して供給される前記フィードバック信号との時間のズレを補正する時間調整部を有する
   請求項１乃至５のいずれかに記載の無線通信装置。
6. 所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
   前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
   前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックし、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部と
   を備える無線通信装置の動作方法であって、
   前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
   前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
   前記調整部が、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、
   前記フィードバック部が、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
   動作方法。

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