JP6610386B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源と交流の回転電機とに接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置に関する。

例えば、交流の回転電機に電流を流して駆動している状態でロータに大きな機械的負荷が掛かると、ロータの回転が妨げられて停止したり、極めて低速で回転したりする状態、いわゆるロック状態やストール状態となることがある。多くの場合、交流の回転電機には、直流電源と回転電機との間で直流と複数相の交流との電力変換を行うインバータが接続されている。ロック状態やストール状態では、インバータの特定の相のアームを構成するスイッチング素子や、当該相のステータコイルに電流が流れ続けることになり、スイッチング素子やステータコイルを消耗させるおそれがある。

特開２００７−１５９３５４号公報（特許文献１）には、ストール状態であることを検出してスイッチング素子の通流電流を抑制することが開示されている。例えば、トルク指令値をゼロにしたり、電機子電流指令をゼロにしたり、スイッチング素子を遮断する（オフ状態にする）。但し、このように通流電流をゼロにすると、回転電機が必要なトルクを出力することができない。例えば、回転電機が車両の車輪の駆動力源であり、登坂の際にブレーキを掛けずに前進トルクと斜面を滑り落ちる力とを釣り合わせてストール状態となっている場合では、車両が後退するおそれがある。また、登坂のために前進トルクを増加させようとしても迅速にトルクを出力できず、登坂することができないおそれがある。

このため、必要なトルクを保持しつつ、電流を抑制するために、インバータを制御するスイッチング周波数を低下させることが考えられる。しかし、スイッチング周波数を低下させた場合、スイッチング周波数やその高調波成分が可聴周波数帯の可聴ノイズとなることがある。例えば、回転電機が車両の車輪の駆動力源の場合、ストール状態では車両が停車状態であるから、当該可聴ノイズが乗員の耳に入り易くなる。

特開２００７−１５９３５４号公報

上記背景に鑑みて、回転電機がストール状態となった場合に、インバータのスイッチング周波数に起因する可聴ノイズを低減させる技術が望まれる。

１つの態様として、直流電源と交流の回転電機とに接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置は、
前記インバータが、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列接続されたアームを複数本備え、
前記回転電機のトルクと回転速度とにより規定される動作領域が、前記回転電機が予め規定された下限トルク以上のトルクを出力すると共に予め規定された下限回転速度以下で回転する状態であるストール領域であり、且つ、前記回転電機のロータが停止状態である場合に、前記第１スイッチング素子を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯に含まれる周波数よりも低い第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、前記第２スイッチング素子を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い第２スイッチング周波数でスイッチング制御し、
前記アームの内の１相を対象アームとして、複数相の交流電流の電流位相が、当該対象アームの前記第１スイッチング素子が常時オン状態になると共に残りの前記アームの前記第２スイッチング素子がスイッチングする電流位相となるように、前記回転電機のロータ位置を調整する。

この構成によれば、第１スイッチング素子が常時オン状態になる電流位相においてロータが停止状態となるので、第１スイッチング素子がスイッチングしない状態とすることができる。第１スイッチング素子をスイッチングする第１スイッチング周波数は、可聴ノイズを発生させる原因となるが、第１スイッチング素子がスイッチングしない状態となることで当該可聴ノイズの発生を抑制することができる。この電流位相において、第２スイッチング素子はスイッチングするが、そのスイッチング周波数は２倍高調波が可聴周波数帯よりも高い周波数である第２スイッチング周波数である。従って、第２スイッチング周波数に基づく可聴ノイズも低減される。このように、本構成によれば、回転電機がストール状態となった場合に、インバータのスイッチング周波数に起因する可聴ノイズを低減させることができる。

インバータ制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

車両の駆動装置及びその制御装置の構成例を模式的に示す図 回転電機駆動装置のシステム構成を模式的に示すブロック図 交流１相分のアームの構成例を示す模式的回路図 状態検出部を備えたスイッチング素子の構成例を示す模式的ブロック図 回転電機のトルクマップ 交流電圧指令及び交流電流指令と電気角との関係を示す図 交流１相分のアームの他の構成例を示す模式的回路図 車両の駆動装置の構成例を模式的に示す図 車両の駆動装置の他の構成例を模式的に示す図

以下、インバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、インバータ制御装置２０は、少なくとも回転電機（ＭＧ：Motor/Generator）８０と変速装置９０とを備えた車両用駆動装置６０及び後述するインバータ１０を備えた回転電機駆動装置１（ＩＮＶ）を制御対象とする車両用制御装置５０を構成する回転電機制御装置に相当する。本実施形態では、車両用駆動装置６０は、いわゆるパラレル方式のハイブリッド駆動装置であり、車両の駆動力源として内燃機関７０及び回転電機８０を備えている。内燃機関７０と回転電機８０とは、内燃機関分離クラッチ７５を介して駆動連結されている。図１に示すように、車両用駆動装置６０には、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路に、内燃機関７０の側から順に、内燃機関７０、内燃機関分離クラッチ７５（第１係合装置Ｋ１）、回転電機８０、変速装置９０が設けられている。変速装置９０には、第２係合装置Ｋ２に相当する変速機クラッチ９５が備えられている。尚、変速機クラッチ９５は、ロックアップクラッチを含む。内燃機関７０は、例えばガソリンエンジンやディーゼルエンジンなどである。回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。

変速装置９０は、変速比（＝入力側の回転速度／出力側の回転速度）を変化させることができる自動変速装置である。変速装置９０は、変速装置９０に伝達された回転速度を、設定された変速比で変速すると共に、変速装置９０に伝達されたトルクを変換して変速装置９０の出力軸に伝達する。例えば、変速装置９０は、遊星歯車機構等の歯車機構及び複数の係合装置（クラッチやブレーキ等）を備えた有段変速機構とすることができる。或いは、変速装置９０は、ベルトやチェーンを渡して連結された２つのプーリーの径を変化させることで連続的な変速を可能にする無段変速機構（CVT : Continuously Variable Transmission）であってもよい。変速装置９０の出力軸は、例えばディファレンシャルギヤ（出力用差動歯車装置）等を介して２つの車軸に分配され、各車軸に駆動連結された車輪Ｗに伝達される。

尚、ここで「駆動連結」とは、２つの回転要素が駆動力を伝達可能に連結された状態を指す。具体的には、「駆動連結」とは、当該２つの回転要素が一体的に回転するように連結された状態、或いは当該２つの回転要素が１つ又は２つ以上の伝動部材を介して駆動力を伝達可能に連結された状態を含む。このような伝動部材としては、回転を同速で又は変速して伝達する各種の部材が含まれ、例えば、軸、歯車機構、ベルト、チェーン等が含まれる。また、このような伝動部材として、回転及び駆動力を選択的に伝達する係合装置、例えば摩擦係合装置や噛み合い式係合装置等が含まれていてもよい。従って、回転電機８０は、車輪Ｗに駆動連結されているということができる。

図１に示すように、車両用駆動装置６０は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１００による統合制御（走行制御）により、内燃機関制御装置４０、インバータ制御装置２０（回転電機制御装置）、変速制御装置３０を介して制御される。内燃機関制御装置４０は、不図示の燃料供給装置、給気排気機構、点火装置などの制御を含めて、内燃機関７０を駆動制御する。回転電機８０は、インバータ１０を備えた回転電機駆動装置１を介して駆動される。インバータ１０は、直流電源（図２を参照して後述する高圧バッテリ１１）に接続されると共に交流の回転電機８０に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。インバータ制御装置２０は、この回転電機駆動装置１を制御する。具体的には、図２等を参照して後述するインバータ１０を構成するスイッチング素子３をスイッチング制御して、回転電機８０を駆動制御する。変速制御装置３０は、例えば油圧制御装置６５を介して変速装置９０の有する不図示の変速機構を制御する。尚、本実施形態では、変速制御装置３０は、油圧制御装置６５を介して内燃機関分離クラッチ７５も制御する。

このように、本実施形態においては、インバータ制御装置２０及び変速制御装置３０を有して、車両用制御装置５０が構成されている形態を例示している。しかし、インバータ制御装置２０（回転電機制御装置）が、変速制御装置３０の機能を有して構成されていてもよい。また、当然ながら、車両用制御装置５０は、内燃機関制御装置４０、インバータ制御装置２０、変速制御装置３０により構成されていてもよい。

図１において、符号１４は回転電機８０のロータの回転（速度・方向・角速度など）を検出する回転センサ、符号９３は変速装置９０の出力軸の回転を検出する回転センサである。回転センサは、レゾルバや、光学式エンコーダ、磁気式エンコーダを適宜利用することができる。尚、図１では、内燃機関７０を始動するためのスタータ装置や、各種オイルポンプ（電動式及び機械式）は、省略している。

図２のブロック図は、回転電機駆動装置１のシステム構成を模式的に示している。回転電機駆動装置１は、高圧バッテリ１１と、交流の回転電機８０との間に備えられ、直流と交流との間で電力を変換する。回転電機８０は、インバータ１０を介して高圧バッテリ１１からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、内燃機関７０や車輪Ｗから伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して高圧バッテリ１１を充電する（回生）。

本実施形態において、高圧バッテリ１１は、例えば定格電圧が５０〜４００［Ｖ］程度の高圧直流電源である。高圧バッテリ１１は、例えば、ニッケル水素やリチウムイオンなどの二次電池や、電気二重層キャパシタなどのキャパシタ、或いはこれらを組み合わせたものなどであり、大電圧大容量の蓄電可能な直流電源である。尚、回転電機駆動装置１が高圧バッテリ１１の出力電圧を昇圧する直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を備える場合には、直流電源に当該コンバータを含めることができる。

以下、インバータ１０の直流側の電圧（インバータ１０の直流側の正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧、高圧バッテリ１１の端子間電圧やコンバータの出力電圧）を直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と称する。インバータ１０の直流側には、直流リンク電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧）を安定化させる。

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。図２に示すように、インバータ１０は、複数組のアーム３Ａを備えたブリッジ回路により構成されている。インバータ１０は、回転電機８０の各相のステータコイル８（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応するそれぞれのアーム３Ａについて上段側及び下段側の一対のスイッチング素子３を備えて構成されている。交流１相分のアーム３Ａの詳細な構成例を示す図３、図７等を参照して後述するように、スイッチング素子３には、並列にフリーホイールダイオード３Ｄが接続されている。また、交流１相分のアーム３Ａは、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。

スイッチング素子３には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子が用いられる。図３、図７等を参照して後述するように、本実施形態では、複数種のスイッチング素子３を組み合わせてインバータ１０が構成されている。

スイッチング素子３のそれぞれは、インバータ制御装置２０から出力されるスイッチング制御信号に基づいて動作する。スイッチング制御信号は、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するゲート駆動信号である。インバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの論理演算プロセッサなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。当然ながら、インバータ制御装置２０は、論理回路などの電子回路を中核としたハードウェアによって構成されてもよい。インバータ制御装置２０の動作電圧は、３．３〜１２［Ｖ］程度であり、インバータ制御装置２０は、不図示の低圧バッテリ（例えば定格電圧が１２〜２４［Ｖ］程度）から電力の供給を受けて動作する。

高電圧をスイッチングする電力用のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート端子）に入力されるゲート駆動信号は、インバータ制御装置２０を構成する電子回路（マイクロコンピュータなど）の動作電圧よりも大きい電圧振幅を必要とする。このため、インバータ制御装置２０により生成されたスイッチング制御信号（スイッチング制御源信号）は、ドライブ回路２５によって、電圧振幅の拡大や電流の増幅など、駆動力を付与された後で、インバータ１０に入力される。尚、本実施形態では、特に断らない限り、インバータ制御装置２０が生成して出力する制御信号（スイッチング制御源信号）と、ドライブ回路２５を経てスイッチング素子３に伝達される制御信号とを区別せず、スイッチング制御信号と称する。

また、本実施形態では、スイッチング素子３は、スイッチ部となる半導体素子３５と共に温度センサ３７及び過電流検出器３８を有する状態検出部３６を備えた半導体モジュールとして構成されている。状態検出部３６は、スイッチング素子３（半導体素子３５）に流れる電流が予め規定された基準電流以上の場合や、スイッチング素子３（半導体素子３５）の温度が予め規定された基準温度以上の場合に、有効状態となる警告信号を出力する。警告信号は、ドライブ回路２５を介してインバータ制御装置２０に伝達される。

従来、インバータ１０のスイッチング素子３としては、ケイ素（Ｓｉ）を基材としたＳｉ−ＩＧＢＴが広く利用されてきた。しかし、近年、電力用のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの基材として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料も実用化されてきている。ＳｉＣやＧａＮなどの半導体材料は、Ｓｉに比べてバンドギャップが広く（ワイドバンドギャップ半導体）、絶縁破壊強度もＳｉよりも高いなど、半導体材料の素材としての基本性能がＳｉよりも高い。絶縁破壊強度が高いことより、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子（パワースイッチング素子）では、ドリフト層の膜厚を、Ｓｉを基材とする素子よりも薄くすることができる。電力用高耐圧素子の抵抗成分の多くは、このドリフト層の厚みに起因するので、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、Ｓｉ基材の素子と比べて、単位面積当たりのオン抵抗が非常に低い素子を実現できる。

Ｓｉを基材とする電力用高耐圧素子では、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するために、少数キャリアデバイスであるバイポーラトランジスタの構造を備えたＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）が主流となっている。ＩＧＢＴは、1つの半導体素子上において、入力段にＦＥＴ構造を持ち、出力段にバイポーラトランジスタ構造を持つスイッチング素子である。但し、ＩＧＢＴは、例えばＭＯＳＦＥＴに比べると、スイッチング損失が大きく、その結果として発生する熱の影響もあって、高周波数でのスイッチングには限界がある。ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、上述したようにドリフト層が薄く構成できるので、高速なデバイス構造であり、多数キャリアデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造であっても、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を抑制することができる。つまり、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子は、高耐圧、低オン抵抗、高周波数動作を実現することができる。

例えば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、さらに高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。また、インバータ１０の損失の低減も期待できる。但し、ＳｉＣやＧａＮは、Ｓｉに比べて高価であり、インバータ１０やインバータ１０を含む回転電機駆動装置１のコストを上昇させるおそれがある。このように、Ｓｉ−ＩＧＢＴなどのＳｉ素材のスイッチング素子と、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなどのＳｉＣ素材のスイッチング素子とでは、それぞれが長所・短所を有する。このため、両者の長所をうまく活かして最適なインバータ１０及びインバータ１０を備えた回転電機駆動装置１を提供することが好ましい。

本実施形態では、第１スイッチング素子３１と、第１スイッチング素子３１とは異なる種類の第２スイッチング素子３２とが直列接続されて、交流１相分のアーム３Ａが構成されている。図２及び図３に示す例では、上段側スイッチング素子３Ｈは、Ｓｉ−ＩＧＢＴの第１スイッチング素子３１であり、下段側スイッチング素子３Ｌは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの第２スイッチング素子３２である。つまり、第２スイッチング素子３２は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第１スイッチング素子３１よりも短く、遷移時のターン・オン／ターン・オフ損失（スイッチング損失）も第１スイッチング素子３１よりも小さい素子である。また、第２スイッチング素子３２は、第１スイッチング素子３１よりもスイッチング応答性の高い素子である。

また、第１スイッチング素子３１に並列接続されるフリーホイールダイオード３Ｄ（第１ダイオード３３）は、第２スイッチング素子３２に並列接続されるフリーホイールダイオード３Ｄ（第２ダイオード）よりも逆回復時間が短い素子である。ここでは、第１ダイオード３３は、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）である。また、第２ダイオード３４は、Ｓｉを基材とするｐｎ接合のダイオード（好ましくはファストリカバリーダイオード（Ｓｉ−ＦＲＤ）である。

ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。ｐｎ接合の一般的なダイオードの逆回復時間はおよそ数１０［μｓ］〜１００［μｓ］であるのに対して、ファストリカバリーダイオードはおよそ１００［ｎｓｅｃ］以下である。ショットキーバリアダイオードは、ｐｎ接合ではなくショットキー接合（金属と半導体との接触）による整流作用を利用したダイオードである。ショットキーバリアダイオードには、動作原理上、逆回復時間というものがなく、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。尚、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があったが、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオードでは、高耐圧化が実現されている。

本実施形態では、このような素子特性より、フリーホイールダイオード３Ｄとして、ファストリカバリーダイオードとショットキーバリアダイオードとを例示した。しかし、第１ダイオード３３は、第２ダイオード３４よりも逆回復電流が小さく、逆回復特性が良い素子であればよい。ここで、「逆回復特性が良い」とは、逆回復時間が短いことや、逆回復電流が小さいことを意味する。

回転電機８０には、図１及び図２に示すように、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置（ロータの回転角度）や回転速度を検出する回転センサ１４が備えられている。回転センサ１４は、例えばレゾルバ等である。また、回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる電流は、図２に示すように、電流センサ１３により測定される。インバータ制御装置２０は、回転電機８０の要求トルクや回転速度、変調率に基づき、電流フィードバック制御を行う。要求トルクは、例えば車両ＥＣＵ１００や車両の走行制御装置などの他の制御装置からインバータ制御装置２０に提供される。尚、変調率は、直流電圧（直流リンク電圧）から交流電圧への変換率を示す指標であり、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す値である。変調率は、“０”から、物理的（数学的）な限界値である“約０．７８”までの値を採ることができる。

回転電機８０の動作領域は、例えば図５に示すように、要求トルクと回転速度とに応じて設定されている。インバータ制御装置２０は、要求トルク、回転速度、変調率等に応じて、インバータ１０をスイッチング制御するためのパルス（変調パルス）を生成してスイッチング制御信号として出力する。尚、変調パルスは都度生成されても良いし、回転電機８０或いはインバータ１０の動作条件に応じて予めメモリ等にパルスパターンを記憶させておき、ＤＭＡ転送等によってプロセッサに負荷をかけることなく出力される形態であってもよい。

本実施形態において、インバータ制御装置２０は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。以下、ベクトル制御法について簡単に説明し、詳細な説明は省略する。

まず、インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧、要求トルク、変調率等に基づいて、ベクトル制御における直交ベクトル座標系における電流指令を演算する。この直交ベクトル座標系は、回転電機８０のロータの磁極の方向を一方の軸（ｄ軸）、この軸（ｄ軸）に直交する方向を他方の軸（ｑ軸）とする座標系である。ステータコイル８を流れる３相の電流（実電流）も、磁極位置に基づいてこの直交ベクトル座標系に座標変換される。この直交ベクトル座標系において、電流指令と実電流との偏差に基づき、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）の演算が行われ、電圧指令が導出される。この電圧指令が磁極位置に基づいて、３相の電圧指令に逆座標変換され、選択された変調方式に従って変調パルス（スイッチング制御信号）が生成される。

インバータ１０の変調方式としては、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、出力指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。以下、「スイッチング制御信号の周波数」と称した場合は、特に断らない限り、キャリアの周波数を示す。

パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）などが含まれる。それぞれ最大変調率は、ＳＰＷＭが“約０．６１”、ＳＶＰＷＭが“約０．７１”、ＤＰＷＭが“約０．７８”である。尚、本実施形態のように３相交流の場合、３相の全てをパルス幅変調する変調方式を３相変調と称し、３相の内の少なくとも１相を予め定められた期間固定して残りの２相又は１相をパルス幅変調する変調方式を２相変調と称する。３相変調は、ＳＰＷＭやＳＶＰＷＭによって実施され、２相変調は、ＤＰＷＭよって実施される。図５に示すような回転電機８０の動作領域において、原則として、相対的に低トルク・低回転速度の動作領域では３相変調が実施され、相対的に高トルク・高回転速度の動作領域では２相変調が実施される。換言すれば、相対的に低変調率の場合には、３相変調が実施され、高変調率の場合には、２相変調が実施される。

ところで、車両は、例えば登り坂においてブレーキを掛けずに前進トルクと斜面を転がり落ちる力とを釣り合わせて停止状態となる場合がある。ここで、停止状態とは、力が釣り合って完全に停止している状態に限らず、前進トルクが優って少し前進したり、転がり落ちる力が勝って少し後退したりすることを繰り返しながら、ほぼ同じ場所に留まっている状態も含む。車両がこのような停止状態にある場合、回転電機８０は、トルクを出力しながら回転していない、或いは極めて低回転速度で回転しているストール状態となる。ここで、ストール状態とは、図５に示すように、回転電機８０が予め規定された下限トルクＴＬ以上のトルクを出力すると共に予め規定された下限回転速度ＳＬ以下で回転する状態である。また、図５に示す動作領域において、下限トルクＴＬ以上、下限回転速度ＳＬ以下の領域をストール領域ＳＡと称する。ストール領域ＳＡは、低回転速度の領域ではあるが、比較的高トルクの領域である。このため、ストール領域ＳＡでは比較的高い変調率が設定されることとなり、２相変調が実施される。

ストール状態では、インバータ１０の特定の相のアーム３Ａを構成するスイッチング素子３や、当該相のステータコイル８に電流が流れ続けることになり、スイッチング素子３やステータコイル８を消耗させるおそれがある。このため、必要なトルクを保持しつつ、電流を抑制するために、インバータ１０を制御するスイッチング周波数を低下させることが考えられる。しかし、スイッチング周波数を低下させた場合、スイッチング周波数やその高調波成分が可聴周波数帯（２０［Ｈｚ］〜２０［ｋＨｚ］）の可聴ノイズとなることがある。可聴ノイズは、スイッチング周波数の２倍高調波をピークとして、スイッチング周波数に応じた周波数で発生する。例えば、スイッチング素子３がＳｉ−ＩＧＢＴの場合には、１〜１．５［ｋＨｚ］程度のスイッチング周波数が多く用いられる。この場合には、２倍高調波が可聴域の２〜３［ｋＨｚ］となるため、可聴ノイズが発生することになる。また、２倍高調波の他、ｎ次高調波も発生するため、例えば、スイッチング周波数が１．５［ｋＨｚ］の場合には、３［ｋＨｚ］の可聴ノイズを最大ノイズとして、４．５［ｋＨｚ］、６［ｋＨｚ］、７．５［ｋＨｚ］等の多くの可聴ノイズが発生する。

一般的に、Ｓｉを基材とした電力用半導体素子、例えばＳｉ−ＩＧＢＴの場合、適用可能なスイッチング周波数は、多くの場合５［ｋＨｚ］程度までであり、好適には２［ｋＨｚ］程度までの周波数が利用される。このため、２倍高調波をピークとするノイズは、４〜１０［ｋＨｚ］となり、可聴周波数帯に含まれる。一方、ＳｉＣを基材として電力用半導体素子、例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合は、適用可能なスイッチング周波数が１０［ｋＨｚ］以上である。例えば、スイッチング周波数を１０［ｋＨｚ］以上とすることで、２倍高調波を可聴周波数帯よりも高周波数側の２０［ｋＨｚ］以上にすることができる。

本実施形態のインバータ１０は、１つのアーム３ＡがＳｉ−ＩＧＢＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとを用いて構成されている。従って、インバータ制御装置２０は、相対的に低周波数の第１スイッチング周波数でＳｉ−ＩＧＢＴ（第１スイッチング素子３１）をスイッチングし、相対的に高周波数の第２スイッチング周波数でＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチング素子３２）をスイッチングすることができる。

インバータ制御装置２０は、回転電機８０の動作領域がストール領域ＳＡであり、且つ、回転電機８０のロータが停止状態である場合に、インバータ１０を以下のように制御すると好適である。インバータ制御装置２０は、第１スイッチング素子３１であるＳｉ−ＩＧＢＴを、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯に含まれる周波数よりも低い周波数である第１スイッチング周波数帯の第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、第２スイッチング素子３２であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数である第２スイッチング周波数帯の第２スイッチング周波数でスイッチング制御する。さらに、インバータ制御装置２０は、複数相の交流電流の電流位相が、アーム３Ａの内の１相を対象アームとして、当該対象アームの第１スイッチング素子３１が常時オン状態になると共に残りのアーム３Ａの第２スイッチング素子３２がスイッチングする電流位相となるように、回転電機８０のロータ位置を調整する。尚、回転電機８０がトルクを出力しながら回転していない場合には、複数相の交流電流は、直流状態となっている。

図６は、交流電圧指令（Ｖ^＊）及び交流電流指令（Ｉ^＊）と電気角との関係を示している。図６に白抜きの丸印で示す位相θ０，θ２，θ４では、３相の内の１相の電流が正のピークであり、他の２相の電流が負である。インバータ１０のアーム３Ａが、図３に示すように、上段側スイッチング素子３Ｈが第１スイッチング素子３１であり、下段側スイッチング素子３Ｌが第２スイッチング素子３２である場合、位相θ０，θ２，θ４では、３相の内の１相の上段側スイッチング素子３Ｈが常時オン状態にスイッチング制御され、他の２相の下段側スイッチング素子３Ｌが例えばパルス幅変調制御によりオン状態にスイッチング制御される。即ち、可聴ノイズを発生するスイッチング周波数である上段側スイッチング素子３Ｈは常時オン状態に制御される。このため、ステータコイル８を流れる電流には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング周波数（第１スイッチング周波数）の高調波成分が重畳されず、可聴ノイズの発生が抑制される。また、下段側スイッチング素子３Ｌを第２スイッチング周波数でスイッチング制御することによって、２倍高調波以上のノイズを可聴周波数帯域の外側にすることができる。つまり、ステータコイル８を流れる電流には、下段側スイッチング素子３Ｌのスイッチング周波数（第２スイッチング周波数）の高調波成分が重畳されるが、当該高調波成分は可聴周波数帯域よりも高い周波数となるので、可聴ノイズを抑制することができる。

反対に、例えば、図６に黒の丸印で示す位相θ１，θ３，θ５では、３相の内の１相の電流が負のピークであり、他の２相の電流が正である。インバータ１０のアーム３Ａが、図３に示すように、上段側スイッチング素子３Ｈが第１スイッチング素子３１であり、下段側スイッチング素子３Ｌが第２スイッチング素子３２である場合、位相θ１，θ３，θ５では、上段側スイッチング素子３Ｈの少なくとも１つが例えばパルス幅変調制御によりオン状態にスイッチング制御される。即ち、可聴ノイズを発生し易い上段側スイッチング素子３Ｈが第１スイッチング周波数でスイッチング制御される。このため、ステータコイル８を流れる電流には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング周波数（第１スイッチング周波数）の高調波成分が重畳され、第１スイッチング周波数の２倍高調波をピークとる可聴ノイズが発生し易い。

ところで、上述したように、本実施形態では、ストール領域ＳＡにおいては２相変調が実施される。これにより、上段側スイッチング素子３Ｈの内の何れか１つを、電気角１２０度の期間にわたって常にオン状態に制御することができる。但し、例えば図６に黒の丸印で示す位相と白の丸印で示す位相との間では、他の相のアーム３Ａのスイッチング素子３が、低い頻度でスイッチングする。例えば、電気角１周期の中で、２〜４回程度スイッチングする場合がある。この場合、各変調パルスの周波数はキャリア周波数に応じた周波数であるが、変調パルスの出現頻度に応じた周波数は、電気角１周期の周波数（電気角１周期の逆数）の２〜４倍程度であり、キャリア周波数よりも低い周波数となる。このため、２倍高調波が可聴周波数帯域より高くなる周波数（１０［ｋＨｚ］以上）の第２スイッチング周波数で変調パルスが生成されていたとしても、変調パルスの出現頻度に応じた周波数は、第２スイッチング周波数を大きく下回ることになり、その２倍高調波の周波数は可聴周波数帯域に含まれることになる。当然ながら、常にオン状態に制御されていない相の第１スイッチング素子３１も同様に、低い頻度でスイッチングすることがあり、その場合にも変調パルスの出現頻度に応じた周波数に起因する可聴ノイズが生じる場合がある。

このため、可聴ノイズを抑制する上では、回転電機８０の動作領域がストール領域ＳＡの場合には、電流位相が、図６に白抜きの丸印で示す位相θ０，θ２，θ４であることが好ましい。インバータ制御装置２０は、複数相の交流電流の電流位相が、アーム３Ａの内の１相を対象アームとして、当該対象アームの第１スイッチング素子３１が常時オン状態になると共に残りのアーム３Ａの第２スイッチング素子３２がスイッチングする電流位相となるように、回転電機８０のロータ位置を調整する。具体的には、電流位相が、位相θ０，θ２，θ４以外の場合には、電流位相が位相θ０，θ２，θ４となるように、回転電機８０のロータ位置を調整する。位相の調整は、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路上の第２係合装置Ｋ２（変速機クラッチ９５）の係合状態に基づいて行う。本実施形態では、第２係合装置Ｋ２（変速機クラッチ９５）の係合状態がスリップ係合状態となっている間に、回転電機８０のロータを回転させることによって実現される。これにより、回転電機８０のロータ位置を調整するための回転電機８０の回転が、車輪Ｗに与える影響を小さく抑えることができる。１つの態様として、インバータ制御装置２０が必要なロータの回転方向と回転量とを変速制御装置３０に伝達し、変速制御装置３０が油圧制御装置６５を介して第２係合装置Ｋ２の係合圧を変化させる。第２係合装置Ｋ２の係合圧を適切に調整することにより、車輪Ｗを実質的に回転させずにロータ位置を調整することができる。

ところで、上述したように、ストール状態では、インバータ１０の特定の相のアーム３Ａを構成するスイッチング素子３や、当該相のステータコイル８に電流が流れ続けることになり、スイッチング素子３やステータコイル８を消耗させるおそれがある。このため、インバータ制御装置２０は、ロータ位置を調整した後、予め規定された経過時間を経過した場合に、対象アームとは異なる相を新たな対象アームとして、ロータ位置を調整するとよい。例えば、調整後のロータ位置が、位相θ０であった場合には、インバータ制御装置２０は、位相θ２又は位相θ４にロータ位置を移動させると好適である。

この再調整は、上述したように予め規定された経過時間に基づいて行われてもよいが、温度センサ３７によって計測される、対象アームにおける第１スイッチング素子３１の温度に基づいて行われてもよい。即ち、インバータ制御装置２０は、ロータ位置を調整した後、対象アームにおける第１スイッチング素子３１の温度が予め規定されたしきい値温度以上となった場合に、対象アームとは異なる相を新たな対象アームとして、ロータ位置を調整すると好適である。

また、上述したように、ストール状態では、車両が停止状態となるが、このとき、車両は、前進トルクが優って少し前進したり、転がり落ちる力が勝って少し後退したりすることを繰り返しながら、ほぼ同じ場所に留まっている場合がある。また、車両が、同じ場所に留まること無く、微速で前進したり、微速で後退したりする場合もある（微速移動状態）。このような微速移動状態においても、スイッチング周波数によって可聴ノイズが生じることがある。従って、停止状態ではなくても、回転電機８０の動作領域がストール領域ＳＡである場合には、停止状態と同様のスイッチング周波数でスイッチング素子３を制御すると好適である。即ち、インバータ制御装置２０は、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数を第２スイッチング周波数として第２スイッチング素子３２をスイッチング制御し、第２スイッチング周波数よりも低い周波数を第１スイッチング周波数として第１スイッチング素子３１をスイッチング制御すると好適である。

尚、本実施形態では、第１スイッチング素子３１に並列接続されるフリーホイールダイオード３Ｄ（第１ダイオード３３）は、第２スイッチング素子３２に並列接続されるフリーホイールダイオード３Ｄ（第２ダイオード３４）よりも逆回復時間が短い素子である。相対的に周波数が高い第２スイッチング周波数でスイッチングされるのは、スイッチングの応答性が良く（遷移時間が短い）、スイッチング損失も小さい第２スイッチング素子３２である。この第２スイッチング素子３２が高周波数のスイッチング制御信号により、オフ状態にスイッチングされる際には、同じアーム３Ａの第１スイッチング素子３１に並列接続されたフリーホイールダイオード３Ｄ（第１ダイオード３３）に電流が流れることになる。上述したように、この第１ダイオード３３は、逆回復時間が短い、或いは、逆回復電流が小さいなど、逆回復特性の良い素子である。つまり、高周波数でスイッチングを行う際には、各アーム３Ａの上段側及び下段側において双方のスイッチング特性の良い素子（第１ダイオード３３及び第２スイッチング素子３２）がスイッチングし、当該アーム３Ａの上段側及び下段側において双方のスイッチング特性の劣る素子（第１スイッチング素子３１及び第２ダイオード３４）はスイッチングしない。一般的には、スイッチング特性の良い素子の方が高コストである場合が多いから、高速動作が必要な場面で動作するようにスイッチング特性のよい素子が配置されていることで、スイチング周波数を高くしてもインバータ１０のコストの上昇を抑制することができる。

〔その他の実施形態〕
以下、その他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記においては、図２及び図３に示す例では、上段側スイッチング素子３Ｈが第１スイッチング素子３１であり、下段側スイッチング素子３Ｌが第２スイッチング素子３２である形態を例示して説明した（図２、図３参照）。しかし、図７に示すように、上段側スイッチング素子３Ｈが第２スイッチング素子３２であり、下段側スイッチング素子３Ｌが第１スイッチング素子３１であってもよい。この場合には、インバータ制御装置２０は、図６における位相θ１、θ３、θ５となるようにロータ位置を調整すると好適である。

（２）上記においては、第１スイッチング素子３１がＳｉ−ＩＧＢＴであり、第２スイッチング素子３２がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである構成を例示して説明した。しかし、第２スイッチング素子３２は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに限らず、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数をスイッチング周波数とすることができる特性を有するスイッチング素子であればよい。第２スイッチング素子３２は、ＳｉＣ−ＳＩＴ、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。また、第１スイッチング素子３１も、Ｓｉ−ＩＧＢＴに限らず、例えばＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、第１スイッチング素子３１が、２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数をスイッチング周波数とすることができる特性を有することを妨げるものではない。

また、図３及び図７に示した例では、１つのアーム３Ａにおいて、フリーホイールダイオード３Ｄに異なる種類の素子を用いたが、当然ながら同一の種類の素子を用いてもよい。また、Ｓｉ−ＩＧＢＴに対してＳｉ−ＦＲＤを接続し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに対してＳｉＣ−ＳＢＤを接続してもよい。つまり、図３や図７に例示したようにスイッチング素子３とフリーホイールダイオード３Ｄとをたすき掛けにしなくてもよい（クロスさせなくてもよい）。

（３）上記においては、インバータ制御装置２０が、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路に、内燃機関７０の側から順に、内燃機関７０、第１係合装置Ｋ１（内燃機関分離クラッチ７５）、回転電機８０、第２係合装置Ｋ２（変速機クラッチ９５）、車輪Ｗが設けられた車両用駆動装置６０の第２係合装置Ｋ２（変速機クラッチ９５）の係合状態に基づいて、ロータ位置を調整する形態を例示した（図１）。しかし、そのような形態に限定されることなく、図８に示すように、車両用駆動装置６０は、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路に、内燃機関７０の側から順に、内燃機関７０、第１係合装置Ｋ１（内燃機関分離クラッチ７５）、回転電機８０、第２係合装置Ｋ２（ロックアップクラッチ９７）を備えた流体継手９３（トルクコンバータ）、第３係合装置Ｋ３（変速機クラッチ９５）、車輪Ｗを有する構成であってもよい。或いは、図９に示すように、車両用駆動装置６０は、内燃機関７０と車輪Ｗとを結ぶ動力伝達経路に、内燃機関７０の側から順に、内燃機関７０、第１係合装置Ｋ１（内燃機関分離クラッチ７５）、回転電機８０、第２係合装置Ｋ２（スリップ走行制御用クラッチ８５）、第３係合装置Ｋ３（変速機クラッチ９５）、車輪Ｗを有する構成であってもよい。これらの場合、内燃機関分離クラッチ７５が解放状態で、変速装置９０に内蔵された第３係合装置Ｋ３が係合している状態で、第２係合装置Ｋ２（ロックアップクラッチ９７、スリップ走行制御用クラッチ８５）の係合状態に基づいて、ロータ位置を調整すると好適である。

（４）尚、上記において開示された構成は、矛盾が生じない限り、組み合わせて適用することも可能である。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ制御装置（２０）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、直流電源（１１）と交流の回転電機（８０）とに接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータ（１０）を制御するインバータ制御装置（２０）は、
前記インバータ（１０）が、第１スイッチング素子（３１）と第２スイッチング素子（３２）とが直列接続されたアーム（３Ａ）を複数本備え、
前記回転電機（８０）のトルクと回転速度とにより規定される動作領域が、前記回転電機（８０）が予め規定された下限トルク（ＴＬ）以上のトルクを出力すると共に予め規定された下限回転速度（ＳＬ）以下で回転する状態であるストール領域（ＳＡ）であり、且つ、前記回転電機（８０）のロータが停止状態である場合に、前記第１スイッチング素子（３１）を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯に含まれる周波数よりも低い第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、前記第２スイッチング素子（３２）を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い第２スイッチング周波数でスイッチング制御し、
前記アーム（３Ａ）の内の１相を対象アームとして、複数相の交流電流の電流位相が、当該対象アームの前記第１スイッチング素子（３１）が常時オン状態になると共に残りの前記アーム（３Ａ）の前記第２スイッチング素子（３２）がスイッチングする電流位相となるように、前記回転電機（８０）のロータ位置を調整する。

この構成によれば、第１スイッチング素子（３１）が常時オン状態になる電流位相においてロータが停止状態となるので、第１スイッチング素子（３１）がスイッチングしない状態とすることができる。第１スイッチング素子（３１）をスイッチングする第１スイッチング周波数は、可聴ノイズを発生させる原因となるが、第１スイッチング素子（３１）がスイッチングしない状態となることで当該可聴ノイズの発生を抑制することができる。この電流位相において、第２スイッチング素子（３２）はスイッチングするが、そのスイッチング周波数は２倍高調波が可聴周波数帯よりも高い周波数である第２スイッチング周波数である。従って、第２スイッチング周波数に基づく可聴ノイズも低減される。このように、本構成によれば、回転電機（８０）がストール状態となった場合に、インバータ（１０）のスイッチング周波数に起因する可聴ノイズを低減させることができる。

ここで、インバータ制御装置（２０）は、内燃機関（７０）と車輪（Ｗ）とを結ぶ動力伝達経路に、前記内燃機関（７０）の側から順に、前記内燃機関（７０）、第１係合装置（Ｋ１）、前記回転電機（８０）、第２係合装置（Ｋ２）、前記車輪（Ｗ）が設けられた車両用駆動装置（６０）の前記第２係合装置（Ｋ２）の係合状態に基づいて、前記ロータ位置を調整すると好適である。

この構成によれば、ロータ位置を調整するための回転電機（８０）の回転が、どのように車輪（Ｗ）に伝達されるかを、第２係合装置（Ｋ２）の係合状態に応じて制御することができる。例えば、第２係合装置（Ｋ２）がスリップ係合状態となっている間にロータ位置を調整することにより、当該ロータ位置の調整のための回転電機（８０）の回転が車輪（Ｗ）に与える影響を小さく抑えることができる。つまり、第２係合装置（Ｋ２）の係合圧を適切に調整することにより、車輪（Ｗ）を実質的に回転させずにロータ位置を調整することができる。

また、インバータ制御装置（２０）は、前記ロータ位置を調整した後、予め規定された経過時間を経過した場合、又は、前記対象アームにおける前記第１スイッチング素子（３１）の温度が予め規定されたしきい値温度以上となった場合に、前記対象アームとは異なる相を新たな対象アームとして、前記ロータ位置を調整すると好適である。

回転電機（８０）がストール状態の場合、インバータ（１０）の特定の相のアーム（３Ａ）を構成するスイッチング素子（３）や、当該相のステータコイル（８）に電流が流れ続け、スイッチング素子（３）やステータコイル（８）を消耗させるおそれがある。このため、インバータ制御装置２０は、対象アームを適宜入れ替えて、特定の相のスイッチング素子（３）やステータコイル（８）の消耗を抑制すると好適である。予め規定された経過時間を経過した場合に、対象アームを入れ替えるためのロータ位置の調整を行うことで、負荷を各相に分散させることができる。また、第１スイッチング素子（３１）の温度が予め規定されたしきい値温度以上となった場合に、対象アームを入れ替えるためのロータ位置の調整を行うことで、対象アームの負荷が過大となる前に対象アームを保護することができる。

また、インバータ制御装置（２０）は、前記回転電機（８０）の前記動作領域が、前記ストール領域（ＳＡ）である場合には、前記ロータが前記停止状態ではなくても、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数を前記第２スイッチング周波数として前記第２スイッチング素子（３２）をスイッチング制御し、前記第２スイッチング周波数よりも低い周波数を前記第１スイッチング周波数として前記第１スイッチング素子（３１）をスイッチング制御すると好適である。

例えば車両が上り坂を上っている際に、回転電機（８０）がストール状態となった場合、車両は停止状態となる。しかし、このとき、車両は、前進トルクが優って少し前進したり、転がり落ちる力が勝って少し後退したりすることを繰り返しながら、ほぼ同じ場所に留まっている場合がある。また、車両が、同じ場所に留まること無く、微速で前進したり、微速で後退したりする場合もある（微速移動状態）。このような微速移動状態においても、スイッチング周波数によって可聴ノイズが生じることがある。従って、停止状態ではなくても、回転電機（８０）の動作領域がストール領域（ＳＡ）である場合には、停止状態と同様のスイッチング周波数でスイッチング素子（３）を制御すると好適である。

３ ：スイッチング素子
１０ ：インバータ
１１ ：高圧バッテリ（直流電源）
２０ ：インバータ制御装置
３１ ：第１スイッチング素子
３２ ：第２スイッチング素子
７０ ：内燃機関
８０ ：回転電機
Ｋ１ ：第１係合装置
Ｋ２ ：第２係合装置
ＳＡ ：ストール領域
ＳＬ ：下限回転速度
ＴＬ ：下限トルク
Ｗ ：車輪

Claims (4)

1. 直流電源と交流の回転電機とに接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータは、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列接続されたアームを複数本備え、
   前記回転電機のトルクと回転速度とにより規定される動作領域が、前記回転電機が予め規定された下限トルク以上のトルクを出力すると共に予め規定された下限回転速度以下で回転する状態であるストール領域であり、且つ、前記回転電機のロータが停止状態である場合に、前記第１スイッチング素子を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯に含まれる周波数よりも低い第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、前記第２スイッチング素子を、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い第２スイッチング周波数でスイッチング制御し、
   前記アームの内の１相を対象アームとして、複数相の交流電流の電流位相が、当該対象アームの前記第１スイッチング素子が常時オン状態になると共に残りの前記アームの前記第２スイッチング素子がスイッチングする電流位相となるように、前記回転電機のロータ位置を調整するインバータ制御装置。
2. 内燃機関と車輪とを結ぶ動力伝達経路に、前記内燃機関の側から順に、前記内燃機関、第１係合装置、前記回転電機、第２係合装置、前記車輪が設けられた車両用駆動装置の前記第２係合装置の係合状態に基づいて、前記ロータ位置を調整する請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記ロータ位置を調整した後、予め規定された経過時間を経過した場合、又は、前記対象アームにおける前記第１スイッチング素子の温度が予め規定されたしきい値温度以上となった場合に、前記対象アームとは異なる相を新たな対象アームとして、前記ロータ位置を調整する請求項１又は２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記回転電機の前記動作領域が、前記ストール領域である場合には、前記ロータが前記停止状態ではなくても、少なくとも２倍高調波の周波数が可聴周波数帯よりも高い周波数を前記第２スイッチング周波数として前記第２スイッチング素子をスイッチング制御し、前記第２スイッチング周波数よりも低い周波数を前記第１スイッチング周波数として前記第１スイッチング素子をスイッチング制御する請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置。

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