JP6658925B2 - 回転電機駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、ハイブリッド車両や電気自動車等の車両に搭載されて電動機や発電機として用いられる回転電機駆動システムに関する。

従来、電気自動車用の電動機（以下、「モータ」ともいう。）は、低速から高速まで広い範囲で高トルク及び高効率特性を発揮することが望まれる。このような用途に対して、特許文献１には、電動機のステータ巻線の結線をスター結線（以下、「Ｙ結線」ともいう。）とデルタ結線（以下、「Δ結線」ともいう。）とに切り替えることにより、低速領域と高速領域のそれぞれにおいて最適特性を発揮させる技術が開示されている。

特開２０１４−５４０９４号公報

ところで、４輪駆動車や重量が大きい中型以上の車両には、強力な登坂能力が必要になる。また、ディーゼルエンジンを搭載する車両は、エンジン始動時においてガソリンエンジン車の倍以上の大トルクが必要になることが多々ある。この際には、必然的に、回転電機への電流通電量を多くしたり、或いは回転電機を大型化をしたりしていた。しかし、回転電機への電流通電量を上げる場合には、銅損や鉄損が大きくなる。また、回転電機を大型化した場合には、エンジンルームのスペースに入らないという問題が生じる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、大トルク化による高効率化を図り得るようにした回転電機駆動システムを提供することを解決すべき課題とする。

本願発明者は、通常、鉄損増加になるため、ステータ巻線に供給される電流には用いられない３次及び３＋６ｎ次の高調波電流に着目し、鋭意研究を重ねた結果、所定の高トルク領域だけで、所定の高調波電流を流すようにすれば、大トルク化による高効率化を実現できることを見出し、本発明を完成した。

上記課題を解決するためになされた本発明は、
ステータコア（３１）に３相の相巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ）よりなるステータ巻線（３５）が巻装されたステータ（３０）、及び磁石トルクとリラクタンストルクを発生するロータ（２０）を有する回転電機（１）と、前記ステータ巻線に電流を供給して前記回転電機を駆動する駆動装置（４０）と、を備えた回転電機駆動システムにおいて、
前記ステータ巻線は、スター結線とデルタ結線とに切り替え可能に構成され、
前記駆動装置は、前記ロータの発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、前記デルタ結線に切り替えられた前記ステータ巻線に対して電流を供給する。

磁石トルクとリラクタンストルクを併用する回転電機では、磁石磁束をΨ、ｑ軸の電流をＩｑ、ｄ軸の電流をＩｄ、ｑ軸のインダクタンスをＬｑ、ｄ軸のインダクタンスをＬｄとすれば、磁石トルクはΨ×Ｉｑ、リラクタンストルクは（Ｌｑ−Ｌｄ）×Ｉｄ×Ｉｑで表される。

一般に、リラクタンストルクを利用するときには、磁石の磁力を弱める力を掛けるため、その分が損失となり、低トルク域で電流が小さい状況では、Ψ×Ｉｑを利用した方が効率が良い。また、磁石が焼結ネオジウムなど強力な場合は、磁石トルクを利用した方がトルク自体も大きい場合が多い。このような状況において、低トルク域では磁石磁束Ψを大きくすることが重要となり、Ｉｑの磁束量を増やした分、磁気回路の磁気抵抗を増やし、Ψが減ることは望ましくない。

しかし、電流が大きい場合には、磁石磁束Ψが大きい状態においても、ＩｄとＩｑの二つの電流が掛かるリラクタンストルクは、電流Ｉの１次関数である磁石トルクよりも、２次関数であるリラクタンストルクの方が大きくなる。このような状況においては、Ｌｑの磁束を増やし、ΨとＬｄの磁路となるｄ軸の磁気抵抗を大きくし、Ｌｑを増加、ΨとＬｄを低下させることでＬｑ−Ｌｄを大きくする構成が望まれることは明白である。

本発明の構成によれば、駆動装置は、所定の高トルク領域では、デルタ結線に切り替えられたステータ巻線に対して電流を供給し回転電機を駆動する。これにより、デルタ結線されたステータ巻線には、１次波形に対して、３次及び３＋６ｎ次（ｎは１以上の自然数）のうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形であって、１次波形が正の値をとる時の電流の総和が負であり、１次波形が負の値をとる時の電流の総和が正である特定高調波波形を重畳させた波形の電流を自然と流すことができる。これにより、上記のＬｑを増加させることができる。また、このとき、ｄ軸の磁気抵抗は増加し、ΨとＬｄは低下する。この効果により、回転電機は現状技術よりも大きなトルクを出すことが可能となる。したがって、第二の発明によれば、大トルク化による高効率化を図ることができる。

なお、本発明で用いられる、３次及び３＋６ｎ次（ｎは１以上の自然数）のうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形は、低周波の方が振幅が大きいので、より良好な効果を得るためには低周波を用いるのが好ましい。

なお、この欄及び特許請求の範囲で記載された各部材や部位の後の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的な部材や部位との対応関係を示すものであり、特許請求の範囲に記載された各請求項の構成に何ら影響を及ぼすものではない。

実施形態１に係る回転電機の軸方向に沿う模式断面図である。 実施形態１に係るロータ及びステータの１磁極分の部分平面図である。 実施形態１に係る回転電機駆動システムの回路結線図である。 実施形態１の回転電機駆動システムにおいてステータ巻線に流される電流の波形を示す説明図である。 実施形態１の回転電機においてｄ軸磁路及びｑ軸磁路の磁束の流れを示す説明図である。 実施形態１の回転電機においてステータ巻線に特定高調波波形電流が流されたときのステータ磁束を示す説明図である。 磁石埋め込み型モータの力行時の制御領域における磁石トルクとリラクタンストルクの状況を示す説明図である。 磁石埋め込み型モータの回生時の制御領域における磁石トルクとリラクタンストルクの状況を示す説明図である。 実施形態１においてステータ巻線がデルタ結線された状態で作動した場合とスター結線された状態で作動した場合の回転数とトルクの関係を示すグラフである。 実施形態２に係る回転電機駆動システムの回路結線図である。 実施形態３に係るロータ及びステータの１磁極分の部分平面図である。 図１１のＡ部の部分拡大図である。 ロータの外周面に流れる磁束の大きさを示す説明図である。 ロータ及びステータの１磁極分を模式的に示す説明図である。 ロータの１磁極と任意の１極歯との配置状態を示す説明図である。 ロータの外周面に流れる磁束の大きさを示す説明図である。 極歯が動いたときに１つの極歯内を通る鎖交磁束の大きさを示す説明図である。 １磁極内に発生する鎖交磁束を示すグラフである。 極歯が動いたときに１つの極歯内を通る鎖交磁束の大きさを示す説明図である。 アークレシオθａが１２０度の磁石を用いた場合の有限要素法による計算結果を示すグラフである。 アークレシオθａ＞１２０度がＬｑ上昇の要件となることを示す説明図である。 アークレシオθａ＞１２０度がＬｑ上昇の要件となることを示す説明図である。 実施形態３に係る回転電機駆動システムの回路構成図である。 変形例１のアークレシオθａの範囲を示す説明図である。 図２４のＢ部の部分拡大図である。 変形例２のアークレシオθａの範囲を示す説明図である。 変形例３のアークレシオθａの範囲を示す説明図である。 実施形態４に係るロータ及びステータの１磁極分の部分平面図である。 実施形態４に係るロータ及びステータの１磁極分を模式的に示す説明図である。 実施形態４においてロータから出る磁束を受けているティースの電気角範囲θｘを示す説明図である。 実施形態５に係るロータ及びステータの１磁極分の部分平面図である。 比較例１に係るロータの１磁極分の部分平面図である。

以下、本発明に係る回転電機駆動システムの実施形態について図面を参照して具体的に説明する。

〔実施形態１〕
実施形態１に係る回転電機駆動システムは、本発明を回転電機としての車両用電動機に適用したものであり、図１に示すように、回転電機１と、回転電機１を駆動する駆動装置としてのインバータ４０と、電源Ｂとを備えている。そして、回転電機１は、ハウジング１０と、ハウジング１０に回転可能に支持された回転軸１３と、磁石トルクとリラクタンストルクを発生するロータ２０と、ステータコア３１及びスター結線された３相のステータ巻線３５を有するステータ３０と、を備えている。

ハウジング１０は、有底筒状の一対のハウジング半部材１０ａ，１０ｂにより、両端が閉口した概ね円筒状に形成されている。一対のハウジング半部材１０ａ，１０ｂは、開口部同士が対向する状態でボルト１１で締結されることにより一体化されている。回転軸１３は、ハウジング１０の軸方向両側の壁部に、一対の軸受け１２，１２を介して回転可能に支持されている。

ロータ２０は、ハウジング１０に回転可能に支持された回転軸１３の軸方向中央部外周に、回転軸１３と一体回転可能に嵌合固定されている。このロータ２０は、図２に示すように、周方向に配列された複数の磁石収容孔２２、第１フラックスバリア２５及び第２フラックスバリア２６等を有するロータコア２１と、各磁石収容孔２２にそれぞれ埋設された複数の永久磁石２３と、を備えている。

ロータコア２１は、中央に貫通孔２１ａを有する円環状の鋼板を軸方向に複数積層して厚肉円筒状に形成されており、回転軸１３の外周に貫通孔２１ａが嵌合固定されている。このロータコア２１の外周部には、軸方向に貫通する複数対の磁石収容孔２２が周方向に所定距離を隔てて設けられている。磁石収容孔２２は、２個で対をなし外周側に向かうにつれて互いに離間するようにＶ字状に配置された複数対のもので構成されている。実施形態１では、８対の磁石収容孔２２が設けられている。一対の磁石収容孔２２，２２の間には、径方向に延びる中央ブリッジ２４が設けられている。

各磁石収容孔２２には、ロータ２０の回転軸線Ｏと直角方向の断面形状が長方形の永久磁石２３が１個ずつ収容されている。実施形態１の場合、Ｖ字状に配置された一対の磁石収容孔２２，２２に収容された一対の永久磁石２３，２３により１つの磁極が形成されている。この場合、８対の永久磁石２３，２３によって、周方向に極性が交互に異なる複数の磁極が形成されている。実施形態１では、８極（Ｎ極：４、Ｓ極：４）の磁極が形成されている。なお、ロータ２０の１つの磁極において、一対の磁石収容孔２２，２２及び一対の永久磁石２３，２３は、ロータ２０の回転軸線Ｏと磁極中心とを通る磁極中心線Ｃ１に対して線対称となる状態に配置されている。

ロータコア２１の周方向に隣接し極性が異なる２つの磁極の間には、或る１つの磁極間から他の磁極間へ磁束が流れる部位となるｑ軸コア部２７が形成されている。そして、各磁石収容孔２２に収容された永久磁石２３と周方向に対向するｑ軸コア部２７との間には、磁気的空隙部としての第１フラックスバリア２５がそれぞれ磁石収容孔２２と連続して一体に設けられている。また、対をなす磁石収容孔２２，２２のそれぞれの磁極中心側には、それぞれの磁石収容孔２２の磁極中心側端部から回転軸線Ｏ側に広がる対をなす第２フラックスバリア２６，２６が設けられている。対をなす第２フラックスバリア２６，２６の間には、対をなす磁石収容孔２２，２２の間に形成された中央ブリッジ２４が回転軸線Ｏに向かって延長するように形成されている。

ステータ３０は、図２に示すように、ロータ２０の外周側に径方向に対向して配置された円環状のステータコア３１と、ステータコア３１に巻装された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータ巻線３５とを備えている。このステータ３０は、ステータコア３１の内周面がロータ２０の外周面と所定のエアギャップを介して径方向に対向するようにして、ハウジング１０の内周に固定されている。この場合、ステータコア３１が、一対のハウジング半部材１０ａ，１０ｂによって軸方向に挟持固定されている。

ステータコア３１は、複数の電磁鋼板が軸方向に積層されて円環状に形成されている。このステータコア３１は、外周側に位置する円環状のバックコア部３２と、バックコア部３２から径方向内方へ突出し周方向に所定距離を隔てて配列された複数のティース３３とを有する。ティース３３の突出先端部には、周方向両側へそれぞれ突出する突出部３３ａが設けられている。隣り合うティース３３の周方向に対向する側面同士の間には、ステータコア３１の内周面に開口し径方向に延びるスロット３４が形成されている。

スロット３４は、ロータ２０の磁極数（８磁極）に対し、ステータ巻線３５の一相あたり２個の割合で形成されており、スロット倍数が２とされている。本実施形態の場合、スロット３４の数（スロット数Ｓｎ）は、スロット倍数Ｓ（Ｓは正の整数）を２とし、ロータ２０の磁極数Ｍｎ（Ｍｎは正の整数）を８極とし、相数ｐ（ｐは正の整数）を３相とすると、Ｓｎ＝Ｓ×Ｍｎ×ｐ＝２×８×３＝４８になる。

ステータコア３１のスロット３４に巻装されたステータ巻線３５は、図３に示すように、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗにより構成されている。各相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれの一端がスター結線されて中性点を形成し、それぞれの他端がインバータ４０の各出力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に接続されている。

インバータ４０は、合計３つの上アーム素子４１と合計３つの下アーム素子４１とをもち、各アーム素子４１は、それぞれ絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）４１ａ及び還流ダイオード４１ｂにより構成されている。なお、平滑コンデンサ４２は、電源Ｂ側の交流電流を平滑するためのものである。このインバータ４０は、公知のＰＷＭ制御インバータと同一の機能を有し、Ｖ／Ｆ制御やベクトル制御の制御出力信号であるＰＷＭ（パルス幅変調）信号により、ＩＧＢＴ４１ａがオン・オフを繰り返し、三相交流電圧を発生する。このとき、上下アーム素子４１のＩＧＢＴ４１ａは互いに反転動作をし、同時にオンすることがないように設定されている。なお、インバータ４０のＩＧＢＴ４１ａのオン・オフ動作は、ロータ２０の回転位置を検出する図示しない位置センサの情報に基づいて、図示しないＥＣＵ（電子制御装置）により制御される。

このインバータ４０は、所定の高トルク領域において、下記の制御電流をステータ巻線３５に供給する。即ち、実施形態１のインバータ４０は、図４に示すように、基本制御波形である１次波形（図４の破線）に、３次及び３＋６ｎ次（ｎは１以上の自然数）（以下、「３次グループ」という。）のうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形（図４の実線）であって、１次波形が正の値をとる時の電流の総和が負であり、１次波形が負の値をとる時の電流の総和が正である高調波波形（以下、単に「特定高調波波形」という。）が重畳した波形（図４の一点鎖線）の制御電流を供給する。これにより、Ｌｑが増加することにより、リラクタンストルクを向上させ、大トルク化を図ることが可能となる。

以下、３次グループの高調波を利用したリラクタンストルクの向上について説明する。図５には、ロータ２０とステータ３０間において、ｄ軸を流れる磁束のｄ軸磁路が実線で示され、ｑ軸を流れる磁束のｑ軸磁路が破線で示されている。また、ステータ３０に記載された実線矢印は、ステータ巻線３５に１次波形電流が流れたときにステータ３０に発生するステータ磁束を示し、実線矢印の長さが長いものほど磁束の強さが強いことを表す。

図６には、ステータ巻線３５に上記の特定高調波波形電流を流したきにステータ３０に発生するステータ磁束が実線矢印で示されている。この場合、周方向に２スロットずつ配置されている各相巻線の周方向両側で互いに径方向逆方向に流れるステータ磁束が発生する。

また、１次波形電流によりｑ軸上に発生するステータ磁束と、特定高調波波形電流によりｑ軸上に発生するステータ磁束が、互いに径方向の同じ方向を向き、ｑ軸上で互いに強め合うことによって、ｄ軸磁路上の磁気抵抗が増加し、ｄ軸磁路上での磁束が通り難くなる。よって、特定高調波波形を１次波形に重畳させた波形の電流をステータ巻線３５に流すことで、リラクタンストルクを向上させることができる。

なお、実施形態１において、インバータ４０から制御電流が供給される所定の高トルク領域とは、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる領域である。以下、磁石トルクとリラクタンストルクの最大値が１：１の磁石埋め込み型モータ（以下、「ＩＰＭ」という。）を例にとり説明する。このＩＰＭの力行の制御域である９０度〜１８０度において、磁石トルクとリラクタンストルクが１：１の場合には、図７に示すように、制御進角１２０度で磁石トルクとリラクタンストルクが等しくなる。即ち、力行時、磁石トルクは、制御進角１２０度〜１８０度以内で制御するときにリラクタンストルクよりも小さい状態となる。このようなときに、デルタ結線構成は優位となる。磁石トルクとリラクタンストルクの比が違うときに、９０度〜１２０度、２４０度〜２７０度の範囲が、それぞれ変わることは言うまでもない。

また、ＩＰＭの回生の制御域である１８０度〜２７０度において、磁石トルクとリラクタンストルクが１：１の場合には、図８に示すように、制御進角２４０度で磁石トルクとリラクタンストルクが等しくなる。即ち、回生時の磁石トルクは、制御進角１８０度〜２４０度以内で制御するときにリラクタンストルクよりも小さい状態となる。このようなときに、デルタ結線構成は優位となる。

上記の所定の高トルク領域は、トルクをＴとし、極対数をｐとし、磁石磁束をΨとし、ｑ軸電流をＩｑとし、ｄ軸電流をＩｄとし、ｑ軸インダクタンスをＬｑとし、ｄ軸インダクタンスをＬｄとしたときに、下記の式１に基づいて設定される。
Ｔ＝ｐΨＩｑ＋ｐ（Ｌｑ−Ｌｄ）ＩｄＩｑ ……… 式１

以上のように、実施形態１の回転電機駆動システムによれば、インバータ４０は、所定の高トルク領域において、１次波形に特定高調波波形を重畳させた波形の制御電流を回転電機１のステータ巻線３５に供給するようにしている。そのため、Ｌｑが増加することにより、リラクタンストルクを向上させることができるので、図９に示すように、高トルク領域において大トルク化による高効率化を図ることが可能となる。

また、実施形態１では、所定の高トルク領域は、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる領域であるため、高トルク領域での高効率化を確実に実現することができる。さらに、所定の高トルク領域は、上記の式１に基づいて設定されるため、容易に設定することができる。

〔実施形態２〕
実施形態２ではインバータが図１０に示されるものとなっており、ステータに旋回された巻線がΔ結線となっている。このためリラクタンストルク＞磁石トルクの領域での効率アップは望めないが、車両用のインバータの特徴によっては通常のΔ結線とインバータの組み合わせよりも大きな恩赦を得ることができる。モータドライバーのＰＷＭ周波数は、民生品、中でも利用者の手元付近で操作されるような民生品の場合は、利用者の満足度を上げるため、可聴域より高い２０ｋＨｚ以上のものを利用する場合も多いが、現行の車両用のインバータのＰＷＭ制御においては、そのシステムの堅牢性の確保のため、可聴域以下、特に８・１２ｋＨｚ程度のものが使われることが多い。しかも、高電流領域では最大ＰＷＭ周波数の半分以下とし、インバータのスイッチング損失を少なくして大電流を流すということが一般に行われる。このような状況では、ＰＷＭ制御で生み出されたＳｉｎ波には、インバータの励磁電流により生まれる３次、３（６ｎ−１）次の電流波形が乗りやすい。また、利用領域を伸ばす過変調制御を使用するとなると、モータ端子に掛かる電圧を上げるためにＳｉｎ波制御とすることをやめる制御とするため、３次、３（６ｎ−１）次の電流波形が乗ることとなる。車両用回転機は発熱を抑えるためｍΩオーダーでの巻線設計がされることが多く低ターン数で低インダクタンスのため、Δ結線内の中を通る循環電流の問題が懸念されていた。このため車両用モータではＹ結線が通例であるか、Δ結線とする場合は３次、３（ｎ−１）次の循環電流に対する逆相の同振幅の電流を流入させ、循環電流を打ち消すのが一般的であったが、本実施形態の、人間の可聴域である２０ｋＨｚ以下のＰＷＭ制御を主体とする低周波ＰＷＭ制御、または過変調制御を行うインバータと繋がっている回転機に、実施形態３、３に示す構成を適用することにより、この３次、３（６ｎ−１）次の循環電流を利用することができるようになる。この効果により、Ｌｑ−Ｌｄを増加させ、高トルク域でのトルクを大幅に増加させることができる。

〔実施形態３〕
上記実施形態１では、インバータ（駆動装置）４０から供給される電流を制御することにより高効率化を図るようにしていたのに対して、実施形態３では、駆動装置５０の電流制御を用いずに高効率化を実現するようにしている点で実施形態１と異なる。即ち、実施形態３の回転電機駆動システムは、ロータ２０の各磁極のアークレシオθａが、特定高調波波形を発生させるように電気角で１２０度以上に設定されている点と、回転電機１のステータ巻線３５が、スター結線とデルタ結線とに切り替え可能に構成されている点と、駆動装置５０が、所定の高トルク領域では、デルタ結線に切り替えられたステータ巻線３５に対して電流を供給する点などで、実施形態１のものと異なる。よって、実施形態１と共通する要素については、同じ符号を付して詳しい説明は省略し、以下、異なる点及び重要な点について図１１〜図２３を参照して説明する。

実施形態３のステータコア３１は、図１１に示すように、各ティース３３の突出先端部に、周方向両側へそれぞれ突出する突出部３３ａが設けられていない点で、実施形態１のものと異なる。即ち、各ティース３３の突出先端部は、径方向にストレート状に形成されている。

実施形態３のロータ２０は、実施形態１と同様に、周方向に極性が交互に異なる８極（Ｎ極：４、Ｓ極：４）の磁極を形成する８対の永久磁石２３を有する。そして、ロータ２０の回転軸線Ｏを中心とした各磁極のアークレシオθａは、３次グループのうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形であって、１次波形が正の値をとる時の電流の総和が負であり、前記１次波形が負の値をとる時の電流の総和が正である特定高調波波形を発生させるように電気角で１２０度以上に設定されている。

ここで、アークレシオθａとは、磁石から磁束が径方向に流れる範囲を示す角度のことをいう。具体的には、アークレシオθａは、図１１及び図１２に示すように、磁石収容孔２２の外周側壁面から第１フラックスバリア２５に延長した延長壁面２２ａとブリッジ２８の内周側壁面２８ａとが交わる交点Ｐ１と回転軸線Ｏとを通る直線Ｌ１と、磁石収容孔２２の外周側壁面から延長した延長壁面２５ａとブリッジ２８の内周側壁面２８ａとが交わる交点Ｐ２と回転軸線Ｏとを通る直線Ｌ２とがなす角度である。

以下、アークレシオθａが電気角で１２０度以上に設定される理由について図１３〜図２２を参照して説明する。図１３に示すように、永久磁石２３からロータ２０の外周面に流れる磁束は、配向されており、一様にロータ２０の外側の空気側へ向かい排出される。なお、図１３に示す磁束密度の波形は、磁束飽和を起こすように設計された永久磁石２３の両サイドのブリッジ２８や、永久磁石２３の角の磁石成形時に付くＲ曲面により起こる磁気抵抗の差によって、排出磁束波形が斜めになることが多い。

ここで、図１４を参照して回転電機全体として発生する磁束を考える。倍スロットの分布巻きのＵ相巻線に対する磁束を考える。なお、Ｕ相にとって有効な磁束が通る極歯（ティース３３）は、図１４の網掛けが施されたティース３３以外のティース３３である。

図１５に示すように、Ｕ相に鎖交する磁束を考えるため、１極中の任意の１つのティース３３を通過する磁束を考える。この場合、ティース３３は、先述の磁束分布（図１３参照）を持つロータ２０の外周面をかすめるように通る。ステータコア３１のティース３３とロータ２０の外周面の距離が近付いた場所は、ロータ２０とティース３３間の磁気抵抗が低くなり、ティース３３が無いときの磁気抵抗の差によりブリッジ２８や磁極側面空気等へ漏れていた磁束がティース３３に集まるので、図１６及び図１７に示すように、ティース３３の進行角度に対し、磁束は概ね矩形の波形となる。

また、鎖交磁束は、図１４の網掛けが施されたティース３３以外のティース３３の磁束の和となるから、３０度等配でずれた５つのスロット３４に発生する鎖交磁束の和となる。図１８に示すように、２倍スロットの回転電機では、１１次・１３次高調波が出現して角型性が発生する。ｎ倍スロットの回転電機では、５＋６（ｎ−１）次高調波が出現するのは公知である。なお、３相モータに鎖交する磁束により発生する電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、対称性があるため下記の式で表される。ここで、Ｅｍ_１は１次振幅、ωは角速度、ｔは時間である。
Ｅｕ＝Ｅｍ_１・sin(ωt−０°)＋Ｅｍ_３・sin３ωt＋Ｅｍ_５・sin(５ωt−０°)＋・・・
Ｅｖ＝Ｅｍ_１・sin(ωt−120°)＋Ｅｍ_３・sin３ωt＋Ｅｍ_５・sin(５ωt−240°)＋・・・
Ｅｗ＝Ｅｍ_１・sin(ωt−240°)＋Ｅｍ_３・sin３ωt＋Ｅｍ_５・sin(５ωt−120°)＋・・・
本発明で利用する磁束は、同相の逆起電力を起こすＥｍ_３・sin３ωtであり、Ｅｍ_３・sin３ωtを発生させる必要がある。

また、図１９に示すように、各ティース３３内を通る磁束の密度を表す矩形波も対称性を持つため当然下記の式で表すことができる。ここで、Ａｍ_１は磁束の１次振幅、ａ，ｂは位相ずれである。
Ｂｔ＝Ａｍ_１・sinωt＋Ａｍ_３・sin３ωt＋Ａｍ_５・sin(５ωt−ａ)＋Ａｍ_７・sin(７ωt−ｂ)＋・・・

ここで、１２０度の矩形波は、３次グループの高調波を含まない矩形波である。即ち、電気角１２０度となるアークレシオθａが１２０度の磁石を使うことはできない。図２０は、アークレシオθａが１２０度の磁石を用いた場合の有限要素法による計算結果であるが、振幅を５倍にした３次高調波の姿を確認することが難しい。このように、アークレシオθａを１２０度とすると、３次グループの高調波は概ね零となる。

一方、１２０度でない矩形波は、３次グループの高調波を含む矩形波である。Ｌｑを上げるため、３次グループの高調波電流となる成分で最大のＡｍ_３・sin３ωtの位相を１次成分から＋６０度ずらす必要がある。その条件は、アークレシオθａ＜１２０[degE]である。しかし、複数のティースの足し合わせにより、基本波の０〜１８０[degE]の範囲での３次高調波成分の磁束成分は、ＮＳが逆になるため（図２１及び図２２参照）、アークレシオθａ＞１２０[degE]がＬｑ上昇の要件となる。即ち、本発明の数値限定の範囲は、アークレシオθａ＞１２０[degE]でΔ結線とすることである。

実施形態３のステータ巻線３５は、図２３の回路構成図に示すように、スター結線とデルタ結線とに切り替え可能に構成されている。即ち、ステータ巻線３５を構成する三相の相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれの一端が第１インバータ５４の各出力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に接続され、それぞれの他端が第２インバータ５５の各出力端子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に接続され、さらに、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの一端は、６個のダイオードＤで構成される三相全波整流器５６の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されている。

第１インバータ５４及び第２インバータ５５は、それぞれのＤＣ端子５４ａ，５４ｂ及びＤＣ端子５５ａ，５５ｂが、直流電源である車両電池Ｂに接続され、ＤＣ端子５４ａ，５４ｂ及び５５ａ，５５ｂ間で、各相毎に直列に接続された一対のスイッチング素子Ｔｒをオン・オフすることにより転流動作を制御する周知の三相電圧形インバータである。

三相全波整流器５６には、正端子５６ａと負端子５６ｂとの間を短絡する短絡回路５７が接続され、この短絡回路５７に半導体スイッチ５８が設けられている。なお、第１インバータ５４と第２インバータ５５の動作、及び、半導体スイッチ５８の開閉動作は、ロータ２０の回転位置を検出する図示しない位置センサの情報に基づいて、図示しないＥＣＵ（電子制御装置）により制御される。

次に、回転電機１の作動について説明する。
（ａ）スター結線作動モード
例えば、回転電機を高速回転域で駆動する場合は、半導体スイッチ５８をオンすると共に、第１インバータ５４を常時オフした状態で第２インバータ５５を作動させる。この場合、半導体スイッチ５８がオンすることで、三相全波整流器５６の正端子５６ａ，５６ｂ間が短絡するため、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの各一端が結線されて中性点を形成する。即ち、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの一端が結線されて中性点を形成し、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの他端がインバータに接続される、一般的なスター結線の三相モータと同様の回路構成となる。

ＥＣＵは、第２インバータ５５を構成する三組の上下スイッチング素子Ｔｒに対し、例えば、１８０度通電で互いに１２０度位相をずらしてオン・オフ制御する。これにより、スター結線の如く、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの各線間に対して電源電圧が印加されるので、直列導体数√３・Ｍ（Ｍ＝１相当たりの直列導体数）の多巻線仕様の電動機として作動する。

（ｂ）デルタ結線作動モード
例えば、回転電機を低速回転域で駆動する場合は、半導体スイッチ５８をオフした状態で、第１インバータ５４と第２インバータ５５とを同期して作動させる。この場合、半導体スイッチ５８がオフすることで、三相全波整流器５６の正端子５６ａ，５６ｂ間が開放されるため、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの各一端が中性点として結線されることはなく、等価的にデルタ結線と同様の回路構成となる。

ＥＣＵは、第１インバータ５４を構成する三組の上下スイッチング素子Ｔｒと、第２インバータ５５を構成する三組の上下スイッチング素子Ｔｒに対し、例えば、１８０度通電で互いに１２０度位相をずらしてオンオフ制御する。これにより、デルタ結線の如く、相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗにそのまま電源電圧が印加されるので、直列導体数Ｍの少巻線仕様の電動機として作動する。

そして、駆動装置５０は、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、デルタ結線作動モードに切り替えられたステータ巻線３５に対して電流を供給する。これにより、磁石磁束Ψを多く出力させることができる。その結果、駆動装置５０からの供給電流の平均値が低下し、省電流化することができるので、高トルク領域での高効率化を図ることが可能となる。なお、磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域は、上記の実施形態１と同じであるので詳しい説明は省略する。

以上のように、実施形態３の回転電機駆動システムによれば、ステータ巻線３５は、スター結線とデルタ結線とに切り替え可能に構成され、駆動装置５０は、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、デルタ結線に切り替えられたステータ巻線３５に対して電流を供給するようにしている。これにより、駆動装置５０からの供給電流の平均値が低下し、省電流化することができるので、所定の高トルク領域での効率を向上させることができる等、実施形態１と同様の作用・効果を得ることができる。また、前記特許文献１の場合に比べて、磁石磁束Ψが上がり、同トルク時の電流が低下するので、鉄損や銅損を低減させることができる。

また、実施形態３では、各磁極のアークレシオθａが、電気角で１２０度以上に設定されているので、３次グループのうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形である上記の特定高調波波形の電流を発生させることができる。これにより、実施形態１のような駆動装置５０の電流制御を用いることなく、大トルク化による高効率化を実現することができる。また、実施形態３の場合には、実施形態１のようにインバータ４０の電流制御により高効率化を図る場合に比べて、より良好な効率向上が望める。

〔変形例１〕
実施形態３において、アークレシオθａを規定する直線Ｌ１，Ｌ２が通る交点Ｐ１，Ｐ２は、ロータコア２１の構造によって変化する。図２４及び図２５に示す変形例１の場合には、第１フラックスバリア２５の形状が実施形態３のものと異なる。この場合、直線Ｌ１が通る交点Ｐ１は、磁石収容孔２２の外周側壁面から第１フラックスバリア２５に延長した延長壁面２２ａとブリッジ２８の内周側壁面２８ａとが交わる交点である。また、直線Ｌ２が通る交点Ｐ２は、磁石収容孔２２の外周側壁面から第１フラックスバリア２５に延長した延長壁面２２ａとブリッジ２８の内周側壁面２８ａとが交わる交点である。

〔変形例２〕
図２６に示す変形例２は、ロータコア２１の外周面の磁極と対応する部位に、径方向外側に突出する凸部が設けられているものである。この凸部は、外周面２１ａと、外周面２１ａの周方向両端に向かって立ち上がる一対の傾斜面２１ｂにより区画されている。この場合、直線Ｌ１が通る交点Ｐ１は、一方の傾斜面２１ｂと外周面２１ａとが交わる交点であり、直線Ｌ２が通る交点Ｐ２は、他方の傾斜面２１ｂと外周面２１ａとが交わる交点である。この２本の直線Ｌ１，Ｌ２によってアークレシオθａが規定される。なお、変形例２のロータ２０は、各磁極に、永久磁石２３が１つずつ配置されているタイプのものである。

〔変形例３〕
図２７に示す変形例３は、各磁極に一対の永久磁石２３が配置されている点で変形例２と異なり、ロータコア２１の外周面の磁極と対応する部位に、径方向外側に突出する凸部が設けられている点は変形例２と共通している。変形例３の場合、アークレシオθａを規定する直線Ｌ１，Ｌ２が通る交点Ｐ１，Ｐ２は、変形例２と同じであるので詳しい説明は省略する。

〔実施形態４〕
実施形態４の回転電機駆動システムは、ステータコア３１の各ティース３３の突出先端部に、周方向両側へそれぞれ突出する突出部３３ａが設けられている点で、実施形態３のものと異なり、その他の構成は同じである。よって、実施形態３と共通する要素については、同じ符号を付して詳しい説明は省略し、以下、異なる点及び重要な点について図２８、図２９及び図３０を参照して説明する。

実施形態４では、ステータコア３１の各ティース３３の突出先端部に、周方向両側へそれぞれ突出する突出部３３ａが設けられている。これにより、各ティース３３のＴ字形状となった突出先端部の周方向幅αが拡張されている。そして、実施形態４では、ティース３３の突出先端部の周方向幅を電気角でαとし、ロータ２０から出る磁束を受けているティース３３の周方向範囲を電気角でθｘとし、永久磁石２３のアークレシオを電気角でθａとしたときに、θｘ＝θａ＋α≧１２０度を満たすようにされている。

この場合には、ロータ２０からの磁石磁束を広範囲に拾えるため、ティース３３の鎖交磁束がなだらかに上昇する。そのため、アークレシオθａ＝１２０度としても、磁石磁束を広範囲に集め、磁束幅θａ＋αの台形波に近い形状になり、この矩形波ではない磁束形状が３次グループの高調波電流を作り得る。この時、ロータ２０から出る磁束を受けているティース３３の電気角範囲θｘは、θａ＋αに広がるため、電気角範囲θｘをθａ＋αに置き換えると、狙いの３次グループの高調波電流を起こし易い。

なお、この現象のため、本発明は突出部３３ａを有するティース３３の磁路が短い方が磁束をコントロールし易いので好ましい形状となる。その他、磁石をネオジウム、サマリウム、アルニコなどの高Ｂｒ材としたり、磁束の大小をコントロールできる電磁石式、又は磁石と電磁石の併用式としたりして、ティース３３の突出先端のＴ字形状部分を磁束飽和させることで、狙い通りの３次グループの高調波電流を起こすことが可能となる。

また、飽和する条件は、電磁石又は磁石磁束密度Ｂｄ[Ｔ]×磁石面積Ａｍａｇ[ｍｍ^２]＞ステータ３０の飽和磁束密度Ｂｓ[Ｔ]×ステータ面積Ａｓｔ[ｍｍ^２ ]となる。この条件を満たせない場合は、電気角範囲θｘを、対向面の鉄心ではなく、鉄心角度θａ＋スロット角度αとして扱う。この条件を満たせない状況としては、ステータコア３１にパーメンジュールを利用したり、磁石に残留磁束密度Ｂｒ[Ｔ]の低いフェライト磁石を使用したり、電磁石の励磁電流が少ない場合、残留磁束密度Ｂｒ[Ｔ]が高くても、発生磁束量を、フェライト磁石同等となるように使用量を抑えて設計した場合、などが挙げられる。

以上のように、実施形態４の回転電機駆動システムによれば、駆動装置５０は、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、デルタ結線に切り替えられたステータ巻線３５に対して電流を供給するようにしていることから、所定の高トルク領域での効率を向上させることができる等、実施形態３と同様の作用・効果を得ることができる。

また、実施形態４では、ロータ２０から出る磁束を受けているティース３３の電気角範囲θｘは、θｘ＝θａ＋α≧１２０度を満たすようにされている。これにより、電気角範囲θｘを、θａ＋αに広げることができるため、狙いの３次グループの特定高調波波形の電流を容易に起こすことが可能となる。

〔実施形態５〕
実施形態５の回転電機駆動システムは、ロータ２０の各磁極に、アークレシオθａが電気角で１２０度未満に設定された第１磁石２３Ａと、第１磁石２３Ａのステータ３０側に配置されてアークレシオθａよりも小さいアークレシオθｂに設定された第２磁石２９とが径方向に重なって配置されている点で、実施形態４のものと異なり、その他の構成は同じである。よって、実施形態４と共通する要素については、同じ符号を付して詳しい説明は省略し、以下、異なる点及び重要な点について図３１を参照して説明する。

実施形態５のロータ２０は、周方向に極性が交互に異なる複数の磁極を有し、各磁極には、第１磁石２３Ａと第２磁石２９とが径方向に重なった状態に配置されている。第１磁石２３Ａは、実施形態４と同じＶ字状に配置された一対の永久磁石２３により構成されている。但し、第１磁石２３Ａのアークレシオθａは、実施形態４のアークレシオθａの範囲外となる、電気角で１２０度未満に設定されている。

第２磁石２９は、第１磁石２３Ａのステータ３０側（径方向外側）の磁極中心線Ｃ１上に設けられた磁石収容孔２９ａに収容されている。この第２磁石２９のアークレシオθｂは、第１磁石２３Ａのアークレシオθａよりも小さくされている。また、第２磁石２９は、磁極中心線Ｃ１に対して線対称となる位置に配置されている。

上記のように構成された実施形態５の場合には、アークレシオθａの第１磁石２３Ａとアークレシオθｂの第２磁石２９とが径方向に重なった状態に配置されていることによって、アークレシオθａとアークレシオθｂが重なった範囲において位相が反転する。これにより、アークレシオθａが１２０度未満に小さくなった場合であっても、３次グループのうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形である上記の特定高調波波形の電流を発生させることが可能となる。

以上のように、実施形態５の回転電機駆動システムによれば、駆動装置５０は、ロータ２０の発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、デルタ結線に切り替えられたステータ巻線３５に対して電流を供給するようにしていることから、所定の高トルク領域での効率を向上させることができる等、実施形態３と同様の作用・効果を得ることができる。

また、実施形態５では、ロータ２０の各磁極には、アークレシオθａが電気角で１２０度未満に設定された第１磁石２３Ａと、第１磁石２３Ａのステータ３０側に配置されてアークレシオθａよりも小さいアークレシオθｂに設定された第２磁石２９とが径方向に重なった状態に配置されている。これにより、第１磁石２３Ａのアークレシオθａが１２０度未満であっても、３次グループのうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形である上記の特定高調波波形の電流を発生させることができる。

なお、実施形態５では、第２磁石２９は、各磁極に１つずつ配置された永久磁石により構成されているが、第１磁石２３Ａのように、Ｖ字状に配置された一対の永久磁石で構成してもよい。

〔比較例１〕
図３２に示す比較例１のように、第２磁石２９が第１磁石２３Ａの反ステータ３０側（径方向内側）に配置されている場合には、第１磁石２３Ａのアークレシオθａが１２０度未満に設定され、第２磁石２９のアークレシオθｂがアークレシオθａよりも小さく設定されていても、上記実施形態５のような位相の反転は発生しない。

〔他の実施形態〕
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変更することが可能である。

例えば、上記の実施形態では、本発明の回転電機駆動システムを車両用モータに適用した例を説明したが、車両に搭載されて電動機や発電機として使用される回転電機、あるいは両者を選択的に使用し得る回転電機にも、本発明を適用することができる。また、上記の実施形態では、本発明をインナーロータ型の回転電機に適用した例を説明したが、これに代えて、アウタロータ型の回転電機に本発明を適用してもよい。

１…車両用電動機（回転電機）、 ２０…ロータ、 ２３…永久磁石、 ２３Ａ…第１磁石、 ２９…第２磁石、 ３０…ステータ、 ３１…ステータコア、 ３３…ティース、 ３３ａ…突出部、 ３４…スロット、 ３５…ステータ巻線、 Ｕ，Ｖ，Ｗ…相巻線、 ４０…インバータ（駆動装置）、 ５０…駆動装置。

Claims (5)

1. ステータコア（３１）に３相の相巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ）よりなるステータ巻線（３５）が巻装されたステータ（３０）、及び磁石トルクとリラクタンストルクを発生するロータ（２０）を有する回転電機（１）と、前記ステータ巻線に電流を供給して前記回転電機を駆動する駆動装置（４０）と、を備えた回転電機駆動システムにおいて、
   前記ステータ巻線は、スター結線とデルタ結線とに切り替え可能に構成され、
   前記駆動装置は、前記ロータの発生する磁石トルクがリラクタンストルクよりも小さくなる所定の高トルク領域では、前記デルタ結線に切り替えられた前記ステータ巻線に対して電流を供給する回転電機駆動システム。
2. 前記所定の高トルク領域は、トルクをＴとし、極対数をｐとし、磁石磁束をΨとし、ｑ軸電流をＩｑとし、ｄ軸電流をＩｄとし、ｑ軸インダクタンスをＬｑとし、ｄ軸インダクタンスをＬｄとしたときに、下記の式１
   Ｔ＝ｐΨＩｑ＋ｐ（Ｌｄ−Ｌｑ）ＩｄＩｑ ……… 式１
   に基づいて設定される請求項１に記載の回転電機駆動システム。
3. 前記ロータは、周方向に極性が交互に異なる複数の磁極を形成する複数の永久磁石（２３）を有し、
   前記永久磁石から磁束が径方向に流れる範囲を示す角度であるアークレシオθａは、３次及び３＋６ｎ次（ｎは１以上の自然数）のうちの１つ又は２以上が合成された高調波波形であって、１次波形が正の値をとる時の電流の総和が負であり、前記１次波形が負の値をとる時の電流の総和が正である特定高調波波形を発生させるように電気角で１２０度以上に設定されている請求項１〜２の何れか一項に記載の回転電機駆動システム。
4. 前記ロータは、周方向に極性が交互に異なる複数の磁極を形成する複数の永久磁石（２３）を有し、
   前記ステータコアは、前記ロータに向かって径方向へ突出し周方向に所定距離を隔てて配列された複数のティース（３３）を有し、前記ティースの突出先端部には、周方向両側へそれぞれ突出する突出部（３３ａ）が設けられ、前記ティースの突出先端部の周方向幅を電気角でαとし、前記ロータから出る磁束を受けている前記ティースの周方向範囲を電気角でθｘとし、前記永久磁石から磁束が径方向に流れる範囲を示す角度であるアークレシオを電気角でθａとしたときに、θｘ＝θａ＋α≧１２０度を満たすようにされている請求項１〜２の何れか一項に記載の回転電機駆動システム。
5. 前記ロータは、周方向に極性が交互に異なる複数の磁極を形成する複数の永久磁石（２３，２９）を有し、
   各前記磁極には、前記永久磁石から磁束が径方向に流れる範囲を示す角度であるアークレシオθａが電気角で１２０度未満に設定された第１磁石（２３Ａ）と、前記第１磁石の前記ステータ側に配置されて前記アークレシオθａよりも小さいアークレシオθｂに設定された第２磁石（２９）とが径方向に重なって配置されている請求項１〜２の何れか一項に記載の回転電機駆動システム。
   

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