JP6651834B2 - 電圧制御発振器、電子機器、及び、移動体 - Google Patents

Description

本発明は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器に関する。さらに、本発明は、そのような電圧制御発振器を用いた電子機器及び移動体等に関する。

例えば、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）において、外部から印加される制御電圧に従って発振周波数が制御される機能を有する場合には、そのような機能を有さない場合と比較して、精度が劣化する傾向にあった。しかしながら、近年においては高精度化の要求が高まり、外部から印加される制御電圧に従って発振周波数が制御される機能を有する発振器に対しても、そのような機能を有さない発振器と同等の精度が求められるようになっている。

関連する技術として、特許文献１には、入力端子に印加される制御電圧に応じて発振周波数を変化させるＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路を備えた温度補償型水晶発振器が開示されている。一般に、温度補償電圧は、ＡＦＣ回路に入力される制御電圧が圧電振動子において基本周波数で発振する基準電圧値である場合に、最も温度補償が有効に行われるように調整されている。

従って、ＡＦＣ回路に基準電圧値と異なる制御電圧が入力された場合には、発振回路側の等価容量値が変化するので、必要とされる温度補償電圧が、基本周波数を基準とする温度補償電圧とは異なった値になる。その結果、温度補償が不足したり、あるいは、温度補償が効き過ぎてしまうといった現象が起こり、精度の高い温度補償が実現できないという問題を有していた。

この問題を解決するために、特許文献１の図１には、発振回路１２と、第１温度補償電圧発生回路３０と、エンコーダー３８と、第２温度補償電圧発生回路４４と、ＡＦＣ回路５４とを有する温度補償型発振回路１０が示されている。発振回路１２に含まれているインバーターの入力端子及び出力端子の各々には、第１可変容量素子１６と、第２可変容量素子１８とが並列に接続されている。

第１温度補償電圧発生回路３０は、温度補償電圧を第１可変容量素子１６の第１の端子及び第２温度補償電圧発生回路４４に出力する。ＡＦＣ回路５４は、入力端子に印加される制御電圧に応じて、発振回路１２の発振周波数を調整する出力電圧を第２可変容量素子１８の第２の端子に出力すると共に、増幅度補正信号を第２温度補償電圧発生回路４４に出力する。第２温度補償電圧発生回路４４は、温度補償電圧を増幅度補正信号に基づいて増幅した補助温度補償電圧を第１可変容量素子１６の第２の端子に出力する。

従って、第１可変容量素子１６には、温度補償電圧が印加されると共に、補助温度補償電圧が印加されることになる。それにより、第１可変容量素子１６を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲が制限されてしまう。また、第１可変容量素子１６は、温度補償のために高い感度を有しているので、制御電圧に含まれているノイズ成分によって発振信号の位相ノイズが増加するおそれがある。

特許第５２９９６２８号公報（請求項１、段落００１３、００３４、００３６、００４２、図１）

そこで、上記の点に鑑み、本発明の第１の目的は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器において、可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することである。また、本発明の第２の目的は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器において、発振信号の位相ノイズを低減することである。さらに、本発明の第３の目的は、そのような電圧制御発振器を用いた電子機器及び移動体等を提供することである。

以上の課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の第１の観点に係る電圧制御発振器は、振動体の第１の電極と第２の電極とに接続されて発振動作を行う発振部と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第１の可変容量素子と、温度センサーから出力される検出信号に従って、第１の可変容量素子の容量値を制御する第１の温度補償電圧を生成する第１の温度補償電圧生成回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第２の可変容量素子と、周波数制御信号に従って、第２の可変容量素子の容量値を制御する周波数制御電圧を生成する周波数制御電圧生成回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第３の可変容量素子と、周波数制御電圧の変化によって生じる温度補償量の変化を補正するために、第１の温度補償電圧及び周波数制御電圧に基づいて、第３の可変容量素子の容量値を制御する第２の温度補償電圧を生成する第２の温度補償電圧生成回路とを備える。

本発明の第１の観点によれば、第１の温度補償電圧に従って発振周波数を調節する第１の可変容量素子、及び、周波数制御電圧に従って発振周波数を調節する第２の可変容量素子とは別個に、第２の温度補償電圧に従って発振周波数を調節する第３の可変容量素子が設けられ、第２の温度補償電圧生成回路が、第１の温度補償電圧及び周波数制御電圧に基づいて第２の温度補償電圧を生成する。それにより、第１の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することができる。

ここで、第２の温度補償電圧が、第１及び第２の可変容量素子に印加されないことが望ましい。その場合には、第２の温度補償電圧が第３の可変容量素子のみに印加されるので、第１及び第２の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。

また、第３の可変容量素子の感度が、第１の可変容量素子の感度よりも低く、且つ、第２の可変容量素子の感度よりも低くても良い。その場合には、第２の温度補償電圧にノイズ成分が含まれていたとしても、それに起因する発振信号の位相ノイズを低減することができる。

さらに、第３の可変容量素子の感度のリニアリティ幅が、第１の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広く、且つ、第２の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広くても良い。その場合には、第３の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。

以上において、第２の温度補償電圧生成回路が、周波数制御電圧に応じた増幅率で第１の温度補償電圧を増幅することにより、第２の温度補償電圧を生成するようにしても良い。それにより、周波数制御電圧の変化によって生じる第１の可変容量素子の感度の変化を補正するように、第３の可変容量素子の容量値を変化させることができる。

本発明の第２の観点に係る電子機器は、上記いずれかの電圧制御発振器を備える。また、本発明の第３の観点に係る移動体は、上記いずれかの電圧制御発振器を備える。本発明の第２又は第３の観点によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器又は移動体を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器の構成例を示す図。 図１に示す可変容量素子の例を示す図。 図１に示す第１の温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図。 図１に示す第２の温度補償電圧生成回路の構成例を示す回路図。 図１に示す電圧制御発振器における温度補償動作の例を説明するための図。 図１に示す可変容量素子に印加される電圧の範囲を説明するための図。 本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図。 本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図。 本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、重複する説明を省略する。以下の実施形態においては、電圧制御発振器の一例として、水晶振動体を用いた温度補償型電圧制御水晶発振器（ＶＣＴＣＸＯ）について説明する。

＜電圧制御発振器＞
図１は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器の構成例を示す図である。図１に示すように、この電圧制御発振器は、発振回路１０と、基準電圧生成回路２０と、第１の温度補償電圧生成回路３０と、周波数制御電圧生成回路４０と、第２の温度補償電圧生成回路５０とを含んでも良い。あるいは、発振回路１０〜第２の温度補償電圧生成回路５０の一部が、半導体装置（ＩＣ）に内蔵されて、電圧制御発振器を構成しても良い。

発振回路１０は、水晶振動体１１と、インバーター１２と、キャパシターＣ１〜Ｃ３０と、抵抗Ｒ０〜Ｒ３０と、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２と、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２と、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２とを含んでも良い。

あるいは、各群の可変容量素子において一方の可変容量素子を省略しても良い。その場合には、例えば、第１の可変容量素子ＣＶ１１又はＣＶ１２と、第２の可変容量素子ＣＶ２１又はＣＶ２２と、第３の可変容量素子ＣＶ３１又はＣＶ３２とが、発振回路１０に設けられることになる。

ここで、インバーター１２、キャパシターＣ１及びＣ２、及び、抵抗Ｒ０は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）と第２の電極（ノードＮ２）とに接続されて発振動作を行う発振部を構成する。キャパシターＣ１は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）とインバーター１２の入力端子との間に接続されている。キャパシターＣ２は、水晶振動体１１の第２の電極（ノードＮ２）とインバーター１２の出力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ０は、インバーター１２の出力端子と入力端子との間に接続されている。

なお、インバーター１２の替りに、例えば、バイポーラトランジスター１石で構成されるベース接地型の反転増幅回路を用いても良い。その場合には、キャパシターＣ１が、ノードＮ１とトランジスターのベースとの間に接続され、キャパシターＣ２が、ノードＮ２とトランジスターのコレクターとの間に接続され、抵抗Ｒ０が、トランジスターのコレクターとベースとの間に接続される。

可変容量素子ＣＶ１１、ＣＶ２１、ＣＶ３１の各々は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。また、可変容量素子ＣＶ１２、ＣＶ２２、ＣＶ３２の各々は、水晶振動体１１の第２の電極（ノードＮ２）に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。

キャパシターＣ１０は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の第２の端子と基準電圧ＶＳＳの配線との間に接続されている。キャパシターＣ２０は、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の第２の端子と基準電圧ＶＳＳの配線との間に接続されている。キャパシターＣ３０は、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子と基準電位ＶＳＳの配線との間に接続されている。

第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２、及び、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の各々は、例えば、ＭＯＳ構造を有するキャパシター、又は、可変容量ダイオード（バラクタダイオード）で構成され、第１の端子と第２の端子との間に印加される電圧に従って容量値が変化する。

図２は、図１に示す可変容量素子の例としてＭＯＳ構造を有するキャパシターを示す図である。図２に示すキャパシターは、ＰチャネルＭＯＳトランジスターで構成され、第１の端子１３に接続されたゲート（Ｇ）と、基準電位ＶＳＳの配線に接続されたソース（Ｓ）及びドレイン（Ｄ）と、第２の端子１４に接続されたバックゲート（Ｎウエル）とを有している。キャパシターの容量値は、ＭＯＳトランジスターのゲート長、ゲート幅、及び、ゲート絶縁膜の厚み等に依存する。

キャパシターの第１の端子１３と第２の端子１４との間の電圧を上昇させてゆくと、バックゲートに形成される空乏層が次第に拡大して、キャパシターの容量値が次第に大きくなる。そして、電圧がある程度上昇すると、バックゲートに帯電する電荷の量が飽和して、キャパシターの容量値が飽和する。以下においては、一例として、キャパシターの第１の端子１３が図１に示すノードＮ１又はＮ２に接続され、キャパシターの第２の端子１４が図１に示す抵抗Ｒ１０、Ｒ２０、又は、Ｒ３０に接続された場合について説明する。

再び図１を参照すると、インバーター１２は反転増幅動作を行い、出力端子に生成される発振信号が、水晶振動体１１等を介して入力端子にフィードバックされる。その際に、水晶振動体１１は、インバーター１２によって印加される交流電圧によって振動する。その振動は固有の共振周波数において大きく励起されて、水晶振動体１１が負性抵抗として動作する。その結果、発振回路１０は、主に水晶振動体１１の共振周波数によって決定される発振周波数で発振する。ただし、可変容量素子ＣＶ１１〜ＣＶ３２の容量値を変更することによって、発振回路１０の発振周波数を微調整することができる。

基準電圧生成回路２０は、例えば、バンドギャップリファレンス回路等を含み、電源電圧（ＶＤＤ−ＶＳＳ）が供給されて第１の基準電圧Ｖ１〜第３の基準電圧Ｖ３を生成する。第１の基準電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ１を介してノードＮ１に供給され、第２の基準電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ２を介してノードＮ２に供給される。第３の基準電圧Ｖ３は、第１の温度補償電圧生成回路３０及び第２の温度補償電圧生成回路５０に供給される。

第１の温度補償電圧生成回路３０は、温度センサーから出力される検出信号に従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値を制御する第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する。第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰは、抵抗Ｒ１０を介して第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の第２の端子に供給されると共に、第２の温度補償電圧生成回路５０に供給される。

図３は、図１に示す第１の温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、第１の温度補償電圧生成回路３０は、温度センサー３１と、ＡＤコンバーター３２と、１次電圧生成回路３３と、３次電圧生成回路３４と、加算回路３５とを含んでも良い。

温度センサー３１は、例えば、ＰＮ接合ダイオード、トランジスター、又は、サーミスターと、増幅回路とを含み、電圧制御発振器周辺の温度を検出して検出信号を出力する。ＡＤコンバーター３２は、温度センサー３１から出力されるアナログの検出信号をデジタルの温度データに変換する。

１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、例えば、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧を表す電圧データを温度データに対応してそれぞれ格納する格納部と、ＤＡコンバーターとを有している。１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、ＡＤコンバーター３２から出力される温度データに対応する電圧データを格納部から読み出し、電圧データを１次電圧及び３次電圧にそれぞれ変換して出力する。

加算回路３５は、１次電圧生成回路３３から出力される１次電圧と３次電圧生成回路３４から出力される３次電圧とを加算して、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する。第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰは、発振回路１０が基準温度（例えば、２５℃）において基準周波数ｆ_０で発振する場合に、第３の基準電圧Ｖ３と略等しくなるように設定される。

第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰが第３の基準電圧Ｖ３よりも低くなると、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値が増大して発振周波数が低下する。一方、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰが第３の基準電圧Ｖ３よりも高くなると、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値が低下して発振周波数が上昇する。

あるいは、ＡＤコンバーター３２を用いずに、アナログ回路のみで第１の温度補償電圧生成回路３０を構成しても良い。その場合に、１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、温度センサー３１から出力されるアナログの検出信号に基づいて、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧をそれぞれ生成する。

再び図１を参照すると、周波数制御電圧生成回路４０は、例えば、増幅回路等を含み、入力端子４１に印加される周波数制御信号ＣＯＮＴに従って、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値を制御する周波数制御電圧ＶＡＦＣを生成する。周波数制御信号ＣＯＮＴは、アナログ信号（制御電圧）でも良いし、デジタル信号でも良い。

デジタル信号をシリアル伝送する場合には、例えば、ＳＰＩ規格又はＩ２Ｃ規格等を用いることができる。周波数制御電圧生成回路４０は、シリアル伝送を行うためのシリアルクロック信号と、発振周波数を制御するためのシリアルの制御データと、半導体装置（チップ）を選択するためのチップセレクト信号とを受信して、制御データを周波数制御電圧ＶＡＦＣに変換しても良い。

周波数制御電圧ＶＡＦＣは、抵抗Ｒ２０を介して第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の第２の端子に供給される。それにより、図１に示す電圧制御発振器を備えた電子機器等は、周波数制御信号ＣＯＮＴを用いて、発振回路１０の発振周波数を必要に応じて偏移させたり変調したりすることができる。

発振回路１０を基準周波数ｆ_０で発振させる場合に、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値に設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値になる。また、発振回路１０を基準周波数ｆ_０よりも低い周波数で発振させる場合には、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低く設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値よりも大きくなる。一方、発振回路１０を基準周波数ｆ_０よりも高い周波数で発振させる場合には、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高く設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値よりも小さくなる。

第１の温度補償電圧生成回路３０の格納部に格納されている電圧データは、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合に、発振回路１０が所定の温度範囲において基準周波数ｆ_０と略等しい周波数で発振するように設定されている。しかしながら、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低くなって第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも大きくなると、温度補償が不足する。一方、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高くなって第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも小さくなると、温度補償が過剰になる。そこで、これを補正するために、第２の温度補償電圧生成回路５０が設けられている。

第２の温度補償電圧生成回路５０は、周波数制御電圧ＶＡＦＣの変化によって生じる温度補償量の変化を補正するために、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰ及び周波数制御電圧ＶＡＦＣに基づいて、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値を制御する第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。第２の温度補償電圧ＶＡＴＲは、抵抗Ｒ３０を介して第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に供給される。

図４は、図１に示す第２の温度補償電圧生成回路の構成例を示す回路図である。図４に示すように、第２の温度補償電圧生成回路５０は、増幅回路としてのオペアンプ５１〜５３と、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５７と、ＮチャネルＭＯＳトランジスターＱＮ１とを含んでいる。オペアンプ５１〜５３は、第３の基準電圧Ｖ３を基準として増幅動作を行う。

オペアンプ５１は、抵抗Ｒ５１を介して反転入力端子に入力される周波数制御電圧ＶＡＦＣを反転増幅する。オペアンプ５１の反転入力端子と電源電位ＶＤＤの配線との間には、オペアンプ５１の出力信号のＤＣレベルを調節するための抵抗Ｒ５２が接続されている。また、オペアンプ５１の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５３が接続されている。オペアンプ５１の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５１及びＲ５３によって設定される。

図４に示すように、抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を可変にしても良い。例えば、第２の温度補償電圧生成回路５０は、抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を設定するための設定データを格納する格納部を有しており、設定データに従って抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を設定する。

オペアンプ５２は、抵抗Ｒ５４を介して反転入力端子に入力されるオペアンプ５１の出力信号を反転増幅し、増幅された信号を増幅率補正信号として出力する。オペアンプ５２の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５５が接続されている。オペアンプ５２の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５４及びＲ５５によって設定される。

オペアンプ５３は、非反転入力端子に入力される第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを増幅し、増幅された電圧を第２の温度補償電圧ＶＡＴＲとして出力する。オペアンプ５３の反転入力端子と第３の基準電圧Ｖ３の配線との間には、抵抗Ｒ５６が接続されている。また、オペアンプ５３の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５７及びトランジスターＱＮ１が並列に接続されている。オペアンプ５３の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５６及びＲ５７と、トランジスターＱＮ１とによって設定される。

トランジスターＱＮ１は、オペアンプ５３の反転入力端子に接続されたドレイン（Ｄ）と、オペアンプ５３の出力端子に接続されたソース（Ｓ）と、オペアンプ５２から出力される増幅率補正信号が印加されるゲート（Ｇ）とを有している。トランジスターＱＮ１のオン抵抗は、ゲート電圧によって変化する。

即ち、増幅率補正信号の電圧を上昇させると、トランジスターＱＮ１のオン抵抗が低下して、オペアンプ５３の電圧増幅率が低下する。一方、増幅率補正信号の電圧を低下させると、トランジスターＱＮ１のオン抵抗が上昇して、オペアンプ５３の電圧増幅率が上昇する。

従って、トランジスターＱＮ１は、増幅率補正信号に従って第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αを調整する増幅率調整回路を構成している。第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αは、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰの第３の基準電圧Ｖ３に対する差分Ｄ１と、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲの第３の基準電圧Ｖ３に対する差分Ｄ２とによって表される（α＝Ｄ２／Ｄ１）。

オペアンプ５２から出力される増幅率補正信号の電圧は、周波数制御電圧ＶＡＦＣの上昇に伴って上昇する。従って、周波数制御電圧ＶＡＦＣの上昇に伴って第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αが低下する。ここで、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値であるときに第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αが基準増幅率α_０となるように、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５７の抵抗値が設定される。

このように、第２の温度補償電圧生成回路５０は、周波数制御電圧ＶＡＦＣに応じた電圧増幅率αで第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを増幅することにより、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。それにより、周波数制御電圧ＶＡＦＣの変化によって生じる第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度（電圧変化に対する容量変化率の割合）の変化を補正するように、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値を変化させることができる。

第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３の基準電圧Ｖ３よりも低くなると、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値が増大して発振周波数が低下する。一方、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３の基準電圧Ｖ３よりも高くなると、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値が低下して発振周波数が上昇する。

図５は、図１に示す電圧制御発振器における温度補償動作の例を説明するための模式図である。図５において、横軸は温度を表しており、縦軸は周波数を表している。また、図５（ａ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合を示し、図５（ｂ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低い場合を示し、図５（ｃ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高い場合を示している。ただし、水晶振動体１１の共振周波数は、基準温度における共振周波数が縦軸の周波数ｆ_０〜ｆ_２に一致するように移動したものである。

図５（ａ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値になる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度になると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度になる。

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α_０で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。この例においては、第２の温度補償電圧生成回路５０の基準増幅率α_０と第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度との積が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度と略等しく設定されている。

それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量と略等しくなる。その結果、水晶振動体１１の共振周波数の温度補償が適切に行われて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において基準周波数ｆ_０に調整される。

図５（ｂ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低い場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも大きくなる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度よりも低くなると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度よりも低くなって、温度補償量が不足する。

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α_０よりも大きい電圧増幅率で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量よりも大きくなる。その結果、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量の不足が補正されて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において周波数ｆ_１（＜ｆ_０）に調整される。

図５（ｃ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高い場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも小さくなる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度よりも高くなると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度よりも高くなって、温度補償量が過剰になる。

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α_０よりも小さい電圧増幅率で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量よりも小さくなる。その結果、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量の過剰が補正されて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において周波数ｆ_２（＞ｆ_０）に調整される。

図６は、図１に示す可変容量素子に印加される制御電圧（温度補償電圧）の範囲を従来技術と比較しながら説明するための図である。図６において、横軸は、可変容量素子に対する印加電圧（Ｖ）を表しており、縦軸は、可変容量素子の感度（ｐｐｍ／Ｖ）を表している。

図６（ａ）は、特許文献１に開示されている温度補償型発振回路１０の第１可変容量素子１６に印加される制御電圧に対する第１可変容量素子１６の感度を示している。第１可変容量素子１６は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約５０ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。

特許文献１においては、第１可変容量素子１６の第１の端子に温度補償電圧が印加されると共に、同一の第１可変容量素子１６の第２の端子に補助温度補償電圧が印加されるので、温度補償電圧と補助温度補償電圧との差である制御電圧が所定の電圧範囲から外れ易くなる。

従って、感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲が制限されてしまう。また、第１可変容量素子１６は、温度補償のために高い感度を有しているので、制御電圧に含まれているノイズ成分によって発振信号の位相ノイズが増加するおそれがある。

図６（ｂ）は、本願の図１に示す第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２に印加される制御電圧に対する第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度を示している。第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約５０ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。ただし、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２には、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰのみが印加されるので、制御電圧が所定の電圧範囲から外れ難くなる。

図６（ｃ）は、本願の図１に示す第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２に印加される制御電圧に対する第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度を示している。第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約２５ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。ただし、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲのみが印加されるので、制御電圧が所定の電圧範囲から外れ難くなる。

このように、本実施形態によれば、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰに従って発振周波数を調節する第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、周波数制御電圧ＶＡＦＣに従って発振周波数を調節する第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２とは別個に、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲに従って発振周波数を調節する第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２が設けられている。

また、第２の温度補償電圧生成回路５０が、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰ及び周波数制御電圧ＶＡＦＣに基づいて第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。それにより、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することができる。

ここで、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２に印加されないことが望ましい。その場合には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２のみに印加されるので、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。

また、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度よりも低く、且つ、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の感度よりも低くても良い。

その場合には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲにノイズ成分が含まれていたとしても、それに起因する発振信号の位相ノイズを低減することができる。例えば、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲに残留ノイズやコモンモードノイズ等が含まれていたとしても、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が低ければ、発振信号の位相に与える影響が低減される。

さらに、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度のリニアリティ幅が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度のリニアリティ幅よりも広く、且つ、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の感度のリニアリティ幅よりも広くても良い。その場合には、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。なお、本願において、感度のリニアリティ幅とは、可変容量素子の感度が最大感度の所定の割合以上（例えば、８０％以上）となるような印加電圧の幅のことをいう。

＜電子機器＞
次に、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器を用いた電子機器について説明する。
図７は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図である。この電子機器は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０と、ＣＰＵ１２０と、操作部１３０と、ＲＯＭ（リードオンリー・メモリー）１４０と、ＲＡＭ（ランダムアクセス・メモリー）１５０と、通信部１６０と、表示部１７０と、音声出力部１８０とを含んでいる。なお、図７に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図７に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

電圧制御発振器１１０は、周波数制御信号によって制御される発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。電圧制御発振器１１０によって生成されるクロック信号は、ＣＰＵ１２０等を介して、電子機器の各部に供給される。

ＣＰＵ１２０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ＲＯＭ１４０等に記憶されているプログラムに従って、各種の信号処理や制御処理を行う。例えば、ＣＰＵ１２０は、操作部１３０から供給される操作信号に応じて各種の信号処理を行ったり、外部との間でデータ通信を行うために通信部１６０を制御する。あるいは、ＣＰＵ１２０は、表示部１７０に各種の画像を表示させるための画像信号を生成したり、音声出力部１８０に各種の音声を出力させるための音声信号を生成する。

操作部１３０は、例えば、操作キーやボタンスイッチ等を含む入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号をＣＰＵ１２０に出力する。ＲＯＭ１４０は、ＣＰＵ１２０が各種の信号処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶している。また、ＲＡＭ１５０は、ＣＰＵ１２０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ１４０から読み出されたプログラムやデータ、操作部１３０を用いて入力されたデータ、又は、ＣＰＵ１２０がプログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する。

通信部１６０は、例えば、アナログ回路及びデジタル回路で構成され、ＣＰＵ１２０と外部装置との間のデータ通信を行う。表示部１７０は、例えば、ＬＣＤ（液晶表示装置）等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される画像信号に基づいて各種の情報を表示する。また、音声出力部１８０は、例えば、スピーカー等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される音声信号に基づいて音声を出力する。

上記の電子機器としては、例えば、携帯電話機等の移動端末、スマートカード、電卓、電子辞書、電子ゲーム機器、デジタルスチルカメラ、デジタルムービー、テレビ、テレビ電話、防犯用テレビモニター、ヘッドマウント・ディスプレイ、パーソナルコンピューター、プリンター、ネットワーク機器、カーナビゲーション装置、測定機器、及び、医療機器（例えば、電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、及び、電子内視鏡）等が該当する。

図８は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図である。この例においては、時計及びタイマーについて説明する。本発明の一実施形態に係る時計は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０と、分周器１１１と、操作部１３０と、表示部１７０と、音声出力部１８０と、計時部１９０とを含んでいる。また、本発明の一実施形態に係るタイマーは、音声出力部１８０の替りに制御部２００を含んでいる。なお、図８に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図８に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

分周器１１１は、例えば、複数のフリップフロップ等で構成され、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号を分周して、計時用の分周クロック信号を生成する。計時部１９０は、例えば、カウンター等で構成され、分周器１１１から供給される分周クロック信号に基づいて計時動作を行って、現在時刻やアラーム時刻を表す表示信号や、アラーム音を発生するためのアラーム信号を生成する。

操作部１３０は、計時部１９０に現在時刻やアラーム時刻を設定するために用いられる。表示部１７０は、計時部１９０から供給される表示信号に従って、現在時刻やアラーム時刻を表示する。音声出力部１８０は、計時部１９０から供給されるアラーム信号に従って、アラーム音を発生する。

タイマーの場合には、アラーム機能の替りにタイマー機能が設けられる。即ち、計時部１９０は、現在時刻が設定時刻に一致したことを表すタイマー信号を生成する。制御部２００は、計時部１９０から供給されるタイマー信号に従って、タイマーに接続されている機器をオン又はオフさせる。

本実施形態によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器を提供することができる。

＜移動体＞
次に、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器を用いた移動体について説明する。移動体としては、例えば、自動車、自走式ロボット、自走式搬送機器、列車、船舶、飛行機、又は、人工衛星等が該当する。

図９は、本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図である。図９に示すように、この移動体は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０を含み、さらに、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等の各種の電子制御式装置を搭載している。なお、図９に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図９に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

電圧制御発振器１１０は、周波数制御信号によって制御される発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。電圧制御発振器１１０によって生成されるクロック信号は、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等に供給される。

電子制御式燃料噴射装置２１０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ガソリンエンジン等の予混合燃焼機関において、所定のタイミングで液体の燃料を吸入空気に霧状に噴射する。電子制御式ＡＢＳ（アンチロック・ブレーキ・システム）装置２２０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ブレーキをかけるように操作が行われた際に、ブレーキを徐々に強力に駆動して、移動体が滑り始めたらブレーキを一旦緩めてから再び駆動することを繰り返す。電子制御式一定速度走行装置２３０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、移動体の速度を監視しながら、移動体の速度が一定となるようにアクセル又はブレーキ等を制御する。

本実施形態によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する移動体を提供することができる。

上記の実施形態においては、水晶振動体を用いた電圧制御発振器について説明したが、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、水晶以外の圧電体等を用いた発振器にも適用することができる。このように、当該技術分野において通常の知識を有する者によって、本発明の技術的思想内で多くの変形が可能である。

１０…発振回路、１１…水晶振動体、１２…インバーター、２０…基準電圧生成回路、３０…第１の温度補償電圧生成回路、３１…温度センサー、３２…ＡＤコンバーター、３３…１次電圧生成回路、３４…３次電圧生成回路、３５…加算回路、４０…周波数制御電圧生成回路、４１…入力端子、５０…第２の温度補償電圧生成回路、５１〜５３…オペアンプ、１１０…電圧制御発振器、１１１…分周器、１２０…ＣＰＵ、１３０…操作部、１４０…ＲＯＭ、１５０…ＲＡＭ、１６０…通信部、１７０…表示部、１８０…音声出力部、１９０…計時部、２００…制御部、２１０…電子制御式燃料噴射装置、２２０…電子制御式ＡＢＳ装置、２３０…電子制御式一定速度走行装置、Ｃ１〜Ｃ３０…キャパシター、Ｒ０〜Ｒ５７…抵抗、ＣＶ１１〜ＣＶ３２…可変容量素子、ＱＮ１…ＮチャネルＭＯＳトランジスター

Claims (7)

1. 振動体の第１の電極と第２の電極とに接続されて発振動作を行う発振部と、
   前記振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第１〜第３の可変容量素子と、
   温度センサーから出力される検出信号に従って、前記第１の可変容量素子の容量値を制御する第１の温度補償電圧を生成する第１の温度補償電圧生成回路と、
   周波数制御信号に従って、前記第２の可変容量素子の容量値を制御する周波数制御電圧を生成する周波数制御電圧生成回路と、
   前記第１の温度補償電圧及び前記周波数制御電圧に基づいて、前記第３の可変容量素子の容量値を制御する第２の温度補償電圧を生成し、前記周波数制御電圧の変化によって生じる温度補償量の変化を低減する第２の温度補償電圧生成回路と、を備える電圧制御発振器。
2. 前記第２の温度補償電圧が、前記第１及び第２の可変容量素子に印加されない、請求項１記載の電圧制御発振器。
3. 前記第３の可変容量素子の感度が、前記第１の可変容量素子の感度よりも低く、且つ、前記第２の可変容量素子の感度よりも低い、請求項１又は２記載の電圧制御発振器。
4. 前記第３の可変容量素子の感度が最大感度の８０％以上となるような印加電圧の幅が、前記第１の可変容量素子の感度が最大感度の８０％以上となるような印加電圧の幅よりも広く、且つ、前記第２の可変容量素子の感度が最大感度の８０％以上となるような印加電圧の幅よりも広い、請求項１〜３のいずれか１項記載の電圧制御発振器。
5. 前記第２の温度補償電圧生成回路が、前記周波数制御電圧に応じた増幅率で前記第１の温度補償電圧を増幅することにより、前記第２の温度補償電圧を生成する、請求項１〜４のいずれか１項記載の電圧制御発振器。
6. 請求項１〜５のいずれか１項記載の電圧制御発振器を備える電子機器。
7. 請求項１〜５のいずれか１項記載の電圧制御発振器を備える移動体。

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