WO2018229915A1 - 電力変換装置および電力変換装置の接続方法 - Google Patents

電力変換装置および電力変換装置の接続方法 Download PDF

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WO2018229915A1
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primary
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voltage
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公久 古川
馬淵　雄一
祐樹 河口
叶田　玲彦
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株式会社日立製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a method for connecting the power converter.
  • Patent Document 1 states that “as shown in the first embodiment of the present invention, a plurality of converter cells 20-1, 20-2,... N is a natural number of 2 or more), the AC side of each of the first AC / DC converters 11 of the plurality of converter cells 20-1, 20-2,.
  • the AC sides of the fourth AC / DC converters 14 of the plurality of converter cells are connected in series, and the AC voltage becomes multi-level (multi-level) as the number of converter cells connected in series increases. (See paragraph 0019 of the specification).
  • the power conversion device of the present invention includes a pair of primary terminals and a pair of secondary terminals, each of which includes a pair of primary terminals and a pair of secondary sides.
  • a plurality of converter cells that transmit power to and from the terminals, wherein the primary terminals of the plurality of converter cells are sequentially connected in series to a primary power supply system, and the plurality of converter cells
  • the secondary side terminals are sequentially connected in series to a secondary side power supply system, and the absolute value of the ground voltage appearing at the pair of primary side terminals among the plurality of the converter cells is the highest.
  • the converter cell is different from the converter cell having the highest absolute value of the ground voltage appearing at the pair of secondary terminals.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power conversion apparatus 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the power conversion apparatus 1 has N converter cells 20-1 to 20-N (N is a natural number of 2 or more).
  • Each converter cell 20-k (where k is the stage number and 1 ⁇ k ⁇ N) is connected to the pair of primary terminals 25 and 26 and the pair of secondary terminals 27 and 28.
  • the primary terminals 25 and 26 of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series, and the primary power supply system 31 is connected to these series circuits.
  • the secondary terminals 27 and 28 of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series, and the secondary power supply system 32 is connected to these series circuits.
  • Each converter cell 20-1 to 20-N transmits electric power between the primary side terminals 25 and 26 and the secondary side terminals 27 and 28 in both directions or in one direction.
  • the primary side and secondary side power supply systems 31 and 32 include inductive impedances or filter reactors.
  • various power generation facilities and power reception facilities such as a commercial power supply system, a solar power generation system, and a motor can be employed.
  • the voltage of the primary side power supply system 31 is the primary side system voltage VS1
  • the voltage of the secondary side power supply system 32 is the secondary side system voltage VS2.
  • the primary side and secondary side system voltages VS1 and VS2 are independent of each other in amplitude and frequency, and the power conversion device 1 is bidirectional or one-way between the primary side and secondary side power supply systems 31 and 32. Transmit power in the direction.
  • one of the pair of terminals of the primary power supply system 31 is called a primary reference terminal 33 and the other is called a terminal 35.
  • one of the pair of terminals of the secondary power supply system 32 is called a secondary reference terminal 34 and the other is called a terminal 36.
  • the primary side reference terminal 33 is a terminal where the primary side reference potential appears
  • the secondary side reference terminal 34 is a terminal where the secondary side reference potential appears.
  • the primary side and secondary side reference potentials are, for example, ground potentials.
  • the primary side reference terminal 33 is preferably a terminal on the side where the maximum value (absolute value) of the ground potential is lower than the other terminal 35.
  • the reference terminal 34 is preferably a terminal on the side where the maximum value (absolute value) of the ground potential is lower than the other terminal 36.
  • the primary side reference terminal 33 is connected to the primary side terminal 25 of the converter cell 20-1, and the secondary side reference terminal 34 is connected to the secondary side terminal 28 of the converter cell 20-N. That is, as the stage number k increases, the absolute value of the ground voltage at the primary terminals 25 and 26 increases and the absolute value of the ground voltage at the secondary terminals 27 and 28 decreases.
  • FIG. 2 is a block diagram (circuit diagram) of the converter cell 20-k.
  • the AC / DC converters 11 to 14 each have four switching elements connected in an H-bridge shape and FWDs (Free Wheeling Diodes) connected in antiparallel to these switching elements (both are not labeled).
  • these switching elements are, for example, MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors).
  • a voltage appearing between both ends of the capacitor 17 is called a primary side DC link voltage V dc1 (primary side DC voltage).
  • the higher voltage is called the primary DC link positive voltage V dc1 + [k] (k is the stage number), and the lower voltage. Is called the primary side DC link negative voltage V dc1- [k].
  • a voltage appearing between the primary side terminals 25 and 26 is referred to as a primary side AC terminal voltage V 1 [k].
  • the higher voltage is called the primary AC positive voltage V 1+ [k]
  • the lower voltage is the primary voltage.
  • This is referred to as a side AC negative voltage V 1 ⁇ [k].
  • the AC / DC converter 11 transmits electric power while converting the primary-side AC terminal voltage V 1 [k] and the primary-side DC link voltage V dc1 bidirectionally or unidirectionally.
  • the high-frequency transformer 15 has a primary winding 15a and a secondary winding 15b, and transmits power at a predetermined frequency between the primary winding 15a and the secondary winding 15b.
  • the current input / output from / to the high-frequency transformer 15 by the AC / DC converters 12 and 13 is a high frequency.
  • the high frequency is, for example, a frequency of 100 Hz or more, preferably a frequency of 1 kHz or more, more preferably a frequency of 10 kHz or more.
  • the AC / DC converter 12 transmits power while converting the primary-side DC link voltage V dc1 and the voltage appearing in the primary winding 15a in both directions or in one direction.
  • the voltage appearing across the capacitor 18 is called a secondary side DC link voltage V dc2 (secondary side DC voltage).
  • V dc2 secondary side DC voltage
  • the higher voltage is called the secondary DC link positive voltage V dc2 + [k]
  • the lower voltage is the secondary DC link. This is called negative voltage V dc2- [k].
  • the AC / DC converter 13 transmits electric power while converting the secondary side DC link voltage V dc2 and the voltage appearing in the secondary winding 15b in both directions or in one direction.
  • the maximum potential difference is referred to as a transformer potential difference V tr [k].
  • the voltage appearing between the secondary side terminals 27 and 28 is referred to as a secondary side AC terminal voltage V 2 [k].
  • the higher voltage is called the secondary AC positive voltage V 2+ [k]
  • the lower voltage is the secondary voltage. This is called the side AC negative voltage V 2- [k].
  • the AC / DC converter 14 transmits electric power while converting the voltage V 2 [k] between the secondary AC terminals and the secondary DC link voltage V dc2 bidirectionally or unidirectionally.
  • the primary side, the amplitude value of the secondary-side system voltage VS1, VS2 are to be V ac1, V ac2, primary side of the converter cells 20-k, the secondary side DC link voltage V dc1, V
  • dc2 is assumed to be 1 / N of amplitude V ac1, V ac2
  • the voltage V 1 [k] between the primary-side AC terminal shown in FIG. 2 one of the voltage of ⁇ V ac1 / N or 0
  • the voltage V 2 [k] between the secondary side AC terminals is either ⁇ V ac2 / N or 0.
  • FIG. 3 is an example of a waveform diagram of the primary side and secondary side system voltages VS1 and VS2.
  • primary side, the secondary side system voltage VS1, VS2, have the same amplitude value V max, and the frequencies are different.
  • the primary side terminal 26 of the converter cell 20-1 is connected to the primary side reference terminal 33 of the primary side power supply system 31. Therefore, if the primary system voltage VS1 is evenly divided by the converter cells 20-1 to 20-N, the range in which the voltage at the primary terminal 26 fluctuates becomes “ ⁇ V max / N”. On the other hand, the secondary terminal 27 of the converter cell 20-1 is connected to the other terminal 36 of the secondary power supply system 32.
  • the range in which the voltage of the secondary terminal 27 varies is “ ⁇ V max ”.
  • the transformer potential difference V tr [k] becomes “ ⁇ (1 + 1 / N) V max ”.
  • the transformer potential difference V tr [k] is the same value, that is, “ ⁇ 1.25 V max ” in all the converter cells 20-1 to 20-4. The detailed grounds will be described later.
  • FIG. 4 is a block diagram of a configuration in which the first embodiment is applied to a three-phase AC system. 4, the primary side three-phase power supply system of the U-phase, V-phase, a terminal of W-phase and U 1, V 1, W 1, 2 primary three-phase power supply system of the U-phase, V-phase, and W-phase
  • the terminals are U 2 , V 2 , W 2, and the neutral points thereof are N 1 , N 2 .
  • the neutral points N 1 and N 2 serve as primary and secondary reference terminals.
  • the primary side terminals 25 and 26 (see FIGS. 1 and 2) of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series.
  • secondary side terminals 27 and 28 are sequentially connected in series between the neutral point N 2 on the secondary side and the terminal U 2 .
  • the power converter device 1 is connected similarly to U phase.
  • the transformer potential difference V tr in each converter cell 20-k is the same as the example shown in FIG. [K] is “ ⁇ (1 + 1 / N) V max ”.
  • FIG. 5 is a block diagram of a power conversion device in a comparative example. Similar to the power conversion device 1 of the first embodiment, the power conversion device 101 of this comparative example has N converter cells 20-1 to 20-N. The internal configuration of each converter cell 20-k is the same as that of the first embodiment (see FIG. 2). However, in this comparative example, the connection method of the primary side terminals 25 and 26 is different from that of the first embodiment. That is, in this comparative example, the primary side reference terminal 33 is connected to the primary side terminal 26 of the converter cell 20-N, and the high voltage side terminal 35 of the primary side power supply system 31 is connected to the converter cell 20-1. The primary side terminal 25 is connected.
  • the voltage appearing at the primary side terminals 25 and 26 and the voltage appearing at the secondary side terminals 27 and 28 become lower as the stage number k increases. Then, the range in which the voltage of the primary side terminal 26 of the converter cell 20-1 varies is “ ⁇ V max ”, and the range in which the voltage of the secondary side terminal 27 of the converter cell 20-1 varies is also “ ⁇ V max ”. Thereby, the transformer potential difference V tr [1] in the converter cell 20-1 becomes “ ⁇ 2 V max ”.
  • the transformer potential difference V tr [k] varies depending on the stage number k
  • it is impractical to apply the high-frequency transformer 15 having different withstand voltage performance depending on the stage number k. is there. That is, in order to reduce the cost by the mass production effect, it is realistic to apply the high-frequency transformer 15 having the same specification to all the converter cells 20-1 to 20-N.
  • the withstand voltage performance of the high-frequency transformer 15 in each of the converter cells 20-1 to 20-N must correspond to the highest transformer potential difference V tr [1], that is, “ ⁇ 2 V max ” described above.
  • FIG. 6 is a block diagram of a configuration in which the power conversion device 101 of the comparative example is applied to a three-phase AC system.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase terminals of the primary-side three-phase power supply system are designated as U 1 , V 1 , and W 1.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase terminals of the phase power supply system are U 2 , V 2 , and W 2, and their neutral points are N 1 and N 2 .
  • the primary terminals 25 and 26 (see FIG. 5) of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series between the primary terminal U 1 and the neutral point N 1 . It is connected.
  • secondary terminals 27 and 28 are sequentially connected in series between the secondary terminal U 2 and the neutral point N 2 .
  • the power converter device 1 is connected similarly to U phase.
  • the primary side terminal 26 of the converter cell 20-1 is similar to the example shown in FIG.
  • the range in which the voltage varies is “ ⁇ V max ”
  • the range in which the voltage at the secondary terminal 27 of the converter cell 20-1 varies is also “ ⁇ V max ”.
  • the highest transformer potential difference V tr [1] becomes “ ⁇ 2 V max ”.
  • FIGS. 7A to 7D are explanatory diagrams of operation modes of the AC / DC converter 11 (see FIG. 2) included in the converter cell 20-k.
  • the illustrated operation modes are common to the first embodiment and the comparative example.
  • the four switching elements included in the AC / DC converter 11 are denoted as Q 1 to Q 4 .
  • the switching elements Q 1 and Q 4 are turned on, and the other switching elements Q 2 and Q 3 are turned off.
  • the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] is equal to the primary side AC negative voltage V 1- [k]
  • the primary side AC terminal voltage V 1 [k] is the primary side DC link. It becomes equal to the voltage V dc1 .
  • the switching elements Q 2 and Q 4 are turned on, and the other switching elements Q 1 and Q 3 are turned off.
  • the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] is equal to the primary side AC negative voltage V 1- [k], and the primary side AC terminal voltage V 1 [k] is 0.
  • the switching elements Q 2 and Q 3 are turned on, and the other switching elements Q 1 and Q 4 are turned off. Then, the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] becomes “ ⁇ V dc1 + V 1- [k]”, and the primary side AC terminal voltage V 1 [k] becomes “ ⁇ V dc1 ”. .
  • the switching elements Q 1 and Q 3 are turned on, and the switching elements Q 2 and Q 4 are turned off. Then, the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] becomes “ ⁇ V dc1 + V 1 ⁇ [k]”, and the primary side AC terminal voltage V 1 [k] becomes 0.
  • the primary side DC link voltage V dc1 + [k] may be added to the equation (6), and the result is as the following equation (7).
  • the primary side potential of the high-frequency transformer 15 is determined by the switch state of the AC / DC converter 12. That is, either or both of the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] and the positive voltage V dc1 + [k], which are the ground potential of the capacitor 17, are applied to both ends of the primary winding 15a. . Therefore, when the potential of any point of the primary winding 15a and V tr1arb [k], as in the following equation (8), the upper limit value and the lower limit value of V tr1arb [k], 1 primary DC It is determined by the link negative voltage V dc1- [k] and the positive voltage V dc1 + [k].
  • the secondary side terminal 28 of the converter cell 20 -N is connected to the secondary side reference terminal 34.
  • the potential V tr2arb [k] at an arbitrary position of the secondary winding 15b of the high-frequency transformer 15 is expressed by the following equation (10), similarly to the equation (9).
  • equation (12) Substituting equation (12) into equation (11) yields equation (13) below.
  • FIG. 8 is a waveform diagram of the primary side AC terminal voltage V 1 [k], that is, V 1 [1], V 1 [2], V 1 [3], V 1 [4] in this specific example.
  • FIG. 9 is a waveform diagram of the secondary-side AC terminal voltage V 2 [k], that is, V 2 [1], V 2 [2], V 2 [3], V 2 [4] in this specific example. is there. 8 and 9, the DC link voltage V dc and its inverted value ⁇ V dc of each converter cell 20-k are indicated by broken lines .
  • FIG. 10 is a waveform diagram of the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] in each converter cell 20 -k .
  • FIG. 11 is a waveform diagram of the secondary side DC link negative voltage V dc2- [k] in the converter cell 20 -k .
  • the primary side DC link positive voltage V dc1 + [k] is obtained by adding the primary side DC link voltage V dc1 to the primary side DC link negative voltage V dc1- [k].
  • the DC link positive voltage V dc2 + [k] is obtained by adding the secondary DC link voltage V dc2 to the secondary DC link negative voltage V dc2- [k], and is not shown here.
  • the DC link voltage V dc of each converter cell 20-k, its inverted value ⁇ V dc , and the integer multiples thereof are indicated by broken lines.
  • FIG. 12 shows a possible range of potential difference V tr1arb [k] ⁇ V tr2arb [k] generated between the primary winding 15a and the secondary winding 15b of the high-frequency transformer 15 in each converter cell 20-k of the comparative example.
  • V tr1arb [k] ⁇ V tr2arb [k] that is, the transformer potential difference V for each of the converter cells 20-1, 20-2, 20-3, and 20-4 of the comparative example. It can be seen that tr [k] becomes ⁇ 2 V max , ⁇ 1.5 V max , ⁇ V max , and ⁇ 0.5 V max .
  • equations (15) to (17) are established for the primary side AC terminal voltage V 1 [k] of each converter cell 20-k instead of the equations (3) to (5) described above.
  • the primary side DC link voltage V dc1 + [k] the primary side DC link voltage V dc1 may be added to the equation (18), and the result is as the following equation (19).
  • connection state of the converter cells 20-1 to 20-N with respect to the secondary power supply system 32 is the same.
  • V tr2arb [k] at an arbitrary position of the winding 15b the above-described formula (10) is established as it is.
  • Expression (14) is established, Expression (21) is further rearranged, and the following Expression (22) is established.
  • the stage number k is deleted from the possible range of the potential difference V tr1arb [k] ⁇ V tr2arb [k]. That is, the range that the potential difference can take is constant regardless of the stage number k.
  • FIG. 13 is a waveform diagram of the primary side DC link negative voltage V dc1- [k] in this specific example.
  • the waveform of the secondary side DC link negative voltage V dc2- [k] is the same as that of the comparative example (see FIG. 11).
  • FIG. 14 shows a possible range of the potential difference V tr1arb [k] ⁇ V tr2arb [k] generated between the primary winding 15a and the secondary winding 15b of the high-frequency transformer 15 in each converter cell 20-k of this embodiment.
  • the pair of primary terminals (25, 26) are connected.
  • the converter cell (20 ⁇ (N + 1 ⁇ j)) in which the absolute value of the ground voltage that appears is the jth highest (where 1 ⁇ j ⁇ N) is the absolute value of the ground voltage that appears at the pair of secondary terminals (27, 28). Is (N + 1 ⁇ j) th higher.
  • the transformer potential difference V tr [k] of all the converter cells 20-k can be suppressed to “ ⁇ (1 + 1 / N) V max ”.
  • voltage resistant performance can be used as the high frequency transformer 15, and the power converter device 1 can be comprised small and cheaply.
  • FIG. 15 is a block diagram of a power conversion device 200 according to the second embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 200 has N converter cells 20-1 to 20-N (N is a natural number of 2 or more).
  • the configuration of the converter cell 20-k (where 1 ⁇ k ⁇ N) is the same as that of the first embodiment (see FIG. 2).
  • the primary terminals 25 and 26 of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series. Both ends of these series circuits are terminals A and C.
  • a connection point between the primary side terminal 26 of the converter cell 20-m (where 1 ⁇ m ⁇ N) and the primary side terminal 25 of the converter cell 20- (m + 1) is defined as a terminal B.
  • the secondary terminals 27 and 28 of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series, and both ends of these series circuits are terminals D and E.
  • the voltage V 1 [k] (see FIG. 2) between the primary side AC terminals of each converter cell 20-k has a different electrical angle phase of the ground potential.
  • the secondary AC terminal voltage V 2 [k] of the converter cell 20-k also has a different electrical angle phase of the ground potential.
  • the power converter device 200 of this embodiment also transmits electric power bidirectionally or unidirectionally between the primary side and the secondary side.
  • the power conversion device 200 of the present embodiment can be considered to have a more generalized configuration by applying the power conversion device 1 of the first embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram of a configuration in which the second embodiment is applied to a three-phase AC system. 16, the primary three-phase power supply system of the U-phase, V-phase, a terminal of W-phase and U 1, V 1, W 1, 2 primary three-phase power supply system of the U-phase, V-phase, and W-phase the terminal and U 2, V 2, W 2 .
  • the configuration of the power conversion device 200 is as illustrated in FIG. 15, and the other power conversion devices 250 and 260 are configured in the same manner as the power conversion device 200.
  • Terminals A, B, C, D, and E of the power conversion device 200 shown in FIG. 15 are also shown in FIG. Further, the terminals of the corresponding power converter 250 are A ′, B ′, C ′, D ′, E ′, and the terminals of the corresponding power converter 260 are A ′′, B ′′, C ′′, D ′. Let ', E''. As shown, terminals A and C ′, terminals A ′′ and C, terminals A ′ and C ′′ are connected to each other, terminals U 1 and B, terminals V 1 and B ′, terminals W 1 and B ′. 'Are connected to each other.
  • the terminals U 2 and D ′ and E ′′, the terminals V 2 and D ′′ and E, and the terminals W 2 , D and E ′ are connected to each other. That is, the power converters 200 , 250, and 260 are connected to the terminals U 1 , V 1 , W 1 and the terminals U 2 , V 2 , W 2 by ⁇ connection. As described above, the converter cell 20-k can also be applied to a ⁇ connection system having no neutral point.
  • FIG. 17 is a block diagram of a power conversion device 300 according to the third embodiment of the present invention.
  • the power conversion apparatus 300 includes N converter cells 40-1 to 40-N (N is a natural number of 2 or more).
  • the converter cell 40-k (where 1 ⁇ k ⁇ N) has AC / DC converters 12 to 14, capacitors 17 and 18, primary terminals 45 and 46, and secondary terminals 27 and 28. is doing.
  • the converter cell 40-k of the present embodiment is not provided with one corresponding to the AC / DC converter 11 (see FIG. 2) in the first embodiment, and both ends of the capacitor 17 are connected to the primary side terminals 45, 46. It is connected to the.
  • the configuration of the converter cell 40-k other than the above is the same as that of the first embodiment (see FIG. 2). That is, the converter cell 40-k transmits power while converting power in both directions or in one direction between the direct current at the primary side terminals 45 and 46 and the alternating current at the secondary side terminals 27 and 28.
  • the primary terminals 45 and 46 of the converter cells 40-1 to 40-N are sequentially connected in series, and a primary DC power supply system 61 (primary power supply system) is connected to these series circuits.
  • the secondary terminals 27 and 28 of the converter cells 20-1 to 20-N are sequentially connected in series, and the secondary power supply system 32 is connected to these series circuits.
  • the primary side DC power supply system 61 for example, DC power generation equipment such as a storage battery or various DC loads can be employed.
  • the side close to the ground potential is referred to as a primary side reference terminal 63, and the other is referred to as a terminal 65.
  • the negative terminal of the primary side DC power supply system 61 is the primary side reference terminal 63.
  • the terminal near the ground potential is called the secondary reference terminal 34 and the other is the terminal 36. Call.
  • the primary side reference terminal 63 is connected to the primary side terminal 45 of the converter cell 40-1, and the secondary side reference terminal 34 is connected to the secondary side terminal 28 of the converter cell 40-N. That is, as the stage number k increases, the absolute value of the ground voltage of the primary terminals 45 and 46 increases and the absolute value of the ground voltage of the secondary terminals 27 and 28 decreases. Therefore, as in the first embodiment, the difference in the transformer potential difference V tr (see FIG. 2) between the converter cells 40-1 to 40-N can also be reduced in this embodiment. Thereby, also in this embodiment, the thing with a low pressure
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made.
  • the above-described embodiments are illustrated for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • a part of the configuration of an embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of an embodiment.
  • the control lines and information lines shown in the figure are those that are considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines that are necessary on the product are shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other. Examples of possible modifications to the above embodiment are as follows.
  • MOSFETs are applied as the switching elements Q 1 to Q 4 as the switching elements Q 1 to Q 4 .
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • bipolar transistors bipolar transistors
  • thyristors GTOs
  • GTOs Gate Turn- A vacuum tube type element such as Off Thyristor
  • IEGT Injection Enhanced Gate Transistor
  • thyratron may be applied.
  • any material such as Si, SiC, or GaN can be applied.
  • the AC / DC converters 11 to 14 in each of the above embodiments employ an H-bridge using a switching element so that power can be converted in both directions.
  • An H-bridge using a rectifying element may be applied to a part of the AC / DC converters 11 to 14.
  • An example of a circuit diagram of an H bridge to which the rectifying elements D 1 to D 4 are applied is shown in FIG.
  • the transformer potential difference V tr of the high-frequency transformer 15 (see FIG. 2) is the same as that in each of the above embodiments, so that the power converter can be configured in a small size and at low cost.
  • the rectifying elements D 1 to D 4 may be semiconductor diodes, vacuum tube type mercury rectifiers, or the like.
  • any material such as Si, SiC, or GaN can be applied.
  • a capacitor may be inserted between the AC / DC converters 12 and 13 and the high-frequency transformer 15.
  • FIG. 19A shows an example in which a capacitor 51 is inserted between the AC / DC converter 12 and the primary winding 15a, and a capacitor 52 is inserted between the AC / DC converter 13 and the secondary winding 15b.
  • FIG. 19B shows an example in which a capacitor 51 is inserted between the AC / DC converter 12 and the primary winding 15a.
  • FIG. 19C shows an AC / DC converter 13 and the secondary winding 15b.
  • a capacitor 52 is inserted between the two.
  • the high frequency transformer 15 applied to each of the above embodiments may be one designed so as to intentionally generate a leakage inductance.
  • connection method of the converter cells 20-1 to 20-N is not limited to that of each of the above-described embodiments, and “the voltages of the primary terminals 25, 26, 45, 46 with respect to the primary reference potential are The connection method is not particularly limited as long as the “highest converter cell” is different from the “converter cell having the highest voltage at the secondary terminals 27 and 28 with respect to the secondary reference potential”.
  • the “converter cell having the highest voltage at the primary terminals 25 and 26 with respect to the primary reference potential” is the converter cell 20-N connected to the terminal 35.
  • the “converter cell having the highest voltage at the secondary terminals 27 and 28 with respect to the secondary reference potential” is the converter cell 20-1 connected to the terminal 36.
  • the latter converter cell is not limited to the converter cell 20-1, and may be changed to any one of the converter cells 20-2 to 20- (N-1).
  • the maximum value (absolute value) of the transformer potential difference V tr [k] is higher than that in the first embodiment (that is, “ ⁇ (1 + 1 / N) V max ”).
  • the maximum value of the transformer potential difference V tr [k] in this modification can be made lower than the maximum value (that is, “ ⁇ 2 V max ”) in the comparative example (see FIG. 5).
  • this modification is advantageous in that the converter cell 20-k can be made smaller and less expensive than the comparative example.

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Abstract

小型で安価に構成できる電力変換装置を実現するために、各々が一対の１次側端子（２５，２６）と一対の２次側端子（２７，２８）とを備え、一対の１次側端子（２５，２６）と一対の２次側端子（２７，２８）との間で電力を伝送する複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｎ）を設け、複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｎ）の１次側端子（２５，２６）は、１次側電源系統（３１）に対して順次に直列に接続され、複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｎ）の２次側端子（２７，２８）は、２次側電源系統（３２）に対して順次に直列に接続され、複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｎ）のうち、一対の１次側端子（２５，２６）に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなるコンバータセル（２０－Ｎ）は、一対の２次側端子（２７，２８）に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなるコンバータセル（２０－１）とは異なるようにした。

Description

電力変換装置および電力変換装置の接続方法
　本発明は、電力変換装置および電力変換装置の接続方法に関する。
　本技術分野の背景技術として、下記特許文献１には、「図示のように、本発明の第１の態様において、複数のコンバータセル２０－１、２０－２、…、２０－Ｎ（ただし、Ｎは２以上の自然数）を備える電力変換装置１は、複数のコンバータセル２０－１、２０－２、…、２０－Ｎの各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第４の交直変換器１４の交流側どうしが直列接続される。直列接続するコンバータセルの段数が増加するほど、交流電圧は多レベル（マルチレベル）化される。」と記載されている（明細書の段落００１９参照）。
特開２００５－７３３６２号公報
　しかし、特許文献１に記載された技術では、１次側（各第１の交直変換器１１の交流側）と、２次側（各第４の交直変換器１４の交流側）との電位差が大きくなる。これにより、コンバータセルの内部に設けられているトランス等の耐圧を高くしなければならず、コンバータセルが大型化し高価になるという問題が生じる。
　この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、小型で安価に構成できる電力変換装置および電力変換装置の接続方法を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するため本発明の電力変換装置にあっては、各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有し、複数の前記コンバータセルの前記１次側端子は、１次側電源系統に対して順次に直列に接続され、複数の前記コンバータセルの前記２次側端子は、２次側電源系統に対して順次に直列に接続され、複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なることを特徴とする。
　本発明によれば、小型で安価な電力変換装置を実現できる。
本発明の第１実施形態による電力変換装置１のブロック図である。 コンバータセルのブロック図（回路図）である。 １次側，２次側系統電圧の波形図の例である。 第１実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 比較例における電力変換装置のブロック図である。 比較例の電力変換装置を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 交直変換器１１の（ａ）動作モードＭ１、（ｂ）動作モードＭ２、（ｃ）動作モードＭ３、（ｄ）動作モードＭ４の各説明図である。 比較例における１次側ＡＣ端子間電圧の波形図である。 比較例における２次側ＡＣ端子間電圧の波形図である。 比較例における１次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 比較例における２次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 比較例における高周波トランスに生じる電位差を示す図である。 第１実施形態における１次側ＤＣリンク負電圧，正電圧の波形図である。 第１実施形態における高周波トランスに生じる電位差を示す図である。 本発明の第２実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第２実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。 本発明の第３実施形態による電力変換装置のブロック図である。 変形例に適用されるＨブリッジの回路図である。 （ａ）～（ｃ）は、他の変形例に適用される高周波トランス周辺の回路図である。
［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
　まず、本発明の第１実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置１のブロック図である。
　電力変換装置１は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル２０－１～２０－Ｎを有している。そして、各々のコンバータセル２０－ｋ（但し、ｋは段数番号であり、１≦ｋ≦Ｎ）は、一対の１次側端子２５，２６と、一対の２次側端子２７，２８と、交直変換器１１（第１の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１２（第２の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１３（第３の交直変換器、２次側変換器）と、交直変換器１４（第４の交直変換器、２次側変換器）と、高周波トランス１５（トランス）と、コンデンサ１７，１８とを有している。
　そして、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６は、順次直列に接続され、これら直列回路に１次側電源系統３１が接続されている。また、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路に２次側電源系統３２が接続されている。各コンバータセル２０－１～２０－Ｎは、１次側端子２５，２６と２次側端子２７，２８との間で双方向または一方向に電力を伝送する。１次側，２次側電源系統３１，３２は誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、１次側，２次側電源系統３１，３２としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。１次側電源系統３１の電圧を１次側系統電圧ＶＳ１とし、２次側電源系統３２の電圧を２次側系統電圧ＶＳ２とする。１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置１は、１次側，２次側電源系統３１，３２の間で双方向または一方向に電力を伝送する。
　図１に示すように、１次側電源系統３１の一対の端子のうち、一方を１次側基準端子３３と呼び、他方を端子３５と呼ぶ。同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、一方を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。１次側基準端子３３は、１次側基準電位が現れる端子であり、２次側基準端子３４は、２次側基準電位が現れる端子である。１次側および２次側基準電位は、例えば接地電位である。基準電位は必ずしも接地電位でなくてもよいが、１次側基準端子３３は、他方の端子３５よりも対地電位の最高値（絶対値）が低い側の端子にすることが好ましく、２次側基準端子３４は、他方の端子３６よりも対地電位の最高値（絶対値）が低い側の端子にすることが好ましい。
　そして、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０－１の１次側端子２５に接続され、２次側基準端子３４は、コンバータセル２０－Ｎの２次側端子２８に接続されている。すなわち、段数番号ｋが大きくなるほど１次側端子２５，２６の対地電圧の絶対値は高くなり、２次側端子２７，２８の対地電圧の絶対値は低くなる。
　図２は、コンバータセル２０－ｋのブロック図（回路図）である。
　交直変換器１１～１４は、各々Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有している（共に符号なし）。なお、本実施形態において、これらスイッチング素子は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。コンデンサ１７の両端の間に現れる電圧を１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1（１次側直流電圧）と呼ぶ。そして、コンデンサ１７の両端に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を１次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc1+［ｋ］（ｋは段数番号）と呼び、低い側の電圧を１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］と呼ぶ。
　また、１次側端子２５，２６の間に現れる電圧を１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］と呼ぶ。そして、１次側端子２５，２６に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を１次側ＡＣ正電圧Ｖ1+［ｋ］と呼び、低い側の電圧を１次側ＡＣ負電圧Ｖ1-［ｋ］と呼ぶ。そして、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］と、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。
　高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと、２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。交直変換器１２および１３が高周波トランス１５との間で入出力する電流は、高周波である。ここで、高周波とは、例えば１００Ｈｚ以上の周波数であるが、１ｋＨｚ以上の周波数を採用することが好ましく、１０ｋＨｚ以上の周波数を採用することがより好ましい。交直変換器１２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1と、１次巻線１５ａに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。
　また、コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2（２次側直流電圧）と呼ぶ。そして、コンデンサ１８の両端に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を２次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc2+［ｋ］と呼び、低い側の電圧を２次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc2-［ｋ］と呼ぶ。交直変換器１３は、２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2と、２次巻線１５ｂに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差は測定位置によって異なるが、最大となる電位差をトランス電位差Ｖtr［ｋ］と呼ぶ。
　また、２次側端子２７，２８の間に現れる電圧を２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2［ｋ］と呼ぶ。そして、２次側端子２７，２８に現れる電圧（接地を基準とする電位）のうち、高い側の電圧を２次側ＡＣ正電圧Ｖ2+［ｋ］と呼び、低い側の電圧を２次側ＡＣ負電圧Ｖ2-［ｋ］と呼ぶ。そして、交直変換器１４は、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2［ｋ］と、２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。
　図１において、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の振幅値がＶac1，Ｖac2であるとし、各コンバータセル２０－ｋの１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1，Ｖdc2が振幅値Ｖac1，Ｖac2の１／Ｎであると仮定すると、図２に示した１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］は、±Ｖac1／Ｎまたは０のいずれかの電圧となり、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2［ｋ］は±Ｖac2／Ｎまたは０のいずれかの電圧となる。
　図３は、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の波形図の例である。
　なお、説明の簡略化のため、図示の例においては、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、同一の振幅値Ｖmaxを有し、周波数が異なることとする。
　図１に示したように、コンバータセル２０－１の１次側端子２６は、１次側電源系統３１の、１次側基準端子３３に接続されている。従って、１次側系統電圧ＶＳ１がコンバータセル２０－１～２０－Ｎによって均等に分圧されたとすると、１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖmax／Ｎ」になる。一方、コンバータセル２０－１の２次側端子２７は、２次側電源系統３２の他方の端子３６に接続されている。
　従って、２次側端子２７の電圧が変動する範囲は、「±Ｖmax」になる。すると、トランス電位差Ｖtr［ｋ］は、「±（１＋１／Ｎ）Ｖmax」になる。例えば、コンバータセルの段数Ｎが「４」であれば、全てのコンバータセル２０－１～２０－４においてトランス電位差Ｖtr［ｋ］は、同一値すなわち「±１．２５Ｖmax」になる。なお、その詳細な根拠については後述する。
〈三相交流システムへの適用例〉
　図４は、第１実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
　図４において、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ1，Ｖ1，Ｗ1とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ2，Ｖ2，Ｗ2とし、これらの中性点をＮ1，Ｎ2とする。図示の三相交流システムでは、中性点Ｎ1，Ｎ2が１次側および２次側の基準端子になる。１次側の端子Ｕ1と中性点Ｎ1との間には、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６（図１，図２参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の中性点Ｎ2と端子Ｕ2との間には、２次側端子２７，２８が順次直列に接続されている。
　Ｖ相，Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１が接続されている。
　本実施形態において、１次側相電圧および２次側相電圧の振幅値が共にＶmaxであるとすると、図１に示した例と同様に、各コンバータセル２０－ｋ内のトランス電位差Ｖtr［ｋ］は、「±（１＋１／Ｎ）Ｖmax」になる。
〈比較例〉
　図５は、比較例における電力変換装置のブロック図である。
　本比較例の電力変換装置１０１は、第１実施形態の電力変換装置１と同様に、Ｎ台のコンバータセル２０－１～２０－Ｎを有している。そして、各コンバータセル２０－ｋの内部構成も第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。但し、本比較例においては、１次側端子２５，２６の接続方法が第１実施形態のものとは異なっている。すなわち、本比較例においては、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０－Ｎの１次側端子２６に接続され、１次側電源系統３１の高圧側の端子３５はコンバータセル２０－１の１次側端子２５に接続されている。
　すなわち、本比較例によれば、段数番号ｋが大きくなるほど、１次側端子２５，２６に現れる電圧も、２次側端子２７，２８に現れる電圧も低くなる。すると、コンバータセル２０－１の１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖmax」になり、コンバータセル２０－１の２次側端子２７の電圧が変動する範囲も、「±Ｖmax」になる。これにより、コンバータセル２０－１におけるトランス電位差Ｖtr［１］は、「±２Ｖmax」になる。
　但し、本比較例において、このトランス電位差Ｖtr［ｋ］は段数番号ｋに応じて異なる。例えば、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、トランス電位差Ｖtr［ｋ］は、コンバータセル２０－２（ｋ＝２）では「±１．５Ｖmax」、コンバータセル２０－３（ｋ＝３）では「±Ｖmax」、コンバータセル２０－４（ｋ＝４）では「±０．５Ｖmax」になる。なお、その詳細な根拠については後述する。
　このように、本比較例によれば、段数番号ｋに応じてトランス電位差Ｖtr［ｋ］は異なるが、段数番号ｋに応じて耐圧性能が異なる高周波トランス１５を適用することは非現実的である。すなわち、量産効果によってコストダウンを図るためには、全てのコンバータセル２０－１～２０－Ｎに対して同一仕様の高周波トランス１５を適用することが現実的である。すると、各コンバータセル２０－１～２０－Ｎ内の高周波トランス１５の耐圧性能は、上述した中の最も高いトランス電位差Ｖtr［１］すなわち「±２Ｖmax」に対応せざるを得ない。
　図６は、比較例の電力変換装置１０１を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
　図６において、第１実施形態（図４参照）と同様に、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ1，Ｖ1，Ｗ1とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ2，Ｖ2，Ｗ2とし、これらの中性点をＮ1，Ｎ2とする。本比較例において、１次側の端子Ｕ1と中性点Ｎ1との間には、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６（図５参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の端子Ｕ2と中性点Ｎ2との間には、２次側端子２７，２８（図５参照）が順次直列に接続されている。
　Ｖ相，Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１が接続されている。
　本実施形態において、１次側相電圧および２次側相電圧の振幅値が共にＶmaxであるとすると、図５に示した例と同様に、コンバータセル２０－１の１次側端子２６の電圧が変動する範囲は、「±Ｖmax」になり、コンバータセル２０－１の２次側端子２７の電圧が変動する範囲も、「±Ｖmax」になる。これにより、最も高いトランス電位差Ｖtr［１］は、「±２Ｖmax」になる。
〈数値的根拠の詳細説明〉
　上述したように、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、比較例におけるコンバータセル２０－１～２０－４のトランス電位差Ｖtr［ｋ］は各々「±２Ｖmax」、「±１．５Ｖmax」、「±Ｖmax」、「±０．５Ｖmax」であり、第１実施形態におけるコンバータセル２０－１～２０－４のトランス電位差Ｖtr［ｋ］は全て「±１．２５Ｖmax」である。これらの数値の根拠を以下説明する。
（比較例の数値的根拠）
　図７（ａ）～（ｄ）は、コンバータセル２０－ｋに含まれる交直変換器１１（図２参照）の動作モードの説明図である。なお、図示の各動作モードは、第１実施形態および比較例において共通のものである。
　図７（ａ）～（ｄ）において、交直変換器１１に含まれる４個のスイッチング素子をＱ1～Ｑ4とする。交直変換器１１の動作モードには、Ｍ１～Ｍ４の４種類があり、４つのスイッチング素子Ｑ1～Ｑ4のうち導通するスイッチング素子は、動作モードに基づいて決定される。
　まず、図７（ａ）の動作モードＭ１においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4が導通し、他のスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］は１次側ＡＣ負電圧Ｖ1-［ｋ］に等しくなり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］は１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1に等しくなる。
　また、図７（ｂ）の動作モードＭ２においては、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ4が導通し、他のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ3は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］は１次側ＡＣ負電圧Ｖ1-［ｋ］に等しくなり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］は０になる。
　また、図７（ｃ）の動作モードＭ３においては、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3が導通し、他のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］は「－Ｖdc1＋Ｖ1-［ｋ］」になり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］は「－Ｖdc1」になる。
　また、図７（ｄ）の動作モードＭ４においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3が導通し、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ4は非導通になる。そして、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］は「－Ｖdc1＋Ｖ1-［ｋ］」になり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］は０になる。
　図５に示した比較例において、動作モードＭ１～Ｍ４における各部の電圧をまとめると、その結果は下式（１）～（３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図５に示した比較例においては、コンバータセル２０－Ｎの１次側端子２６は１次側基準端子３３に接続されている。式（３）は、１次側基準端子３３の電位が接地電位であること、すなわち１次側ＡＣ負電圧Ｖ1-［Ｎ］＝０として導いたものである。
　すると、式（２）と式（３）の関係から、各コンバータセル２０－ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］には、下式（４），（５）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　これにより、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］については、下式（６）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc1+［ｋ］については、式（６）に１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1を加算すればよく、その結果は下式（７）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　高周波トランス１５の１次側電位は交直変換器１２のスイッチ状態に依って決定される。すなわち、１次巻線１５ａの両端には、コンデンサ１７の対地電位である１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］，正電圧Ｖdc1+［ｋ］の何れか一方または双方が印加される。従って、１次巻線１５ａの任意の箇所の電位をＶtr1arb［ｋ］としたとき、下式（８）のように、Ｖtr1arb［ｋ］の上限値と下限値とは、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］，正電圧Ｖdc1+［ｋ］によって定まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（６），（７）で求めた１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］，正電圧Ｖdc1+［ｋ］の範囲と、式（８）で求めた電位Ｖtr1arb［ｋ］とによれば、電位Ｖtr1arb［ｋ］の取り得る範囲は、下式（９）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図５に示した比較例においては、コンバータセル２０－Ｎの２次側端子２８は、２次側基準端子３４に接続されている。ここで、２次側基準端子３４の電位が接地電位であることとする。すなわち２次側ＡＣ負電圧Ｖ2-［Ｎ］＝０とする。すると、高周波トランス１５の２次巻線１５ｂの任意の箇所の電位Ｖtr2arb［ｋ］は、式（９）と同様に、下式（１０）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（９），（１０）によれば、高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］が取り得る範囲を求めると、下式（１１）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　また、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２の振幅値をＶac1，Ｖac2であるとし、各コンバータセル２０－ｋの１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1，Ｖdc2が振幅値Ｖac1，Ｖac2の１／Ｎであると仮定すると、下式（１２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（１２）を式（１１）に代入すると、下式（１３）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　図３に示した具体例において、式（１３）が成立することを以下に示す。
　上述のように、図３においては、１次側，２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は同一の振幅値Ｖmaxを有し、周波数が異なる。この例においては、Ｖac1＝Ｖac2＝Ｖmaxであるため、下式（１４）に示すように、１次側，２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1，Ｖdc2は、同一値であるＤＣリンク電圧Ｖdcになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　以下、比較例（図５参照）において、コンバータセルの段数Ｎが「４」である場合の電圧波形の具体例を、図８～図１２を参照し説明する。
　図８は、この具体例における１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］すなわちＶ1［１］，Ｖ1［２］，Ｖ1［３］，Ｖ1［４］の波形図である。また、図９は、この具体例における２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2［ｋ］すなわちＶ2［１］，Ｖ2［２］，Ｖ2［３］，Ｖ2［４］の波形図である。図８、図９において、各コンバータセル２０－ｋのＤＣリンク電圧Ｖdcおよびその反転値－Ｖdcを破線で示す。
　また、図１０は、各コンバータセル２０－ｋにおける１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］の波形図である。また、図１１は、コンバータセル２０－ｋにおける２次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc2-［ｋ］の波形図である。
　ここで、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc1+［ｋ］は１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］に１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1を加えたものであり、同様に２次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc2+［ｋ］は２次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc2-［ｋ］に２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2を加えたものであり、ここでは図示しない。
　図１０、図１１において、各コンバータセル２０－ｋのＤＣリンク電圧Ｖdcその反転値－Ｖdc、およびこれらの整数倍の値を破線で示す。
　図１２は、比較例の各コンバータセル２０－ｋにおける高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの間に生じる電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲を示す図である。
　すなわち、図中のＶdc1+［ｋ］－Ｖdc2-［ｋ］の波形とＶdc1-［ｋ］－Ｖdc2+［ｋ］の波形に挟まれた範囲が、電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲になる。図示のように、比較例のコンバータセル２０－１，２０－２，２０－３，２０－４の各々について、電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲、すなわちトランス電位差Ｖtr［ｋ］は、±２Ｖmax、±１．５Ｖmax、±Ｖmax、±０．５Ｖmaxになることが解る。
（第１実施形態の数値的根拠）
　次に、第１実施形態（図１参照）において、コンバータセルの段数Ｎを「４」としたとき、全てのコンバータセル２０－ｋのトランス電位差Ｖtr［ｋ］が「±１．２５Ｖmax」の範囲に収まる理由を詳細に説明する。
　本実施形態においても、１次側，２次側基準端子３３，３４の電位が接地電位であるとすると、式（１），（２）は上記比較例と同様に成立する。
　但し、本実施形態においては、図１に示したように、コンバータセル２０－１の１次側端子２５が１次側基準端子３３に接続されている。
　すると、各コンバータセル２０－ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］には、上述した式（３）～（５）に代えて、式（１５）～（１７）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　これにより、１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］については、下式（１８）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　また、１次側ＤＣリンク正電圧Ｖdc1+［ｋ］については、式（１８）に１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1を加算すればよく、その結果は下式（１９）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　これにより、１次巻線１５ａの任意の箇所の電位をＶtr1arb［ｋ］としたとき、電位Ｖtr1arb［ｋ］の取り得る範囲は、下式（２０）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　本実施形態（図１参照）と比較例（図５参照）とは、２次側電源系統３２に対するコンバータセル２０－１～２０－Ｎの接続状態は同様であるため、高周波トランス１５の２次巻線１５ｂの任意の箇所の電位Ｖtr2arb［ｋ］は、上述した式（１０）がそのまま成立する。
　式（１０），（２０）によれば、高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］が取り得る範囲を求めると、下式（２１）の通りになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　また、式（１４）が成り立とき、式（２１）は更に整理され、下式（２２）が成立する。式（２２）によると、電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲からは、段数番号ｋが消去されている。すなわち、該電位差の取り得る範囲は、段数番号ｋにかかわらず一定になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　次に、本実施形態において、コンバータセルの段数Ｎが「４」である場合の電圧波形の具体例を、図１３，図１４を用いて説明する。
　図１３は、この具体例における１次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc1-［ｋ］の波形図である。なお、２次側ＤＣリンク負電圧Ｖdc2-［ｋ］の波形は、比較例のもの（図１１参照）と同様である。
　図１４は、本実施形態の各コンバータセル２０－ｋにおける高周波トランス１５の１次巻線１５ａおよび２次巻線１５ｂの間に生じる電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲を示す図である。
　すなわち、図中のＶdc1+［ｋ］－Ｖdc2-［ｋ］の波形とＶdc1-［ｋ］－Ｖdc2+［ｋ］の波形に挟まれた範囲が、電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲になる。図示のように、本実施形態においては、全てのコンバータセル２０－１～２０－４について、電位差Ｖtr1arb［ｋ］－Ｖtr2arb［ｋ］の取り得る範囲、すなわちトランス電位差Ｖtr［ｋ］は、±１．２５Ｖmaxになることが解る。
〈第１実施形態の効果〉
　以上のように、比較例の構成（図５，図６参照）では、各コンバータセル２０－ｋの高周波トランス１５の耐圧性能は、「±２Ｖmax」のトランス電位差Ｖtr［１］に対応せざるを得なくなる。これにより、高周波トランス１５や電力変換装置１０１が大型化し、高価になるという問題が生じる。
　これに対して、本実施形態の構成（図１～図４参照）によれば、複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｎ）のうち、一対の１次側端子（２５，２６）に現れる対地電圧の絶対値がｊ番目（但し１≦ｊ≦Ｎ）に高いコンバータセル（２０－（Ｎ＋１－ｊ））は、一対の２次側端子（２７，２８）に現れる対地電圧の絶対値が（Ｎ＋１－ｊ）番目に高くなるようにしている。これにより、全てのコンバータセル２０－ｋのトランス電位差Ｖtr［ｋ］を「±（１＋１／Ｎ）Ｖmax」に抑制できる。これにより、高周波トランス１５として耐圧性能の低いものを使用することができ、電力変換装置１を小型かつ安価に構成することができる。
［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成〉
　次に、本発明の第２実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
　図１５は、本発明の第２実施形態による電力変換装置２００のブロック図である。
　電力変換装置２００は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル２０－１～２０－Ｎを有している。コンバータセル２０－ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｎ）の構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。
　コンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６は、順次直列に接続されている。これら直列回路の両端を端子Ａ，Ｃとする。また、コンバータセル２０－ｍ（但し、１≦ｍ＜Ｎ）の１次側端子２６と、コンバータセル２０－（ｍ＋１）の１次側端子２５との接続点を端子Ｂとする。また、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路の両端を端子Ｄ，Ｅとする。
　各コンバータセル２０－ｋの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1［ｋ］（図２参照）は、それぞれ対地電位の電気角位相が異なっている。また、コンバータセル２０－ｋの２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2［ｋ］も、それぞれ対地電位の電気角位相が異なっている。このように、各部の対地電位の電気角位相が異なることが本実施形態の特徴の一つである。そして、本実施形態の電力変換装置２００も、１次側，２次側の間で双方向または一方向に電力を伝送する。このように、本実施形態の電力変換装置２００は、第１実施形態の電力変換装置１を応用し、より一般化した構成であると考えることができる。
〈三相交流システムへの適用例〉
　図１６は、第２実施形態を三相交流システムに適用した構成のブロック図である。
　図１６において、１次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ1，Ｖ1，Ｗ1とし、２次側三相電源系統のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子をＵ2，Ｖ2，Ｗ2とする。
　電力変換装置２００の構成は、図１５に示した通りであり、他の電力変換装置２５０，２６０も電力変換装置２００と同様に構成されている。
　図１５に示した電力変換装置２００の端子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅを、図１６においても示す。また、対応する電力変換装置２５０の端子をＡ'，Ｂ'，Ｃ'，Ｄ'，Ｅ'とし、対応する電力変換装置２６０の端子をＡ''，Ｂ''，Ｃ''，Ｄ''，Ｅ''とする。図示のように、端子ＡとＣ'、端子Ａ''とＣ、端子Ａ'とＣ''は相互に接続され、端子Ｕ1とＢ、端子Ｖ1とＢ'、端子Ｗ1とＢ''は相互に接続されている。
　また、端子Ｕ2とＤ'とＥ''、端子Ｖ2とＤ''とＥ、端子Ｗ2とＤとＥ'は相互に接続されている。すなわち、電力変換装置２００，２５０，２６０は、Δ結線によって、端子Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1と端子Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2とに接続されている。
　以上のように、中性点を有しないΔ結線システムにおいても、コンバータセル２０－ｋを適用することができる。
［第３実施形態］
　次に、本発明の第３実施形態による電力変換装置の構成を説明する。
　図１７は、本発明の第３実施形態による電力変換装置３００のブロック図である。
　電力変換装置３００は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル４０－１～４０－Ｎを有している。コンバータセル４０－ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｎ）は、交直変換器１２～１４と、コンデンサ１７，１８と、１次側端子４５，４６と、２次側端子２７，２８と、を有している。
　本実施形態のコンバータセル４０－ｋには、第１実施形態における交直変換器１１（図２参照）に対応するものは設けられておらず、コンデンサ１７の両端は、１次側端子４５，４６に接続されている。上記以外のコンバータセル４０－ｋの構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。すなわち、コンバータセル４０－ｋは、１次側端子４５，４６における直流と、２次側端子２７，２８における交流との間で双方向または一方向に電力を変換しつつ伝送する。
　コンバータセル４０－１～４０－Ｎの１次側端子４５，４６は順次直列に接続され、これら直列回路に１次側直流電源系統６１（１次側電源系統）が接続されている。また、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの２次側端子２７，２８は、順次直列に接続され、これら直列回路に２次側電源系統３２が接続されている。１次側直流電源系統６１としては、例えば蓄電池等の直流発電設備、あるいは各種直流負荷を採用することができる。
　１次側直流電源系統６１の正極端子および負極端子のうち、接地電位に近い側を１次側基準端子６３と呼び、他方を端子６５と呼ぶ。図示の例では、１次側直流電源系統６１の負極端子が１次側基準端子６３になっている。また、第１実施形態（図１参照）と同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、接地電位に近い側の端子を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。
　そして、１次側基準端子６３は、コンバータセル４０－１の１次側端子４５に接続され、２次側基準端子３４は、コンバータセル４０－Ｎの２次側端子２８に接続されている。すなわち、段数番号ｋが大きくなるほど１次側端子４５，４６の対地電圧の絶対値は高くなり、２次側端子２７，２８の対地電圧の絶対値は低くなる。
　従って、第１実施形態と同様に、本実施形態においても、コンバータセル４０－１～４０－Ｎのトランス電位差Ｖtr（図２参照）の差を小さくすることができる。これにより、本実施形態においても、高周波トランス１５として耐圧性能の低いものを使用することができ、電力変換装置３００を小型かつ安価に構成することができる。
［変形例］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
（１）上記各実施形態においては、スイッチング素子Ｑ1～Ｑ4としてＭＯＳＦＥＴを適用した例を説明したが、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn-Off Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、あるいはサイラトロン等の真空管式の素子を適用してもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。
（２）また、上記各実施形態における交直変換器１１～１４は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたＨブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器１１～１４の一部において、整流素子を用いたＨブリッジを適用してもよい。整流素子Ｄ1～Ｄ4を適用したＨブリッジの回路図の一例を図１８に示す。本変形例においても、高周波トランス１５（図２参照）のトランス電位差Ｖtrは、上記各実施形態と同様になるため、電力変換装置を小型かつ安価に構成することができる。整流素子Ｄ1～Ｄ4は、半導体ダイオードであってもよく、真空管式の水銀整流器等であってもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。
（３）また、上記各実施形態において、交直変換器１２，１３と高周波トランス１５との間にコンデンサを挿入してもよい。図１９（ａ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入するとともに、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例を示す。また、図１９（ｂ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入した例であり、図１９（ｃ）は、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例である。また、上記各実施形態に適用される高周波トランス１５は、意図的に漏れインダクタンスを発生させるように設計したものを用いてもよい。
（４）また、コンバータセル２０－１～２０－Ｎの接続方法は上述した各実施形態のものに限られず、「１次側基準電位に対する１次側端子２５，２６，４５，４６の電圧が最も高くなるコンバータセル」と、「２次側基準電位に対する２次側端子２７，２８の電圧が最も高くなるコンバータセル」とが、異なるようにすれば、接続方法は特に限定されない。
　例えば、第１実施形態（図１参照）において、「１次側基準電位に対する１次側端子２５，２６の電圧が最も高くなるコンバータセル」は、端子３５に接続されているコンバータセル２０－Ｎであり、「２次側基準電位に対する２次側端子２７，２８の電圧が最も高くなるコンバータセル」とは、端子３６に接続されているコンバータセル２０－１である。しかし、後者のコンバータセルは、コンバータセル２０－１に限られず、コンバータセル２０－２～２０－（Ｎ－１）の何れかに変更してもよい。この変形例においては、トランス電位差Ｖtr［ｋ］の最高値（絶対値）は、第１実施形態の場合（すなわち「±（１＋１／Ｎ）Ｖmax」）よりも高くなる。しかし、この変形例におけるトランス電位差Ｖtr［ｋ］の最高値は、比較例（図５参照）における最高値（すなわち「±２Ｖmax」）よりは低くすることができる。これにより、この変形例は、比較例のものよりも、コンバータセル２０－ｋを小型かつ安価に構成することができる点で有利である。
１　電力変換装置
１１　交直変換器（第１の交直変換器、１次側変換器）
１２　交直変換器（第２の交直変換器、１次側変換器）
１３　交直変換器（第３の交直変換器、２次側変換器）
１４　交直変換器（第４の交直変換器、２次側変換器）
１５　高周波トランス（トランス）
１５ａ　１次巻線
１５ｂ　２次巻線
２０－１～２０－Ｎ　コンバータセル
２５，２６　１次側端子
２７，２８　２次側端子
３１　１次側電源系統
３２　２次側電源系統
４０－１～４０－Ｎ　コンバータセル
４５，４６　１次側端子
６１　１次側直流電源系統（１次側電源系統）
２００，２５０，２６０，３００　電力変換装置
Ｖdc1　１次側ＤＣリンク電圧（１次側直流電圧）
Ｖdc2　２次側ＤＣリンク電圧（２次側直流電圧）

Claims (6)

  1. 　各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有し、
    　複数の前記コンバータセルの前記１次側端子は、１次側電源系統に対して順次に直列に接続され、
    　複数の前記コンバータセルの前記２次側端子は、２次側電源系統に対して順次に直列に接続され、
    　複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なる
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　各々の前記コンバータセルは、
    　１次巻線と２次巻線との間で１００Ｈｚ以上の周波数で電力を伝送するトランスと、
    　前記１次側端子と前記１次巻線との間で周波数を変換しつつ電力を伝送する１次側変換器と、
    　前記２次側端子と前記２次巻線との間で周波数を変換しつつ電力を伝送する２次側変換器と、を有する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記１次側電源系統および前記２次側電源系統は交流電源系統であり、
    　前記１次側変換器は、一対の前記１次側端子に現れる交流電圧と１次側直流電圧との間で電力を伝送する第１の交直変換器と、前記１次側直流電圧と前記１次巻線との間で電力を伝送する第２の交直変換器と、を有し、
    　前記２次側変換器は、前記２次巻線と２次側直流電圧との間で電力を伝送する第３の交直変換器と、前記２次側直流電圧と一対の前記２次側端子に現れる交流電圧との間で電力を伝送する第４の交直変換器と、を有する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記１次側電源系統は直流電源系統であり、前記２次側電源系統は交流電源系統であり、
    　前記１次側変換器は、一対の前記１次側端子に現れる直流電圧と前記１次巻線との間で電力を伝送するものであり、
    　前記２次側変換器は、前記２次巻線と２次側直流電圧との間で電力を伝送する第３の交直変換器と、前記２次側直流電圧と一対の前記２次側端子に現れる交流電圧との間で電力を伝送する第４の交直変換器と、を有する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値がｊ番目（但し１≦ｊ≦Ｎ）に高い前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が（Ｎ＋１－ｊ）番目に高い
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　各々が一対の１次側端子と一対の２次側端子とを備え、一対の前記１次側端子と一対の前記２次側端子との間で電力を伝送する複数のコンバータセルを有する電力変換装置に適用される接続方法であって、
    　複数の前記コンバータセルの前記１次側端子を１次側電源系統に対して順次に直列に接続する過程と、
    　複数の前記コンバータセルのうち、一対の前記１次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルは、一対の前記２次側端子に現れる対地電圧の絶対値が最も高くなる前記コンバータセルとは異なるように、複数の前記コンバータセルの前記２次側端子を２次側電源系統に対して順次に直列に接続する過程と、を有する
    　ことを特徴とする電力変換装置の接続方法。
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