JP6685168B2

JP6685168B2 - 基準電圧回路

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Publication number: JP6685168B2
Application number: JP2016082095A
Authority: JP
Inventors: 俊幸永井
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2016-04-15
Filing date: 2016-04-15
Publication date: 2020-04-22
Anticipated expiration: 2036-04-15
Also published as: JP2017191557A

Description

本発明は、電圧発生回路に係り、特に、温度依存性のさらなる低減、抑圧等を図ったものに関する。

従来、基準電圧回路として、例えば、図７に示された構成を有するバンドギャップリファレンス回路が良く知られている。
このバンドギャップリファレンス回路の出力電圧ＶＢＧは、トランジスタＱ２１及びＱ２２の面積比をｎ：１、トランジスタＱ２３及びＱ２４の面積比を１：１とし、また、トランジスタＱ２２のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ２２とすると、下記する式１で表される。

ＶＢＧ＝ＶＢＥ22＋２×ＶＴ×ｌｎ（ｎ）×Ｒ２２／Ｒ２１・・・式１

ここで、ＶＴは熱電圧、すなわち、ＶＴ＝ｋＴ／ｑと求められるもので、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷である。
この熱電圧ＶＴは、通常、０．００８６ｍＶ／℃程度の正の温度係数を有し、トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、一般的に約−２ｍＶ／℃の負の温度係数を有しているため、式１の第１項と第２項の温度係数が打ち消しあうように、先のｎ、Ｒ２１、Ｒ２２の値を設定することにより、温度に依存しない出力電圧ＶＢＧを得ることができるとされている。

しかし、実際の回路に使用されるトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、僅かながら２次の温度依存性を有しているため、ＶＢＧも僅かながら２次の温度依存性を有するものとなってしまい、温度の変化に対し、高精度の基準電圧を必要とする装置等には十分な温度特性が得られないことがある。

このような２次の温度依存性を解消する方策としては、例えば、バンドギャップリファレンス回路において、バンドキャップ部の温度特性に応じて絶対温度の２乗に比例した補償電流を、接合形半導体に流れる電流に重畳し、又は、減ずることで、接合型半導体素子の接合部の電圧を温度に応じて調整可能として、出力される基準電圧の温度変動を補償可能としているものなどがある（例えば、特許文献１等参照）。

特開２００９−５９１４９号公報

しかしながら、特許文献１等に開示された方法の場合、適用できるバンドギャップリファレンス回路の形式が限定されており、他の形式のバンドギャップリファレンス回路には適用できず、汎用性に欠けるという問題がある。
また、補償用の電流値を算出する理論式が、抵抗値に温度依存性が存在しないことを前提としたものとなっており、その上、複雑な帰還回路を設ける構成であるため、殆どの場合に抵抗値に温度依存性が存在する実際の製造プロセスにおいては、所望の特性を得るための各素子の定数調整を行う、いわゆる合わせ込みが非常に難しく、実用性が不十分である。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、簡素な回路構成で、従来のバンドギャップリファレンス回路に極少ない部品の追加で実現可能とし、バンドギャップリファレンス回路が有する２次の温度依存性をキャンセルし、温度依存性の少ない基準電圧を出力可能とする基準電圧回路を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る基準電圧回路は、
出力電圧が温度に対して２次特性を有する定電圧源と、ベースに前記定電圧源の出力電圧が印加可能に設けられた第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのエミッタにベースが接続された第２のトランジスタとを有し、前記第２のトランジスタのエミッタに基準電圧を出力可能構成されてなる基準電圧回路であって、
前記第１のトランジスタのエミッタとグランドとの間には第１の定電流源が、前記第２のトランジスタのエミッタと電源との間には第２の定電流源が、それぞれ直列接続されて設けられ、
前記第１の定電流源と前記第２の定電流源は、それぞれ、出力電流が温度に対して変化する温度依存性の異なるものとし、前記第１のトランジスタのベース・エミッタ間電圧と前記第２のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の温度依存性により、前記定電圧源の出力電圧の２次の温度依存性を打ち消すことを特徴とするものである。

本発明によれば、簡素な回路構成で、温度依存性の異なる２つの定電流源を用いて２次の温度依存性を有する入力電圧の２次成分をキャンセルできるように構成したので、温度依存性の極めて少ない基準温度を出力することができるという効果を奏するものである。
また、入力電圧回路と独立した構成であるため、様々な形式の入力電圧回路に適応でき、従来と異なり、複雑な帰還を用いないため、所望の特性を得るための回路定数の合わせ込みが容易となるという効果を奏するものである。

本発明の実施の形態における基準電圧回路の一回路構成例を示す回路図である。本発明の実施の形態における基準電圧回路に入力される入力電圧の温度変化に対する変化例を示す特性図である。ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の温度変化に対する変化例を示す特性線図である。ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の温度変化に対する変化例を示す特性線図である。ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の温度変化に対する他の変化例を示す特性線図である。本発明の実施の形態における基準電圧回路の出力電圧の温度変化に対する変化例を示す特性線図である。従来のバンドギャップリファレンス回路の一回路構成例を示す回路図である。一般的な定電流回路の一回路構成例を示す回路図である。一般的な定電流回路の他の回路構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図９を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施例における基準電圧回路の一回路構成例について、図１を参照しつつ説明する。
本発明の実施例における基準電圧回路は、従来のバンドギャップリファレンス回路にさらなる改善を施したもので、第１及び第２のトランジスタ（図１においては、それぞれ「Ｑ11」、「Ｑ12」と表記）１，２と、第１及び第２の定電流源３，４とを有して構成されたものとなっている。

以下、具体的な回路構成について説明すれば、まず、本発明の実施の形態において、第１のトランジスタ１にはＮＰＮ型バイポーラトランジスタが、第２のトランジスタ２にはＰＮＰ型バイポーラトランジスタが、それぞれ用いられている。
第１のトランジスタ１のコレクタには、電源電圧ＶＤＤが印加されるようになっている一方、エミッタとグランドとの間には、第１の定電流源３が直列接続されて設けられると共に、エミッタは第２のトランジスタ２のベースに接続されている。

第１のトランジスタ１のベースには、入力端子１１が接続されており、入力電圧ＶＩＮが印加されるようになっている。
本発明の実施の形態においては、定電圧源（図１においては「Ｖ11」と表記）２１の出力電圧が、入力端子１１に入力電圧ＶＩＮとして印加されるものとなっている。
この定電圧源２１は、２次の温度依存性を有するものである。

第２のトランジスタ２は、そのエミッタと第１のトランジスタ１のコレクタとの間に、第２の定電流源４が直列接続されて設けられると共に、エミッタには出力端子１２が接続される一方、コレクタはグランドに接続されたものとなっている。

次に、かかる構成における回路動作について説明する。
まず、第１のトランジスタ１のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ11、第２のトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ12とすると、出力電圧ＶＯＵＴは、下記する式２により表される。

ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ−ＶＢＥ11＋ＶＢＥ12・・・式２

また、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、コレクタ電流をＩc、飽和電流をＩsとすると、下記する式３により表される。

ＶＢＥ＝ＶＴ×ｌｎ（Ｉc／Ｉs）・・・式３

したがって、第１のトランジスタ１、第２のトランジスタ２のコレクタ電流を、それぞれＩc11、Ｉc12、飽和電流をＩs11、Ｉs12とし、式２に式３を適用して書き換えると、出力電圧ＶＯＵＴは、下記する式４により表される。

ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ−ＶＴ×ｌｎ（Ｉc11／Ｉs11）＋ＶＴ×ｌｎ（Ｉc12／Ｉs12）・・・式４

さらに、この式４を変形すると下記する式５となる。

ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ＋ＶＴ×ｌｎ（Ｉc12／Ｉc11×Ｉs11／Ｉs12）・・・式５

また、ここで、Ｉc11は概ね第１の定電流源３の出力電流Ｉ11と等しく、Ｉc12は概ね第２の定電流源４の出力電流Ｉ12と等しいため、式５は下記する式６に書き換えることができる。

ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ＋ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11×Ｉs11／Ｉs12）・・・式６

ここで、式６の第２項については次述するようなことが言える。
まず、ＶＴは、先に述べたように、０．００８６ｍＶ／℃程度の１次の正の温度係数を有しているため、第１の定電流源３の出力電流Ｉ11と第２の定電流源４の出力電流Ｉ12を異なる温度特性として、その温度特性の傾きを最適化し、ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11×Ｉs11／Ｉs12）がおよそ１次の温度係数となるように第１及び第２の定電流源３，４を選定すると良い。

それによって、式６の第２項が２次の温度依存性を有するものとすることが可能となり、入力電圧ＶＩＮが有する２次の温度依存性とは逆向きの温度依存性に設定することで、それぞれの温度依存性が相殺されることとなる。

温度特性の湾曲の程度を表す２次の係数は、第１及び第２の定電流源３，４の電流Ｉ11、Ｉ12の温度特性の設定により変えることができるため、入力電圧ＶＩＮの温度特性の湾曲の程度に合わせてＩ11、Ｉ12の温度特性を設定することにより出力電圧ＶＯＵＴの温度依存性が極めて小さいものとなる。

また、式６のｌｎ（Ｉ12／Ｉ11×Ｉs11／Ｉs12）は、厳密には１次の温度係数にはならないが、一般的な半導体の使用温度範囲である、−５０〜１５０℃の範囲においてある程度１次に近い特性が得られていれば実用上支障はない。
例えば、入力電圧ＶＩＮの温度特性が、図２に示されたような特性である場合、その温度特性を計算式にすると下記する式７のように表される。

ＶＩＮ＝−６．０×１０^−７×ｔ^２＋６．０×１０^−５＋１．２５・・・式７

なお、式７においてｔは摂氏温度である。
そして、第１の定電流源３を、電流Ｉ11がｔ＝２５℃時において１０μＡ、温度特性を−３２００ppm／℃で変化する設定とした場合、電流Ｉ11は下記する式８で表される。

Ｉ11＝−３．２×１０^−８×ｔ＋１．０８×１０^−５・・・式８

一方、第２の定電流源４は、電流Ｉ12がｔ＝２５℃時において１０μＡ、温度特性を２０００ppm／℃で変化する第１の定電流源３とは異なる特性設定とした場合、Ｉ12は下記する式９により表される。

Ｉ12＝２．０×１０^−８×ｔ＋９．５×１０^−６・・・式９

ここで、処理を簡易にするため、Ｉs11＝Ｉs12とした場合、式６のｌｎ（Ｉ12／Ｉ11×Ｉs11／Ｉs12）は、ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）となる。
図３には、この場合のｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の温度変化に対する計算結果が示されており、−５０〜１５０℃間においてほぼ直線となっており、およそ１次の温度係数となることが理解できる。

さらに、この場合のＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の同様な計算結果が図４に示されており、この図４の特性線を近似式に表すと下記する式１０となる。

ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）＝６．０×１０^−７×ｔ^２＋１．１×１０^−４×ｔ−３．２×１０^−３・・・式１０

式７と式１０を比較すると、ｔの２次の係数が正負逆向きで一致しており、式７と式１０とを足し合わせることで、２次の温度依存性の成分がキャンセルされることが理解できる。
１次の温度依存性の成分は、定定電圧源２１が図７に示されたような従来構成のバンドギャップリファレンス回路であれば、トランジスタＱ２１とＱ２２の面積比や、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の抵抗値の調整によりＶＩＮの温度特性を調整することが可能であり、また、第１及び第２の定電流源３，４の電流Ｉ11、Ｉ12の電流量や飽和電流Ｉs11、Ｉs12の値を変えることで調整できる。

以下に、第２の定電流源４の電流Ｉ12の値を変えることによる調整方法の例を示すこととする。
例えばＩ12の電流を、ｔ＝２５℃時において１．４５μＡ、２０００ppm／℃の温度特性を有するものとすると、下記する式１１で表すことができる。

Ｉ12＝２．９×１０^−９×ｔ＋１．４×１０^−６・・・式１１

図５には、この場合におけるＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の計算結果が示されており、この特性線を近似式で表すと下記する式１２となる。

ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）＝６．０×１０^−７×ｔ^２−６．０×１０^−５×ｔ−４．９×１０^−２・・・式１２

式１０と式１２を比較すると、ｔの２次の係数には影響なく、１次の係数を変えることが出来ていることが理解できる。
すなわち、Ｉ12の電流量を変えることにより、ＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11）の２次の係数を変えることなく、１次の係数を変えることができていることが理解できる。

そして、式７と式１２を比べると、２次と１次の係数は共に正負逆向きで一致しており、式７に式１２を足すことにより２次の温度依存性の成分と１次の温度依存性の成分が完全に相殺されることが理解できる。
図６には、式７と式１２の加算結果である出力電圧ＶＯＵＴの温度特性を示す特性線が示されており、図２に示された入力電圧ＶＩＮの温度特性と比較して、大幅に温度依存性が少なく改善されていることが理解できる。

具体的な数値で比較してみると、図６の特性の場合、−５０〜１５０℃間で、最小値が１．２０１２４Ｖ、最大値が１．２０１８７Ｖとなっており、その差は０．６４ｍＶとなっている。この電圧差は、平均値に対して僅か０．０５％であり、この数値からも出力電圧ＶＯＵＴの温度依存性が極めて小さいことが理解できる。

同様に、Ｉ11、Ｉs11、Ｉs12の値で調整する場合も、２次の係数を変えることなく、１次の係数を変えることができる。
したがって、本発明に係る基準電圧回路を用いれば、２次の係数を決定した後、２次の係数に干渉性を与えることなく１次の係数を設定することができ、２次成分と１次成分を相殺するためのいわゆる合わせ込みが、従来に比して非常に容易となる。

第１及び第２の定電流源３，４の電流Ｉ11、Ｉ12の温度特性の設定には、様々な手法があるが、例えば、図８に示されたような従来回路を用いると正の傾きの温度特性を有する電流が得やすく、図９に示されたような従来回路を用いると負の傾きの温度特性を有する電流が得やすくなる。

図８に示された回路は、トランジスタＱ６２のコレクタ電流Ｉc６２を定電流として取り出す回路で、トランジスタＱ６１、Ｑ６２、Ｑ６３、Ｑ６４の面積比をｎ：１：１：ｍとするとＩc６２はおよそ下記する式１３のように表される。

Ｉc６２＝ＶＴ×ｌｎ（ｎ×ｍ）／Ｒ６１・・・式１３

なお、Ｒ６１は、抵抗Ｒ６１の抵抗値とする。
ここで、ＶＴは既に述べたように正の温度特性を有するため、抵抗Ｒ６１の温度特性にもよるが、Ｉc６２は正の傾きの温度特性を有する電流となり易い。

一方、図９は、トランジスタＱ７２のコレクタ電流Ｉc７２を定電流として取り出す回路で、トランジスタＱ７１のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ71とすると、コレクタ電流Ｉc７２は、およそ下記する式１４のように表される。

Ｉc７２＝ＶＢＥ71／Ｒ７１・・・式１４

なお、Ｒ７１は抵抗Ｒ７１の抵抗値とする。
ここで、トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、負の温度特性を有するため、抵抗Ｒ７１の温度特性にもよるが、コレクタ電流Ｉc７２の温度特性は負の傾きを有するものとなり易い。
なお、一般的な製造プロセスでは、異なる温度特性を有する抵抗が複数あるため、これらの回路や数種類の抵抗を組み合わせるなどすることで、所望の温度係数を有する電流源を得ることは容易である。

そして、これらの電流を、カレントミラー回路などを用いるなどして、適切に電流源３，４とすることで、本発明に係る基準回路における回路定数の合わせ込みが可能となる。
なお、式６のＶＴ×ｌｎ（Ｉ12／Ｉ11×Ｉs11／Ｉs12）には、０次の項も発生し、その分、入力電圧ＶＩＮに対して出力電圧ＶＯＵＴが一定量シフトすることとなるが、一番の眼目はＶＯＵＴの温度依存性を少なくすることであり、一定量の電圧シフトは実用上の致命的な問題にはならない。
例えば、一定量の電圧シフト分をキャンセルした場合、出力電圧ＶＯＵＴを抵抗等で分圧すればよい。

また、本発明の実施の形態における基準電圧回路は、先に述べたように、入力電圧回路（定定電圧源２１）とは独立した構成となっており、入力電圧回路に対して帰還を掛けていないため、Ｉ11、Ｉ12、Ｉs11、Ｉs12の設定により、入力電圧の特性が変化することはない。
したがって、本発明に係る基準電圧回路は、第１及び第２の定電流源３，４の出力電流Ｉ11、Ｉ12、及び、第１及び第２のトランジスタ１，２の飽和電流Ｉs11、Ｉs12の設定に関して自由度が高く、いかなる形式の入力電圧源に対しても適用可能であり、所望の特性を容易に得ることが可能となっている。
さらには、回路構成も簡素であり、ＩＣ化に際しては非常に少ないチップ面積の増加で実現可能となっている。

簡素な回路構成で、バンドギャップリファレンス回路が有する２次の温度依存性をキャンセルし、温度依存性の少ない基準電圧の出力が所望される回路に適用できる。

１…第１のトランジスタ
２…第２のトランジスタ
３…第１の定電流源
４…第２の定電流源

Claims

出力電圧が温度に対して２次特性を有する定電圧源と、ベースに前記定電圧源の出力電圧が印加可能に設けられた第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのエミッタにベースが接続された第２のトランジスタとを有し、前記第２のトランジスタのエミッタに基準電圧を出力可能構成されてなる基準電圧回路であって、
前記第１のトランジスタのエミッタとグランドとの間には第１の定電流源が、前記第２のトランジスタのエミッタと電源との間には第２の定電流源が、それぞれ直列接続されて設けられ、
前記第１の定電流源と前記第２の定電流源は、それぞれ、出力電流が温度に対して変化する温度依存性の異なるものとし、前記第１のトランジスタのベース・エミッタ間電圧と前記第２のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の温度依存性により、前記定電圧源の出力電圧の２次の温度依存性を打ち消すことを特徴とする基準電圧回路。