JP6655068B2 - モータドライバ及びその動作方法 - Google Patents

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Description

本開示は電気モータに関する。より詳細には、この開示は電気モータ用のコイルドライバ回路に関する。
スイッチトリラクタンス（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ）電気モータといった、そのステータの一部としてコイル巻線を有する電気モータにおいては、電気モータに３相電源によって電力を供給し、モータの動作を制御するためにコイル巻線に交流波形を印加するのが一般的である。幾つかの電気モータはより多くの位相を有して作られているが、そうした多相電気モータを作る際の重要な要素は、位相ドライバ用電子機器のコストである。従来のモータでは、（典型的には、モータコイルを２方向に駆動するために、Ｈブリッジトポロジーで配置された）パルス幅変調（ＰＷＭ）電圧コントローラが大電源に接続され、モータコイルを駆動するのに必要な大きな電圧及び電流が、ドライバ回路のコストを著しく増加させることがある。従って、現在の技術によれば、複数のコイルドライバ回路を必要とする多相モータを作るには費用がかかる。
また、従来のモータは、通常、最大設計出力パワーレベルで動作する場合にのみ、その最も高い効率で動作する。モータが低減された出力パワーレベルで動作するのを可能にするために可変出力ドライバ回路を設けることが知られているが、磁場が小さくなると、接続が非効率になることに起因して、モータの効率が著しく低減してしまう。そのため、こうしたモータは、適正な効率を維持するためにモータの設計点に近い狭い幅で動作しなければならず、出力レベルの広い幅に亘って効率を維持するには、機械的な変速機及び伝達機構を使用しなければならない（一部は更に複数のモータを有する）。こうした構成は費用がかかり、且つ機械的に複雑である。
第１の態様の観点において、本技術は、電気モータコイルを駆動するドライバ回路であって、蓄電コンデンサ、及び電気モータコイルに接続するように配置された入力ノードを備えるスイッチトインダクタンス昇圧（ｂｏｏｓｔ ｖｏｌｔａｇｅ）コンバータ回路と、入力ノード及び蓄積コンデンサを備えるスイッチトインダクタンス降圧（ｂｕｃｋ ｖｏｌｔａｇｅ）コンバータ回路とを備え、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及びスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路のインダクタンスが、入力ノードが電気モータコイルに接続されるときに提供され、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の出力が蓄積コンデンサ（ｓｔｏｒａｇｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）の両端に発生する電圧であり、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の入力が蓄積コンデンサの両端に発生する電圧である、ドライバ回路を提供する。
スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及びスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路はそれぞれ個別に知られているが、本技術のドライバ回路はこの２つを特定の方法で適応させ組み合わせる。まず、昇圧コンバータの出力が典型的に生じうる位置に蓄積コンデンサが設けられ、次に、昇圧コンバータの出力は降圧コンバータに入力を提供する。実際には、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の一部を形成する蓄積コンデンサは、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の一部も形成し、昇圧コンバータ回路によって蓄積コンデンサの両端に発生する電圧が降圧コンバータ回路に入力を提供するように構成されている。
本発明者は意外にも、このようなスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路とスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路とを組み合わせた構成が、電気モータコイル用のドライバ回路において特に有利になりうるということを見出した。電気モータコイルは、昇圧コンバータ回路と降圧コンバータ回路との両方においてスイッチトインダクタンス要素を提供し、このように回路を組み合わせることで、昇圧コンバータ回路が優位のときにはスイッチング電流が電気モータコイル内を１方向に流れ、降圧コンバータ回路が優位のときにはスイッチング電流が電気モータコイル内を反対方向に流れることが可能になる。
この配置は様々な利点を有する。電気モータコイルのインダクタンスが大きい場合には、電流の流れを変えるのに大きな電圧が必要となる。電流の変化の比率は、電圧をインダクタンスで割ること（ｄｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ）で求められる。従って、一般に、大きなインダクタンスを有する電気モータコイルに電力供給する場合、電流の流れを素早く開始すること及び電流の流れを素早く停止することの両方を実現するために、高い電圧を提供することが必要となる。しかしながら、本配置によれば、回路はその昇圧コンバータ回路の動作を通して高い電圧をそれ自体で作り出すため、高い電圧は、電流の流れを開始するために最初だけ供給すればよく、それを停止するためには自己昇圧が用いられる。従って、第１近似として、必要な供給電圧が通常の（従来技術の）ドライバ回路の半分のみとなる。例えば１５０Ｖ電源と３５ｍＨの電気モータコイルとを有する構成において、その供給電圧をコイルが電導を開始するために印加することができる。コイルから電圧を取り除くと、エネルギーをコイルから消散しながら、電流が流れ続ける。ドライバ回路を用いて、この、コイルから消散したエネルギーを蓄積コンデンサ内に収集する。これにより、引き続き上記の例においては、蓄積コンデンサが約３００Ｖに急速に昇圧され、その結果もたらされる−１５０Ｖの差によってコイル内の電流をすぐに遮断する。更に、蓄積コンデンサ内に蓄積された昇圧された電圧は、その後コイルを反対方向に通電するのに使用可能となる。次に、降圧コンバータ回路の動作によって、先の昇圧された電圧が電気モータコイルに印加され、電流が元の電源に向けて戻るように駆動される。更に引き続き上記の例において、この約３００Ｖが、ここでは１５０Ｖの差を１５０Ｖ電源に与え、コイル内の電流を素早く上昇させる。これを遮断するには、その約３００Ｖを取り除き、グラウンド接続を適用する。こうして、コイルは−１５０Ｖを認識して素早く遮断する。
更に、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路とスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路との組み合わせを有するように本ドライバ回路を配置することは、このドライバ回路が（多くの従来技術のドライバ回路が行うように）パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラとしてとしての役割を果たさないことを意味し、そのため、電流が流れスイッチング電圧が低いときに、ドライバ回路が行うスイッチングが発生し、これによりドライバ回路内での電力消散が小さくなる。この結果、具体的には、ドライバ回路を構成する構成要素が、比較的低い定格及び公差の回路構成要素によって設けることができ、本ドライバ回路のコストを全体的に下げることに寄与する。
ドライバ回路の幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路は、入力ノードと蓄積コンデンサの第１電極とを順方向に接続する昇圧ダイオードと、昇圧信号に応じて入力ノードを蓄積コンデンサの第２電極に接続するように配置される昇圧スイッチとを備え、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、蓄積コンデンサの第２電極を入力ノードに順方向に接続する降圧ダイオードと、降圧信号に応じて入力ノードを蓄積コンデンサの第１電極に接続するように配置される降圧スイッチとを備える。この配置の対称性によって、ドライバ回路の２方向性の特徴を支えるバランスのとれた配置がもたらされ、それぞれの昇圧信号及び降圧信号によって、蓄積コンデンサと電気モータコイルの（入力ノードを介した）接続が各方向において適切に制御される。
幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路は、入力ノードを昇圧スイッチの第１接続部に順方向に接続する第１昇圧回路ダイオードを更に備える。この方法で、具体的には、入力モードを電気モータコイルから昇圧スイッチの第１接続部まで接続するという方法で、ダイオードを設けることによって、昇圧スイッチを降圧コンバータ回路から分離することで昇圧スイッチを一定程度に保護し、その結果、降圧コンバータ回路の動作による昇圧スイッチへの損傷の虞が著しく軽減される。更に、このダイオードを設けることで、回路内の「リンギング（ｒｉｎｇｉｎｇ）」（すなわち電流振動）の発生が大いに軽減される。こうした要因の結果、昇圧スイッチの本質的な反発性を低減でき、すなわち、昇圧スイッチをより小さく、弱い、つまり安価な構成要素によって設けることができ、これによって、ドライバ回路の全体的なコストを低減できる。
幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路は、蓄積コンデンサの第２電極を昇圧スイッチの第１接続部に順方向に接続する第２昇圧回路ダイオードを更に備える。スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路内にこのような第２ダイオードを設けることによって、降圧コンバータ回路の動作中にドライバ回路内に生じうる反対方向の電流に対する、昇圧スイッチの更なるレベルの保護を提供することができる。
幾つかの実施例において、昇圧スイッチはＮ型の電界効果トランジスタである。本ドライバ回路の構成は、特に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）といった、より高価且つより高負荷用のデバイスよりも、電界効果トランジスタといった、比較的小型のスイッチングデバイスによって設けられる昇圧スイッチに適する。実際に、幾つかの実施例において、昇圧スイッチはＮ型ＭＯＳＦＥＴによって設けられてもよい。本技術は、従来技術の電気モータコイルドライバ回路と比較して、ドライバ回路をこうした比較的弱い構成要素によって切り替えることを可能にする。
幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路は、降圧スイッチの第１接続部を入力ノードに順方向に接続する第１降圧回路ダイオードを更に備える。上述の第１昇圧回路ダイオードと同様に、この第１降圧回路ダイオードは、昇圧コンバータ回路の動作中に降圧スイッチを反対方向の電流から保護し、更に、ドライバ回路内のリンギングを防止する。
幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路は、蓄積コンデンサの第１電極を降圧スイッチの第２接続部に順方向に接続する第２降圧回路ダイオードを更に備える。この第２降圧回路ダイオードを設けることによって、ドライバ回路のスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路内のリンギングを更に防止する。
幾つかの実施例において、降圧スイッチはＰ型電界効果トランジスタである。Ｎ型電界効果トランジスタを使って昇圧スイッチを設けることができるという上記説明と同様に、本ドライバ回路の構成は、特に、ＩＧＢＴよりはむしろ、電界効果トランジスタといった、比較的小型のスイッチング装置によって設けられる降圧スイッチに適する。幾つかの実施例において、降圧スイッチはＰ型ＭＯＳＦＥＴによって設けられてもよい。
幾つかの実施例において、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路は、降圧信号をグラウンド接続部の基準とし、且つ蓄積コンデンサの第１電極における電圧基準のゲート電圧を降圧スイッチのゲートに提供するように構成された基準回路を更に備える。昇圧コンバータ回路及び降圧コンバータ回路の動作によって蓄電コンデンサが充電や放電をするとき、蓄積コンデンサの第１電極の電圧がかなりの範囲に亘って変化する可能性があることを考えると、このような基準回路を設けることには利点があり、それによって、降圧スイッチ固有の電圧許容範囲が、蓄積コンデンサによって経験する電圧範囲より潜在的に大幅に小さくても、（例えば、Ｐ型電界効果トランジスタの）降圧スイッチのゲート電圧を、蓄積コンデンサに対して適切に設定できるようになり、その結果、降圧信号が降圧の指示をしたときに、降圧スイッチはすぐに正しく切り替えることができる。
幾つかの実施例において、基準回路は、降圧スイッチのゲートに接続される第１抵抗経路及び第２抵抗経路を設けるように配置される分圧器を備え、第１抵抗経路は、蓄積コンデンサの第１電極を降圧スイッチのゲートに接続し、第２抵抗経路は、降圧信号に応じて降圧スイッチのゲートをグラウンド接続部に接続する。従って、この、第１抵抗経路及び第２抵抗経路の構成によって、降圧スイッチのゲートが、第１抵抗経路と第２抵抗経路とが出会う点に供給される電圧に接続される配置が提供され、こうして、第１抵抗経路及び第２抵抗経路の抵抗を適切に設定することで、降圧スイッチのゲートを、降圧信号に応じて適切に切り替えるように制御できる。
幾つかの実施例において、第２抵抗経路は、降圧信号に応じて第２抵抗経路をグラウンド接続部に接続するように配置されたＮ型電界効果トランジスタを備える。こうして、この、降圧コンバータ回路における第２トランジスタがあることによって、降圧信号を比較的低い電圧のデジタル信号として供給できるのと同時に、降圧スイッチは、より高い電圧を扱うことがある蓄電コンデンサに接続されて、動作が可能である。
幾つかの実施例において、第１抵抗経路は、蓄積コンデンサの第１電極を降圧スイッチのゲートに順方向に接続する第３降圧回路ダイオードを備える。この第３降圧回路ダイオードは、蓄積コンデンサの第１電極が、降圧スイッチの第２接続部（例えばソース接続部）と降圧スイッチのゲート接続部との両方に、並列ダイオードによって接続されるように、上述の第２降圧回路ダイオードに対応して設けることができる。第３降圧回路ダイオードは、第２降圧回路ダイオードと同様の構成となるように構成することができ、その結果、これら２つのダイオードの並列の応答によって、電圧及び温度の変動を補償することができる。
幾つかの実施例において、ドライバ回路は、降圧スイッチのゲート‐ソース間を接続する第１降圧回路コンデンサを更に備える。このコンデンサを設けることによって、特に、降圧スイッチの望ましくない切り替えを引き起こす可能性があるノイズを抑制することで、降圧スイッチの動作を安定させることができる。
幾つかの実施例において、第１抵抗経路は、第１抵抗経路の少なくとも一部と並列の第２降圧回路コンデンサを更に備える。この第２降圧回路コンデンサは、回路内のノイズを更に抑制することができ、特に、各経路に対して電圧及び温度の変動を等しく補償するために、第１降圧回路コンデンサと同様の構成となるように構成してもよい。
幾つかの実施例において、ドライバ回路は、昇圧信号及び降圧信号を提供するように構成された制御回路を更に備え、制御回路は、電気モータコイル内の電流の流れが略ゼロのときに、昇圧信号又は降圧信号のいずれかのアサートを開始するように構成される。ドライバ回路を、電流の流れが略ゼロのときにその切り替えが行われるように構成することで、更にドライバ回路の構成要素、及び特に昇圧スイッチと降圧スイッチとを、比較的「軽量の」（すなわち弱く、つまり安価な）デバイスによって設けことが可能となる。
幾つかの実施例において、制御回路は、昇圧信号及び降圧信号を排他的にアサートするように構成される。これによって、ドライバ回路の構成要素の更なるレベルの保護を提供することができ、どの時間においても、スイッチトインダクション昇圧コンバータ回路、又はスイッチトインダクション降圧コンバータ回路の１つのみが動作可能となり、この２つの間の（特に電流駆動方向に対する）対立が防止されるようになる。
幾つかの実施例において、制御回路は、昇圧信号及び降圧信号のそれぞれを単一の継続的なパルスとしてアサートするように構成される。これにより、これらの信号を提供する制御回路を、デジタル制御デバイスの比較的簡素な構成によって設けることが可能になる。
第２の態様の観点において、本技術は、スイッチトリラクタンス電気モータの少なくとも２つの電気モータコイルを駆動するドライバ基板であって、少なくとも２つの電気モータコイルの第１電気モータコイルを駆動する、第１の態様に係る第１ドライバ回路と、少なくとも２つの電気モータコイルの第２電気モータコイルを駆動する、第１の態様に係る第２ドライバ回路とを備え、第１ドライバ回路及び第２ドライバ回路が共有の電源によって電力供給されるドライバ基板を提供する。共有の電源によって電力供給される１つのドライバ基板上に２つのドライバ回路を共に配置することは、第１ドライバ回路及び第２ドライバ回路によって駆動される第１電気モータコイル及び第２電気モータコイルが、互いに対して反対の動作位相になるように配置される場合に、最も顕著に、特に有益となりうる。これにより、共有電源に対する一方のドライバ回路内の電流の流れが、共有電源に対する第２のドライバ回路内の電流の流れとは反対になり、従って、電流の流れのほとんどを第１ドライバ回路と第２ドライバ回路との間にすることができ、ドライバ基板をオン・オフしないことから、電源において引き出される正味の電流を著しく低減できる。
幾つかの実施例において、ドライバ基板は、ドライバ基板を４段階の動作で動作するように構成された制御回路を更に備える。動作の第１段階では、第１電気モータコイルが第１の極性の電流で充電され、第２電気モータコイルが第２の極性の電流で充電され、第２の極性は第１の極性と反対である。動作の第２段階では、第１電気モータコイルは第１ドライバ回路の蓄積コンデンサ（ｓｔｏｒａｇｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）内に放電し、第２電気モータコイルは共有の電源に放電する。動作の第３段階では、第１電気モータコイルは第２の極性の電流で充電され、第２電気モータコイルは第１の極性の電流で充電される。動作の第４段階では、第１電気モータコイルは共有の電源に放電し、第２電気モータコイルは第２ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電する。従って、この方法で各ドライバ回路の動作を連動させることによって、第１ドライバ回路及び第２ドライバ回路によって誘導される主な電流の流れが、共有の電源との行き来よりむしろ、第１ドライバ回路と第２ドライバ回路との間になるように連動する。例えば、１Ａの電流が電源から一方のドライバ回路に向かう構成において、他方のドライバ回路が、同時に０．７５Ａの電流を電源内に押し戻す場合がある。電源において引き出される正味の電流は０．２５Ａでしかないが、第１ドライバ回路及び第２ドライバ回路の、それぞれのモータコイルに関しての、（動作位相に関する）対向する構成によって、１．７５Ａの電流が各モータコイル内を流れて磁場を発生させる（そして電気モータのトルクを出力する）。最も注目すべきは、コイルのエネルギーは電流の二乗に比例するため、電源から引き出されるエネルギーの４９倍のエネルギーがモータコイルに供給されることである（１．７５２／０．２５２＝４９）。多少、直感には反するが、この付加的なエネルギーがモータのコイル内又はドライバ回路の蓄積コンデンサ内に事前に蓄積されていることは記憶しておくべきであり、本技術によって提供されるドライバ回路によって、それぞれの位相の各サイクルにおいて電源からの「新鮮な」エネルギーをモータコイルに提供するのではなく、このエネルギーをモータコイルと蓄積コンデンサとの間において効果的に行き来させることが可能になる。
幾つかの実施例において、ドライバ回路は、スイッチトリラクタンス電気モータの６つの電気モータコイルを駆動するように構成され、それぞれが６つの電気モータコイルの各電気モータコイルを駆動する、第１の態様に係る、対応するドライバ回路を６つ備え、制御回路は、３つの対になる６つのドライバ回路を駆動するように構成され、第１ドライバ回路は第４ドライバ回路と対になり、第２ドライバ回路は第５ドライバ回路と対になり、第３ドライバ回路は第６ドライバ回路と対になり、ドライバ回路の各対に対し、制御回路は、対の一方のドライバ回路の昇圧信号を、対の他方のドライバ回路の降圧信号と同時にアサートするように構成される。一つのドライバ基板上に６つの各ドライバ回路をこのように共に設置することによって、ドライバ回路の３つの対同士の連動が容易になり、スイッチトリラクタンス電気モータ内の６つの隣接する電気モータコイルを駆動するのに特に有益である。６つの隣接する電気モータコイルは、例えば、ステータ内のロータのどの向きにおいても（周囲に各コイルが巻かれる）６枚の隣接するステータ歯の内２枚だけがロータ歯と並ぶように、ステータ歯とロータ歯が３：２の比率になるようにスイッチトリラクタンス電気モータが構成されている場合に重要になりうる。従って、これらの６枚の隣接するステータ歯のコイルにおいては、その内の正確に２つがいかなるときにも電力を必要とし、更に、これらは、（一方のコイルを駆動する）一方の経路が電源から電流を引き出すときに（他方のコイルを駆動する）他方の経路がその電流を戻すように配置することができる。また、正味の効果は、戻す方の経路からのエネルギーが、そのサイクルにおける数パーセントのロスを回復するのに必要なエネルギー以上に電源からエネルギーを抜き出すことなく、引き出す方の経路に直接向かうことである。
幾つかの実施例において、制御回路は、ドライバ回路の各対を選択的に不能にする（ｄｉｓａｂｌｅ）ように構成される。電気コイルモータは、３つの対全てのドライバ回路を使用することで最も強力に動作するが、電気モータを動かすのに３つの対全てが必要なわけではない。従って、電気モータは、ドライバ回路の内少なくとも１対を不能にして、低電力構成で動作することができる。
第３の態様の観点において、本技術は、第２の態様に係るドライバ基板を４つ備え、スイッチトリラクタンス電気モータの２４個の電気モータコイルを互いに独立して駆動するように構成され、２４個の電気モータコイルのそれぞれを、動作について少なくとも６つの位相サイクルから選択された位相に対して駆動するように構成されているスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置を提供する。
幾つかの実施例において、スイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置は、各ドライバ基板を選択的に不能にするように構成される。このため、各ドライバ基板は、スイッチトリラクタンス電気モータの２４個の電気モータコイルの内６つを駆動するように構成され、例えば、電気モータの四分円に対応してもよい。従って、電気モータの各四分円は、電気モータを低電力構成で動作するように選択的にオフに切り替えられてもよい。
幾つかの実施例において、スイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置は、第２の態様に係るドライバ基板を８つ備え、スイッチトリラクタンス電気モータの４８個の電気モータコイルを、動作について少なくとも６つの位相サイクルで駆動するように構成され、対をなす電気モータコイルが、少なくとも６つの位相サイクルと同一の位相で駆動される。例えば、電気モータは、電気モータの長手方向の長さを２つに分離する別個の２つのステータ部を有するように構成されてもよい。本技術によれば、４８個の電気モータコイルのそれぞれは、こうして独立して制御されて駆動することが可能であるが、幾つかの実施例においては、２つのステータ部は、位相サイクルの同じ位相が２つの電気モータコイルに、すなわち各ステータ部の１つのコイルに印加されて、互いに並列に駆動されるように構成される。
第４の態様の観点において、本技術は、電気モータコイルを駆動するためのドライバ回路を動作させる方法であって、電気モータコイルを電源からの第１の極性の電流で充電するステップと、電気モータコイルをドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電するステップと、電気モータコイルをドライバ回路の蓄積コンデンサからの、第１の極性とは反対の第２の極性の電流で充電するステップと、電気モータコイルを電源に放電するステップとを備える、ドライバ回路を動作させる方法を提供する。
第５の態様の観点において、本技術は、電気モータコイルを駆動するためのドライバ回路であって、電気モータコイルを電源からの第１の極性の電流で充電するための手段と、電気モータコイルをドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電するための手段と、電気モータコイルをドライバ回路の蓄積コンデンサからの、第１の極性とは反対の第２の極性の電流で充電するための手段と、電気モータコイルを電源に放電するための手段とを備える、ドライバ回路を提供する。
第６の態様の観点において、本技術は、ロータ部及びステータ部を備え、前記ロータ部が複数のロータ歯を備え、前記ステータ部が少なくとも１２枚のステータ歯を備え、各ステータ歯にそれぞれコイルが巻かれている、スイッチトリラクタンス電気モータと、スイッチトリラクタンス電気モータのコイルの電気モータコイルを駆動するモータドライバ回路とを備える装置であって、モータドライバ回路は、蓄電コンデンサ、及び電気モータコイルに接続するように配置された入力ノードを備えるスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路と、入力ノード及び蓄積コンデンサを備えるスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路とを備え、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及びスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路のインダクタンスは、入力ノードが電気モータコイルに接続されるときに提供され、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の出力が蓄積コンデンサの両端に発生する電圧であり、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の入力が蓄積コンデンサの両端に発生する電圧である装置を提供する。
本発明は、以下の添付の図面に示されるような本発明の実施例を参照し、単に例として、更に説明される。
実施例の一例における、２つのステータ部を有するスイッチトリラクタンスモータを概略的に示す。 実施例の一例におけるコイルドライバ回路を概略的に示す。 ステータコイル電流を変化させる、図２の回路における昇圧信号及び降圧信号の使用を示す。 実施例の一例における、２つのコイルドライバ回路の４相動作及びその結果生じる電流の流れを示す。 実施例の一例における、ドライバ回路の一部を形成するスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路を概略的に示す。 実施例の一例における、ドライバ回路の一部を形成するスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路を概略的に示す。 実施例の一例におけるドライバ回路を概略的に示す。 １６枚のロータ歯と２４枚のステータ歯を有する、実施例の一例におけるスイッチトリラクタンス電気モータの端面図を示す。 実施例の一例における、６つのステータコイルを含むグループの６段階の制御動作を示す。 実施例の一例における２方向のコイルドライバ回路によって電力供給されるスイッチトリラクタンスモータの磁場密度のシミュレーションを、１方向の電流のみを供給する構成と比較して示す。 実施例の一例における電気モータ内において、ロータに関して、ステータに対する回転位置情報を提供する３つの光学センサの配列を概略的に示す。 図１０Ａに示す３つの光学センサに関して、一連の６つのありうる光学センサ出力を示す。 ２つの実施例の例におけるモータコイル内の磁場極性がどのように反転しうるか、図１１Ａ及び図１１Ｂに２つの例を概略的に示す。 ２つの実施例の例におけるモータコイル内の磁場極性がどのように反転しうるか、図１１Ａ及び図１１Ｂに２つの例を概略的に示す。 実施例の一例における、６つの電気モータコイルドライバ回路を備えるドライバ基板を概略的に示す。 実施例の一例における、図１２に示すドライバ基板を８つ備えるスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置を概略的に示す。 実施例の一例の方法で行われる一連のステップを概略的に示す。 車の車輪の駆動に用いられる、実施例の一例のモータシステムを概略的に示す。 自動車におけるブレーキディスクの適応によってモータシステムが設けられた実施例の一例を概略的に示す。
図１は、一実施例におけるスイッチトリラクタンス電気モータシステム１０を概略的に示す。電気モータは、２つのステータ部１４及び１６の内部で回転するように構成されたロータ部１２を備える。ロータ部は１６枚のロータ歯を有するように構成され、各ロータ歯は、径方向外方に延び、ステータ部１４及び１６の両方に亘るロータ部の長さに沿って続く長手方向の突起を形成する。各ステータ部は２４枚のステータ歯を有するように構成され、各ステータ歯は、内方に延びるとともに、各ステータ部の長さに沿って続く長手方向の突起を形成する。各ステータ歯には多くの巻き数を備えるコイルが巻かれ、この例では巻き数は約２００回である。図１に示す実施例では、ステータ歯コイルに電力供給することで発生する磁場が、ロータに対するその磁場の作用によってモータを回転させるため、ロータ歯上にはコイルがない。
電気モータシステム１０は、対応する制御回路２２によって制御されるように構成されたステータコイルドライバ回路２０を更に備える。電源２４が、ステータコイルドライバ回路及びモータのステータコイルの両方に接続される。このようにして、電流をステータコイルと電源２４との間及びステータコイルとステータコイルドライバ回路２０との間の両方に流すことができる。この構成の意義は更なる図面の説明から明らかとなろう。
図２は、１つのステータコイルに対応するステータコイルドライバ回路の原理的な構成要素を概略的に示す。基本的に、図２に示す回路は、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路とスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路との組み合わせである。スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路は昇圧ダイオード３０と昇圧スイッチ３２とを備え、スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路は降圧ダイオード３４と降圧スイッチ３６とを備える。スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路とスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路とは蓄積コンデンサ３８を共有する。更に、各回路は、入力ノード４４を介して、このドライブ回路及び電源４２によって駆動されるステータコイル４０に接続される。昇圧スイッチ３２の制御信号及び降圧スイッチ３６の制御信号、すなわちそれぞれ昇圧信号及び降圧信号は、（ここでは図１に示すように同じ制御回路２２によって表される）制御回路によって生成される。
動作時において、図２の実施例の例における昇圧信号及び降圧信号は、制御回路２２によって排他制御でアサートされ、それによって、ステータコイル４０に電力供給し、更に２方向に駆動する。この間、電流は、まず（「昇圧」動作中に）ステータコイルを通って一方向に流れ、その後（「降圧」動作中に）ステータコイルを通って他方向に流れる。昇圧信号をアサートして昇圧スイッチ３２が閉じる（導通する）と、電源４２によって供給される電源電圧がステータコイル４０に印加される。昇圧信号は、ステータコイル内の電流の流れがモータを動作させるのに必要な磁場を発生させるまでの適切な時間アサートされる。昇圧信号がオフに切り替わると、昇圧スイッチ３２が開き、コイルからエネルギーを消散しながら、電流が（昇圧ダイオード３０を介して）継続して流れる。この、ステータコイル４０から消散したエネルギーは、蓄積コンデンサ３８を充電することによって収集される。これにより、蓄積コンデンサは静電圧へと素早く昇圧され、コイル内の電流を遮断する。
この、蓄積コンデンサ３８内に蓄積された「昇圧された電圧」は、ステータコイル４０を反対方向に通電させることに使用可能となる。これが必要となると、降圧スイッチ３６が閉じる（導通する）ように降圧信号がアサートされ、事前に昇圧された電圧を、昇圧位相の方向とは反対の方向で（降圧ダイオード３４を介して）ステータ４０に印加することができる。
図３は、図２に示す回路の周期的動作を示し、この動作では、ステータコイル電流が、まず昇圧信号のアサートによって一方向（例えば正方向）に駆動され、ステータコイル電流は、その後降圧信号のアサートによってもう一方の方向（例えば負方向）に駆動される。なお、降圧信号のアサートは、ステータコイル電流がゼロに降下するまで行われない。これは、ドライバ回路において、電流が小さいときに電圧が切り替わり、電圧が低いときに電流が切り替わって、スイッチング装置内の電力の消散が極めて小さくなることを意味する。図５Ａ，図５Ｂ及び図６に示す実施例を参照してより詳細に述べるように、これは、比較的軽量のスイッチ（例えば、より高価なＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴ）を回路内のスイッチとして使用できることを意味する。
本技術の、電気モータステータコイルの駆動に関する具体的な利点は、一実施例において２つのステータコイルを駆動する４つの位相プロセスを示す図４から分かるであろう。２つのステータコイルは、共有の（ＤＣ）電源及びそれら自身の対応するコイルドライバ回路にそれぞれ接続される。
第１の位相では両方のモータコイルが充電されるが、方向は反対である。第１モータコイルは、共有の電源からの第１の極性の電流で充電され、第２モータコイルは、第２ドライバ回路の蓄積コンデンサからの第２（反対）の極性の電流で充電される。図示の例では、１．６Ａが電源から第１コイルに供給され、第２ドライバ回路の蓄積コンデンサから得られる１．３Ａが、第２コイルを介して電源に返される。正味０．３Ａの供給負荷で、２．９Ａに相当するコイル合計の増加（ｓｕｍ ｃｏｉｌ ｒａｍｐ ｕｐ）が実現する。
第２の位相では両方のモータコイルが放電するが、これもまた反対方向である。第１モータコイルは、第１ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電し、第２電気モータコイルは共有の電源に放電する。図示の例では、１．６Ａが第１コイルから第１ドライバ回路の蓄積コンデンサに渡され、第２コイルから得られる１．３Ａが電源に返される。−１．３Ａから０Ａまで降下する正味の供給負荷で、２．９Ａのコイル合計の減少（ｓｕｍ ｃｏｉｌ ｒａｍｐ ｄｏｗｎ）が実現する。
第３の位相では、両方のモータコイルが再度充電されるが、第１の位相とは反対方向である。第１モータコイルは、第１ドライバ回路の蓄積コンデンサからの第２の極性の電流で充電され、第２モータコイルは、共有の電源からの第１の極性の電流で充電される。図示の例では、第１ドライバ回路の蓄積コンデンサから得られる１．３Ａが、第１コイルを介して電源に返され、１．６Ａが電源から第２コイルに供給される。正味０．３Ａの供給負荷で、２．９Ａに相当するコイル合計の増加が実現する。
最後に、第４の位相において両方のモータコイルが再び放電する。第１モータコイルは共有の電源に放電し、第２電気モータコイルは、第２ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電する。図示の例では、第１コイルから得られる１．３Ａが電源に返され、１．６Ａが第２コイルから第２ドライバ回路の蓄積コンデンサに渡される。−１．３Ａから０Ａまで降下する正味の供給負荷で、２．９Ａのコイル合計の減少が実現する。
図５Ａ，図５Ｂ及び図６を参照して、一実施例におけるドライバ回路のより詳細な構成を以下に示す。図５Ａにはスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路を個別に示し、図５Ｂにはスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路を個別に示し、図６にはスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及びスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の両方を有する、組み合わされたドライバ回路を示す。
図５Ａのスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路では、昇圧スイッチがＮＭＯＳ５０によって設けられ、蓄積コンデンサ（ＣＳＴＯＲＥ）が３３μＦコンデンサ５２によって設けられる。なお、この実施例では、昇圧ダイオード（Ｄ１）５４に加え、２つの更なるダイオードＤ２ ５６及びＤ３ ５８も設けられる。昇圧コンバータ回路は、ステータコイル６０及び１５０Ｖ ＤＣ電源６２に接続される。
図５Ｂのスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路について、蓄積コンデンサ（ＣＳＴＯＲＥ）が図５Ａに示す３３μＦコンデンサ５２と同一であることに留意することが重要である。図５Ａ及び５Ｂに付したように、コンデンサ５２の両端電圧は、図５Ａのスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の出力として、且つ、図５Ｂのスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の入力として見ることができる。また、降圧コンバータ回路は、同一のステータコイル６０及び同一の１５０Ｖ ＤＣ電源６２に接続される。図５Ｂに示す実施例では、降圧スイッチがＰＭＯＳ６４によって設けられる。この実施例では、降圧ダイオード６６（Ｄ４）に加え、２つの更なるダイオード６８及び７０（Ｄ５及びＤ６）も設けられる。最後に、図５Ｂのスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路は、降圧スイッチ（ＰＭＯＳ６４）のゲートに接続された基準回路も備える。この基準回路は、ＮＭＯＳ７２、抵抗７４，７６及び７８（Ｒ７，Ｒ８及びＲ９）、コンデンサ８０及び８２（Ｃ２及びＣ３）、並びにダイオード８４（Ｄ７）で構成される。
この実施例における、スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路とスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路とが組み合わされた構成を示す、全てを含むドライバ回路の構成の更なる詳細を、図６を参照して示す。図６のドライバ回路の構成要素は、図５Ａ及び５Ｂに示す構成要素と同一の参照符号を有し、その理由は、図５Ａ及び図５Ｂで個別の表示は、単に、全てを含むドライバ回路の各構成要素がそれぞれのどの部分に属するかを強調するために個別に示しているからである。
この実施例において設けられる付加的な（すなわち、図２に示す昇圧ダイオード及び降圧ダイオードに追加される）様々なダイオードは幾つもの目的を果たすが、全体的には、それらが担う具体的な役割は、モータに必要なモータコイルの大きさ及び電源電圧（例えば３５ｍＨのコイル及び１５０Ｖ ＤＣ電源）を有したまま、（はるかに高価なＩＧＢＴデバイスに代えて）非常に安価なＭＯＳＦＥＴデバイスを、必要不可欠なスイッチング装置（昇圧スイッチ５０及び降圧スイッチ６４）に使用できるようにすることである。この種の構成をもつモータの動作に関連する大きなＥＭＦ及び急激な電圧変化は、損傷を与えるほどの電圧や（オフにするべきときにオンにしてしまう）ゲートステップを生じさせる可能性を有する。そのため、これらのダイオードを回路中に用いて電力を遮断し、それによってスイッチを保護する。また、これらのダイオードがスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路からスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路を分離する働きをすることによって、一方の動作によって他方の構成要素が損傷する虞が無いようにする。例えば、降圧コンバータ回路内のＰＭＯＳ６４の両側に配列された、ダイオード６８と７０（Ｄ５とＤ６）を組み合わせることにより、ドライバ回路の動作の「昇圧」モード中に、コイルから放電される電流の流れの電力がこのＰＭＯＳをオン・オフするのを防止する（従って、この昇圧モードの正常動作に逆に作用し、降圧コンバータ回路の他の構成要素を損傷する虞が無いようにする）。
なお、トランジスタ６４は（より安価なＮＭＯＳに対して）ＰＭＯＳデバイスとして設けられ、インダクタ（ステータコイル６０）は、動作が「降圧」モードで、インダクタンス（コイル）を通って電源に向かって降圧するとき、降圧ダイオード６６から電流を引き、グラウンドよりダイオード電圧降下分低いところまでスイッチを降下させる。ＰＭＯＳをトランジスタ６４として使用する場合、ＰＭＯＳのドレインに僅かな降下を更に追加するだけであるため、このように機能する。原理的にはＮＭＯＳデバイスは使用可能であろうが、上述したグラウンドより低いところまでのプルダウン（ＮＭＯＳデバイスの場合はソース側）のために、グラウンドより低いレベルのゲート電圧を供給するのに追加の回路が必要となる。その理由は、そうしないとインダクタ（ステータコイル６０）が放電しているときにオフに切り替えられないためである。
また、回路内のダイオードは、大きなインダクタから大きなコンデンサを駆動する場合に強く生じる振動（リンギング）を整流するための整流機能を提供する。
コンデンサ８０及び８２（Ｃ２及びＣ３）は、降圧スイッチ（ＰＭＯＳ６４）のゲートが、特に、蓄積コンデンサ５２との接続によって（ダイオード７０及び８４（Ｄ６及びＤ７）を介するにも関わらず）回路内のノイズの影響を受けやすいため、このトランジスタのゲートの切り替えの安定性に影響しうるそうしたノイズを抑制するために設けられる。コンデンサ８０及び８２は基準回路の一部も形成し、この基準回路は、特に、抵抗７４，７６及び７８（Ｒ７，Ｒ８及びＲ９）とＮＭＯＳトランジスタ７２とを更に備える。この基準回路を設けることにより、降圧信号（ＢＵＣＫ）をグラウンド（ＧＮＤ）基準とし、降圧スイッチ６４のゲート信号を、（図６に示すように）蓄積コンデンサ５２の上側の電圧を基準とすることができる。従って、（蓄積コンデンサ上に見られる電圧を基準にして）適切なソース‐ドレイン閾値電圧を設定することで、デジタル（低電圧）ＢＵＣＫ信号の切り替えによって降圧スイッチ６４の切り替えを適切に制御することが可能になる。なお、ダイオード７０及び８４（Ｄ６及びＤ７）、コンデンサ８０及び８２（Ｃ２及びＣ３）、並びに抵抗７４及び７６／７８（Ｒ７及びＲ８／Ｒ９）を並列に構成することにより、それぞれ対をなすこれらの各構成要素が温度及び電圧の変化に対して同等の応答をして、これにより、回路が、電圧及び温度の変化の範囲でばらつきなく機能することが可能になる。なお、論理的には、抵抗７６及び７８（Ｒ８及びＲ９）は１つの抵抗を形成すると考えられるが、この実施例の例では、より安価且つ小型でありながら電力消散が向上するという理由から、２つの別々の構成要素として設けられている。ダイオード７０及び８４（Ｄ６及びＤ７）を設けることにより、基準回路の他の部分によって供給される必要のあるゲート降下も低減し、（必要な電力が少ないために）明確に設けられることが必要とし、電圧の幅をより容易に管理できるようにする抵抗に関わる構成要素のコストを更に削減する。
図７は、実施例の一例における、ロータ部及び一方のステータ部の歯の径方向の図を概略的に示す。この実施例では、ステータ部のコイル（不図示）の制御は、６枚のステータ歯を含むグループをまとめて、各グループにアサートされる周期的な制御シーケンスがグループ内の６枚のステータ歯に応じた６つの段階を通るように実行される。図１２を参照して以下により詳細に述べる、この実施例の更なる特徴は、グループ内の各ステータコイルに対応する複数のドライバ回路が、制御回路及び単一ＤＣ電源を共有する１つの基板上に設けられていることであり、その結果、１つのドライバ回路が「降圧モード」で動作している間に、同じ電源を共有している他のドライバ回路が「昇圧モード」で動作するという上記の利点がもたらされる。図７は、６段階のサイクルの内の１段階のスナップショットを更に示す。このとき、この実施例では、各グループ内の第１ステータコイル（図では１が付されている）がこの時点で第１方向に電力供給されており（昇圧モード）、結果として発生する、このステータ歯内に誘導される磁場は、Ｎ極（Ｎ）を径方向内方に、Ｓ局（Ｓ）を径方向外方に配向し、同時に、この実施例では、各グループ内の第４ステータコイルが反対向きに電力供給され（降圧モード）、このステータ歯内に誘導される磁場は、Ｓ極（Ｓ）を径方向内方に、Ｎ極（Ｎ）を径方向外方に配向する。この電気モータのステータコイルは、この、磁気が対で反対に誘導される方法で継続して駆動され、次の段階では、ステータ歯２及び５が（互いに対して反対に）駆動され、続いてステータ歯３及び６、続いて（第１の位相と反対の磁気構成で）ステータ歯１及び４、そしてその次へと続く。
引き続き図７を参照すると、ロータ歯及びステータ歯の構成（具体的には、それらの数の２：３の比率）によって、ロータ歯の半数が対応するステータ歯と直線的に並ぶときに、ロータ歯の残りの半数はステータ歯と並ばない（この実施例においては２枚のステータ歯の間の間隙の中央と並ぶ）という配置がもたらされる。これは、並んだ対のロータ歯／ステータ歯について、ロータ歯とステータ歯との間に、比較的小さな空隙しかないことを意味し（例えば０．５ｍｍ未満）、これはリラクタンスが低いことに相当し、従って、モータからは出力されない（ゼロトルク）。一方、一連の６枚のステータ歯の内のその他の歯が、対応するロータ歯と並ばないことによって、並ばないステータ歯／ロータ歯間に（より大きい、例えば１．０ｍｍを超える空隙によって）高いリラクタンス及び高いトルク構成がもたらされる。既知のスイッチトリラクタンス電気モータにおいては、許容可能な効率のためにリラクタンスは低いが、あり得る最大より低いレベルではあってもトルクが得られるような構成にモータを維持するために、ロータ歯とステータ歯との間の部分的な重なりが求められる場合がある。一方、本電気モータシステムでは、より高いトルクを（並ばないステータ歯／ロータ歯によって）生むことができ、且つ磁場を発生させるために消費される未使用のエネルギーを再利用する構成を提供することによって、トルクと効率との間のトレードオフの向上を実現し、その結果、効率を向上させる。
図８は、各グループの一連の６枚のステータ歯に対して上記の制御を提供するドライバ回路の、昇圧信号及び降圧信号の相対的なタイミングを概略的に示す。ステータコイル１／４，２／５及び３／６の制御に関して上述の組み合わせが見られるが、各対のステータコイルは、常に反対のモード（昇圧／降圧）のドライバ回路によって駆動され、その結果生じる電流の流れ（図中、三角波）は、常に反対の複数である。なお、昇圧信号及び降圧信号のアサートは、各ドライバ回路の構成要素が、いかなる反対方向の残留電流によっても絶対に損傷することがないように、各回路内の電流がゼロ（又は少なくとも無視できる程度）になって初めて開始される。図８に示す制御信号の流れは、電気モータが最大電力構成になるように構成される場合に、図７に示すステータコイルの４つのグループの全てに適用される。しかしながら、電気モータの構成を、ステータコイルのグループの内少なくとも１つに電力供給しない、低電力構成にすることも可能である。これは、アサートした昇圧制御信号及び降圧制御信号を変化させることで実現してもよく、これを、少なくとも１つのドライバ回路又は少なくとも１つのドライバ基板を、場合に応じてオフに切り替えることで実現してもよい。更に、モータが動作する速度は、モータが動作している具体的なパワーレベルではなく、（図８に示すような）印加される昇圧信号及び降圧信号のタイミングシーケンスによって決まることに留意されたい。パワーレベルは、選択された昇圧信号及び降圧信号の継続時間に起因する電流パルスの大きさによって決定されてもよい。従って、例えば、ほぼ同じパワーレベルにおいて、モータは２つの著しく異なる速度（例えば５００ｒｐｍ及び１０００ｒｐｍ）で動作してもよい。このように、回転速度が動作パワーレベルから独立することによって、タイミングシーケンスによって回転数を決定し、どのステータコイルのグループに通電するかを選択することによって全体の動作パワーレベルを決定するという、モータをどのように動作するかというユーザの選択に大いに柔軟性を与える。更に、ユーザが、モータの回転速度に対してこうした直接的且つ独立した制御を行えるという事実は、多くの状況において、既存の電気モータに関連して設けられていた伝達装置又は伝動装置を省略できることを意味する。
図９は、電気モータの例において、ある動作状態に生じる磁場のシミュレーションを、図７と同じ径方向の表示で見たときの図を示す。（左手側に示す）図は「２方向」と付され、グループ内の対のステータコイルを反対方向に同時に駆動するのに用いられる本技術に係るドライバ回路に対応する。比較として（右手側に示す）第２のシミュレーションは「１方向」と付され、上記と異なり、グループ内の対のステータコイルを同一方向に同時に駆動する構成に対応する。（テスラでの）磁場の表示は、ステータ歯間の空隙内に発生するものである。空隙内の磁場を計算すると、（１方向の場合と比較して２方向の場合）生じるＯＮ磁場は約２５％大きく、上部のＯＦＦ磁場は約９分の１で、下部のＯＦＦ磁場はほとんど７５０分の１であることが分かる。ＯＮ磁場が増加するとトルクが増加し、ＯＦＦ磁場が減少すると抗力が低減する。これは、２方向の構成が電気モータ内に、特にロータ部において、強化された磁場を作り出すという事実によるもので、これによって、このモータシステムの効率を更に高める。
図１０Ａ及び図１０Ｂは、ロータ部に関して、１つ又は複数のステータ部に対する相対的な位置情報を提供するために光学センサを使用している図を示す。図１０Ａは、以下のａ及びｂの条件になるように、ステータ歯の内の３枚と並んで配置され、大きさが決められ、調整される、３つの光学センサ１００，１０２及び１０４を示す。ａ）あるロータ歯が光学センサ及びステータ歯と並んだときに、１つの光学センサのみがロータ歯の存在を示す。ｂ）そのロータがステータ部に対して回転すると、最大２つの光学センサがロータ歯の存在を示す。この構成は、（使用するセンサの種類に応じ、おそらくアナログからデジタルに変換した後に、最終的に３ビットの情報をもたらす）３つの光学センサのみで、ロータのステータに対する相対的な向きを（この１６枚のロータ歯／２４枚のステータ歯の構成例の場合）２．５°以内で決定できることを意味する。更に、相対的なロータ‐ステータ位置に関する情報が得られない中間位置が存在しないため、モータがどの位置に停止したとしても、モータを作動させるにはどのステータコイルを起動すればよいかを常に知ることができる。図１０Ｂは、ロータがステータに対して回転する際の、対応する３つの光学センサの出力を示す。
幾つかの構成例において、ステータコイルを通る電力の方向、従って、結果的に生じる磁場の方向が、コイルへの特定の接続構成によって実現されてもよい。図１１Ａは、同時に動作状態にあるが反対方向に起動される１対のステータコイル（図では、６つのコイルを含むグループ内の第１コイル及び第４コイル）の両方に電力を供給するためにコイルドライバ回路を使用できる構成の一例を示す。第１コイル及び第４コイルの巻線は、コイルドライバによって供給される電力の１つの極性に対して、第１ステータ歯及び第４ステータ歯内で磁場が反対に向くように、互いに反対に巻かれている。図１１Ｂは、追加のスイッチング回路が各ステータコイルに対応して設けられ、コイルを通る電流の方向を決定するスイッチ制御信号によって制御される、他の構成例を示す。スイッチ制御信号は、コイルドライバか、又は、例えばコイルドライバを制御する制御回路のいずれによっても提供可能であろう。
図１２は、実施例の一例におけるドライバ基板を概略的に示す。このドライバ基板は、（例えば図６に示すように構成される）６つのドライバ回路１１２，１１４，１１６，１１８，１２０及び１１２と、制御回路１２６と、共有のＤＣ電源１２４とがその上に配置された単一の集積回路基板として提供される。制御回路は、ドライバ回路のそれぞれに、昇圧制御信号及び降圧制御信号を個別に供給する。共有のＤＣ電源を６つのドライバ回路と同一の基板上に設けることは、上記の（例えば図４に関して）、基板内での電流のほとんどの動きに対応できることを意味する（基板をオン・オフするのとは対照的に）。
図１３は、実施例の一例における、全てを含んだスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置１３０を概略的に示し、この装置は、（例えば図１２に示すように構成される）ドライバ基板１３２を８つ備え、従って（図１に示すモータシステムの例に示されるような）４８枚の個別のステータ歯を制御するように構成されている。全体制御部１３４も、装置１３０の一部を形成し、８つのドライバ基板１３２の高次元の動作を決定する。例えば、電気モータが低電力モードで動作すべきときに、一連のステータコイル（例えば各ステータ部の４分の１）に各個別のドライバ基板が接続されており、この低電力モードを有効にするためにオフに切り替えられる場合、個別のドライバ基板を一時的にオフに切り替える。しかしながら、全体制御部１３４及び基板制御装置１２６によって提供されるドライバ回路制御の組み合わせは、第１に、どの個別のドライバ回路も、その他のドライバ回路の動作に関わらずオン又はオフに切り替えることができ、第２に、各ドライバ回路によって提供される各ステータコイルの制御は、他のどのドライバ回路によって提供される他のどのステータコイルの制御からも完全に独立するようになっているということを理解することが重要である。従って、電気モータドライバ装置１３０は、最大４８個のドライバ回路へ、そしてひいてはステータコイルへの個別の制御を提供する。なお、ステータコイルのグループ及び対のドライバ回路についての上記の観点において、結果的に生じる利益によっては幾つかのドライバ回路の動作を密接に繋げることを選択してもよく、このような構成において、様々なステータコイルに提供される電力の位相は同一であってもよい。
図１４は、２つのドライバ回路がどのように動作するかを示す、実施例の一例において行われるステップのシーケンスを示す。このフローは、ステップ１４０から開始すると考えてもよく、ステップ１４０の第１の位相において、スイッチトリラクタンス電気モータの第１ステータコイルが、一方のドライバ回路によって、共有の電源からの第１の極性の電流で充電され、第２ステータコイルが、第２ドライバ回路の蓄積コンデンサからの第２（反対）の極性の電流で充電される。ステップ１４２の第２の位相では、両方のモータコイルが放電し、第１ステータコイルは第１ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電し、第２電気モータコイルは共有の電源に放電する。ステップ１４４の第３の位相では、両方のモータコイルがそれぞれ第１の位相とは反対の方向で再び充電される。第１モータコイルは、第１ドライバ回路の蓄積コンデンサからの第２の極性の電流で充電され、第２モータコイルは、共有の電源からの第１の極性の電流で充電される。最後に、ステップ１４６の第４の位相において、両方のモータコイルが再び放電する。第１モータコイルは共有の電源に放電し、第２電気モータコイルは第２ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電する。
図１５は、電気モータシステムの実施例の一例が見られる、例えば、自動車である電気車両を概略的に示す。車両１５０は、４つの車輪１５２を有し、各車輪１５２は、対応するモータ１５４によって駆動される。各モータ１５４は、対応するドライバ装置１５６によって駆動され、一連の４つのドライバ装置の全体制御は、中央制御部１５８によって維持される。各モータ１５４内で各ステータ歯上に設けられるコイル巻線はアルミニウムである。アルミニウムは銅の３分の１の重さで、且つ（重量で）銅の約５分の１の価格であるため、単位面積当たりのコストを約１５分の１にできる（交換可能な消耗品として十分に安価にできる）ことから、これは自動車車両にとって有益なことである。他の実施例では、各ステータ歯上に設けられるコイル巻線は銅又は他の任意の適切な導電性金属であってもよい。
従来、アルミニウムは、銅と比較して、単位断面積当たりの抵抗が２倍高く、振動に対してより早く疲労するため、ステータコイル巻線にアルミニウムを選択することは一般に否定されたであろう。しかしながら、本技術に係る電気モータシステムにおいては、コイル内で必要とされる電流が極めて低いため、高い抵抗に起因する（Ｉ２Ｒに基づく）電流損失が比較的重要ではない。実際には、Ｒの高い値がむしろＬ／Ｒ時定数を低下させ、ドライバ回路がより速く動作するようになる。
更に、モータのコストの安さとその動作の回転速度に対する柔軟性との組み合わせは、図１５に示す実施例の例において、対応する伝動装置及び伝達装置を有する１つの中央モータよりも、むしろ各車輪に個別のモータを設けることが実用的であることを意味する。アルミニウム巻線をステータコイルに使用して、このような「安価な」モータを各車輪に配置することで、モータが（例えば、ブレーキパッドのような）交換可能な部品として利用可能となり、安価なアルミニウムを使用することの利益を実現することができる。
コイルからロータへの磁気エネルギーの移動がここでは比較的重要でないことから、当然ながら、このような配置は少なくとも部分的にも可能であることを理解すべきである。これは、本技術が、コイルからロータへ磁気的に伝わらない磁気的に蓄積されたどのようなエネルギーも回収され、再利用できることを意味するという事実に起因する。これまで、モータにおけるコイルとロータとの間の空隙は、（ロータからコイルへの磁気エネルギーの良好な伝達によって）許容可能な効率を維持するために、例えば１ミリの何分の１ほどと極めて小さくなければならなかった。しかしながら、本モータシステムでは、エネルギーの再利用によって空隙の大きさの制約がより緩和される。また、より緩和された（そして変化する）空隙が許容されることから、モータがより露出する位置に配置できることを意味する。
実際に、図１６は、自動車車輪１６０がモータの一部を形成するようになされたブレーキディスク１６２を有する、モータの実施例を示す。ブレーキパッド１６４が、ブレーキディスク１６２に摩擦を選択的に適用することによって継続的に通常のブレーキ機能を実施するが、ブレーキディスク１６２の外側縁部１６６が、（例えば、可変リラクタンスを提供する成型された羽根、又はスポークで）モータのロータ部を提供するようになされている。囲繞部１６８がステータ部を提供する。このように、「既存の」構成要素とモータとを組み合わせることは、車両全体として、明らかな軽量化という利点も有する。例えば、鋼鉄製リムやブレーキドラムといった、一般的な車輪アセンブリの他の構成要素にもこうした適応が可能であろう。従来のスイッチトリラクタンスモータの設計では、モータにおけるコイルとロータとの間の空隙が、例えば、０．５ｍｍ未満でなければならないなど、空隙に対する感度が高いため、このような露出する位置での動作は通常許容することはできず、このような方法で比較的高価なモータを露出させることは通常意図されなかったであろう。しかしながら、本技術は、ａ）大幅に安いモータシステムを提供し、それによってそれ自体の交換を重要なコスト要因にならないようにし、ｂ）低い電流構成を可能にすることによって、（アルミニウム等の）より安価であるが、より抵抗の大きい材料から構成することをより現実的にし、ｃ）使用済みのエネルギーを再利用することによって、効率の向上を可能にし、コイル対ロータの空隙を正確に小さく作ることをあまり重要でないものにして、例えば１．０ｍｍよりも大きな空隙を可能にする。
結論として、ここで説明した電気モータシステム及びそれに対応するコイルドライバ回路が、磁場から回転エネルギーへと変換されない未使用のエネルギーを再利用することで、ステータコイル内の強い磁場を低い正味の出力で使用することを可能にすることが上記より理解されるであろう。この能力及び、更に、ステータコイルのグループを使用不可にできることによって、モータは、非常に低い入力レベルまで、効率的に動作することができる。例えば、上記の原理に沿って組み立てられた７５０Ｗ（１ＨＰ）のプロタイプモータは、１５Ｗほどの低い入力電力レベル、すなわちその設計電力の５０分の１で、出力速度の全範囲に亘って動作した。（多数の位相及びロータ歯によって容易になる）低い回転速度でモータを動作させることに加えて、この能力によって、モータが様々な出力レベルで効率的に動作することが可能になり、その結果、様々なシステムにおける変速機及び／又は伝達装置の必要性を未然に防ぎうる。
本発明の例示的な実施例を添付の図面を参照しながらここに詳細に説明したが、本発明はこれらの厳密な実施例に限定されるものではなく、添付の特許請求の範囲に定義された発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって、様々な変更、追加及び修正が実施可能である。例えば、本発明の範囲から逸脱することなく、従属請求項の特徴の様々な組合せが独立請求項の特徴と共に実施可能である。

Claims (22)

  1. 電気モータコイルを駆動するドライバ回路であって、
    蓄積コンデンサ、及び前記電気モータコイルに接続するように配置された入力ノードを備えるスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路と、
    前記入力ノード及び前記蓄積コンデンサを備えるスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路とを備え、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及び前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路のインダクタンスが、前記入力ノードが前記電気モータコイルに接続されるときに提供され、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の出力が前記蓄積コンデンサの両端に発生する電圧であり、前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の入力が前記蓄積コンデンサの両端に発生する前記電圧であり、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路が、
    前記入力ノードと前記蓄積コンデンサの第１電極とを順方向に接続する昇圧ダイオードと、
    昇圧信号に応じて前記入力ノードを前記蓄積コンデンサの第２電極に接続するように配置される昇圧スイッチとを備え、
    前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、
    前記蓄積コンデンサの前記第２電極を前記入力ノードに順方向に接続する降圧ダイオードと、
    降圧信号に応じて前記入力ノードを前記蓄積コンデンサの前記第１電極に接続するように配置される降圧スイッチとを備え、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路が、前記入力ノードを前記昇圧スイッチの第１接続部に順方向に接続する第１昇圧回路ダイオードを更に備える、ドライバ回路。
  2. 前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路が、前記蓄積コンデンサの前記第２電極を前記昇圧スイッチの前記第１接続部に順方向に接続する第２昇圧回路ダイオードを更に備える、請求項１に記載のドライバ回路。
  3. 前記昇圧スイッチがＮ型電界効果トランジスタである、請求項１〜２のいずれか一項に記載のドライバ回路。
  4. 前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、前記降圧スイッチの第１接続部を前記入力ノードに順方向に接続する第１降圧回路ダイオードを更に備える、請求項１〜３のいずれか一項に記載のドライバ回路。
  5. 前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、前記蓄積コンデンサの前記第１電極を前記降圧スイッチの第２接続部に順方向に接続する第２降圧回路ダイオードを更に備える、請求項４に記載のドライバ回路。
  6. 前記降圧スイッチがＰ型電界効果トランジスタである、請求項１〜５のいずれか一項に記載のドライバ回路。
  7. 前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、前記降圧信号をグラウンド接続部の基準とし、且つ前記蓄積コンデンサの前記第１電極における電圧基準のゲート電圧を前記降圧スイッチのゲートに提供するように構成された基準回路を更に備える、請求項１〜６のいずれか一項に記載のドライバ回路。
  8. 前記基準回路が、前記降圧スイッチの前記ゲートに接続される第１抵抗経路及び第２抵抗経路を設けるように配置される分圧器を備え、
    前記第１抵抗経路が、前記蓄積コンデンサの前記第１電極を前記降圧スイッチの前記ゲートに接続し、前記第２抵抗経路が、前記降圧信号に応じて前記降圧スイッチの前記ゲートを前記グラウンド接続部に接続する、請求項７に記載のドライバ回路。
  9. 前記第２抵抗経路が、前記降圧信号に応じて前記第２抵抗経路を前記グラウンド接続部に接続するように配置されたＮ型電界効果トランジスタを備える、請求項８に記載のドライバ回路。
  10. 前記第１抵抗経路が、前記蓄積コンデンサの前記第１電極を前記降圧スイッチの前記ゲートに順方向に接続する第３降圧回路ダイオードを備え、且つ／又は、前記第１抵抗経路が、前記第１抵抗経路の少なくとも一部と並列の第２降圧回路コンデンサを更に備える、請求項８又は９に記載のドライバ回路。
  11. 前記降圧スイッチのゲート‐ソース間を接続する第１降圧回路コンデンサを更に備える、請求項６に記載のドライバ回路。
  12. 前記昇圧信号及び前記降圧信号を提供するように構成された制御回路を更に備え、前記制御回路が、前記電気モータコイル内の電流の流れが略ゼロのときに、前記昇圧信号又は前記降圧信号のいずれかのアサートを開始するように構成された、請求項１〜１１のいずれか一項に記載のドライバ回路。
  13. 前記制御回路が前記昇圧信号及び前記降圧信号を排他的にアサートするように構成されているか、又は、前記制御回路が前記昇圧信号及び前記降圧信号のそれぞれを単一の継続的なパルスとしてアサートするように構成されている、請求項１２に記載のドライバ回路。
  14. スイッチトリラクタンス電気モータの少なくとも２つの電気モータコイルを駆動するドライバ基板であって、
    前記少なくとも２つの電気モータコイルの第１電気モータコイルを駆動する、請求項１に記載の第１ドライバ回路と、
    前記少なくとも２つの電気モータコイルの第２電気モータコイルを駆動する、請求項１に記載の第２ドライバ回路とを備え、
    前記第１ドライバ回路及び前記第２ドライバ回路が共有の電源によって電力供給される、
    ドライバ基板。
  15. 前記ドライバ基板を４段階の動作で動作するように構成された制御回路を更に備え、
    動作の第１段階では、前記第１電気モータコイルが第１の極性の電流で充電され、前記第２電気モータコイルが第２の極性の電流で充電され、前記第２の極性は前記第１の極性と反対であり、
    動作の第２段階では、前記第１電気モータコイルが前記第１ドライバ回路の前記蓄積コンデンサ内に放電し、前記第２電気モータコイルが前記共有の電源に放電し、
    動作の第３段階では、前記第１電気モータコイルが前記第２の極性の電流で充電され、前記第２電気モータコイルが前記第１の極性の電流で充電され、
    動作の第４段階では、前記第１電気モータコイルが前記共有の電源に放電し、前記第２電気モータコイルが前記第２ドライバ回路の前記蓄積コンデンサ内に放電する、請求項１４に記載のドライバ基板。
  16. 前記スイッチトリラクタンス電気モータの６つの電気モータコイルを駆動するように構成され、それぞれが前記６つの電気モータコイルの各電気モータコイルを駆動する、請求項１〜１３のいずれか一項に記載の、対応するドライバ回路を６つ備え、
    前記制御回路が、３つの対になる前記６つのドライバ回路を駆動するように構成され、前記第１ドライバ回路が第４ドライバ回路と対になり、前記第２ドライバ回路が第５ドライバ回路と対になり、第３ドライバ回路が第６ドライバ回路と対になり、
    前記ドライバ回路の各対に対し、前記制御回路が、対の一方のドライバ回路の前記昇圧信号を、対の他方のドライバ回路の前記降圧信号と同時にアサートするように構成されている、請求項１５に記載のドライバ基板。
  17. 前記制御回路が、前記ドライバ回路の各対を選択的に不能にするように構成されている、請求項１６に記載のドライバ基板。
  18. 請求項１６又は１７に記載のドライバ基板を４つ備え、前記スイッチトリラクタンス電気モータの２４個の電気モータコイルを互いに独立して駆動するように構成され、
    前記２４個の電気モータコイルのそれぞれを、動作について少なくとも６つの位相サイクルから選択された位相に対して駆動するように構成されているスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置。
  19. 各ドライバ基板を選択的に不能にするように構成されている、請求項１８に記載のスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置。
  20. 請求項１６又は１７に記載のドライバ基板を８つ備え、前記スイッチトリラクタンス電気モータの４８個の電気モータコイルを、動作について前記少なくとも６つの位相サイクルで駆動するように構成され、対をなす電気モータコイルが、前記少なくとも６つの位相サイクルと同一の位相で駆動される、請求項１８又は１９に記載のスイッチトリラクタンス電気モータドライバ装置。
  21. 電気モータコイルを駆動するために、請求項１に記載のドライバ回路を動作させる方法であって、
    前記電気モータコイルを電源からの第１の極性の電流で充電するステップと、
    前記電気モータコイルを前記ドライバ回路の蓄積コンデンサ内に放電するステップと、
    前記電気モータコイルを前記ドライバ回路の前記蓄積コンデンサからの、前記第１の極性とは反対の第２の極性の電流で充電するステップと、
    前記電気モータコイルを前記電源に放電するステップとを備える、
    ドライバ回路を動作させる方法。
  22. ロータ部及びステータ部を備え、前記ロータ部が複数のロータ歯を備え、前記ステータ部が複数のステータ歯を備え、各ステータ歯にそれぞれコイルが巻かれている、スイッチトリラクタンス電気モータと、
    前記スイッチトリラクタンス電気モータの前記コイルの電気モータコイルを駆動するモータドライバ回路とを備える装置であって、
    前記モータドライバ回路が、
    蓄積コンデンサ、及び前記電気モータコイルに接続するように配置された入力ノードを備えるスイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路と、
    前記入力ノード及び前記蓄積コンデンサを備えるスイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路を備え、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路及び前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路のインダクタンスが、前記入力ノードが前記電気モータコイルに接続されるときに提供され、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路の出力が前記蓄積コンデンサの両端に発生する電圧であり、前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路の入力が前記蓄積コンデンサの両端に発生する前記電圧であり、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路が、
    前記入力ノードと前記蓄積コンデンサの第１電極とを順方向に接続する昇圧ダイオードと、
    昇圧信号に応じて前記入力ノードを前記蓄積コンデンサの第２電極に接続するように配置される昇圧スイッチとを備え、
    前記スイッチトインダクタンス降圧コンバータ回路が、
    前記蓄積コンデンサの前記第２電極を前記入力ノードに順方向に接続する降圧ダイオードと、
    降圧信号に応じて前記入力ノードを前記蓄積コンデンサの前記第１電極に接続するように配置される降圧スイッチとを備え、
    前記スイッチトインダクタンス昇圧コンバータ回路が、前記入力ノードを前記昇圧スイッチの第１接続部に順方向に接続する第１昇圧回路ダイオードを更に備える、ドライバ回路。
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