JP6728340B2 - 超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバのためのシステム及び方法 - Google Patents

Description

〔関連出願との相互参照〕
本出願は、２０１５年９月２日に出願された米国仮特許出願第６２／２１３，５３０号の利益を主張するものであり、この文献の内容は引用により本明細書に組み入れられる。

本開示は、一般に無線機に関し、具体的には、排他的な意味ではないが、広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバに関する。

従来、無線機は、スーパーヘテロダインアーキテクチャに基づく。しかしながら、スーパーヘテロダインアーキテクチャは複雑であり、同時に１つの狭周波数帯、例えばスペクトルウィンドウにしか対応しない。この複雑性は、一つには、ミキサ及び様々な動作周波数の追加と併せて、所望のスペクトルウィンドウ外の望ましくない信号を抑制するフィルタが含まれることに起因する。従来の無線機は、良好に機能してロバストな通信システムを提供するが、単一の無線機をさらに広い帯域に使用して無線機の複雑性を低減できることが非常に望ましい。

複雑性の低減及び高帯域幅という目標を達成する代替無線機に対する要望は、広帯域ダイレクトサンプリング無線機を生み出した。広帯域ダイレクトサンプリング無線機の開発は、アナログ−デジタルコンバータ技術及びデジタル−アナログコンバータ技術の進歩に基礎を置いている。しかしながら、これらの無線機は、帯域内の強信号が弱信号をかき消すことによって無線機のダイナミックレンジが低下した時に難点があり、制御環境内でしか望む通りに動作しない。また、超高速アナログ−デジタルコンバータは、その精度に限界があり（８〜１０ビット）、強信号にとっては十分であるが、強信号の存在下における弱信号の検出及びサンプリングが妨げられてしまう。

別途定めのない限り様々な図全体を通じて同じ要素を同じ参照符号によって示す以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非包括的な実施形態について説明する。適切な場合には、図面が乱雑にならないように必ずしも全ての要素例を符号付きで表記しているわけではない。図面は必ずしも縮尺通りではなく、むしろ説明する原理を示すことに重点を置いている。

本開示の実施形態による広帯域ダイレクトサンプリング無線機例のブロック図である。 本開示の実施形態による広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバ例のブロック図である。 本開示の実施形態による、トランシーバの広帯域動作を示す一連のＲＦプロットである。 本開示の実施形態による、広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバの方法例である。 本開示の実施形態による、広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバを実装するコンピュータ可読記憶媒体例である。

本明細書では、超広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバのためのシステム及び方法の実施形態を説明する。以下の説明では、実施形態を完全に理解できるように数多くの具体的な詳細を示す。しかしながら、当業者であれば、本明細書で説明する技術は、これらの具体的な詳細のうちの１つ又は２つ以上を伴わずに、或いは他の方法、構成要素、材料などを用いて実施することもできると認識するであろう。その他の場合、いくつかの態様を曖昧にしないように、周知の構造、材料又は動作については図示又は詳細に説明していない。

本明細書全体を通じて、「１つの実施形態」又は「ある実施形態」に対する言及は、これらの実施形態に関連して説明した特定の特徴、構造又は特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書全体を通じて様々な箇所で見られる「１つの実施形態では」又は「ある実施形態では」という表現は、必ずしも全てが同じ実施形態について言及しているわけではない。さらに、これらの特定の特徴、構造又は特性は、１又は２以上の実施形態においてあらゆる好適な形で組み合わせることもできる。

超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバは、例えば超広周波数帯で発生する全ての受信無線周波数（ＲＦ）信号をデジタル信号に変換することができる。これらのＲＦ信号は、例えば中間周波数及びミキサの使用を伴わずに直接デジタル信号に変換することができる。また、超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバは、関心周波数スペクトル全体を通す一次ナイキストフィルタ外の望ましくない周波数をフィルタ除去するためのフィルタを含まなくてもよい。従って、超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバは、受け取った信号の超広帯域にわたって、いずれかの望ましいスペクトルウィンドウに及ぶことができるデジタル信号を提供することができる。非限定的な例では、この超広帯域が、最大２ＧＨｚのスペクトルに及ぶことができる。また、所望のスペクトルウィンドウは、ＡＭ、ＦＭ、ＧＰＳ、ＤＴＶなどの帯域を含むことができる。超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバ及び受信機は、超広帯域にわたる信号検出能力を有することにより、従来の複数のスーパーヘテロダイン無線機に取って代わることができる。

超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバは、例えば受け取ったＲＦ信号をデジタル信号プロセッサによる分析及び使用が可能なデジタル信号に変換するアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を含むことができる。受け取ったＲＦ信号は、弱信号及び強信号を含むことができる。しかしながら、ＡＤＣは、ノイズフロアを弱信号の強度よりも引き上げることができる強信号によって飽和してしまうことがある。この結果、ＡＤＣは、弱信号の検出などのサンプリングができないこともある。トランシーバの帯域幅内のありとあらゆる信号は望ましい信号である可能性があるので、弱信号が失われると、超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバの有用性が大幅に減少することもある。

換言すれば、非制御環境における超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバは、帯域内強信号に圧倒されることによって、信号プロセッサが広帯域で弱信号を検出するのを妨げる可能性がある。例えば、範囲内のあらゆる周波数において生じ得る帯域内強信号は、ＡＤＣを飽和させ、及び／又は全ての弱信号をＡＤＣのノイズフロアよりも低く押しやるように自動利得制御システムを駆動することができる。１又は２以上の大信号がＡＤＣを飽和させた場合、この大信号のデジタル表現は歪曲し、全ての弱信号は非線形的な飽和動作からの深刻なスペクトル汚染を受け、事実上受信機のノイズフロアが高くなる。

本明細書では、強力な帯域内伝送信号の存在下で超広帯域ダイレクトサンプリングトランシーバを用いて無線周波数（ＲＦ）信号を送受信するためのシステム及び方法を開示する。強力な帯域内伝送信号は、「自船（ｏｗｎ−ｓｈｉｐ）」伝送、或いは付近の又は高出力の送信機からの伝送とすることができる。トランシーバは、予備サンプリング段と、注入／キャンセル段と、二次サンプリング段と、デジタル信号処理システムとで構成することができる。予備サンプリング段は、アナログ−デジタルコンバータを用いてありとあらゆる強信号をサンプリングし、デジタル処理システムによってキャンセル信号を生成することができる。キャンセル信号は、予備サンプリング信号よりも優れた強信号の近似値などの高分解能の信号（多くのビット）とすることができ、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）によってアナログ領域に変換することができる。キャンセル信号を定める情報もデジタル処理システムに転送することができ、注入段においてキャンセル信号を全ＲＦ信号と組み合わせて残差信号を生じることができる。残差信号は、（例えば、全ての強信号が除去された）低振幅を有することができ、キャンセル信号の生成に関連する量子化ノイズによって支配することができる、という２つの特性を有することができる。次に、この残差信号を二次サンプリング段によってサンプリングすることができる。このデジタル残差信号をデジタル処理システムに転送することができる。

支配的な量子化「ノイズ」は、既知の信号（例えば、キャンセル信号）から生成されたものであるため、このサンプリングノイズをデジタル残差信号からデジタル的に減算することができる。メインデジタル処理システムは、キャンセル信号の量子化ノイズを推定し、このノイズをデジタル残差信号から除去することができる。このように量子化ノイズを除去して、元々の弱信号を回復させることができる。第１の段によって取り込まれた弱信号及び強信号は、いずれもその後にさらなるデジタル処理及び／又は再送信に利用することができる。この結果、受信機を超高ダイナミックレンジ直接デジタル化受信機として特徴付けることができる。

図１は、本開示の実施形態による広帯域ダイレクトサンプリング無線機例１００のブロック図である。無線機１００は、１又は２以上の帯域内強信号の存在下で広帯域ＲＦ信号を直接サンプリングしてデジタル信号に変換することができる。帯域内強信号は、ＲＦ信号内の弱信号が検出可能であるような割合を占めることができる。一般に、無線機１００は、ＲＦ入力信号に含まれる強信号が弱信号の検出に悪影響を与えることなく弱信号及び強信号を検出できる広帯域高ダイナミックレンジとすることができる。

図示の無線機１００の実施形態は、アンテナ１０２と、キャンセル信号生成回路１０４と、加算回路１０６と、受信機１０８とを含む。キャンセル信号生成回路１０４は、予備サンプリング段とすることができ、加算器１０６は、注入／キャンセル段とすることができ、受信機１０８は、二次サンプリング段とすることができる。また、受信機１０８及びキャンセル信号生成回路１０４は、デジタル信号処理システムを含み、及び／又はデジタル信号処理システムに結合することができる。アンテナ１０２は、広帯域ＲＦ入力信号を受け取り、この信号のアナログ信号をキャンセル信号生成回路１０４及び加算器１０６に供給することができる。いくつかの実施形態では、アンテナ１０２が、約２ＧＨｚの帯域幅に及ぶＲＦ信号を受け取ることができる。例えば、アンテナ１０２によって受け取られるＲＦ入力信号は、ゼロヘルツ〜２ＧＨｚまでの範囲、他の例では２．５ＧＨｚまでの範囲に及ぶことができる。いくつかの実施形態では、入力に含まれる周波数の範囲が受信機１０８のサンプリングレートに依存することができ、サンプリングレートが高ければ高いほど、受け取られる周波数範囲も広くなる。一般に、アンテナ１０２は、例えば２５ＫＨｚ〜６ＭＨｚに及ぶ帯域幅を有することができるＲＦ入力信号に含まれる弱信号及び／又は強信号の帯域幅に関連して超広帯域ＲＦ入力信号を受け取ることができる。

ＲＦ入力信号は、複数の弱信号と、ゼロ、１つ又は２つ以上の強信号とを含むことができる。強信号は、例えば弱信号の強度を５０ｄＢ以上上回ることができる。ゼロ、１つ又は２つ以上の強信号は、ＲＦ入力信号の帯域幅内の様々な中心周波数で発生する帯域内信号とすることができるのに対し、弱信号は、ＲＦ入力信号の帯域幅の残り部分又は大部分を構成することができる。いくつかの実施形態では、ＲＦ入力信号の帯域幅が、ＡＭ及びＦＭラジオ、ＧＰＳ、デジタルＴＶ（ＤＴＶ）などの様々な関心ＲＦ帯域を含むことができる。

キャンセル信号生成回路１０４は、アンテナ１０２からＲＦ入力信号を受け取り、これに応答して加算器１０６にアナログキャンセル信号を供給することができる。アナログキャンセル信号は、ＲＦ入力信号における強信号の正確な近似とすることができ、この強信号は、アナログキャンセル信号に起因して抑制又はＲＦ入力信号から除去することができる。キャンセル信号生成回路１０４は、様々なアナログ−デジタル変換及びデジタル−アナログ変換、並びに何らかのデジタル信号処理を行ってアナログキャンセル信号を生成することができる。例えば、キャンセル信号生成回路１０４は、ＲＦ入力信号をサンプリングしてデジタルサンプルを生成し、例えばアナログ−デジタル変換を行うことができる。次に、このデジタルサンプルをさらに正確な強信号のデジタル推定値に変換することができる。本明細書で使用する「さらに正確な」は、複数のビットを用いて強信号を定めることを意味することができる。その後、信号の符号を反転させ、例えば相補信号に変換することによって、強信号のデジタル推定値をデジタルキャンセル信号に変換することができる。次に、キャンセル信号生成回路１０４は、デジタルキャンセル回路をアナログキャンセル回路に変換し、例えばデジタル−アナログ変換を行うことができる。これらのデジタルキャンセル信号及び／又はデジタル推定値は、さらに記憶して受信機１０８に提供することができる。

１又は２以上の強信号のみを含むことができるデジタルサンプルを多数のビットを用いてオーバーサンプリングすると、１又は２以上の強信号の良好な近似値をもたらすことができる。例えば、サンプル当たり８ビットを使用して毎秒約５ギガサンプル（ＧＳＰＳ）で、例えば５ＧＨｚでサンプリングすることによって、ＲＦ入力信号からデジタルサンプルを生成することができる。次に、このデジタルサンプルを定めるために使用したビットよりも多くのビットを用いて、デジタルサンプルをさらに正確なデジタル近似値、例えばデジタル推定値に変換することができる。さらに正確なという表現は、デジタル近似値が、デジタルサンプルがもたらすよりも高い１又は２以上の強信号の高分解能近似値になり得ることを意味することができる。デジタルサンプルの精度は、ＲＦ入力信号をオーバーサンプリングすることによって高めることができる。さらに、１又は２以上の強信号は、特にＲＦ入力信号の全帯域幅に関して狭帯域となり得るので、推定値の精度は、オーバーサンプリングにおいてデジタルサンプルが瞬間的な強信号のサンプルを表すことによって瞬間的なサンプリング精度を上回ることができる。いくつかの実施形態では、デジタルキャンセル信号からアナログキャンセル信号への変換において、アナログキャンセル信号に量子化ノイズを注入することができる。平坦な広域スペクトルを有するホワイトノイズとして現れることがある量子化ノイズは、例えば受信機１０８による弱信号の検出に影響を与え得る。

いくつかの実施形態では、キャンセル信号生成回路１０４が、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、ＦＰＧＡなどのデジタル信号プロセッサと、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）とを含むことができる。ＡＤＣは、ＲＦ入力信号をサンプリングしてデジタル信号プロセッサにデジタルサンプルを提供することができ、デジタル信号プロセッサは、このデジタルサンプルをデジタルキャンセル信号に変換することができる。さらに、このデジタルキャンセル信号は、ＤＡＣによってアナログキャンセル信号に変換することができる。強信号に起因してＡＤＣが飽和し、及び／又は自動利得が弱信号をＡＤＣのノイズフロアよりも低く抑制し、これによってＡＤＣのダイナミックレンジが低下し、さらには無線機１００のダイナミックレンジが低下することがある。弱信号が抑制されると、これらの信号を検出できなくなることもある。この結果、デジタルサンプルが、ノイズ及び１又は２以上の強信号しか含まなくなることがある。いくつかの実施形態では、ＡＤＣを、５ＧＨｚでサンプリングを行う８ビットＡＤＣとすることができる。

いくつかの実施形態では、キャンセル信号生成回路１０４に含まれるデジタル信号プロセッサが、ＲＦ入力信号のオーバーサンプリングによって１又は２以上の強信号のさらに正確な推定値を生成することができる。オーバーサンプリングは、強信号の電圧レベルに関するさらなる詳細をもたらすことができ、この結果、デジタル信号プロセッサは、精度を高めて例えば１３ビットなどのさらに多くのビットをデジタルサンプル信号に加えることができるようになる。次に、このさらに正確なデジタルサンプルをデジタルキャンセル信号に変換することができる。その後、このデジタルキャンセル信号は、ＤＡＣによってアナログキャンセル信号に変換することができる。いくつかの実施形態では、ＤＡＣを１３ビットＤＡＣとすることができる。

加算回路１０６は、アンテナ１０２からＲＦ入力信号を受け取り、キャンセル信号生成回路１０４からアナログキャンセル信号を受け取り、これに応答してアナログ残差信号を供給するように結合することができる。ＲＦ入力信号における１又は２以上の強信号は、アナログキャンセル信号と加算することによって低減又は除去することができる。いくつかの実施形態では、残差信号が、例えばＤＡＣによってアナログキャンセル信号に導入される量子化ノイズを含むこともできる。いくつかの実施形態では、加算器１０６が、キャンセル信号生成回路１０４の待ち時間を考慮するためにアナログキャンセル信号の追加前にＲＦ入力信号を遅延させることができる、アンテナ１０２と加算回路１０６との間に結合された遅延要素をさらに含むことができる。

受信機１０８は、残差信号を受け取り、これに応答して残差信号をＲＦ入力信号のデジタル表現に変換するように結合することができる。また、受信機１０８は、キャンセル信号生成回路１０４からデジタルキャンセル信号、又はデジタルキャンセル信号に関する情報を受け取るように結合することもできる。受信機１０８は、このデジタルキャンセル信号、又はデジタルキャンセル信号に関する情報を使用して、キャンセル信号生成回路１０４によって残差信号に注入された量子化ノイズを再生することができる。強信号が関心信号である場合には、このデジタルキャンセル信号を残差信号に加え直すこともできる。従って、受信機１０８は、注入された量子化ノイズを含む残差信号をサンプリングしてデジタル残差信号に変換することができる。しかしながら、注入された量子化ノイズが受信機１０８のＤＡＣのダイナミックレンジに影響を与えることに起因して、弱信号は依然として検出できない可能性がある。しかしながら、受信機１０８は、注入された量子化ノイズをデジタルキャンセル信号の演繹的知識から推定しているので、注入された量子化ノイズをデジタル残差信号から減算して使用可能な弱信号を残すことができる。また、強信号が関心信号である場合には、強信号をデジタル残差信号に挿入し直すことができる。この結果、たとえ帯域内強信号が存在している場合でも、ＲＦ入力信号全体を無線機１００によって完全にデジタル化することができる。

実際上、無線機１００は、強信号のオーバーサンプリング及び注入された量子化ノイズの減算に起因して広帯域高ダイナミックレンジ受信機である。

図１には示していないが、無線機１００は、ＡＭ、ＦＭ、ＧＰＳ、ＤＴＶなどの所望の信号に復調するためにＲＦ入力信号のデジタル表現を受け取るように結合された様々な帯域関連の信号プロセッサを含むこともできる。いくつかの実施形態では、無線機１００が、信号の送信を行うことができる構成要素を含むこともできる。

動作中、無線機１００は、例えば０〜２ＧＨｚの周波数範囲に及ぶＲＦ入力信号を受け取ることができる。このＲＦ入力信号は、大部分が比較的微弱な信号と、１又は２以上の比較的強力な信号とを含むことができる。強力な局所的放射体によって送信できる（単複の）強信号は、例えば弱信号の強度の数倍とすることができる。例えば、無線機１００がアンテナ１０２及び受信機１０８のみを含む場合、（単複の）強信号は、ＡＤＣを飽和させ、及び／又は受信機１０８に含まれるＡＤＣの自動利得制御システムを、全ての弱信号をノイズフロアよりも低く押しやる形で駆動して、ＲＦ入力信号の全ての周波数にわたる全ての受信データを使用不能にすることができる。しかしながら、キャンセル信号生成回路１０４及び加算器１０６は、弱信号が検出可能になるように（単複の）強信号を修正できるフィードフォワードキャンセルを無線機１００に供給することができる。（単複の）強信号は、ＲＦ入力信号から除去することも、或いは弱信号を検出できるレベルまで低減することもできる。

受信機１０８は、（単複の）強信号が除去又は低減された後に加算器１０６からの残差信号をサンプリングして、何らかの追加処理の後に０〜２ＧＨｚのＲＦ入力信号全体のデジタル表現を提供することができる。例えば、受信機１０８は、（単複の）強信号が関心信号である場合には強信号を再び挿入し、残差信号に注入された量子化ノイズを除去することもできる。その後、ＲＦ入力信号全体のデジタル表現を、例えば多くの帯域固有のアプリケーションが使用できるようにし、及び／又は再送信することができる。

図２は、本開示の実施形態によるトランシーバ２００のブロック図である。トランシーバ２００は、無線機１００の例にさらなる機能要素を加えたものを含むことができる。トランシーバ２００は、受け取った帯域幅に含まれる全ての周波数の信号を検出できる超広帯域ダイレクトサンプリング無線機とすることができる。いくつかの実施形態では、トランシーバ２００が、例えば最大２ＧＨｚの帯域幅を受け取ることができるが、この帯域幅は本開示の非限定的な態様である。受け取られた帯域幅をカバーするＲＦ信号は、弱信号と、１又は２以上の強信号とを含むことができる。トランシーバ２００は、たとえ強信号の存在下であっても弱信号を検出して再送することができる。一般に、トランシーバ２００は、広帯域高ダイナミックレンジトランシーバとすることができる。

図示のトランシーバ２００の実施形態は、受信アンテナ２０２と、キャンセル信号生成回路２０４と、加算回路２０６と、受信機２０８と、アプリケーションプロセッサ２２４と、送信ＤＡＣ２２６と、送信アンテナ２２８とを含む。受信アンテナ２０２は、ＲＦ入力信号を受け取ってキャンセル信号生成回路２０４及び加算回路２０６に供給することができる。受信アンテナ２０２は、現在既知の及び将来開発予定のいずれかのタイプの広帯域アンテナとすることができ、トランシーバ２００が受信できる周波数の範囲に影響を与えることができる。いくつかの実施形態では、受信アンテナ２０２が、最大２ＧＨｚの周波数を受け取ることができる。しかしながら、受信アンテナ２０２の帯域幅は本開示の非限定的な態様であり、あらゆる帯域幅が検討される。

キャンセル信号生成回路２０４は、ＲＦ入力信号を受け取り、これに応答してアナログキャンセル信号を供給することができる。アナログキャンセル信号は、ＲＦ入力信号に含まれる強信号の補数とすることができ、ＲＦ入力信号内の強信号の強度を除去又は低減するために使用することができる。図示のキャンセル信号生成回路２０４の実施形態は、ＡＤＣ２１４と、信号プロセッサ２１６と、ＤＡＣ２１８とを含む。ＡＤＣ２１４は、ＲＦ入力信号をサンプリングし、これに応答して強信号のデジタルサンプルを供給することができる。信号プロセッサ２１６は、強信号のさらに正確な推定値を生成し、これに応答してデジタルキャンセル信号を供給することができる。デジタルキャンセル信号は、ＲＦ入力信号からの強信号を低減又は除去するための、強信号の推定値の補数とすることができる。ＤＡＣ２１８は、デジタルキャンセル信号を受け取り、これに応答してアナログキャンセル信号を供給することができる。

いくつかの実施形態では、ＡＤＣ２１４がＲＦ入力信号をオーバーサンプリングし、これに応答して正確なデジタルサンプルを生成することができる。しかしながら、強信号は、弱信号をＡＤＣ２１４のノイズフロアよりも低く抑制するので、デジタルサンプルは、強信号のサンプルしか含まないこともある。ＲＦ入力信号のオーバーサンプリングを実行すると、デジタルサンプルの精度を高め、これによってデジタル及びアナログキャンセル信号の精度を高めることができる。オーバーサンプリングの量は、ＡＤＣ２１４のサンプリング周波数と強信号の帯域幅との比率に基づくことができる。強信号の帯域幅は、ＡＤＣ２１４のサンプリング周波数よりもはるかに低くすることができ、一例として図３を参照されたい。いくつかの実施形態では、ＡＤＣ２１４が５ＧＨｚでサンプリングを行うことができ、強信号は、約２５ＫＨｚ〜約６ＭＨｚの帯域幅を有することができる。従って、オーバーサンプリングレートは、１０００〜１００，０００とすることができる。上述したように、強信号をオーバーサンプリングすると、デジタル及びアナログキャンセル信号による強信号のさらに正確な近似値を得ることができる。いくつかの実施形態では、ＡＤＣ２１４を、８ビットを使用して強信号沿いの各電圧レベルを表現できる少なくとも８ビットのＡＤＣとすることができる。

信号プロセッサ２１６は、より正確なデジタルサンプルの推定値を生成するように結合されたデジタル信号プロセッサとすることができる。例えば、信号プロセッサ２１６は、各サンプリングされた電圧レベルを表すために８ビットを使用できるデジタルサンプルを、各サンプリングされた電圧レベルを表すために最大１３ビットを使用する強信号の推定値に変換することができる。１３ビットの推定値は、デジタルサンプルよりも正確となり得る。このさらなる精度は、例えば強信号などの狭帯域信号の推定値の精度がデジタルサンプルの精度を上回るようにするオーバーサンプリングに起因することができる。オーバーサンプリングは、強信号に沿った各電圧点の複数の測定値を提供することができ、例えばこれらを平均化して実際の電圧レベルのさらに細かい測定値を提供することができる。電圧レベルのサンプルの精度が高いほど、強信号に沿った地点の電圧レベルのさらに細かな推定を可能にすることができる。従って、推定が細かいほど、強信号に沿った各地点を元々サンプリングされていたよりも高い精度で、例えばさらに多くのビットで定めることができる。この結果、デジタルキャンセル信号をアナログキャンセル信号に変換するためにＤＡＣ２１８などの高ビットＤＡＣを使用できるようになる。なお、デジタルキャンセル信号は、加算回路２０６においてアナログキャンセル信号がＲＦ入力信号内の強信号を除去及び／又は抑制するように強信号の推定値とは逆の符号を有し、例えば強信号の推定値の補数であることができる。

ＤＡＣ２１８は、デジタルキャンセル信号を受け取り、これに応答してアナログキャンセル信号を生成するように結合することができる。ＤＡＣ２１８は、信号プロセッサ２１６の出力に結合するとともに、加算回路２０６の入力にも結合することができる。ＤＡＣ２１８は、アナログキャンセル信号の生成中に、ホワイトノイズの形を有することができる量子化ノイズをアナログキャンセル信号に注入することができる。注入された量子化ノイズは、後続のサンプリングに影響を与えることができるが、注入ノイズの根拠、例えばデジタルキャンセル信号が分かっているので、後続のサンプリング後に量子化ノイズを減算することができる。注入された量子化ノイズの除去については、以下でさらに詳細に説明する。上述したように、ＤＡＣ２１８は、信号プロセッサ２１６によって行われる推定に少なくとも部分的に起因して、ＡＤＣ２１４よりも高次のビット要素とすることができる。例えば、ＤＡＣ２１８は、１３ビットＤＡＣとすることができる。いくつかの実施形態では、ＤＡＣ２１８を、９、１０、１１又は１２ビットなどの１３ビット未満とすることもできる。

図示の加算回路２０６の実施形態は、遅延器２１０及び加算器２１２を含む。遅延器２１０は、アンテナ２０２からＲＦ入力信号を受け取り、この信号を調整可能な時間だけ遅延させ、遅延したＲＦ入力信号を加算器２１２に供給するように結合することができる。加算器２１２は、遅延したＲＦ入力信号を受け取るように結合し、さらにはキャンセル信号生成回路２０４からアナログキャンセル信号を受け取るように結合することができる。加算器２１２は、２つの信号を加算し、出力として残差信号を供給することができる。この残差信号は、許容レベルまで抑制された、又はアナログキャンセル信号とＲＦ入力信号との加算によって除去された強信号を有するＲＦ入力信号とすることができる。

任意とすることができる遅延器２１０は、ＲＦ入力信号の伝搬に何らかの待ち時間を導入するように構成された調整可能な遅延要素とすることができる。待ち時間の量は、キャンセル信号生成回路２０４がトランシーバ２００に導入する待ち時間の量に基づくことができる。例えば、遅延器２１０によって導入される待ち時間の量は、アナログキャンセル信号を生成して加算器２１２に供給するのに掛かる時間に相当することができる。この待ち時間は、ＲＦ入力信号からの強信号を抑制及び／又は除去するようにアナログキャンセル信号とＲＦ入力信号とが時間的に整列するのを確実にすることができる。しかしながら、いくつかの実施形態では、遅延器２１０がＲＦ入力信号に待ち時間を導入しないこともできる。

加算器２１２は、ＲＦ入力信号のアナログ電圧とアナログキャンセル信号のアナログ電圧とが重畳して残差信号が発生する物理的接続点とすることができる。従って、遅延器２１０の出力、ＤＡＣ２１８の出力、及び受信機２０８の入力間の接続をワイヤ又は金属トレースとし、加算器２１２を、これらのワイヤ／トレースが接続するノードとすることができる。

図示の受信機２０８の実施形態は、ＡＤＣ２２０及び信号プロセッサ２２２を含む。ＡＤＣ２２０は、残差信号を受け取り、この残差信号をサンプリングしてデジタル残差信号を生成するように結合することができる。いくつかの実施形態では、ＡＤＣ２２０が、ＡＤＣ２１４と同じビット分解能を有することができる。残差信号は、信号プロセッサ２２２に供給することができる。信号プロセッサ２２２は、デジタル残差信号を受け取るように結合することができ、さらにはキャンセル信号生成回路２０４からデジタルキャンセル信号を受け取るように結合することができる。いくつかの実施形態では、信号プロセッサ２２２が、信号自体ではなく、デジタルキャンセル信号に関する中心周波数、帯域幅及び強度などの情報を受け取ることができる。受け取られる情報は、例えばＤＡＣ２１８に供給されるデジタル信号を再構成するのに必要な最低限の情報とすることができる。信号プロセッサ２２２は、デジタル残差信号に再び強信号を加え、ＤＡＣ２１８によって注入ノイズを除去し、弱信号及び強信号を含むＲＦ入力信号のデジタル表現を生成することができる。

ＡＤＣ２２０は、残差信号をサンプリングしてデジタル残差信号を供給することができる。しかしながら、ＡＤＣ２２０は、ＤＡＣ２１８からの注入ノイズに起因して、残差信号に含まれる弱信号の一部又は全部を検出できないことがある。また、残差信号から強信号が完全に除去されていない場合、これらの強度がＡＤＣ２２０のノイズフロアを高めて弱信号をさらに無力化してしまうこともある。従って、ＡＤＣ２２０の出力は、ＡＤＣ２１４によって供給されるデジタルサンプルによって支配することができる。しかしながら、注入ノイズのソース及び根拠が分かっているので、信号プロセッサ２２２は注入ノイズを除去し、例えばノイズを取り去ることができる。

信号プロセッサ２１６と同様のデジタル信号プロセッサとすることができる信号プロセッサ２２２は、ＡＤＣ２２０からデジタル残差信号を受け取り、これに応答してＲＦ入力信号のデジタル表現を提供するように結合することができる。また、信号プロセッサ２２２は、例えばデジタルキャンセル信号、又はこれに関する情報を信号プロセッサ２１６から受け取るように結合することもできる。さらに、信号プロセッサ２２２は、ＤＡＣ２１８によってアナログキャンセル信号に注入された量子化ノイズを再構成した後にデジタル残差信号から量子化ノイズを除去することもできる。

信号プロセッサ２２２は、デジタルキャンセル信号を受け取るので、アナログキャンセル信号と注入ノイズの特性とをＤＡＣ２１８の動作特性に基づいて近似させることができる。次に、近似させた注入ノイズをデジタル残差信号から減算することによって弱信号を明らかにすることができる。その後、ＲＦ入力信号のデジタル表現においてこの弱信号を提供することができる。また、強信号を関心信号とすることができるので、信号プロセッサ２１６から受け取ったデジタルキャンセル信号を用いてＲＦ入力信号のデジタル表現に強信号を再加算することができる。なお、このデジタルキャンセル信号は、ＡＤＣ２１４によってサンプリングされた強信号と、逆符号である点を除いて同じとすることができる。

アプリケーションプロセッサ２２４は、受信機２０８からＲＦ入力信号のデジタル表現を受け取ってその様々な帯域を処理するように結合することができる。いくつかの実施形態では、アプリケーションプロセッサ２２４が、ＲＦ入力信号の帯域幅内の様々なサブバンドの復調などの受信動作を行うように適合されたサブプロセッサなどの複数のサブブロックを含むことができる。例えば、アプリケーションプロセッサ２２４は、ＡＭラジオ、ＦＭラジオ、ＤＴＶ及びＧＰＳのサブバンドを受け取るように適合されたサブブロックを含むことができる。また、アプリケーションプロセッサ２２４は、受け取ったＲＦ入力信号の様々なサブバンドの送信及び／又は再送信のための、様々なサブバンドにおけるデジタル情報を提供することもできる。

さらに、アプリケーションプロセッサ２２４は、デジタル伝送信号を生成することもできる。いくつかの実施形態では、デジタル伝送信号が、サブブロックのうちの１つ又は２つ以上からの下位信号を含むことができる。いくつかの実施形態では、デジタル伝送信号を信号プロセッサ２１６に供給することができる。デジタル伝送信号は、例えば較正及び／又は予歪み目的で使用できるデジタル伝送信号の演繹的知識を信号プロセッサ２１６に提供することができる。

送信ＤＡＣ２２６は、アプリケーションプロセッサ２２４からデジタル伝送信号を受け取るように結合することができる。ＤＡＣ２１８に類似することができるＤＡＣ２２６は、デジタル伝送信号をアナログ伝送信号に変換して送信アンテナ２２８に供給することができる。この結果、送信アンテナ２２８は、アナログ伝送信号を送信することができる。

トランシーバ２００の様々な構成要素を個々の要素として示しているが、このような描写は説明を容易にするためのものである。いくつかの実施形態では、同様又は類似の構成要素及び／又は機能を同じ物理的要素によって実行することができる。例えば、ある実施形態では、ＡＤＣ２１４とＡＤＣ２２０とを同じ物理的ＡＤＣとすることができる。また、ある実施形態では、受信アンテナ２０２と送信アンテナ２２８とを、例えば時分割方式ではあるが同じ物理的アンテナとすることができる。信号プロセッサ２１６及び２２０についても同様とすることができる。

さらに、トランシーバ２００の様々な構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、又はこれらの組み合わせとすることができる。例えば、信号プロセッサ２１６及び２２０は、浮動小数点ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）とすることも、或いは専用コンピュータシステムにインストールされたソフトウェア及び／又はファームウェアとすることもできる。同様に、ＡＤＣ２１４、２２０、ＤＡＣ２１８、２２６及びアプリケーションプロセッサ２２４も、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、又は特定用途向けコンピュータ上で動作するソフトウェアで形成することができる。

さらに、受信機２００は、様々な較正機能、タイミング機能及び予歪み機能を実行して全体的な動作を強化することもできる。これらの様々な機能は、内部的に実行することも、及び／又は伝送信号をフィードバックとして受け取ることによって実行することもできる。例えば、信号プロセッサ２１６は、信号経路の少なくとも一部における自己較正に使用できる基準信号をデジタルキャンセル信号に加えることができる。受信機２００は、送信された信号を分析して送信歪みを特定し、及び／又はアンテナの特性評価及び較正の実施可能性を提供することができる。

信号プロセッサ２１６は、デジタルキャンセル信号に基準信号を注入することができる。基準信号は、例えばＡＤＣ２２０の動作に影響を与えないようにＡＤＣ２２０の飽和レベルを下回ることができる。（例えば疑似乱数列とすることができる）基準信号は、例えばタイミングマーカーとして、及びＤＡＣ２１８からＡＤＣ２２０へのアナログ経路を特徴付ける手段として使用することができる。アナログ経路の特徴付けは、信号プロセッサ２２２が注入ノイズを再生するために使用できるアナログ経路の伝達関数をもたらすことができる。アナログ経路の伝達関数は、注入ノイズに影響を与えることができ、信号プロセッサ２２２は、伝達関数の演繹的知識を有することにより、注入ノイズをさらに正確に再生してデジタル残差信号からのノイズの除去を強化することができる。

トランシーバ２００は、ＲＦ入力信号の効果的な高ダイナミックレンジオーバーサンプリングによって使用可能になることができる。しかしながら、トランシーバ２００の送信機側の１つの問題点として歪みを挙げることができる。歪みは、意図された信号から送信信号を逸脱させてしまうことがある。しかしながら、トランシーバ２００は、送信信号を受け取って分析し、受け取った送信信号をデジタル伝送信号と比較することにより、送信に対する歪み効果を特定することができる。例えば、信号プロセッサは、アプリケーションプロセッサ２２４から受け取ったデジタル伝送信号とＡＤＣ２１４を介して受け取った伝送信号とを比較し、この比較に基づいて送信信号の歪みの量を求めることができる。トランシーバ２００は、この歪みの識別及び特性評価に基づいて、信号プロセッサ２２２及び／又はアプリケーションプロセッサ２２４によって伝送信号を送信前に予め歪ませることができる。予歪みは、主要な歪み効果の一部又は全部を除去又は低減することができる。従って、トランシーバ２００が、チューナを使用しないＤＡＣ２２６を介した直接的な信号生成を含む場合、最終的な伝送信号に歪みがないように、識別された送信機の歪み特性を用いてアナログ伝送信号を「事前歪み補正」することができる。

また、トランシーバ２００は、例えばアンテナ２０２及び２０８を対象とすることができる連続内蔵試験（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｂｕｉｌｔ ｉｎ ｔｅｓｔ）及び較正を実行することができる。各アンテナ２０２、２０８が送信能力と受信能力の両方を有する場合には、個々のアンテナ特性及び結合パラメータを連続して推定することができる。従って、トランシーバ２００は、送信機及び受信機の動作の全ての面に関する健全性及び状態情報と、Ｓ１１、Ｓｎｍなどの主要アンテナパラメータの発展的推定値とを提供することができる。後者のパラメータは、トランシーバ２００が雨などの異なる状況で動作するにつれて進化することができる。さらに、これらのパラメータを連続的にモニタして適宜調整することにより、サブシステムの障害／劣化が存在する際の正常な劣化を維持することができる。

図３は、本開示の実施形態によるトランシーバ２００の広帯域動作を示す一連のＲＦプロットである。一連のプロット３０５〜３３５は、トランシーバ２００の動作例をさらに示すために使用される。プロット３０５〜３３５は、トランシーバの信号経路全体を通じたノイズフロアの変化を示すとともに、トランシーバ２００の広帯域能力及びダイナミックレンジ能力の両方をさらに示す。

これらの各プロットは、ＲＦ入力信号の全スペクトル範囲にわたるパワースペクトル密度を示す。パワースペクトル密度はｄＢＷ／Ｈｚ単位で示し、スペクトル範囲はＨｚ単位で示す。全スペクトル範囲は０〜２ＧＨｚであり、パワースペクトル密度は０〜−２２０ｄＢＷ／Ｈｚに及ぶ。ＲＦ入力信号は、スペクトル範囲を通じて拡散する４つの強信号を含み、残りのスペクトル範囲は、弱信号及びバックグラウンドノイズを含む。また、プロット３１５、３２５及び３３５は、何らかの対応するプロセス後に信号に含まれる量子化ノイズを含む。後続のプロットには、比較を容易にするためにこれらのプロセスからの量子化ノイズを示しているが、量子化ノイズは、トランシーバ２００内での出現時には様々な信号に含まれていない。

プロット３０５は、例えばアンテナ２０２によって供給されるＲＦ入力信号を示す。このプロットには、強信号、弱信号及びバックグラウンドノイズを示す。プロット３０５に示すＲＦ信号は、ＡＤＣ２１４及び加算器２０６への入力として提供することができる。

プロット３１５には、ＲＦ入力信号と、ＡＤＣ２１４によるサンプリング後の量子化ノイズである、例えばＡＤＣ量子化ノイズ（ＡＤＣ ＱＵＡＮＴ’Ｎ ＮＯＩＳＥ）とを示す。当業者には周知のように、量子化ノイズはサンプリング工程によって発生することができ、明るいグレーの広域スペクトル信号として示す。さらに、例えば量子化ノイズのレベルであるノイズフロアが弱信号のレベルを上回り、これによって弱信号の検出が不可能になることもある。上述したように、弱信号は、強信号によるＡＤＣ２１４の飽和及び／又は自動利得制御システムによるＡＤＣ２１４の利得の低下のいずれかに起因して、ノイズフロアのレベルよりも低く抑制されることがある。実際には、強信号がＲＦ入力信号を支配することによってＡＤＣ２１４の固定ダイナミックレンジが消費されることがある。従って、トランシーバ２００が、アプリケーションプロセッサ２２４に供給すべき最終信号としてデジタルサンプルを使用しようと試みた場合、強信号のみが使用可能であってＲＦ入力信号の大部分が使用できないことがある。

プロット３２５には、ＲＦ入力信号と、ＤＡＣ２１８によるデジタル−アナログ変換後にＤＡＣ２１８によって注入された量子化ノイズとを示す。ＤＡＣ２１８によって注入された量子化ノイズは、ＤＡＣ量子化ノイズ（ＤＡＣ ＱＵＡＮＴ’Ｎ ＮＯＩＳＥ）として表記しており、例えばＤＡＣ２１８から受信機２０８までのアナログストリーム内に存在することができる。比較のみを目的としてプロット３２５に示す明るいグレーはＡＤＣ量子化ノイズであり、トランシーバ２００内のアナログストリームには存在しないこともある。ＤＡＣ２１８の方が多くのビット数に基づいているという理由で発生する量子化ノイズが少ないことにより、ＤＡＣ量子化ノイズの方がＡＤＣ量子化ノイズよりも低くなり得る。しかしながら、ＤＡＣ量子化ノイズは、低いにもかかわらず優位に立つことができ、ＲＦ入力信号内の弱信号の多くを覆い隠すことができる。

プロット３３５には、ＲＦ入力信号と、ＡＤＣ及びＤＡＣ量子化ノイズと、信号プロセッサ２２２によるデジタル残差信号の処理後のシステムノイズフロアとを示す。プロット３３５は、ＤＡＣ量子化ノイズなどの注入された量子化ノイズをデジタル残差信号から減算した後のＲＦ入力信号のデジタル表現とすることができる。プロット３３５にはＡＤＣ及びＤＡＣ量子化ノイズを示しているが、これらの描写は説明目的であり、信号プロセッサ２２２によって供給される実際の信号内には存在しない。システムノイズフロアは、トランシーバ２００の低いノイズとすることができるが、アプリケーションプロセッサ２２４などの下流の構成要素が全部又はほとんど全部の弱信号を使用できるように十分に低いものとすることができる。プロット３３５に含まれる強信号も、ＡＤＣ２１４によってサンプリングされ信号プロセッサ２２２によってデジタル残差信号に加えることができた元々の強信号とすることができる。

プロット３３５に示すように、トランシーバ２００は、高帯域幅高ダイナミックレンジ無線機として特徴付けることができる。高ダイナミックレンジは、弱信号の最も弱い部分と強信号の最も弱い部分との間の大きな信号強度差によって示される。

図４は、本開示の実施形態による広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバの方法例４００である。方法４００は、トランシーバ２００の動作例を示すことができる。

方法４００は、アンテナ２０２などの広帯域アンテナによって入力信号を受け取ることを含む処理ブロック４０２から開始することができる。入力信号は、少なくとも２ギガヘルツの周波数に及ぶＲＦ入力信号とすることができ、弱信号と少なくとも１つの強信号とを含むことができる。強信号は、例えば弱信号よりも少なくとも５０ｄＢ強い。

処理ブロック４０２の後には、入力信号をオーバーサンプリングして少なくとも強信号のデジタルサンプル信号を供給することを含むことができる処理ブロック４０４に進むことができる。このオーバーサンプリングは、ＡＤＣ２１４などのＡＤＣによって実行することができ、例えば５ＧＨｚのサンプリングレートにおける８ビットＡＤＣサンプリングとすることができる。デジタルサンプルは、強信号が弱信号をＡＤＣのノイズフロアよりも低く抑制することに起因して強信号しか含まないことがあり、このことは弱信号に対する強信号の相対的強度に起因することができる。信号の相対的強度は、ＡＤＣのダイナミックレンジに影響を与えることができる。

処理ブロック４０４の後には、デジタルサンプル信号に基づいて強信号のデジタルキャンセル信号を生成することを含む処理ブロック４０６に進むことができる。デジタルキャンセル信号は、信号プロセッサ２１６などの信号プロセッサによって形成することができる。また、デジタルキャンセル信号を定めるために使用されるビット数は、ＡＤＣによって生成されるビット数よりも多くなり得る。例えば、デジタルキャンセル信号を定めるために使用されるビット数は１３とすることができる。さらに、デジタルキャンセル信号は、ＲＦ入力信号にアナログキャンセル信号が加えられた時に強信号を除去又は低減できるように、例えばデジタルサンプルの負の補数とすることができる。

処理ブロック４０６の後には、デジタルサンプル信号に基づいてアナログキャンセル信号を生成することを含む処理ブロック４０８に進むことができる。ＤＡＣ２１８などのＤＡＣによって生成できるアナログキャンセル信号は、デジタルサンプル信号が提供する推定値よりも正確な強信号の推定値を提供することができる。いくつかの実施形態では、ＤＡＣを１３ビットＤＡＣとすることができる。

処理ブロック４０８の後には、アナログキャンセル信号と入力信号とを加算して残差信号を供給することを含む処理ブロック４１０に進むことができる。この加算は、例えば加算器２１２によって行うことができる。残差信号は、弱信号と抑制された強信号とを含むことができる。いくつかの実施形態では、残差信号内に強信号が存在しないこともある。

処理ブロック４１０の後には、残差信号に基づいてデジタル残差信号を生成することを含む処理ブロック４１２に進むことができる。デジタル残差信号は、ＡＤＣ２２０などのＡＤＣによって形成することができる。残差信号は、アナログキャンセル信号の変換に起因してＤＡＣ２１８によってアナログキャンセル信号に注入されることがある量子化ノイズを有することができる。

処理ブロック４１２の後には、デジタル残差信号から量子化ノイズを除去することを含む処理ブロック４１４に進むことができる。信号プロセッサ２２２などのデジタル信号プロセッサは、強信号の演繹的知識に基づいて量子化ノイズを推定した後に、デジタル残差信号から量子化ノイズを除去することができる。従って、デジタル残差信号から量子化ノイズを除去することにより、弱信号を明らかにして使用可能にすることができる。

処理ブロック４１４の後には、デジタル残差信号に強信号を挿入して、弱信号と強信号とを含む入力信号のデジタル表現を提供することを含む処理ブロック４１６に進むことができる。例えば、強信号を関心信号とすることができるので、信号プロセッサ２２２は、デジタル残差信号に再び強信号を挿入することができる。

方法４００における処理ブロックの一部又は全部の出現順は限定と見なすべきでない。むしろ、本開示の恩恵を受ける当業者であれば、処理ブロックの一部を図示していない様々な順序で、或いは同時に実行することもできると理解するであろう。

図５は、本開示の実施形態による、広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバを実装するコンピュータ可読記憶媒体例５００である。コンピュータ可読記憶媒体（ＣＲＭ）５００は、例えば方法４００を実行するための命令セット５０５を含むことができる。ＣＲＭ５００は、コンピュータシステム又はコンピュータマシンに結合し又は組み込むことができ、広帯域高ダイナミックレンジダイレクトサンプリングトランシーバ例を実装するためにコンピュータシステム／マシンによって実行することができる。

命令セット５０５は、実行するコンピュータシステム又はマシンに入力信号をオーバーサンプリングしてデジタルサンプル信号を供給させることができる命令を含むことができる。入力信号は、弱信号及び強信号を有する広帯域ＲＦ信号とすることができ、デジタルサンプル信号はＮビットサンプリングに基づく。いくつかの実施形態では、Ｎを８とすることができ、入力信号を５ＧＨｚでサンプリングすることができる。

命令セット５０５は、デジタルサンプル信号に基づいて強信号のデジタルキャンセル信号を生成することをさらにマシンに行わせることができ、この場合のデジタルキャンセル信号はＭビットの信号であり、ＭはＮよりも大きい。いくつかの実施形態では、Ｍを１３とすることができる。さらに、命令セット５０５は、コンピュータシステム又はマシンに、デジタルキャンセル信号に基づいてアナログキャンセル信号を生成し、このアナログキャンセル信号に入力信号を加算して残差信号を生成することを行わせることができる。残差信号は、弱信号と、少なくとも低減された強信号とを含むアナログ信号とすることができる。いくつかの実施形態では、残差信号から強信号を除去することができる。

命令セット５０５は、コンピュータシステム又はマシンに、残差信号をサンプリングして、アナログキャンセル信号の生成によって注入された量子化ノイズを含むデジタル残差信号を生成し、入力信号内の強信号の知識に基づいて量子化ノイズを推定することをさらに行わせることができる。この量子化ノイズをデジタル残差信号からさらに減算してデジタル残差信号内に弱信号を回復させ、デジタル残差信号に強信号を挿入して入力信号のデジタル表現を提供することができる。

上述したプロセスは、コンピュータソフトウェア及びハードウェアの観点から説明したものである。説明した技術は、機械による実行時に、説明した動作を機械に実行させる、有形又は非一時的機械（例えばコンピュータ）可読記憶媒体内に具体化される機械実行可能命令を構成する。また、これらのプロセスは、特定用途向け集積回路（「ＡＳＩＣ」）又はフィールドプログラマブルゲートアレイ（「ＡＳＩＣ」）などのプログラマブルファームウェア内で、或いはその他の方法で具体化することもできる。

有形の非一時的機械可読記憶媒体は、機械（例えば、コンピュータ、ネットワーク装置、携帯情報端末、製造ツール、１又は２以上のプロセッサの組を含むいずれかの装置など）がアクセスできる形で情報を提供（すなわち記憶）するいずれかの機構を含む。例えば、機械可読記憶媒体としては、記録可能／記録不能媒体（例えば、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、磁気ディスク記憶媒体、光記憶媒体、フラッシュメモリデバイスなど）が挙げられる。

本発明の例示的な実施形態についての上記の説明は、要約書の記述を含め、包括的であることや、又は開示した正確な形に本発明を限定することを意図するものではない。本明細書では、例示を目的として本発明の特定の実施形態及びその例について説明したが、当業者であれば理解するように、本発明の範囲内で様々な修正が可能である。

本発明には、上記の詳細な説明に照らしてこれらの修正を行うことができる。以下の特許請求の範囲で使用する用語は、明細書に開示した特定の実施形態に本発明を限定するものとして解釈すべきではない。むしろ、本発明の範囲は、以下の特許請求の範囲のみによって決定されるべきであり、特許請求の範囲は、確立された請求項解釈の原則に従って解釈されるべきである。

１００ 無線機
１０２ アンテナ
１０４ キャンセル信号生成回路
１０６ 加算回路（加算器）
１０８ 受信機

Claims (20)

1. トランシーバであって、
   広周波数帯に及ぶ、弱信号及び強信号を含むＲＦ信号である入力信号を受け取る第１のアンテナと、
   前記入力信号を受け取り、前記入力信号をオーバーサンプリングし、これに応答して前記強信号のサンプルを少なくとも含むデジタルサンプル信号を供給するように結合されたＮビットＡＤＣである第１のアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、
   前記デジタルサンプル信号を受け取り、Ｎよりも大きなＭビットを用いて前記デジタルサンプル信号の補完的推定値であるデジタルキャンセル信号を生成し、これに応答して前記デジタルキャンセル信号を供給するように結合された第１のデジタル信号プロセッサと、
   前記デジタルキャンセル信号を受け取り、これに応答してアナログキャンセル信号を供給するように結合された第１のデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）であって、
   前記デジタルキャンセル信号を前記アナログキャンセル信号に変換する際に量子化ノイズを生成し、該量子化ノイズは、前記アナログキャンセル信号に注入される、前記第１のＤＡＣと、
   前記入力信号及び前記アナログキャンセル信号を受け取り、これに応答してアナログ残差信号を供給するように結合された加算器と、
   を備え、
   前記アナログ残差信号は、前記入力信号と前記アナログキャンセル信号との組み合わせであり、前記強信号は、前記アナログキャンセル信号に起因して前記アナログ残差信号内で少なくとも低減されるようになっており、
   前記加算器から前記アナログ残差信号を受け取り、これに応答して前記アナログ残差信号をサンプリングすることを通じてデジタル残差信号を供給するように結合された第２のＡＤＣと、
   前記デジタル残差信号を受け取るように結合され、前記第１のデジタル信号プロセッサから前記デジタルキャンセル信号を受け取るように結合され、これに応答して前記弱信号と前記強信号とを含む前記入力信号のデジタル表現を提供するようにさらに結合された第２のデジタル信号プロセッサと、
   をさらに備え、
   前記第２のデジタル信号プロセッサは、前記デジタルキャンセル信号に基づいて前記量子化ノイズを推定し、該推定された量子化ノイズを減算することによって、前記デジタル残差信号から前記量子化ノイズを除去するとともに、前記強信号を再び挿入する、
   ことを特徴とするトランシーバ。
2. Ｎは少なくとも８であり、Ｍは少なくとも１０であり、前記第１のＡＤＣは、５ＧＨｚでサンプリングを行う８ビットＡＤＣであり、前記第１のＤＡＣは１０ビットＤＡＣである、
   請求項１に記載のトランシーバ。
3. 前記入力信号は、１０００倍オーバーサンプリングされる、
   請求項１に記載のトランシーバ。
4. オーバーサンプリングの量は、前記第１のＡＤＣのサンプリングレートと前記強信号の帯域幅との比率に基づく、
   請求項１に記載のトランシーバ。
5. 前記第１のデジタル信号プロセッサは、デジタルサンプル信号に基づいて前記強信号の特性を求め、これに応答して１３ビットの推定信号を生成し、前記デジタルキャンセル信号は、前記１３ビットの推定信号の補数である、
   請求項１に記載のトランシーバ。
6. 前記第２のデジタル信号プロセッサは、前記第１のＤＡＣによって生成された前記量子化ノイズを前記デジタルキャンセル信号に基づいて推定し、前記推定された量子化ノイズは前記デジタル残差信号から減算される、
   請求項１に記載のトランシーバ。
7. 前記量子化ノイズの除去によって前記弱信号を検出可能にする、
   請求項１に記載のトランシーバ。
8. 前記弱信号と前記強信号とを含む前記入力信号の前記デジタル表現を受け取り、前記入力信号の１又は２以上のサブバンドを復調し、これに応答してデジタル伝送信号を供給するように結合されたアプリケーションプロセッサと、
   前記デジタル伝送信号を受け取り、これに応答してアナログ伝送信号を供給するように結合された第２のＤＡＣと、
   前記アナログ伝送信号を受け取り、これに応答して前記アナログ伝送信号を送信するように結合された第２のアンテナと、
   をさらに備える、請求項１に記載のトランシーバ。
9. ＮビットＡＤＣである第１のアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）が、広周波数帯に及ぶＲＦ信号である、弱信号と強信号とを含む入力信号をサンプリングして少なくとも前記強信号のデジタルサンプル信号を供給するステップと、
   第１のデジタルプロセッサが、前記デジタルサンプル信号に基づいて、Ｎよりも大きなＭビットの信号である前記強信号のデジタルキャンセル信号を生成するステップと、
   第１のデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）が、前記デジタルキャンセル信号に基づいて、前記デジタルサンプル信号が提供する推定値よりも正確な前記強信号の推定値を提供する、前記強信号の補数であるアナログキャンセル信号を生成するステップと、
   前記アナログキャンセル信号と前記入力信号とを加算して、前記弱信号と抑制された強信号とを含むアナログ信号である残差信号を供給するステップと、
   第２のＡＤＣが、前記残差信号に基づいて、前記第１のＤＡＣによって前記アナログキャンセル信号に注入された量子化ノイズを含むデジタル残差信号を生成するステップと、及び、
   第２のデジタル信号プロセッサによって、前記デジタルキャンセル信号に基づいて前記量子化ノイズを推定し、該推定された量子化ノイズを減算することによって、前記デジタル残差信号から前記量子化ノイズを除去するステップと、
   を含み、前記デジタル残差信号からの前記量子化ノイズの除去によって前記弱信号が明らかになる、
   ことを特徴とする方法。
10. 広帯域アンテナが、少なくとも２ギガヘルツの周波数に及ぶ前記入力信号を受け取るステップをさらに含み、前記強信号は、前記弱信号よりも少なくとも５０ｄＢ強い、
    請求項９に記載の方法。
11. Ｎは少なくとも８であり、Ｍは少なくとも１０であり、前記第１のＡＤＣは５ＧＨｚでサンプリングを行う、
    請求項９に記載の方法。
12. 前記第１のＡＤＣは、該第１のＡＤＣのサンプリングレートと前記強信号の帯域幅との比率に基づくレートでオーバーサンプリングを行う、
    請求項９に記載の方法。
13. 前記デジタル残差信号に前記強信号を挿入して、前記弱信号と前記強信号とを含む前記入力信号のデジタル表現を提供するステップをさらに含む、
    請求項９に記載の方法。
14. 命令を与える少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体であって、前記命令は、機械によって実行された時に、前記機械に、
    弱信号と強信号とを有する広帯域ＲＦ信号である入力信号をサンプリングして、Ｎビットサンプリングに基づくデジタルサンプル信号を提供することと、
    前記デジタルサンプル信号に基づいて、Ｎよりも大きなＭビットの信号である前記強信号のデジタルキャンセル信号を生成することと、
    前記デジタルキャンセル信号に基づいてアナログキャンセル信号を生成することと、
    前記入力信号と前記アナログキャンセル信号とを加算して、前記弱信号と少なくとも低減された強信号とを含むアナログ信号である残差信号を生成することと、
    前記残差信号をサンプリングして、前記アナログキャンセル信号の前記生成によって注入された量子化ノイズを含むデジタル残差信号を生成することと、
    前記入力信号における前記強信号の知識に基づいて前記量子化ノイズを推定して、推定量子化ノイズを生成することと、
    前記デジタル残差信号から前記推定された量子化ノイズを減算して、前記デジタル残差信号における前記弱信号を回復することと、
    を行わせる、ことを特徴とする機械アクセス可能記憶媒体。
15. Ｎは少なくとも８であり、Ｍは少なくとも１０であり、前記入力信号は５ＧＨｚでサンプリングされる、
    請求項１４に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。
16. 前記入力信号は、少なくとも１０００倍オーバーサンプリングされる、
    請求項１４に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。
17. 前記入力信号は、少なくとも２ＧＨｚの帯域幅である、
    請求項１４に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。
18. 前記機械によって実行された時に、前記機械に、前記デジタル残差信号に前記強信号を挿入して前記入力信号のデジタル表現を提供することを含むさらなる動作を行わせる命令をさらに与える、
    請求項１４に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。
19. 前記機械によって実行された時に、前記機械に、
    前記入力信号の前記デジタル表現の少なくとも１つのサブバンドを復調することと、
    前記入力信号の帯域幅内の周波数におけるデジタル伝送信号を生成することと、
    を含むさらなる動作を行わせる命令をさらに与える、請求項１８に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。
20. 前記機械によって実行された時に、前記機械に、
    前記デジタル伝送信号をアナログ伝送信号に変換することと、
    前記アナログ伝送信号を送信することと、
    を含むさらなる動作を行わせる命令をさらに与える、請求項１９に記載の少なくとも１つの機械アクセス可能記憶媒体。

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