JP6705948B2 - 電力変換装置および電力変換装置の接続方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の接続方法に関する。

本技術分野の背景技術として、下記特許文献１には、「図示のように、本発明の第１の態様において、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎ（ただし、Ｎは２以上の自然数）を備える電力変換装置１は、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第４の交直変換器１４の交流側どうしが直列接続される。直列接続するコンバータセルの段数が増加するほど、交流電圧は多レベル（マルチレベル）化される。」と記載されている（明細書の段落００１９参照）。

特開２００５−７３３６２号公報

しかし、特許文献１に記載された技術では、１次側（各第１の交直変換器１１の交流側）と、２次側（各第４の交直変換器１４の交流側）との電位差が大きくなる。これにより、コンバータセルの内部に設けられているトランス等の耐圧を高くしなければならず、コンバータセルが大型化し高価になるという問題が生じる。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、小型で安価に構成できる電力変換装置および電力変換装置の接続方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電力変換装置にあっては、各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有し、複数の前記コンバータセルの前記１次側端子は、１次側電源系統に対して順次に直列に接続され、複数の前記コンバータセルの前記２次側端子は、２次側電源系統に対して順次に直列に接続され、複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なることを特徴とする。

本発明によれば、小型で安価な電力変換装置を実現できる。

本発明の第１実施形態による電力変換装置１のブロック図である。 コンバータセルのブロック図（回路図）である。 １次側，２次側系統電圧の波形図の例である。 第１実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 比較例における電力変換装置のブロック図である。 比較例の電力変換装置を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 交直変換器１１の（ａ）動作モードＭ１、（ｂ）動作モードＭ２、（ｃ）動作モードＭ３、（ｄ）動作モードＭ４の各説明図である。 比較例における１次側ＡＣ端子間電圧の波形図である。 比較例における２次側ＡＣ端子間電圧の波形図である。 比較例における１次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 比較例における２次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 比較例における高周波トランスに生じる電位差を示す図である。 第１実施形態における１次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 第１実施形態における高周波トランスに生じる電位差を示す図である。 本発明の第２実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第２実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 本発明の第３実施形態による電力変換装置のブロック図である。 変形例に適用されるＨブリッジの回路図である。 （ａ）〜（ｃ）は、他の変形例に適用される高周波トランス周辺の回路図である。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
まず、本発明の第１実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置１のブロック図である。
電力変換装置１は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎを有している。そして、各々のコンバータセル２０−ｋ（但し、ｋは段数番号であり、１≦ｋ≦Ｎ）は、一対の１次側端子２５，２６と、一対の２次側端子２７，２８と、交直変換器１１（第１の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１２（第２の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１３（第３の交直変換器、２次側変換器）と、交直変換器１４（第４の交直変換器、２次側変換器）と、高周波トランス１５（トランス）と、コンデンサ１７，１８とを有している。

そして、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５，２６は、順次直列に接続され、これら直列回路に１次側電源系統３１が接続されている。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路に２次側電源系統３２が接続されている。各コンバータセル２０−１〜２０−Ｎは、１次側端子２５，２６と２次側端子２７，２８との間で双方向または一方向に電力を伝送する。１次側，２次側電源系統３１，３２は誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、１次側，２次側電源系統３１，３２としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。１次側電源系統３１の電圧を１次側系統電圧ＶＳ１とし、２次側電源系統３２の電圧を２次側系統電圧ＶＳ２とする。１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置１は、１次側，２次側電源系統３１，３２の間で双方向または一方向に電力を伝送する。

図１に示すように、１次側電源系統３１の一対の端子のうち、一方を１次側基準端子３３と呼び、他方を端子３５と呼ぶ。同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、一方を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。１次側基準端子３３は、１次側基準電位が現れる端子であり、２次側基準端子３４は、２次側基準電位が現れる端子である。１次側および２次側基準電位は、例えば接地電位である。基準電位は必ずしも接地電位でなくてもよいが、１次側基準端子３３は、他方の端子３５よりも対地電位の最高値（絶対値）が低い側の端子にすることが好ましく、２次側基準端子３４は、他方の端子３６よりも対地電位の最高値（絶対値）が低い側の端子にすることが好ましい。

そして、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０−１の１次側端子２５に接続され、２次側基準端子３４は、コンバータセル２０−Ｎの２次側端子２８に接続されている。すなわち、段数番号ｋが大きくなるほど１次側端子２５，２６の対地電圧の絶対値は高くなり、２次側端子２７，２８の対地電圧の絶対値は低くなる。

図２は、コンバータセル２０−ｋのブロック図（回路図）である。
交直変換器１１〜１４は、各々Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有している（共に符号なし）。なお、本実施形態において、これらスイッチング素子は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。コンデンサ１７の両端の間に現れる電圧を１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1（１次側直流電圧）と呼ぶ。そして、コンデンサ１７の両端に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を１次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］（ｋは段数番号）と呼び、低い側の電圧を１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］と呼ぶ。

また、１次側端子２５，２６の間に現れる電圧を１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］と呼ぶ。そして、１次側端子２５，２６に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を１次側ＡＣ正電圧Ｖ₁₊［ｋ］と呼び、低い側の電圧を１次側ＡＣ負電圧Ｖ_1-［ｋ］と呼ぶ。そして、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］と、１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと、２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。交直変換器１２および１３が高周波トランス１５との間で入出力する電流は、高周波である。ここで、高周波とは、例えば１００Ｈｚ以上の周波数であるが、１ｋＨｚ以上の周波数を採用することが好ましく、１０ｋＨｚ以上の周波数を採用することがより好ましい。交直変換器１２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1と、１次巻線１５ａに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

また、コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc2（２次側直流電圧）と呼ぶ。そして、コンデンサ１８の両端に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を２次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc2+［ｋ］と呼び、低い側の電圧を２次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc2-［ｋ］と呼ぶ。交直変換器１３は、２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc2と、２次巻線１５ｂに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差は測定位置によって異なるが、最大となる電位差をトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］と呼ぶ。

また、２次側端子２７，２８の間に現れる電圧を２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₂［ｋ］と呼ぶ。そして、２次側端子２７，２８に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を２次側ＡＣ正電圧Ｖ₂₊［ｋ］と呼び、低い側の電圧を２次側ＡＣ負電圧Ｖ_2-［ｋ］と呼ぶ。そして、交直変換器１４は、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₂［ｋ］と、２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc2とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

図１において、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の振幅値がＶ_ac1，Ｖ_ac2であるとし、各コンバータセル２０−ｋの１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1，Ｖ_dc2が振幅値Ｖ_ac1，Ｖ_ac2の１／Ｎであると仮定すると、図２に示した１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］は、±Ｖ_ac1／Ｎまたは０のいずれかの電圧となり、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₂［ｋ］は±Ｖ_ac2／Ｎまたは０のいずれかの電圧となる。

図３は、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の波形図の例である。
なお、説明の簡略化のため、図示の例においては、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、同一の振幅値Ｖ_maxを有し、周波数が異なることとする。

図１に示したように、コンバータセル２０−１の１次側端子２６は、１次側電源系統３１の、１次側基準端子３３に接続されている。従って、１次側系統電圧ＶＳ１がコンバータセル２０−１〜２０−Ｎによって均等に分圧されたとすると、１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖ_max／Ｎ」になる。一方、コンバータセル２０−１の２次側端子２７は、２次側電源系統３２の他方の端子３６に接続されている。

従って、２次側端子２７の電圧が変動する範囲は、「±Ｖ_max」になる。すると、トランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、「±（１＋１／Ｎ）Ｖ_max」になる。例えば、コンバータセルの段数Ｎが「４」であれば、全てのコンバータセル２０−１〜２０−４においてトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、同一値すなわち「±１．２５Ｖ_max」になる。なお、その詳細な根拠については後述する。

〈三相交流システムへの適用例〉
図４は、第１実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
図４において、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₁，Ｖ₁，Ｗ₁とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₂，Ｖ₂，Ｗ₂とし、これらの中性点をＮ₁，Ｎ₂とする。図示の三相交流システムでは、中性点Ｎ₁，Ｎ₂が１次側および２次側の基準端子になる。１次側の端子Ｕ₁と中性点Ｎ₁との間には、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５，２６（図１，図２参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の中性点Ｎ₂と端子Ｕ₂との間には、２次側端子２７，２８が順次直列に接続されている。

Ｖ相，Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１が接続されている。
本実施形態において、１次側相電圧および２次側相電圧の振幅値が共にＶ_maxであるとすると、図１に示した例と同様に、各コンバータセル２０−ｋ内のトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、「±（１＋１／Ｎ）Ｖ_max」になる。

〈比較例〉
図５は、比較例における電力変換装置のブロック図である。
本比較例の電力変換装置１０１は、第１実施形態の電力変換装置１と同様に、Ｎ台のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎを有している。そして、各コンバータセル２０−ｋの内部構成も第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。但し、本比較例においては、１次側端子２５，２６の接続方法が第１実施形態のものとは異なっている。すなわち、本比較例においては、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０−Ｎの１次側端子２６に接続され、１次側電源系統３１の高圧側の端子３５はコンバータセル２０−１の１次側端子２５に接続されている。

すなわち、本比較例によれば、段数番号ｋが大きくなるほど、１次側端子２５，２６に現れる電圧も、２次側端子２７，２８に現れる電圧も低くなる。すると、コンバータセル２０−１の１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖ_max」になり、コンバータセル２０−１の２次側端子２７の電圧が変動する範囲も、「±Ｖ_max」になる。これにより、コンバータセル２０−１におけるトランス電位差Ｖ_tr［１］は、「±２Ｖ_max」になる。

但し、本比較例において、このトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は段数番号ｋに応じて異なる。例えば、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、トランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、コンバータセル２０−２（ｋ＝２）では「±１．５Ｖ_max」、コンバータセル２０−３（ｋ＝３）では「±Ｖ_max」、コンバータセル２０−４（ｋ＝４）では「±０．５Ｖ_max」になる。なお、その詳細な根拠については後述する。

このように、本比較例によれば、段数番号ｋに応じてトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は異なるが、段数番号ｋに応じて耐圧性能が異なる高周波トランス１５を適用することは非現実的である。すなわち、量産効果によってコストダウンを図るためには、全てのコンバータセル２０−１〜２０−Ｎに対して同一仕様の高周波トランス１５を適用することが現実的である。すると、各コンバータセル２０−１〜２０−Ｎ内の高周波トランス１５の耐圧性能は、上述した中の最も高いトランス電位差Ｖ_tr［１］すなわち「±２Ｖ_max」に対応せざるを得ない。

図６は、比較例の電力変換装置１０１を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
図６において、第１実施形態（図４参照）と同様に、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₁，Ｖ₁，Ｗ₁とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₂，Ｖ₂，Ｗ₂とし、これらの中性点をＮ₁，Ｎ₂とする。本比較例において、１次側の端子Ｕ₁と中性点Ｎ₁との間には、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５，２６（図５参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の端子Ｕ₂と中性点Ｎ₂との間には、２次側端子２７，２８（図５参照）が順次直列に接続されている。

Ｖ相，Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１が接続されている。
本実施形態において、１次側相電圧および２次側相電圧の振幅値が共にＶ_maxであるとすると、図５に示した例と同様に、コンバータセル２０−１の１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖ_max」になり、コンバータセル２０−１の２次側端子２７の電圧が変動する範囲も、「±Ｖ_max」になる。これにより、最も高いトランス電位差Ｖ_tr［１］は、「±２Ｖ_max」になる。

〈数値的根拠の詳細説明〉
上述したように、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、比較例におけるコンバータセル２０−１〜２０−４のトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は各々「±２Ｖ_max」、「±１．５Ｖ_max」、「±Ｖ_max」、「±０．５Ｖ_max」であり、第１実施形態におけるコンバータセル２０−１〜２０−４のトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は全て「±１．２５Ｖ_max」である。これらの数値の根拠を以下説明する。

（比較例の数値的根拠）
図７（ａ）〜（ｄ）は、コンバータセル２０−ｋに含まれる交直変換器１１（図２参照）の動作モードの説明図である。なお、図示の各動作モードは、第１実施形態および比較例において共通のものである。
図７（ａ）〜（ｄ）において、交直変換器１１に含まれる４個のスイッチング素子をＱ₁〜Ｑ₄とする。交直変換器１１の動作モードには、Ｍ１〜Ｍ４の４種類があり、４つのスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のうち導通するスイッチング素子は、動作モードに基づいて決定される。

まず、図７（ａ）の動作モードＭ１においては、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄が導通し、他のスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］は１次側ＡＣ負電圧Ｖ_1-［ｋ］に等しくなり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］は１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1に等しくなる。

また、図７（ｂ）の動作モードＭ２においては、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₄が導通し、他のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₃は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］は１次側ＡＣ負電圧Ｖ_1-［ｋ］に等しくなり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］は０になる。

また、図７（ｃ）の動作モードＭ３においては、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃が導通し、他のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］は「−Ｖ_dc1＋Ｖ_1-［ｋ］」になり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］は「−Ｖ_dc1」になる。

また、図７（ｄ）の動作モードＭ４においては、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₃が導通し、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₄は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］は「−Ｖ_dc1＋Ｖ_1-［ｋ］」になり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］は０になる。

図５に示した比較例において、動作モードＭ１〜Ｍ４における各部の電圧をまとめると、その結果は下式（１）〜（３）のようになる。

図５に示した比較例においては、コンバータセル２０−Ｎの１次側端子２６は１次側基準端子３３に接続されている。式（３）は、１次側基準端子３３の電位が接地電位であること、すなわち１次側ＡＣ負電圧Ｖ_1-［Ｎ］＝０として導いたものである。

すると、式（２）と式（３）の関係から、各コンバータセル２０−ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］には、下式（４），（５）が成立する。

これにより、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］については、下式（６）が成立する。

また、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］については、式（６）に１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1を加算すればよく、その結果は下式（７）の通りになる。

高周波トランス１５の１次側電位は交直変換器１２のスイッチ状態に依って決定される。すなわち、１次巻線１５ａの両端には、コンデンサ１７の対地電位である１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］，正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］の何れか一方または双方が印加される。従って、１次巻線１５ａの任意の箇所の電位をＶ_tr1arb［ｋ］としたとき、下式（８）のように、Ｖ_tr1arb［ｋ］の上限値と下限値とは、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］，正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］によって定まる。

式（６），（７）で求めた１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］，正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］の範囲と、式（８）で求めた電位Ｖ_tr1arb［ｋ］とによれば、電位Ｖ_tr1arb［ｋ］の取り得る範囲は、下式（９）の通りになる。

図５に示した比較例においては、コンバータセル２０−Ｎの２次側端子２８は、２次側基準端子３４に接続されている。ここで、２次側基準端子３４の電位が接地電位であることとする。すなわち２次側ＡＣ負電圧Ｖ_2-［Ｎ］＝０とする。すると、高周波トランス１５の２次巻線１５ｂの任意の箇所の電位Ｖ_tr2arb［ｋ］は、式（９）と同様に、下式（１０）の通りになる。

式（９），（１０）によれば、高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］が取り得る範囲を求めると、下式（１１）の通りになる。

また、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の振幅値をＶ_ac1，Ｖ_ac2であるとし、各コンバータセル２０−ｋの１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1，Ｖ_dc2が振幅値Ｖ_ac1，Ｖ_ac2の１／Ｎであると仮定すると、下式（１２）が成立する。

式（１２）を式（１１）に代入すると、下式（１３）が得られる。

図３に示した具体例において、式（１３）が成立することを以下に示す。
上述のように、図３においては、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は同一の振幅値Ｖ_maxを有し、周波数が異なる。この例においては、Ｖ_ac1＝Ｖ_ac2＝Ｖ_maxであるため、下式（１４）に示すように、１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1，Ｖ_dc2は、同一値であるＤＣリンク電圧Ｖ_dcになる。

以下、比較例（図５参照）において、コンバータセルの段数Ｎが「４」である場合の電圧波形の具体例を、図８〜図１２を参照し説明する。
図８は、この具体例における１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］すなわちＶ₁［１］，Ｖ₁［２］，Ｖ₁［３］，Ｖ₁［４］の波形図である。また、図９は、この具体例における２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₂［ｋ］すなわちＶ₂［１］，Ｖ₂［２］，Ｖ₂［３］，Ｖ₂［４］の波形図である。図８、図９において、各コンバータセル２０−ｋのＤＣリンク電圧Ｖ_dcおよびその反転値−Ｖ_dcを破線で示す。

また、図１０は、各コンバータセル２０−ｋにおける１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］の波形図である。また、図１１は、コンバータセル２０−ｋにおける２次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc2-［ｋ］の波形図である。
ここで、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］は１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］に１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1を加えたものであり、同様に２次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc2+［ｋ］は２次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc2-［ｋ］に２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc2を加えたものであり、ここでは図示しない。
図１０、図１１において、各コンバータセル２０−ｋのＤＣリンク電圧Ｖ_dcその反転値−Ｖ_dc、およびこれらの整数倍の値を破線で示す。

図１２は、比較例の各コンバータセル２０−ｋにおける高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの間に生じる電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲を示す図である。
すなわち、図中のＶ_dc1+［ｋ］−Ｖ_dc2-［ｋ］の波形とＶ_dc1-［ｋ］−Ｖ_dc2+［ｋ］の波形に挟まれた範囲が、電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲になる。図示のように、比較例のコンバータセル２０−１，２０−２，２０−３，２０−４の各々について、電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲、すなわちトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、±２Ｖ_max、±１．５Ｖ_max、±Ｖ_max、±０．５Ｖ_maxになることが解る。

（第１実施形態の数値的根拠）
次に、第１実施形態（図１参照）において、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、全てのコンバータセル２０−ｋのトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］が「±１．２５Ｖ_max」の範囲に収まる理由を詳細に説明する。
本実施形態においても、１次側，２次側基準端子３３，３４の電位が接地電位であるとすると、式（１），（２）は上記比較例と同様に成立する。
但し、本実施形態においては、図１に示したように、コンバータセル２０−１の１次側端子２５が１次側基準端子３３に接続されている。

すると、各コンバータセル２０−ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］には、上述した式（３）〜（５）に代えて、式（１５）〜（１７）が成立する。

これにより、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］については、下式（１８）が成立する。

また、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖ_dc1+［ｋ］については、式（１８）に１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_dc1を加算すればよく、その結果は下式（１９）の通りになる。

これにより、１次巻線１５ａの任意の箇所の電位をＶ_tr1arb［ｋ］としたとき、電位Ｖ_tr1arb［ｋ］の取り得る範囲は、下式（２０）の通りになる。

本実施形態（図１参照）と比較例（図５参照）とは、２次側電源系統３２に対するコンバータセル２０−１〜２０−Ｎの接続状態は同様であるため、高周波トランス１５の２次巻線１５ｂの任意の箇所の電位Ｖ_tr2arb［ｋ］は、上述した式（１０）がそのまま成立する。

式（１０），（２０）によれば、高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］が取り得る範囲を求めると、下式（２１）の通りになる。

また、式（１４）が成り立とき、式（２１）は更に整理され、下式（２２）が成立する。式（２２）によると、電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲からは、段数番号ｋが消去されている。すなわち、該電位差の取り得る範囲は、段数番号ｋにかかわらず一定になる。

次に、本実施形態において、コンバータセルの段数Ｎが「４」である場合の電圧波形の具体例を、図１３，図１４を用いて説明する。
図１３は、この具体例における１次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc1-［ｋ］の波形図である。なお、２次側ＤＣリンク負電圧Ｖ_dc2-［ｋ］の波形は、比較例のもの（図１１参照）と同様である。

図１４は、本実施形態の各コンバータセル２０−ｋにおける高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの間に生じる電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲を示す図である。
すなわち、図中のＶ_dc1+［ｋ］−Ｖ_dc2-［ｋ］の波形とＶ_dc1-［ｋ］−Ｖ_dc2+［ｋ］の波形に挟まれた範囲が、電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲になる。図示のように、本実施形態においては、全てのコンバータセル２０−１〜２０−４について、電位差Ｖ_tr1arb［ｋ］−Ｖ_tr2arb［ｋ］の取り得る範囲、すなわちトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］は、±１．２５Ｖ_maxになることが解る。

〈第１実施形態の効果〉
以上のように、比較例の構成（図５，図６参照）では、各コンバータセル２０−ｋの高周波トランス１５の耐圧性能は、「±２Ｖ_max」のトランス電位差Ｖ_tr［１］に対応せざるを得なくなる。これにより、高周波トランス１５や電力変換装置１０１が大型化し、高価になるという問題が生じる。

これに対して、本実施形態の構成（図１〜図４参照）によれば、複数のコンバータセル（２０−１〜２０−Ｎ）のうち、一対の１次側端子（２５，２６）に現れる対地電圧の絶対値がｊ番目（但し１≦ｊ≦Ｎ）に高いコンバータセル（２０−（Ｎ＋１−ｊ））は、一対の２次側端子（２７，２８）に現れる対地電圧の絶対値が（Ｎ＋１−ｊ）番目に高くなるようにしている。これにより、全てのコンバータセル２０−ｋのトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］を「±（１＋１／Ｎ）Ｖ_max」に抑制できる。これにより、高周波トランス１５として耐圧性能の低いものを使用することができ、電力変換装置１を小型かつ安価に構成することができる。

［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成〉
次に、本発明の第２実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
図１５は、本発明の第２実施形態による電力変換装置２００のブロック図である。
電力変換装置２００は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎを有している。コンバータセル２０−ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｎ）の構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。

コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５，２６は、順次直列に接続されている。これら直列回路の両端を端子Ａ，Ｃとする。また、コンバータセル２０−ｍ（但し、１≦ｍ＜Ｎ）の１次側端子２６と、コンバータセル２０−（ｍ＋１）の１次側端子２５との接続点を端子Ｂとする。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路の両端を端子Ｄ，Ｅとする。

各コンバータセル２０−ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₁［ｋ］（図２参照）は、それぞれ対地電位の電気角位相が異なっている。また、コンバータセル２０−ｋの２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ₂［ｋ］も、それぞれ対地電位の電気角位相が異なっている。このように、各部の対地電位の電気角位相が異なることが本実施形態の特徴の一つである。そして、本実施形態の電力変換装置２００も、１次側，２次側の間で双方向または一方向に電力を伝送する。このように、本実施形態の電力変換装置２００は、第１実施形態の電力変換装置１を応用し、より一般化した構成であると考えることができる。

〈三相交流システムへの適用例〉
図１６は、第２実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
図１６において、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₁，Ｖ₁，Ｗ₁とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ₂，Ｖ₂，Ｗ₂とする。
電力変換装置２００の構成は、図１５に示した通りであり、他の電力変換装置２５０，２６０も電力変換装置２００と同様に構成されている。

図１５に示した電力変換装置２００の端子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅを、図１６においても示す。また、対応する電力変換装置２５０の端子をＡ'，Ｂ'，Ｃ'，Ｄ'，Ｅ'とし、対応する電力変換装置２６０の端子をＡ''，Ｂ''，Ｃ''，Ｄ''，Ｅ''とする。図示のように、端子ＡとＣ'、端子Ａ''とＣ、端子Ａ'とＣ''は相互に接続され、端子Ｕ₁とＢ、端子Ｖ₁とＢ'、端子Ｗ₁とＢ''は相互に接続されている。

また、端子Ｕ₂とＤ'とＥ''、端子Ｖ₂とＤ''とＥ、端子Ｗ₂とＤとＥ'は相互に接続されている。すなわち、電力変換装置２００，２５０，２６０は、Δ結線によって、端子Ｕ₁，Ｖ₁，Ｗ₁と端子Ｕ₂，Ｖ₂，Ｗ₂とに接続されている。
以上のように、中性点を有しないΔ結線システムにおいても、コンバータセル２０−ｋを適用することができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
図１７は、本発明の第３実施形態による電力変換装置３００のブロック図である。
電力変換装置３００は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル４０−１〜４０−Ｎを有している。コンバータセル４０−ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｎ）は、交直変換器１２〜１４と、コンデンサ１７，１８と、１次側端子４５，４６と、２次側端子２７，２８と、を有している。

本実施形態のコンバータセル４０−ｋには、第１実施形態における交直変換器１１（図２参照）に対応するものは設けられておらず、コンデンサ１７の両端は、１次側端子４５，４６に接続されている。上記以外のコンバータセル４０−ｋの構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。すなわち、コンバータセル４０−ｋは、１次側端子４５，４６における直流と、２次側端子２７，２８における交流との間で双方向または一方向に電力を変換しつつ伝送する。

コンバータセル４０−１〜４０−Ｎの１次側端子４５，４６は順次直列に接続され、これら直列回路に１次側直流電源系統６１（１次側電源系統）が接続されている。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路に２次側電源系統３２が接続されている。１次側直流電源系統６１としては、例えば蓄電池等の直流発電設備、あるいは各種直流負荷を採用することができる。

１次側直流電源系統６１の正極端子および負極端子のうち、接地電位に近い側を１次側基準端子６３と呼び、他方を端子６５と呼ぶ。図示の例では、１次側直流電源系統６１の負極端子が１次側基準端子６３になっている。また、第１実施形態（図１参照）と同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、接地電位に近い側の端子を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。

そして、１次側基準端子６３は、コンバータセル４０−１の１次側端子４５に接続され、２次側基準端子３４は、コンバータセル４０−Ｎの２次側端子２８に接続されている。すなわち、段数番号ｋが大きくなるほど１次側端子４５，４６の対地電圧の絶対値は高くなり、２次側端子２７，２８の対地電圧の絶対値は低くなる。
従って、第１実施形態と同様に、本実施形態においても、コンバータセル４０−１〜４０−Ｎのトランス電位差Ｖ_tr（図２参照）の差を小さくすることができる。これにより、本実施形態においても、高周波トランス１５として耐圧性能の低いものを使用することができ、電力変換装置３００を小型かつ安価に構成することができる。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施形態においては、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄としてＭＯＳＦＥＴを適用した例を説明したが、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn-Off Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、あるいはサイラトロン等の真空管式の素子を適用してもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。

（２）また、上記各実施形態における交直変換器１１〜１４は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたＨブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器１１〜１４の一部において、整流素子を用いたＨブリッジを適用してもよい。整流素子Ｄ₁〜Ｄ₄を適用したＨブリッジの回路図の一例を図１８に示す。本変形例においても、高周波トランス１５（図２参照）のトランス電位差Ｖ_trは、上記各実施形態と同様になるため、電力変換装置を小型かつ安価に構成することができる。整流素子Ｄ₁〜Ｄ₄は、半導体ダイオードであってもよく、真空管式の水銀整流器等であってもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。

（３）また、上記各実施形態において、交直変換器１２，１３と高周波トランス１５との間にコンデンサを挿入してもよい。図１９（ａ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入するとともに、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例を示す。また、図１９（ｂ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入した例であり、図１９（ｃ）は、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例である。また、上記各実施形態に適用される高周波トランス１５は、意図的に漏れインダクタンスを発生させるように設計したものを用いてもよい。

（４）また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの接続方法は上述した各実施形態のものに限られず、「１次側基準電位に対する１次側端子２５，２６，４５，４６の電圧が最も高くなるコンバータセル」と、「２次側基準電位に対する２次側端子２７，２８の電圧が最も高くなるコンバータセル」とが、異なるようにすれば、接続方法は特に限定されない。

例えば、第１実施形態（図１参照）において、「１次側基準電位に対する１次側端子２５，２６の電圧が最も高くなるコンバータセル」は、端子３５に接続されているコンバータセル２０−Ｎであり、「２次側基準電位に対する２次側端子２７，２８の電圧が最も高くなるコンバータセル」とは、端子３６に接続されているコンバータセル２０−１である。しかし、後者のコンバータセルは、コンバータセル２０−１に限られず、コンバータセル２０−２〜２０−（Ｎ−１）の何れかに変更してもよい。この変形例においては、トランス電位差Ｖ_tr［ｋ］の最高値（絶対値）は、第１実施形態の場合（すなわち「±（１＋１／Ｎ）Ｖ_max」）よりも高くなる。しかし、この変形例におけるトランス電位差Ｖ_tr［ｋ］の最高値は、比較例（図５参照）における最高値（すなわち「±２Ｖ_max」）よりは低くすることができる。これにより、この変形例は、比較例のものよりも、コンバータセル２０−ｋを小型かつ安価に構成することができる点で有利である。

１ 電力変換装置
１１ 交直変換器（第１の交直変換器、１次側変換器）
１２ 交直変換器（第２の交直変換器、１次側変換器）
１３ 交直変換器（第３の交直変換器、２次側変換器）
１４ 交直変換器（第４の交直変換器、２次側変換器）
１５ 高周波トランス（トランス）
１５ａ １次巻線
１５ｂ ２次巻線
２０−１〜２０−Ｎ コンバータセル
２５，２６ １次側端子
２７，２８ ２次側端子
３１ １次側電源系統
３２ ２次側電源系統
４０−１〜４０−Ｎ コンバータセル
４５，４６ １次側端子
６１ １次側直流電源系統（１次側電源系統）
２００，２５０，２６０，３００ 電力変換装置
Ｖ_dc1 １次側ＤＣリンク電圧（１次側直流電圧）
Ｖ_dc2 ２次側ＤＣリンク電圧（２次側直流電圧）

Claims (6)

1. 各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有し、
   複数の前記コンバータセルの前記１次側端子は、１次側電源系統に対して順次に直列に接続され、
   複数の前記コンバータセルの前記２次側端子は、２次側電源系統に対して順次に直列に接続され、
   複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なる
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 各々の前記コンバータセルは、
   １次巻線と２次巻線との間で１００Ｈｚ以上の周波数で電力を伝送するトランスと、
   前記１次側端子と前記１次巻線との間で周波数を変換しつつ電力を伝送する１次側変換器と、
   前記２次側端子と前記２次巻線との間で周波数を変換しつつ電力を伝送する２次側変換器と、を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記１次側電源系統および前記２次側電源系統は交流電源系統であり、
   前記１次側変換器は、一対の前記１次側端子に現れる交流電圧と１次側直流電圧との間で電力を伝送する第１の交直変換器と、前記１次側直流電圧と前記１次巻線との間で電力を伝送する第２の交直変換器と、を有し、
   前記２次側変換器は、前記２次巻線と２次側直流電圧との間で電力を伝送する第３の交直変換器と、前記２次側直流電圧と一対の前記２次側端子に現れる交流電圧との間で電力を伝送する第４の交直変換器と、を有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記１次側電源系統は直流電源系統であり、前記２次側電源系統は交流電源系統であり、
   前記１次側変換器は、一対の前記１次側端子に現れる直流電圧と前記１次巻線との間で電力を伝送するものであり、
   前記２次側変換器は、前記２次巻線と２次側直流電圧との間で電力を伝送する第３の交直変換器と、前記２次側直流電圧と一対の前記２次側端子に現れる交流電圧との間で電力を伝送する第４の交直変換器と、を有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値がｊ番目（但し１≦ｊ≦Ｎ）に高い前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が（Ｎ＋１−ｊ）番目に高い
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有する電力変換装置に適用される接続方法であって、
   複数の前記コンバータセルの前記１次側端子を１次側電源系統に対して順次に直列に接続する過程と、
   複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なるように、複数の前記コンバータセルの前記２次側端子を２次側電源系統に対して順次に直列に接続する過程と、を有する
   ことを特徴とする電力変換装置の接続方法。

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