JP6698975B1

JP6698975B1 - 電気機器

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Publication number: JP6698975B1
Application number: JP2020510143A
Authority: JP
Inventors: 忍長澤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-09-12
Filing date: 2019-09-12
Publication date: 2020-05-27
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Abstract

第１の電力変換回路（１５０ａ）及び第２の電力変換回路（１５０ｂ）は、第１のノイズフィルタ回路（２５ａ）及び第２のノイズフィルタ回路（２５ｂ）を介して、入力電源（１０）と接続された受電部（１１０）と共通に接続される。受電部（１１０）の電源入力ノード（Ｎ０，Ｎ１）間に第１のノイズフィルタ回路（２５ａ）を経由して形成される第１の経路の第１のインダクタンス（Ｌａ）、及び、電源入力ノード（Ｎ０，Ｎ１）間に第２のノイズフィルタ回路（２５ｂ）を経由して形成される第２の経路の第２のインダクタンス（Ｌｂ）は、第２のインダクタンスに対する第１のインダクタンスの比（Ｌａ／Ｌｂ）が、第１のコンデンサ（８２ａ）のキャパシタンス（Ｃ１）に対する第２のコンデンサ（８２ｂ）のキャパシタンス（Ｃ２）の比（Ｃ２／Ｃ１）に従う様に調整される。

Description

本発明は、電気機器に関する。

電気機器、特に、高周波スイッチングを伴う電力変換回路（例えば、インバータ回路）を内蔵する構成のものでは、当該スイッチング動作により発生する高周波の伝導ノイズが入力電源ラインに流出する可能性がある。このような高周波伝導ノイズは、共通の入力電源ラインに接続された他の電気機器に対して、誤動作、故障、及び、雑音混入等の電磁妨害（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference）を引き起こすことが懸念される。

このため、伝導ノイズ対策として、電気機器内に、入力電源及び電力変換回路（インバータ）の間にノイズフィルタを配置することが公知である。ノイズフィルタの配置により、所定の規格による規制値以下に伝導ノイズを抑制することが期待される。

特開２０１７−１８４３２８号公報（特許文献１）には、コモンモードチョークコイルを有するノイズ低減回路（ノイズフィルタ）において、コモンモードチョークコイルの入力側及び出力側の各々に、コンデンサ及び抵抗の直列接続体を設ける構成が記載されている。

特許文献１によれば、配線等の寄生インダクタンス、及び、寄生容量によって形成される意図しないＬＣ共振回路のＱ値を、コンデンサに直列接続された抵抗によって低下させることが可能である。この結果、インバータ回路にて発生するノイズの流出を広い周波数帯域において抑制することが可能である。

特開２０１７−１８４３２８号公報

複数の電力変換回路（インバータ回路）を備えた電気機器では、入力電源と複数のインバータ回路の入力端子との間にそれぞれノイズフィルタを接続する構成とされることが一般的である。この際に、通常、各ノイズフィルタは、対応するインバータ回路からの伝導ノイズを最適に抑制できるように調整される。

しかしながら、上記構成では、共通の入力電源に対して複数のインバータ回路が接続されることにより、入力電源側の配線の寄生インダクタンス等によって意図しない共振回路が１又は複数形成される可能性がある。

このような共振回路が形成されると、各ノイズフィルタ単体で調整したフィルタ特性を発揮できなくなることが懸念される。又、各ノイズフィルタに特許文献１に記載された構成を適用した場合にも、形成された共振回路での共振ピークをなまらせる効果は生じるものの、十分なノイズ低減効果を得られないことが懸念される。

本発明は上記のような問題を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、複数の電力変換回路が共通の入力電源と接続される構成の電気機器において、入力電源側での伝導ノイズの低減効果を高めることである。

本発明のある局面によれば、電気機器は、受電部と、スイッチング素子を含んで構成された第１及び第２の電力変換回路と、第１及び第２のノイズフィルタ回路と、第１及び第２の配線とを備える。受電部は、入力電源と接続された第１及び第２の電源入力ノードを有する。第１のノイズフィルタ回路は、受電部及び第１の電力変換回路の間に電気的に接続される。第２のノイズフィルタ回路は、受電部及び第２の電力変換回路の間に電気的に接続される。第１の配線は、受電部及び第１のノイズフィルタ回路を電気的に接続する。第２の配線は、受電部及び第２のノイズフィルタ回路を電気的に接続する。第１のノイズフィルタ回路は、第１の配線と接続される１対の第１入力端子と、第１のコンデンサとを含む。第１のコンデンサは、第１入力端子間に、第１の電力変換回路の入力電源側に対して並列接続される。第２のノイズフィルタ回路は、第２の配線と接続される１対の第２入力端子と、第２のコンデンサとを含む。第２のコンデンサは、第２入力端子間に、第２の電力変換回路の入力電源側に対して並列接続される。更に、第１及び第２の電源入力ノードの間に、第１の配線及び第１のノイズフィルタ回路を経由して形成される第１の経路の第１のインダクタンス、並びに、第２の配線及び前記第２のノイズフィルタ回路を経由して形成される第２の経路の第２のインダクタンスは、第２のインダクタンスに対する第１のインダクタンスの比が、第１のコンデンサの第１のキャパシタンスに対する第２のコンデンサの第２のキャパシタンスの比に従うように調整される。

本発明によれば、複数の電力変換回路が共通の入力電源と接続される構成の電気機器において、入力電源側での伝導ノイズの低減効果を高めることができる。

実施の形態１に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。図１に示された電気機器から入力電源に漏れ出す伝導ノイズのシミュレーション結果を示すグラフである。パラメータｘを変化させた下での図２と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。パラメータｘに対する伝導ノイズのピーク値の減少量の変化のシミュレーション結果を示すグラフである。実施の形態２に係る電気機器の構成を説明する回路図である。実施の形態２に係る電気機器の入力電源側に形成される共振回路の並列共振周波数における簡易等価回路図である。実施の形態２に係る電気機器における図２と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。実施の形態２に係る電気機器における図３と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。実施の形態３に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。実施の形態４に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。実施の形態５に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。実施の形態５の変形例に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。実施の形態６に係る電気機器の第１の構成例を説明する回路図である。実施の形態６に係る電気機器の第２の構成例を説明する回路図である。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電気機器１００の構成例を説明する回路図である。

図１を参照して、実施の形態１に係る電気機器１００は、配線７０ａ，７１ａと、配線７０ｂ，７１ｂと、受電部１１０と、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂと、電力変換回路１５０ａ，１５０ｂとを備える。

受電部１１０は、入力電源１０と接続される電源入力ノードＮ０及びＮ１を有する。入力電源１０は、例えば、商用の交流系統電源によって構成される。即ち、電源入力ノードＮ０及びＮ１の間には、系統周波数（例えば、５０［Ｈｚ］又は６０［Ｈｚ］）の交流電圧が入力される。

電力変換回路１５０ａの入力側は、配線７０ａ，７１ａ及びノイズフィルタ回路２５ａを経由して、電源入力ノードＮ０及びＮ１（受電部１１０）と接続される。同様に、電力変換回路１５０ｂの入力側は、配線７０ｂ，７１ｂ及びノイズフィルタ回路２５ｂを経由して、電源入力ノードＮ０及びＮ１（受電部１１０）と接続される。

これにより、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂの各々には、入力電源１０からの交流電圧が入力される。本実施の形態では、配線７０ａ，７１ａ，７０ｂ，７１ｂの各々は、同じ材質及び径を有し、更に、配線７０ａ及び７１ａは等長であり、かつ、配線７０ｂ及び７１ｂも等長であるものとする。

図１において、電源入力ノードＮ０及びＮ１は「第１の電源入力ノード」及び「第２の電源入力ノード」に対応し、配線７０ａ，７１ａは「第１の配線」に対応し、配線７０ｂ，７１ｂは「第２の配線」に対応する。又、電力変換回路１５０ａは「第１の電力変換回路」の一実施例に対応し、電力変換回路１５０ｂは「第２の電力変換回路」の一実施例に対応する。

例えば、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂは、入力電源１０からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（図示せず）と、整流回路からの出力電圧を半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって交流電圧に変換するインバータ回路（図示せず）とを含んで構成される。尚、図示は省略するが、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂの出力側には、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂによって変換された電力によって駆動される負荷（例えば、モータ等）が接続される。

通常、半導体スイッチング素子が高周波でスイッチングされることにより、インバータ回路が出力する交流電圧に、高周波ノイズが重畳する。当該高周波ノイズに起因する入力電源１０側での伝導ノイズを抑制するために、ノイズフィルタ回路２５ａ及び２５ｂが、受電部１１０と、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂとの間に、それぞれ接続される。

ノイズフィルタ回路２５ａの入力端子８０ａ及び８１ａは、配線７０ａ及び７１ａによって、受電部１１０の電源入力ノードＮ０及びＮ１とそれぞれ接続される。配線７０ａ及び７１ａの各々は、寄生インダクタンスＬ１を有する。

ノイズフィルタ回路２５ａは、キャパシタンスＣ１のコンデンサ８２ａと、コモンモードチョークコイル８５ａとを含む。寄生インダクタンスＬｘ１を有するコンデンサ８２ａは、入力端子８０ａ及び８１ａの間に接続される。コモンモードチョークコイル８５ａは、コンデンサ８２ａと、電力変換回路１５０ａとの間に接続される。

ノイズフィルタ回路２５ｂの入力端子８０ｂ及び８１ｂは、配線７０ｂ及び７１ｂによって、受電部１１０の電源入力ノードＮ０及びＮ１とそれぞれ接続される。配線７０ｂ及び７１ｂの各々は、寄生インダクタンスＬ２を有する。

ノイズフィルタ回路２５ｂは、キャパシタンスＣ２のコンデンサ８２ｂと、コモンモードチョークコイル８５ｂとを含む。寄生インダクタンスＬｘ２を有するコンデンサ８２ｂは、入力端子８０ｂ及び８１ｂの間に接続される。コモンモードチョークコイル８５ｂは、コンデンサ８２ｂと、電力変換回路１５０ｂとの間に接続される。

このように、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂにおいて、電力変換回路１５０ａ，１５０ｂの入力側に対して、コンデンサ８２ａ，８２ｂは並列接続され、コモンモードチョークコイル８５ａ，８５ｂは直列接続される。

図１において、ノイズフィルタ回路２５ａは「第１のノイズフィルタ回路」の一実施例に対応し、ノイズフィルタ回路２５ｂは「第２のノイズフィルタ回路」の一実施例に対応する。コンデンサ８２ａは「第１のコンデンサ」の一実施例に対応し、コンデンサ８２ｂは「第２のコンデンサ」の一実施例に対応する。

電気機器１００の入力電源１０側において、受電部１１０及び電力変換回路１５０ａの間には、コンデンサ８２ａのキャパシタンスＣ１及び寄生インダクタンスＬｘ１と、配線７０ａ，７１ａの各々の寄生インダクタンスＬ１とによる第１の直列共振回路が形成される。同様に、受電部１１０及び電力変換回路１５０ｂの間には、コンデンサ８２ｂのキャパシタンスＣ２及び寄生インダクタンスＬｘ２と、配線７０ｂ，７１ｂの各々の寄生インダクタンスＬ２とによる第２の直列共振回路が形成される。更に、受電部１１０を介して、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂの入力側が接続された経路には、上記第１及び第２の直列共振回路が並列接続された並列共振回路が形成される。

図１において、一般的にＬ１＞＞Ｌｘ１であることからＬｘ１を無視すると、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａは、Ｌａ＝２・Ｌ１で示すことができる。同様に、Ｌ２＞＞Ｌｘ２であることからＬｘ２を無視すると、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂは、Ｌｂ＝２・Ｌ２で示すことができる。即ち、インダクタンスＬａは「第１のインダクタンス」に対応し、インダクタンスＬｂは「第２のインダクタンス」に対応し、キャパシタンスＣ１は「第１のキャパシタンス」に対応し、キャパシタンスＣ２は「第２のキャパシタンス」に対応する。

図２は、図１に示された電気機器１００から入力電源１０に漏れ出す伝導ノイズのシミュレーション結果を示すグラフである。図２の横軸には、周波数［Ｈｚ］が対数表示され、縦軸には伝導ノイズの強度が示される。

図２を参照して、特性線ＣＬ０は、後述する回路定数の設定の適用前におけるシミュレーション結果である。尚、当該シミュレーションでの回路定数の値関係として、Ｃ１＜Ｃ２、及び、Ｌａ＜Ｌｂとしている。又、シミュレーションでは、コンデンサ８２ａの寄生インダクタンスＬｘ１（Ｌｘ１＜＜Ｌ１）、及び、コンデンサ８２ｂの寄生インダクタンスＬｘ２（Ｌｘ２＜＜Ｌ２）も設定されている。ここでは、寄生インダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２（コンデンサ８２ａ，８２ｂ）は、それぞれ寄生インダクタンスＬ１，Ｌ２（配線７０ａ，７１ａ）の数（％）程度に設定した。

特性線ＣＬ０には、上述の並列共振回路による並列共振により、伝導ノイズの極大ピークが生じている。上述した、Ｌ１＞＞Ｌｘ１、かつ、Ｌ２＞＞Ｌｘ２の下では、極大ピークが生じる並列共振周波数ｆｐは、下記の式（１）で示すことができる。

さらに、特性線ＣＬ０には、第１及び第２の直列共振回路のそれぞれにおける直列共振周波数ｆｓ１及びｆｓ２において、伝導ノイズの極小ピークが生じている。上記と同様に、Ｌ１＞＞Ｌｘ１、かつ、Ｌ２＞＞Ｌｘ２の下では、直列共振周波数ｆｓ１，ｆｓ２は、下記の式（２）及び式（３）で示すことができる。

実施の形態１に係る電気機器１００では、伝導ノイズの極大ピークが生じる並列共振周波数ｆｐ、極小ピークが生じる直列共振周波数ｆｓ１及びｆｓ２を一致させるための回路定数の設定により、伝導ノイズが極大となる並列共振ピークを消滅させることができる。

図２中の特性線ＣＬ１は、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２の条件を成立させるために、２・Ｌ１・Ｃ１＝２・Ｌ２・Ｃ２（以下では、単に「Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２」とも表記する）としたときのシミュレーション結果である。

式（２）及び式（３）より、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２とすることで、ｆｓ１＝ｆｓ２が成立することが理解される。更に、式（１）中の（Ｃ１・Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Ｃ２／（１＋（Ｃ２／Ｃ１））に対して、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２を変形した（Ｃ２／Ｃ１）＝（Ｌ１／Ｌ２）を代入すると、ｆｐ＝１／（２π・√（Ｌ２・Ｃ２））が得られる。即ち、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２とする回路定数の設定により、ｆｐ＝ｆｓ１＝ｆｓ２とすることができる。図２中には、特性線ＣＬ０での並列共振周波数ｆｐと区別するために、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２としたときの共振周波数がｆｐ＊で示される。

特性線ＣＬ１では、特性線ＣＬ０での並列共振ピークの極大点を直列共振ピークの２個の極小点で相殺することにより、並列共振周波数ｆｐ相当の５００［ｋＨｚ］近傍での極大点での伝導ノイズのピーク値が低減されている。例えば、今回のシミュレーション結果では、当該ピーク値が、特性線ＣＬ０でのピーク値から３０［ｄＢ］以上低減されている。尚、特性線ＣＬ１において、共振周波数ｆｐ＊相当の３５０［ｋＨｚ］近傍に僅かに残存する極大ピークは、特性線ＣＬ０における並列共振ピークを、直列共振ピークによって完全に相殺できなかったために発生するものである。これは、Ｌｘ１及びＬｘ２の存在により、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２を完全に満足できなかったことに起因する。

次に、上述の回路定数設定（Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２）の具体的な実現例について説明する。

ノイズフィルタ回路２５ａ及び２５ｂ中のコンデンサ８２ａ及び８２ｂのキャパシタンスＣ１及びＣ２は、ノイズ発生源となる電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂのノイズ特性に対応させて適正値に設定する必要がある。従って、伝導ノイズ低減のための回路定数設定の観点から、キャパシタンスＣ１，Ｃ２を調整することは困難である。

一方で、寄生インダクタンスＬ１及びＬ２は、配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂの配線長、径、及び、材質等によって変化する。一般的に、配線の寄生インダクタンスは配線長に比例するので、代表的には、配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂの配線長の調整によって、伝導ノイズ低減のための回路定数設定を実現することが可能である。

例えば、Ｃ１＝Ｃ２であるときには、配線７０ａ，７１ａの配線長と、配線７０ｂ，７１ｂの配線長とを揃えることで、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２を実現することができる。一方で、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂのノイズ特性からＣ２＝ｍ・Ｃ１（ｍ：ｍ＞０の実数）である場合には、配線７０ａ，７１ａの各配線長を、配線７０ｂ，７１ｂの各配線長のｍ倍とすることで、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２を実現することができる。

伝導ノイズ低減のための、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２とする回路定数設定は、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂのノイズ特性から定まるキャパシタンスＣ１及びＣ２の比（Ｃ１／Ｃ２）に対して、インダクタンスＬａ及びＬｂがその逆比を有するように（即ち、Ｌａ／Ｌｂ＝Ｃ２／Ｃ１）、配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂを設けることと等価である。

上述のように、一般的には、Ｌｘ１＜＜Ｌ１、及び、Ｌｘ２＜＜Ｌ２が成立するので、配線７０ａ，７１ａの寄生インダクタンスの合計である２・Ｌ１と、配線７０ｂ，７１ｂの寄生インダクタンスの合計である２・Ｌ２との比、即ち、（２・Ｌ１／２・Ｌ２＝Ｌ１／Ｌ２）を、キャパシタンスＣ１及びＣ２の逆比（Ｃ２／Ｃ１）に従って設定することで、伝導ノイズ低減のための回路定数設定（Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２）を等価的に実現することが可能である。

但し、実使用環境を想定すると、Ｌａ・Ｃ１（又は、Ｌ１・Ｃ１）及びＬｂ・Ｃ２（又は、Ｌ２・Ｃ２）を常に完全に一致させることは容易ではない。従って、一致度に対する伝導ノイズの変化を考察する。以下では、一致度を定量的に評価するために、両者の比に相当するパラメータｘを下記の式（４）で定義して、シミュレーションを行った。

図３は、パラメータｘを変化させた下での図２と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。

図３を参照して、特性線ＣＬ０は図２と同じである一方で、実施の形態１に係る特性線ＣＬ１１〜ＣＬ１３では、回路定数設定のパラメータｘの値が異なる。具体的には、特性線ＣＬ１１はｘ＝０．７６のとき、特性線ＣＬ１２はｘ＝１．０のとき、特性線ＣＬ１３はｘ＝１．２のときのシミュレーション結果である。即ち、特性線ＣＬ１２（ｘ＝１）は、図２の特性線ＣＬ１と同じである。

特性線ＣＬ１１〜ＣＬ１３のいずれについても、特性線ＣＬ０と比較すると、並列共振周波数ｆｐでの伝導ノイズは、３０［ｄＢ］以上低減されている。但し、ｘが１から離れる特性線ＣＬ１１，ＣＬ１３では、共振周波数ｆｐ＊での極大点でのピーク値は、特性線ＣＬ１２よりは大きくなることが理解される。

図４は、パラメータｘに対する伝導ノイズのピーク値の減少量の変化のシミュレーション結果を示すグラフである。

図４では、プロットされる各点でのパラメータｘについて、図３と同様のシミュレーションを実行したときの、共振周波数ｆｐ＊の極大点でのピーク値の、特性線ＣＬ０の当該共振周波数での伝導ノイズ値に対する低減量を縦軸にプロットしている。

図４において、ｘ＝１．０で伝導ノイズ差が最大となっていないのは、コンデンサ８２ａ，８２ｂの寄生インダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２が存在することで、ｘ＝１．０にてＬａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２を完全に満足できなかったことに起因する。仮に、寄生インダクタンスＬｘ１及びＬｘ２の影響が完全に無視できる場合には、ｘ＝１．０において伝導ノイズ差が最大となる。

パラメータｘが１．０から大きく離れると、例えば、図４のシミュレーション結果では、ｘ＜０．７６、及び、ｘ＞１．２の領域では、回路定数設定後の共振周波数（図２のｆｐ＊相当）における伝導ノイズが、特性線ＣＬ０よりも増加することが理解される。従って、図４のシミュレーション結果に照らすと、パラメータｘについては、０．７６≦ｘ≦１．２の範囲内とすることが好ましい。

言い換えると、パラメータｘ、即ち、Ｌ２・Ｃ２に対するＬ１・Ｃ１の比は、電力変換回路１５０ａ，１５０ｂのノイズ特性に対応したキャパシタンスＣ１，Ｃ２の下での、共振周波数ｆｐ＊における伝導ノイズが、回路定数調整前の並列共振周波数ｆｐ（図２）での伝導ノイズよりも減少する範囲に対応させて、ｘ＝１．０を含む予め定められた範囲内に設定することができる。

以上説明したように、実施の形態１に係る電気機器によれば、複数の電力変換回路が共通の入力電源と接続される構成において、複数の電力変換回路に対応した、ノイズフィルタ回路内のコンデンサのキャパシタンスと、配線等の寄生インダクタンスとについての上述の逆比に従った回路定数の設定により、高いノイズ低減効果を実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂのコンデンサ８２ａ，８２ｂのキャパシタンスＣ１，Ｃ２が不一致の下でのノイズ低減効果を更に高める回路構成を説明する。

図５は、実施の形態２に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。
図５を参照して、実施の形態２に係る電気機器１０１では、相対的にキャパシタンスが小さいコンデンサを有するノイズフィルタ回路において、入力端子間に、抵抗素子８６（抵抗値Ｒ１）がコンデンサと直列に接続される。

図５では、Ｃ１＜Ｃ２のときの回路構成例が示される。従って、抵抗素子８６は、ノイズフィルタ回路２５ａにおいて、入力端子８０ａ，８１ａ間にコンデンサ８２ａと直列に接続される。一方で、コンデンサ８２ｂ（キャパシタンスＣ２）を含むノイズフィルタ回路２５ｂの構成は、実施の形態１（図１）と同様である。

抵抗素子８６の抵抗値Ｒ１は、図６に示される簡易等価回路図に基づいて設定することができる。

図６は、電気機器１０１の入力電源１０側に形成される共振回路の並列共振周波数ｆｐ（図２）における簡易等価回路図である。

図６を参照して、実施の形態１と同様に、Ｌ１＞＞Ｌ１ｘ、かつ、Ｌ２＞＞Ｌ２ｘであるので、コンデンサ８２ａ，８２ｂの寄生インダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２は無視することができる。更に、Ｃ１＜Ｃ２のときには、周波数上昇に伴って、寄生インダクタンスＬ２又はＬｘ２の影響が支配的になることによりコンデンサ８２ｂ（Ｃ２）が先に容量性のふるまいを失う。このため、並列共振周波数ｆｐでは、コンデンサ８２ａのキャパシタンスＣ１が容量性のふるまいを行う一方で、コンデンサ８２ｂのキャパシタンスＣ２は、共振回路に対して容量として影響しない。

このため、簡易等価回路では、ノイズフィルタ回路２５ａにおいて、コンデンサ８２ａ（Ｃ１）が容量として作用する一方で、配線７０ａ，７１ａの寄生インダクタンスＬ１は共振回路上では無視できる。一方で、ノイズフィルタ回路２５ｂでは、コンデンサ８２ｂ（Ｃ２）が容量として作用しない一方で、配線７０ａ，７１ａの寄生インダクタンスＬ２が作用する。

図６の簡易等価回路において、入力電源１０から見た合成インピーダンスｚ（ω）は、角各周波数ωの関数（ω＝２π・ｆ）として、下記の式（５）により示される。式（５）中において、Ｌｂ＝２・Ｌ１である。

式（５）の実数項及び虚数項に整理することにより、下記の式（６）が得られる。

並列共振周波数ｆｐに対応する角周波数ω_ｐ（ω_ｐ＝２π・ｆｐ）において、ｚ（ω_ｐ）の虚数項はゼロとなり、実数項のみが残る。従って、式（６）の虚数項より、角周波数ω_ｐについて、下記の式（７）が成立することが理解される。

式（７）を変形すると、下記の式（８）が得られる。

更に、式（８）を変形することで、式（９）を得ることができる。

式（９）において、Ｌｂ≦Ｃ１・Ｒ１²のとき、ω_ｐが実数ではなくなるので並列共振が消滅することなる。従って、抵抗値Ｒ１について、下記の式（１０）とすることで、図６の簡易等価回路において並列共振が消滅する。

尚、式（１０）は、抵抗値Ｒ１の下限値のみを規定する。一方で、Ｒ１が過大になるとコンデンサ８２ａ（Ｃ１）によるノイズ低減効果が失われるため、この観点からの上限値を更に用いることで、抵抗値Ｒ１の適正値を定めることができる。

図７は、図５に示された電気機器１０１における図２と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。

図７を参照して、特性線ＣＬ０は、図２と同様であり、並列共振周波数ｆｐに伝導ノイズの極大ピークが生じている。図７中の特性線ＣＬ２は、抵抗素子８６が配置された電気機器１０２において、実施の形態１と同様に、２・Ｌ１・Ｃ１＝２・Ｌ２・Ｃ２（即ち、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２）としたときのシミュレーション結果である。

特性線ＣＬ２において、特性線ＣＬ０の並列共振周波数ｆｐにおけるノイズ低減効果は、実施の形態１での特性線ＣＬ１と同様である。更に、実施の形態２では、新たに配置された抵抗素子８６の抵抗値Ｒ１を式（１０）に従って設定することにより、並列共振ピークを鈍らせることができる。これにより、伝導ノイズが極大となる並列共振ピークの大きさを、伝導ノイズが極小となる直列共振ピークの大きさより小さくすることができる。

この結果、実施の形態２に係る電気機器では、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２（Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２）とする回路定数の設定により、並列共振周波数と直列共振周波数を一致させたときに、直列共振によるノイズ極小ピークが残存するようになる。従って、特性線ＣＬ２では、並列共振周波数ｆｐ、及び、直列共振周波数ｆｓ１及びｆｓ２を一致させた後の共振周波数ｆｐ＊において、図２のような極大ピークが残存していない。

図８は、図５に示された電気機器１０１における図３と同様のシミュレーション結果を示すグラフである。図８には、図３と同様のパラメータｘ（式（４））について、ｘ＝０．７６、ｘ＝１．０、及び、ｘ＝１．２としたときの、特性線ＣＬ２１〜ＣＬ２３が示される。

図８を参照して、特性線ＣＬ２１〜ＣＬ２３のいずれについても、特性線ＣＬ０と比較すると、並列共振周波数ｆｐでの伝導ノイズは、図３と同様に、３０［ｄＢ］以上低減されている。

更に、実施の形態２では、パラメータｘが１．０から離れる特性線ＣＬ２１，ＣＬ２３においても、抵抗素子８６の配置によって並列共振ピークを鈍らせることにより、実施の形態１（図３）と比較して、共振周波数ｆｐ＊におけるピーク値が抑制されることが理解される。

このように、実施の形態２に係る電気機器では、低容量のコンデンサを含むノイズフィルタに抵抗素子８６を配置することによって、ノイズ低減効果を高めることが可能である。特に、実施の形態２では、実施の形態１と比較して、２・Ｌ１・Ｃ１＝２・Ｌ２・Ｃ２（即ち、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２）とする回路定数設定が厳密に実行できなくても、高いノイズ低減効果を得ることが可能である。

尚、以上では、Ｃ１＜Ｃ２の場合を例示したが、反対に、コンデンサ８２ａのキャパシタンスＣ１の方が、コンデンサ８２ｂのキャパシタンスＣ２よりも大きいとき（Ｃ１＞Ｃ２）にも実施の形態２を適用することができる。この場合には、図５において、抵抗素子８６は、ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、入力端子８０ｂ，８１ｂ間にコンデンサ８２ｂと直列に接続される。一方で、コンデンサ８２ａを含むノイズフィルタ回路２５ａの構成は、実施の形態１（図１）と同様とされる。又、式（１０）において、インダンクタンスＬｂをＬａに置換し、かつ、キャパシタンスＣ１をＣ２に置換することで、抵抗値Ｒ１の範囲を定めることができる。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。

図９を参照して、実施の形態３に係る電気機器１０２は、実施の形態１に係る電気機器１００（図１）と比較して、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂが、調整用インダクタ８７ａ，８８ａ及び調整用インダクタ８７ｂ，８８ｂをさらに備える点で異なる。電気機器１０２のその他の部分の構成は、電気機器１００と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

ノイズフィルタ回路２５ａにおいて、調整用インダクタ８７ａは、配線７０ａ又は７１ａに直列接続される態様で、コンデンサ８２ａよりも入力電源側に電気的に接続される。調整用インダクタ８８ａは、コンデンサ８２ａと直列接続される。ノイズフィルタ回路２５ａにおいて、調整用インダクタ８７ａは「第１の調整用インダクタ」の一実施例に対応し、調整用インダクタ８８ａは「第２の調整用インダクタ」の一実施例に対応する。

図９の構成では、調整用インダクタ８７ａのインダクタンスＬａ１及び調整用インダクタ８８ａのインダクタンスＬｘａ１を用いると、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａ＝２・Ｌ１＋Ｌａ１＋Ｌｘａ１で示される。

同様に、ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、調整用インダクタ８７ｂは、配線７０ｂ又は７１ｂに直列接続される態様で、コンデンサ８２ｂよりも入力電源側に電気的に接続される。調整用インダクタ８８ｂは、コンデンサ８２ｂと直列接続される。ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、調整用インダクタ８７ｂは「第１の調整用インダクタ」の一実施例に対応し、調整用インダクタ８８ｂは「第２の調整用インダクタ」の一実施例に対応する。

図９の構成では、調整用インダクタ８７ｂのインダクタンスＬｂ１及び調整用インダクタ８８ｂのインダクタンスＬｘｂ１を用いると、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂ＝２・Ｌ２＋Ｌｂ１＋Ｌｘｂ１で示される。

この結果、実施の形態３の構成では、伝導ノイズが極大となる並列共振周波数と、伝導ノイズが極小となる直列共振周波数とが一致するための回路定数の設定条件である、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２は、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂのインダクタンスを加味して、下記の式（１１）で示される。

上述のように、寄生インダクタンスＬ１及びＬ２は、配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂの長さ等によってある程度調整可能ではあるが、高精度に調整することは一般的に困難である。或いは、レイアウト面等から配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂの長さが制約を受ける可能性も想定される。このため、電力変換回路１５０ａ及び１５０ｂのノイズ特性に対応させて設定されたキャパシタンスＣ１及びＣ２に対して、寄生インダクタンスＬ１，Ｌ２の調整のみによって、伝導ノイズ低減のための回路定数設定（Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２）を実現することが困難となる（即ち、パラメータｘの１．０からの乖離が大きくなる）虞がある。

これに対して、実施の形態３に係る電気機器によれば、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ及び８８ａ，８８ｂの追加配置により、伝導ノイズ低減のための回路定数設定（Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２）をより高精度に実現すること、即ち、パラメータｘを１．０に近付けることが容易となる。これにより、伝導ノイズの低減効果を高める構成を容易に実現することが可能となる。

尚、上述した式（１０）の実現のために、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂの一部のみを配置する構成とすることも可能である。即ち、調整用インダクタ８７ａ及び８８ａの一方のみを配置すること、或いは、調整用インダクタ８７ｂ及び８８ｂの一方のみを配置することも可能である。又、ノイズフィルタ回路２５ａ側及びノイズフィルタ回路２５ｂ側の一方のみに、調整用インダクタ８７ａ及び８８ａの少なくとも一方、又は、調整用インダクタ８７ｂ及び８８ｂの少なくとも一方を配置する構成とすることも可能である。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４に係る電気機器１０３の構成例を説明する回路図である。

図１０を参照して、実施の形態４に係る電気機器１０３は、実施の形態３に係る電気機器１０２（図９）の構成に加えて、ノイズフィルタ回路２５ａが、図５と同様の抵抗素子８６（抵抗値Ｒ１）をさらに有する点で異なる。即ち、図１０においても、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂの間でコンデンサ８２ａ，８２ｂのキャパシタンスは異なっており、図５と同様にＣ１＜Ｃ２のときの回路構成例が示される。

このような構成とすることにより、実施の形態３と同様に、伝導ノイズが極大ピークとなる並列共振周波数と、極小ピークとなる直列共振周波数が一致するための条件Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２の実現が容易になるとともに、実施の形態２と同様に、抵抗素子８６の配置により、並列共振ピークを鈍らせることができる。

従って、実施の形態４に係る電気機器によれば、実施の形態２及び３の効果の組み合わせにより、伝導ノイズの低減効果を更に高めることができる。尚、抵抗素子８６の抵抗値Ｒ１の範囲については、式（１０）において、Ｌｂ＝２・Ｌ２＋（Ｌｂ１＋Ｌｘｂ１）として算出することが可能である。

又、実施の形態４に係る電気機器１０３においても、実施の形態３で説明したように、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂの一部のみを配置する構成とすることも可能である。又、抵抗素子８６についても、実施の形態２で説明したように、Ｃ２＜Ｃ１の場合には、ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、入力端子８０ｂ，８１ｂ間にコンデンサ８２ｂと直列に接続される。

実施の形態５．
図１１は、実施の形態５に係る電気機器の構成例を説明する回路図である。

図１１を参照して、実施の形態４に係る電気機器１０４は、図１に示された電気機器１００と比較して、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂの構成が異なる。具体的には、ノイズフィルタ回路２５ａにおいて、コモンモードチョークコイル８５ａは、入力端子８０ａ及び８１ａと、コンデンサ８２ａとの間に接続され、コンデンサ８２ａは、コモンモードチョークコイル８５ａ及び電力変換回路１５０ａの間に接続される。同様に、ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、コモンモードチョークコイル８５ｂは、入力端子８０ｂ及び８１ｂと、コンデンサ８２ｂとの間に接続され、コンデンサ８２ｂは、コモンモードチョークコイル８５ｂ及び電力変換回路１５０ｂの間に接続される。

図１１の構成では、コモンモードチョークコイル８５ａをコンデンサ８２ａよりも入力電源側に接続することにより、電源入力ノードＮ０及びＮ１間にノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａに、コモンモードチョークコイル８５ａの漏れインダクタンスＬｄｍ１が加えられる。この結果、図９では、Ｌａ＝２・Ｌ１＋２・Ｌｄｍ１となる。

同様に、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂには、コモンモードチョークコイル８５ｂの漏れインダクタンスＬｄｍ２が加えられる。この結果、図９では、Ｌｂ＝２・Ｌ２＋２・Ｌｄｍ２となる。

従って、実施の形態３では、伝導ノイズが極大となる並列共振周波数と、伝導ノイズが極小となる直列共振周波数が一致するための回路定数の設定条件である、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２は、コモンモードチョークコイル８５ａ，８５ｂの漏れインダクタンスＬｄｍ１，Ｌｄｍ２を加味して、下記の式（１２）で示される。

（Ｌ１＋Ｌｄｍ１）・Ｃ１＝（Ｌ２＋Ｌｄｍ２）・Ｃ２ …（１２）
このように、図１１の回路構成では、コモンモードチョークコイル８５ａ，８５ｂをコンデンサ８２ａ，８２ｂよりも入力端子８０ａ，８０ｂ側に接続することにより、ノーマルモードチョークとして機能する漏れインダクタンスＬｄｍ１，Ｌｄｍ２を、伝導ノイズ低減のための回路定数設定Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２に組み入れることが可能となる。

この結果、実施の形態３に係る電気機器１０２では、漏れインダクタンスＬｄｍ１，Ｌｄｍ２と、配線７０ａ，７１ａ及び配線７０ｂ，７１ｂの長さの調整との組み合わせによって、伝導ノイズ低減のための回路定数設定（Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２）の実現性を向上することができる。

実施の形態５の変形例
図１２は、実施の形態５の変形例に係る電気機器１０５の構成例を説明する回路図である。

図１２を参照して、実施の形態５の変形例に係る電気機器１０５は、実施の形態５に係る電気機器１０４（図１０）の構成に加えて、図９（実施の形態３）と同様の調整用インダクタ８７ａ，８８ａ及び調整用インダクタ８７ｂ，８８ｂをさらに備える点、並びに、ノイズフィルタ回路２５ａが、図５（実施の形態２）と同様の抵抗素子８６（抵抗値Ｒ１）をさらに有する点で異なる。即ち、図１２においても、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂの間でコンデンサ８２ａ，８２ｂのキャパシタンスは異なっており、図５と同様にＣ１＜Ｃ２のときの回路構成例が示される。

この結果、図１２の回路構成では、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａ＝２・Ｌ１＋２・Ｌｄｍ１＋Ｌａ１＋Ｌｘａ１となる。同様に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂ＝２・Ｌ２＋２・Ｌｄｍ２＋Ｌｂ１＋Ｌｘｂ１となる。

この結果、実施の形態５の変形例では、実施の形態５と比較して、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂの追加配置により、伝導ノイズを低減するための回路定数の条件Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２の実現が更に容易になるとともに、抵抗素子８６の配置により、並列共振ピークを鈍らせることができる。

尚、実施の形態５の変形例では、実施の形態５に対して、実施の形態２及び３の両方を組み合わせる構成例を説明したが、実施の形態２及び３の一方を実施の形態５と組み合わせることも可能である。又、これらの組み合わせにおいて、実施の形態３で説明したように、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂの一部のみを配置する構成とすることも可能である。更に、実施の形態２で説明したように、抵抗素子８６については、Ｃ２＜Ｃ１の場合には、ノイズフィルタ回路２５ｂにおいて、入力端子８０ｂ，８１ｂ間にコンデンサ８２ｂと直列に接続される。

実施の形態６．
実施の形態６では、電気機器が室外機及び室内機を備える空気調和機である場合の構成例を説明する。

図１３は、実施の形態６に係る電気機器の第１の構成例を説明する回路図である。
図１３を参照して、実施の形態６の第１の構成例に係る電気機器１０６は、入力電源１０と電気的に接続されるプラグ１１と、リレースイッチ２００と、室内機３００ａと、室外機３００ｂとを備える。

室内機３００ａは、実施の形態１と同様のノイズフィルタ回路２５ａ及び電力変換回路１５０ａを含む。室内機３００ａに内設された室内機受電部１１０ａは、ノイズフィルタ回路２５ａと電気的に接続される。例えば、電力変換回路１５０ａは、室内機のファンモータ（図示せず）に対して交流電力を供給する。

室外機３００ｂは、実施の形態１と同様のノイズフィルタ回路２５ｂ及び電力変換回路１５０ｂを含む。室外機３００ｂに内設された室外機受電部１１０ｂは、ノイズフィルタ回路２５ｂと電気的に接続される。例えば、電力変換回路１５０ｂは、室外機の冷媒圧縮機（図示せず）の駆動モータに対して交流電力を供給する。

電気機器１０６では、室内機３００ａに内設された室内機受電部１１０ａがプラグ１１と電気的に接続される。室外機３００ｂに内設された室外機受電部１１０ｂは、リレースイッチ２００を経由して室内機受電部１１０ａと接続されることによって、プラグ１１と接続された入力電源１０から給電される。電気機器１０６（空気調和機）の停止時には、リレースイッチ２００をオフすることにより、漏洩電流の抑制が図られる。

図１３の電気機器１０６では、ノイズフィルタ回路２５ａ，２５ｂにそれぞれ対応する室内機受電部１１０ａ及び室外機受電部１１０ｂが入力電源に対して段階的に接続される構成とすることで、電気機器１０６の「受電部」と、ノイズフィルタ回路２５ａ及び２５ｂのそれぞれとの間の配線長の差が大きくなることが理解される。

図１３の構成では、プラグ１１を介して入力電源と接続される室内機受電部１１０ａが「受電部」に対応する。電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂ（Ｌｂ＝２・Ｌ２）を構成する寄生インダクタンスＬ２には、室外機３００ｂ内の配線長による寄生インダクタンスに加えて、室内機受電部１１０ａ及び室外機受電部１１０ｂの間の配線長による寄生インダクタンスが含まれることになる。

一方で、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａ（Ｌａ＝２・Ｌ２）を構成する寄生インダクタンスＬ１は、室内機３００ａ内の配線長による寄生インダクタンスによって形成される。

この結果、図１３の電気機器１０６では、ノイズフィルタ回路２５ａ側の寄生インダクタンスＬ１（インダクタンスＬａ）が、ノイズフィルタ回路２５ｂ側の寄生インダクタンスＬ２（インダクタンスＬｂ）よりも小さくなり（Ｌ１＜Ｌ２）、かつ、その差が比較的大きくなる。

従って、寄生インダクタンスＬ１及びＬ２の差を活用して、伝導ノイズが極大となる並列共振周波数と、伝導ノイズが極小となる直列共振周波数とが一致するための回路定数の設定条件である、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２の実現を図ることができる。

即ち、図１３の回路構成では、Ｌ２＞Ｌ１によりＬｂ＞Ｌａとなることを考慮すると、電力変換回路１５０ａ，１５０ｂのノイズ特性から、コンデンサ８２ａ，８２ｂについてＣ１＞Ｃ２であるときに、調整用インダクタの追加配置を最小化して、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２を確保することが可能となる。

図１４は、実施の形態６に係る電気機器の第２の構成例を説明する回路図である。
図１４を参照して、実施の形態６の第２の構成例に係る電気機器１０７は、図１３に示された電気機器１０６と同様の、プラグ１１と、リレースイッチ２００と、室内機３００ａと、室外機３００ｂとを備える。

電気機器１０７では、電気機器１０６（図１３）とは反対に、室外機受電部１１０ｂがプラグ１１と電気的に接続されるとともに、室内機受電部１１０ａは、室外機受電部１１０ｂを介して、入力電源に対して段階的に接続される。これにより、電気機器１０７においても、「受電部」と、ノイズフィルタ回路２５ａ及び２５ｂのそれぞれとの間の配線長の差が大きくなる。

具体的には、図１４の構成では、プラグ１１を介して入力電源と接続される室外機受電部１１０ｂが「受電部」に対応する。電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ａを介して形成される経路のインダクタンスＬａ（Ｌａ＝２・Ｌ１）を構成する寄生インダクタンスＬ１には、室内機３００ａ内の配線長による寄生インダクタンスに加えて、室外機受電部１１０ｂ及び室内機受電部１１０ａの間の配線長による寄生インダクタンスが含まれることになる。

一方で、電源入力ノードＮ０及びＮ１間に、ノイズフィルタ回路２５ｂを介して形成される経路のインダクタンスＬｂ（Ｌｂ＝２・Ｌ２）を構成する寄生インダクタンスＬ２は、室外機３００ｂ内の配線長による寄生インダクタンスによって形成される。

この結果、図１４の電気機器１０７では、ノイズフィルタ回路２５ｂ側の寄生インダクタンスＬ２（インダクタンスＬｂ）が、ノイズフィルタ回路２５ａ側の寄生インダクタンスＬ１（インダクタンスＬａ）よりも小さくなり（Ｌ２＜Ｌ１）、かつ、その差が比較的大きくなる。

即ち、図１４の回路構成では、Ｌ１＞Ｌ２によりＬａ＞Ｌｂとなることを考慮すると、電力変換回路１５０ａ，１５０ｂのノイズ特性から、コンデンサ８２ａ，８２ｂについてＣ２＞Ｃ１であるときに、調整用インダクタの追加配置を最小化して、Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２を確保することが可能となる。

このように、実施の形態６に係る電気機器では、ノイズフィルタ回路２５ａ及び２５ｂを段階的に入力電源と接続することによって生じた、配線の寄生インダクタンスの差を利用して、伝導ノイズを低減するための回路定数の条件Ｌａ・Ｃ１＝Ｌｂ・Ｃ２を容易に実現することが可能となる。

尚、実施の形態６及びその変形例に係る電気機器１０６，１０７に対して、実施の形態２で説明した抵抗素子８６をコンデンサ８２ａ又は８２ｂと直列接続する構成、実施の形態３で説明した、調整用インダクタ８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂの少なくとも一部を追加配置する構成、並びに、実施の形態５で説明した、漏れインダクタンスＬｄｍ１，Ｌｄｍ２を利用するようにコモンモードチョークコイル８５ａ，８５ｂを接続する構成の一部又は全部を組み合わせることも可能である。

又、本実施の形態では、２個の電力変換回路１５０ａ，１５０ｂが共通の受電部１１０（入力電源１０）と接続される構成を説明したが、３個以上の電力変換回路が共通の受電部（入力電源）と接続される構成に対しても、本実施の形態を適用することが可能である。例えば、当該３個以上の電力変換回路のうちのノイズ発生量の多い２個の電力変換回路の間で、入力側のノイズフィルタ回路に関連する回路構成及び回路定数条件を実施の形態１〜６のいずれかと同様にすることができる。

以上で説明した複数の実施の形態について、明細書内で言及されていない組み合わせを含めて、不整合や矛盾が生じない範囲内で、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている点についても、確認的に記載する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０入力電源、１１プラグ、２５ａ，２５ｂノイズフィルタ回路、７０ａ，７０ｂ，７１ａ，７１ｂ配線、８０ａ，８０ｂ入力端子、８２ａ，８２ｂコンデンサ、８５ａ，８５ｂコモンモードチョークコイル、８６抵抗素子、８７ａ，８７ｂ，８８ａ，８８ｂ調整用インダクタ、１００〜１０７電気機器、１１０受電部、１１０ａ室内機受電部、１１０ｂ室外機受電部、１５０ａ，１５０ｂ電力変換回路、２００リレースイッチ、３００ａ室内機、３００ｂ室外機、Ｎ０，Ｎ１電源入力ノード、Ｒ１抵抗値、ｆｐ並列共振周波数、ｆｐ＊共振周波数（回路定数条件設定後）、ｆｓ１，ｆｓ２直列共振周波数。

Claims

入力電源と接続された第１及び第２の電源入力ノードを有する受電部と、
スイッチング素子を含んで構成された第１及び第２の電力変換回路と、
前記受電部及び前記第１の電力変換回路の間に電気的に接続される第１のノイズフィルタ回路と、
前記受電部及び前記第２の電力変換回路の間に電気的に接続される第２のノイズフィルタ回路と、
前記受電部及び前記第１のノイズフィルタ回路を電気的に接続する第１の配線と、
前記受電部及び前記第２のノイズフィルタ回路を電気的に接続する第２の配線とを備え、
前記第１のノイズフィルタ回路は、
前記第１の配線と接続される１対の第１入力端子と、
前記第１入力端子間に、前記第１の電力変換回路の入力電源側に対して並列接続された第１のコンデンサとを含み、
前記第２のノイズフィルタ回路は、
前記第２の配線と接続される１対の第２入力端子と、
前記第２入力端子間に、前記第２の電力変換回路の入力電源側に対して並列接続された第２のコンデンサとを含み、
前記第１及び第２の電源入力ノードの間に、前記第１の配線及び前記第１のノイズフィルタ回路を経由して形成される第１の経路の第１のインダクタンス、並びに、前記第２の配線及び前記第２のノイズフィルタ回路を経由して形成される第２の経路の第２のインダクタンスは、前記第２のインダクタンスに対する前記第１のインダクタンスの比が、前記第１のコンデンサの第１のキャパシタンスに対する前記第２のコンデンサの第２のキャパシタンスの比に従うように調整され、
前記第１及び第２の電力変換回路のノイズ特性に対応してそれぞれ設定された前記第１及び第２のキャパシタンスは異なる値であり、
前記第１の配線及び前記第２の配線は、前記第２の配線のインダクタンスに対する前記第１の配線のインダクタンスの比が、前記第１のキャパシタンスに対する前記第２のキャパシタンスの比に従うように調整される、電気機器。
前記第２のキャパシタンス及び前記第２の配線のインダクタンスの積に対する、前記第１のキャパシタンス及び前記第１の配線のインダクタンスの積の比が、１．０を含む所定範囲内となるように、前記第１及び第２のインダクタンスは調整される、請求項１記載の電気機器。
前記第１のキャパシタンスは、前記第２のキャパシタンスよりも小さく、
前記第１のノイズフィルタ回路は、
前記第１入力端子間に、前記第１のコンデンサと直列に接続された抵抗素子をさらに含む、請求項１又は２に記載の電気機器。
前記第２のキャパシタンスは、前記第１のキャパシタンスよりも小さく、
前記第２のノイズフィルタ回路は、
前記第２入力端子間に、前記第２のコンデンサと直列に接続された抵抗素子をさらに含む、請求項１又は２に記載の電気機器。
前記第１及び第２のノイズフィルタ回路の少なくとも一方は、
前記第１の配線に対して直列に接続される第１の調整用インダクタと、
前記第１又は第２のコンデンサに対して直列に接続される第２の調整用インダクタとの少なくとも一方をさらに含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電気機器。
前記第１及び第２のノイズフィルタ回路の各々は、
前記第１入力端子又は前記第２入力端子と、前記第１又は第２のコンデンサとの間に接続されたコモンモードチョークコイルをさらに含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電気機器。
前記受電部は、前記第１及び第２のノイズフィルタ回路にそれぞれ対応して２個設けられ、
前記２個の受電部のうちの一方の受電部は、前記入力電源と接続された他方の受電部を経由して、前記入力電源と電気的に接続される、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電気機器。