JP6596308B2 - 電源切替回路 - Google Patents

Description

本発明は、電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替えるための電源切替回路に関する。

図２は従来例の電源切替回路の回路図を示す。

一次側入力回路１００と二次側出力回路２００とがトランス３００を介して電気的な絶縁状態で電磁的に結合されている。電圧の高い第１の電源（メインの電源）６０は、例えば交流系統電源（商用電源）を電力変換した直流電源であって、トランス３００の一次巻線Ｎ１に接続されたスイッチング素子Ｑ６１と、スイッチング素子Ｑ６１の制御端子（ベース）に接続されてそのオンデューティを制御する出力電圧制御回路６１と、フォトカプラＰＣにおけるフォトトランジスタＰｔと、トランス３００の二次巻線Ｎ２の両端間に接続された整流ダイオードＤ６１および平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ６１の直列回路からなる整流平滑回路で構成されている。

電圧の低い第２の電源（サブの電源）７０はバッテリ（蓄電池）Ｅ７１などで構成されている。

フィードバック回路８０は、その駆動電源を第１の電源６０からの出力ラインＬ６１より得ている。

第１の電源６０と第２の電源７０を選択的に切り替える切替回路９０として、２つの逆流防止用のダイオードＤ９１，Ｄ９２が用いられている。高電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９１は、そのアノードが第１の電源６０の出力端子に接続され、低電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９２は、そのアノードが第２の電源７０の出力端子に接続されている。両逆流防止用のダイオードＤ９１，Ｄ９２のカソードどうしが並列的に接続され、その接続点ｎ９０が出力端子９１に接続されている。２つの逆流防止用のダイオードＤ９１，Ｄ９２の並列接続の構成がダイオードＯＲと呼ばれる。４００は負荷回路である。

メインの電源である第１の電源６０が停止状態にあるとき、サブの電源である第２の電源７０から負荷回路４００に対して給電が行われる。このとき、低電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９２は導通状態にあり、高電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９１は非導通状態となっている。

第１の電源６０が起動されると、平滑コンデンサＣ６１に対する充電が開始され、第１の電源６０の電圧Ｖ６０が次第に上昇していく。この第１の電源６０の電圧Ｖ６０が第２の電源７０の電圧Ｖ７０を上回ると、低電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９２の導通遮断と高電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９１の導通開始とが同時に起きる。つまり、第２の電源７０からの給電が停止し、それに代わって第１の電源６０からの給電が開始される（給電電源の自動的切り替え）。

フィードバック回路８０は出力ラインＬ６１に現れる第１の電源６０の電圧Ｖ６０を監視し、それが所定電圧（定格電圧）を上回ると、フォトカプラＰＣにおける発光ダイオードＬＥ１を動作させて光信号であるフィードバック信号を第１の電源６０におけるフォトトランジスタＰｔに向けて出射する。このフィードバック信号を受けた出力電圧制御回路６１はスイッチング素子Ｑ６１に対するオンデューティを減少させ、第１の電源６０の電圧Ｖ６０を所定電圧（定格電圧）に収束させる。

再び第１の電源６０が停止すると、高電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９１の導通遮断と低電圧供給側の逆流防止用のダイオードＤ９２の導通開始とが同時に起きる。つまり、第１の電源６０からの給電が停止し、それに代わって第２の電源７０からの給電が開始される（給電電源の自動的切り替え）。

いま、第２の電源７０がバッテリＥ７１であるなどの理由から電圧精度が悪いために、不測に第２の電源７０の電圧Ｖ７０が第１の電源６０の電圧Ｖ６０よりも高くなったとする。しかし、切替回路９０において、第１の電源６０の出力端と第２の電源７０の出力端にそれぞれ逆流防止用のダイオードＤ９１，Ｄ９２が並列に接続されているため、不測に異常上昇した第２の電源７０の電圧Ｖ７０はフィードバック回路８０に印加されることはない。

もし仮に、出力ラインＬ６１に逆流防止用のダイオードＤ９１が挿入されていないと、不測に異常上昇した第２の電源７０の電圧Ｖ７０はフィードバック回路８０に印加されて不測にフィードバック信号が出力されてしまい、出力電圧制御回路６１によるスイッチング素子Ｑ６１の制御において、スイッチング停止などの誤動作ひいては第１の電源６０の異常動作が発生する。

第１の電源６０がいったん動作停止すると、第２の電源７０の電圧Ｖ７０が正規の低いレベル近傍まで正常復帰したとしても、第１の電源６０の電圧Ｖ６０は直ぐには立ち上がらないため、切替回路９０が負荷回路４００に対して出力する電圧は設定電圧よりも下回ってしまうことになる。

これに対し、ワイヤードＯＲの接続点ｎ９０において、それぞれの電流方向上流側に逆流防止用のダイオードＤ９１，Ｄ９２を介挿したダイオードＯＲの構成を採用することで、異常上昇した第２の電源７０の電圧Ｖ７０のフィードバック回路８０に対する印加を防止すれば、上記のようなスイッチング停止は回避され、負荷回路４００への出力電圧が設定電圧より下回ることを阻止して正常な動作を確保することができる。

なお、図２に示す従来例に類似するものとして、特許文献１，２に開示の技術がある。

特開２０１２−１５１９７２号公報 特開２０１２−１７７６２１号公報

しかしながら、図２に示す従来例のようにダイオードＯＲの構成を採用すると、それぞれの逆流防止用ダイオードにおいて〔ダイオードの順方向電圧Ｖｆ〕×〔電流ｉ〕の損失が生じ、大きな損失になるという問題がある。

図３は図２の従来例に見られる上記のような問題（ダイオードＯＲにおける逆流防止用のダイオードでの損失）を解決する一つの方法であり、ダイオードＯＲに代えてリレーを採用したものである。

電圧の高い第１の電源１１が停止状態にあるとき、電圧判定回路１４は動作せず、機械式リレー１５も不動作である。トランスファ接点１５ｂはｂ接点に接触し、電圧の低い第２の電源１２から負荷回路１３に対して給電が行われている。

次に、第１の電源１１が起動されると、トランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１から誘起されて二次巻線Ｎ１２に生じた電力は整流ダイオードＤ１１によって半波整流され、平滑コンデンサＣ１１に対して充電が開始される。平滑コンデンサＣ１１の正極端子に現れる電圧Ｖ１１は電圧判定回路１４に印加され、次第に上昇していく。この電圧Ｖ１１が規定値を上回ると、電圧判定回路１４はリレー駆動信号を機械式リレー１５に対して出力する。すなわち、ツェナーダイオードＺＤ１１のカソード印加電圧がツェナー電圧を超えるまでに電圧Ｖ１１が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通する結果、リレー駆動用のトランジスタＱ１１のベースにバイアス用の抵抗素子Ｒ１２における電圧降下による電圧が印加されてリレー駆動用のトランジスタＱ１１が導通する。そして、リレーの駆動コイル１５ａに電流が流れ、駆動コイル１５ａが励磁され、トランスファ接点１５ｂの切り替わり動作が始まる。すなわち、それまでｂ接点に接触していた作動子ｄがｂ接点から離れ、次いで微小時間が過ぎてａ接点に接触する状態へと遷移する。機械式リレー１５の駆動には第１の電源１１の電圧Ｖ１１が用いられる。

第２の電源１２がバッテリＥ１１であって電圧精度が悪いために電圧Ｖ１２が第１の電源１１の電圧Ｖ１１よりも高くなっているか否かには関係なく、トランスファ接点１５ｂの切り替えが行われる。すなわち、第１の電源１１の電圧Ｖ１１を監視し、規定値を超えるに至ると、リレー駆動を指示する電圧判定回路１４の機能が働くからである。電圧判定回路１４の動作条件は、もっぱら第１の電源１１の電圧Ｖ１１のレベルであって、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態には関係しない。

よって、第１の電源１１を起動して、その電圧Ｖ１１が規定値に達し、そのことを電圧判定回路１４が検出しさえすれば、第２の電源１２の給電状態から第１の電源１１の給電状態へと確実に切り替えることができる。つまり、２つの逆流防止用のダイオードのカソードを出力端子に対して並列接続した上記の従来例（図２参照）とは異なり、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態の如何にかかわりなく、第２の電源１２から第１の電源１１への給電切り替えを確実なものにすることができる。

トランスファ接点１５ｂの第２の電源１２側から第１の電源１１側への切り替えの途中では、短時間のことではあるが、トランスファ接点１５ｂは一時的に第１および第２のいずれの電源１１，１２とも繋がっていないニュートラルな状態となる。すると、シリーズレギュレータ１６が電圧の低い第２の電源１２の電圧Ｖ１２をさらに下げた電圧Ｖ１２′の状態で、出力端子２４に出力する状態が生じる。つまり、ニュートラル状態が生じるとしても、出力電圧Ｖout が急降下して給電停止ないし給電劣化が発生するといったことは避けられ、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、負荷回路１３に対する給電の状態は継続されることになる。

トランスファ接点１５ｂがａ接点に接触するに至り、トランスファ接点１５ｂのｃ接点には電圧の高い第１の電源１１の電圧Ｖ１１が印加されるようになり、これよりやや遅れたタイミングにおいて電圧Ｖ１１は平滑コンデンサＣ１１の満充電時の定格電圧で安定化する。

次に、再度、第１の電源１１を停止させると、第１の電源１１の電圧Ｖ１１が次第に降下し、規定値を下回るようになって、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通状態から非導通状態へと遷移し、バイアス用の抵抗素子Ｒ１２の両端電圧が消失する結果、リレー駆動用のトランジスタＱ１１がターンオフする。すると、駆動コイル１５ａへの通電がなくなり、機械式リレー１５が反転動作して、それまで第１の電源１１側のａ接点に繋がっていたトランスファ接点１５ｂを第２の電源１２側のｂ接点に切り替える動作を開始する。この切り替え動作中においても上記同様のニュートラル状態が生じるが、シリーズレギュレータ１６の働きにより、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、出力端子２４に対する給電の状態は継続されることになる。トランスファ接点１５ｂがｂ接点に接触し、シリーズレギュレータ１６の電圧Ｖ１２′に代わって、第２の電源１２の電圧Ｖ１２が出力される。

以上において、第１の電源１１あるいは第２の電源１２と出力端子２４とを結ぶ線路に挿入されるのはトランスファ接点１５ｂであり、これは従来例の場合のダイオードと比べると抵抗値が実質的にゼロか極めて小さいものであるから、電源切替回路Ａでの電力損失は大幅に低減される。加えて、給電主体を第２の電源１２から第１の電源１１に切り替える条件として、電圧判定回路１４による第１の電源１１の電圧Ｖ１１が規定値を超えることであるので、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態からは影響を受けないで済む。すなわち、第２の電源１２が相対的に電圧精度の悪いバッテリであって、第１の電源１１よりも高い電圧を出力する事態に対しても、第２の電源１２から第１の電源１１への確実な切り替えのために、小型化、コスト面で不利な降圧回路を用いる必要がなく、簡易に対応することが可能である。

しかし、図３に示す電源切替回路にあっては、機械式リレー１５並びにそれの動作を制御する電圧判定回路１４、および機械式リレーに特有の切り替え動作中のニュートラル状態解消のためのシリーズレギュレータ１６などが必要で、回路構成の複雑化、コストの大幅高騰、スペース増大化などの課題がある。

図３のリレー方式の先行技術に比べると図２のダイオードＯＲの従来例の場合は、回路構成が簡易であり、コスト面もスペース面も有利である。しかし、すでに説明したとおり、異常上昇した第２の電源７０の電圧Ｖ７０がフィードバック回路８０に印加されることによって生じる障害（フィードバック信号の異常のためにスイッチング素子Ｑ６１ひいては第１の電源６０の不測の停止）を回避する必要がある。そして、その回避のためのダイオードＯＲ構成ゆえに損失が大きいという課題がある。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、電源切替回路に関してダイオードＯＲにおける逆流防止用のダイオードでの電力損失の低減化を図るとともに、簡易かつ小型の回路構成で、第１の電源（メインの電源）の一次側でのスイッチング動作の安定性を確保（スイッチング動作の不測停止を予防）できるようにすることを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明による電源切替回路は、
トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子に対するスイッチング制御を行う制御部と、
前記トランスの二次巻線に接続されたメインの整流平滑回路で構成され、出力端子に第１の電圧を供給する第１の電源と、
前記出力端子に繋がる前記第１の電源の出力ラインに対して逆流防止用のダイオードを介してワイヤードＯＲ接続され、前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を前記出力端子に供給する第２の電源と、
前記逆流防止用のダイオードを介しての前記第２の電源からの電流流入を規制する状態で前記トランスの二次巻線に接続された補助の整流平滑回路と、
前記補助の整流平滑回路の出力電圧を駆動源としてその出力電圧の変化を監視し、所定の規定値を超えたときにフィードバック信号を生成して前記制御部に負帰還するフィードバック回路とを備え、
前記第２の電源は、前記トランスの前記一次巻線に対して非接続で、前記一次巻線の電圧に対して独立した電圧を前記第２の電圧として前記出力端子に供給するように構成されていることを特徴としている。

上記構成の本発明の電源切替回路においては、第１の電源と第２の電源のワイヤードＯＲ接続において、第２の電源からの第２の電圧は逆流防止用のダイオードを介して出力端子に供給されるのに対して、第１の電源からの第１の電圧は逆流防止用のダイオードを介することなく出力端子に供給される。それは、補助の整流平滑回路をトランスの二次巻線に接続するに際して、第２の電源からの電流流入を規制する状態での接続としていることから、逆流防止用のダイオードを介挿する必要がないからである。この第１の電源側の逆流防止用のダイオードの省略により、そのダイオードで消費される分に相当する電力の損失を低減することが可能となる。

上記のとおり、補助の整流平滑回路をトランスの二次巻線に接続するに際して第２の電源からの電流流入を規制する状態での接続としているため、第２の電源がバッテリであるなど、トランスの一次巻線に対して非接続で、一次巻線の電圧に対して独立した電圧を第２の電圧として出力端子に供給するものとして構成されているといった理由から電圧精度が悪くて第２の電圧が不測に第１の電圧よりも高くなった場合においても、その高い電圧の第２の電源による電流が補助の整流平滑回路およびフィードバック回路に流入することはない。したがって、第２の電圧が異常上昇したとしても、そのことが原因となって一次側のスイッチング素子に対するスイッチング制御が不測に停止してしまうといった不具合は生じない。すなわち、メインの電源の一次側でのスイッチング動作の安定性が確保される。

上記構成の電源切替回路において、第２の電源からの電流流入を規制する構成としては、次の構成が好ましい。すなわち、メインの整流平滑回路は整流ダイオードを有し、その整流ダイオードがトランス出力に誘起された交流電圧を整流するとともに、第２の電源からの電流流入を規制することが好ましい。

本発明によれば、ダイオードＯＲにおける一方の逆流防止用のダイオードの省略により電力損失の低減化を図れるとともに、第１の電源（メインの電源）の一次側でのスイッチング動作の不測の停止を防止してその動作の安定性を確保することができる。加えて、リレー等のパワー部品を用いて損失低減を図る場合に比べ、構成がシンプルであり、コストの低廉化およびスペースの削減化に有利である。

本発明の実施例における電源切替回路の構成を示す回路図 従来例における電源切替回路の構成を示す回路図 先行技術における電源切替回路の構成を示す回路図

以下、上記構成の本発明の電源切替回路につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。

図１は本発明の実施例における電源切替回路の構成を示す回路図である。図１において、１００は一次側入力回路、２００は二次側出力回路、３００は一次側入力回路１００と二次側出力回路２００とを電気絶縁的に接続するトランス（パルス変成器）である。

一次側入力回路１００の構成要素として、１は出力電圧制御回路、Ｑ１はスイッチング素子（トランジスタ）、ＰｔはフォトカプラＰＣにおけるフォトトランジスタである。スイッチング素子Ｑ１はトランス３００の一次巻線Ｎ１に接続されている。出力電圧制御回路１の制御出力はスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ベース）に接続されている。フォトトランジスタＰｔは出力電圧制御回路１の検出端子に接続されている。

一次側入力回路１００は出力電圧制御回路１がスイッチング素子Ｑ１を制御することにより交流電力をトランス３００に誘起する機能を有しているもので、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御して二次巻線Ｎ２に現れる電圧の調整を行うように構成されている。

二次側出力回路２００の構成要素として、１０は電圧の高い第１の電源、２０は電圧の低い第２の電源、３０は補助の整流平滑回路、４０は出力電圧制御回路１に対して負帰還を行うフィードバック回路、５０は出力端子である。４００は負荷回路である。

第１の電源１０はトランス３００の二次巻線Ｎ２に接続されたメインの整流平滑回路で構成され、第１の電圧Ｖ１０を出力端子５０に供給する。その第１の電源１０であるメインの整流平滑回路は、トランス３００の二次巻線Ｎ２に整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ１とが直列に接続されて構成されている。すなわち、二次巻線Ｎ２の一端に整流ダイオードＤ１のアノードが接続され、そのカソードが平滑コンデンサＣ１の正極端子に接続され、平滑コンデンサＣ１の負極端子がグランドラインＧＬを介して二次巻線Ｎ２の他端に接続されている。

第２の電源２０は、第１の電源１０における整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１の接続点ｎ１から延出された出力ラインＬ１に対して、逆流防止用の一方向性通電素子としてのダイオードＤ２２を介してワイヤードＯＲ接続されている。その接続点がｎ２である。第１の電源１０からの出力ラインＬ１にはダイオードＯＲのダイオード（図２の従来例の逆流防止用のダイオードＤ９１に相当）はなく、接続点ｎ２に直接に接続されている。

第２の電源２０は、典型的にはバッテリ（蓄電池）Ｅ１で構成され、第１の電圧よりも低い第２の電圧Ｖ２０を出力端子５０に供給する。第２の電源２０の正極端子に逆流防止用のダイオードＤ２２のアノードが接続され、そのカソードが電圧の高い第１の電源２０からの出力ラインＬ１にワイヤードＯＲ接続され、そのワイヤードＯＲの接続点ｎ２に出力端子５０が接続されている。

補助の整流平滑回路３０は逆流防止用のダイオードＤ２２を介しての第２の電源２０からの電流流入を規制する状態でトランス３００の二次巻線Ｎ２に接続されている（詳しくは後述する）。

フィードバック回路４０は補助の整流平滑回路３０の出力電圧を駆動源としてその出力電圧の変化を監視し、規定値を超えたときにフィードバック信号を生成して出力電圧制御回路１に負帰還するように構成されている。

補助の整流平滑回路３０はその構成要素として、整流ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ１および平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ２を有している。整流ダイオードＤ２はそのアノードが整流ダイオードＤ１のアノードに接続され（接続点ｎ０）、そのカソードが抵抗素子Ｒ１の一端に接続されている。抵抗素子Ｒ１の他端は平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続され、平滑コンデンサＣ２の負極端子はグランドラインＧＬに接続されている。抵抗素子Ｒ１と平滑コンデンサＣ２の接続点ｎ３が補助の整流平滑回路３０の出力端子となっている。

以上の説明で明かなように、補助の整流平滑回路３０はメインの整流平滑回路（第１の電源１０）とともにトランス３００の二次巻線Ｎ２に並列に接続されているが、補助の整流平滑回路３０の出力端子はメインの整流平滑回路とは異なり、負荷回路４００への出力端子５０とは繋がっていない。すなわち、補助の整流平滑回路３０は出力端子５０へ電流を供給しないようになっている。

補助の整流平滑回路３０の出力端子とグランドラインＧＬとの間にフィードバック回路４０が接続されている。フィードバック回路４０はその構成要素として、抵抗素子Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、シャントレギュレータＳＲ１、フォトカプラＰＣにおける発光ダイオードＬＥ１を備えている。接続点ｎ３とグランドラインＧＬとの間に抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続されている。その直列回路の両端間に抵抗素子Ｒ４，Ｒ５およびシャントレギュレータＳＲ１の直列回路が接続されている。シャントレギュレータＳＲ１は、そのアノードがグランドラインＧＬに接続され、カソードが抵抗素子Ｒ５に接続され、リファレンス端子が抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の接続点ｎ４に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ５の両端間にフォトカプラＰＣにおける発光ダイオードＬＥ１が接続されている。発光ダイオードＬＥ１は、そのアノードが抵抗素子Ｒ４，Ｒ５の接続点に接続され、そのカソードがシャントレギュレータＳＲ１のカソードに接続されている。

フォトカプラＰＣにおけるフォトトランジスタＰｔは出力電圧制御回路１とグランドラインとの間に挿入されている。

出力電圧制御回路１は、発光ダイオードＬＥ１からの出射光を入射したフォトトランジスタＰｔが導通することに応答してスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを減少させる一方、発光ダイオードＬＥ１からの出射光が遮断されたフォトトランジスタＰｔが遮断することに応答して出力電圧制御回路１はスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを増加させるように構成されている。

以上の説明で明かなように、フィードバック回路４０の駆動電源は補助の整流平滑回路３０であり、補助の整流平滑回路３０の出力端子（接続点ｎ３）は負荷回路４００への出力端子５０とは繋がっておらず、かつ補助の整流平滑回路３０の入力端子（接続点ｎ０）は出力端子５０に対してはメインの整流平滑回路（第１の電源１０）における整流ダイオードＤ１を逆流防止用のダイオードに兼用する状態での接続の態様となっている。したがって、フィードバック回路４０における電圧検出回路部（抵抗素子Ｒ２，Ｒ４の直列回路）は第２の電源２０の電圧（第２の電圧）Ｖ２０の変動の影響を受けない回路構成となっている。

補助の整流平滑回路３０の入力端子（整流ダイオードＤ２のアノード。接続点ｎ０）が第１の電源１０の整流ダイオードＤ１のアノードから並列に分岐された構成であるため、補助の整流平滑回路３０の入力端子である接続点ｎ０と出力端子５０に繋がる接続点ｎ２との間で整流ダイオードＤ１が第２の電源２０に対して逆流防止の機能を果たしている。

本実施例においては、このような接続構成をもって、〈逆流防止用のダイオードＤ２２を介しての第２の電源２０からの電流流入を規制する状態でトランス３００の二次巻線Ｎ２に接続された補助の整流平滑回路３０〉の構成が実現されている。

第１の電源１０の電圧（第１の電圧）Ｖ１０と、補助の整流平滑回路３０の電圧Ｖ３０と、フィードバック回路４０における抵抗素子Ｒ３の両端に現れる検出電圧Ｖ４０とは互いに相関関係をもっている。第１の電源１０の定格電圧をＶｒ１０、第２の電源２０の定格電圧をＶｒ２０とする（Ｖｒ１０＞Ｖｒ２０）。

フィードバック回路４０および補助の整流平滑回路３０において、第１の電圧Ｖ１０が定格電圧Ｖｒ１０を超えるときに、検出電圧Ｖ４０がシャントレギュレータＳＲ１の基準電圧Ｖrefを超えることになるように、各抵抗素子の抵抗値が設定されている。

次に、上記のように構成された電源切替回路の動作を説明する。

いま、電圧の高い第１の電源１０が停止状態にあり、第１の電圧Ｖ１０はゼロレベルになっているとする。このとき、補助の整流平滑回路３０およびフィードバック回路４０は不動作である。そして、電圧の低い第２の電源２０から負荷回路４００に対して給電が行われている。

次に、第１の電源１０が起動されたとする。このとき、トランス３００において、その一次巻線Ｎ１から誘起されて二次巻線Ｎ２に生じた電力は第１の電源１０における整流ダイオードＤ１によって半波整流され、平滑コンデンサＣ１に対して充電が開始される。

同時に補助の整流平滑回路３０において、整流ダイオードＤ２と抵抗素子Ｒ１を介して平滑コンデンサＣ２への充電が開始され、その正極端子に現れる電圧Ｖ３０が次第に上昇していく。上昇中の第１の電圧Ｖ１０が第２の電圧Ｖ２０より低い間は、負荷回路４００に対しては第２の電源２０からの出力電流が供給され続ける。

なお、平滑コンデンサＣ２の充電初期においては、フィードバック回路４０におけるシャントレギュレータＳＲ１は非導通の状態にある。それは、抵抗素子Ｒ３の両端に現れる検出電圧Ｖ４０がシャントレギュレータＳＲ１の基準電圧Ｖrefを下回っているからである。

平滑コンデンサＣ１への充電継続に伴って第１の電圧Ｖ１０が上昇し、第２の電圧Ｖ２０を上回ると、第２の電源２０の正極端子に繋がる逆流防止用のダイオードＤ２２が遮断され、負荷回路４００に対しては第２の電圧Ｖ２０に代わって第１の電圧Ｖ１０による電流が供給されるようになる。すなわち、負荷回路４００に対して第２の電圧Ｖ２０よりも高い電圧の第１の電圧Ｖ１０が印加される。

第１の電源１０における平滑コンデンサＣ１への充電がさらに進み、第１の電圧Ｖ１０が定格電圧Ｖｒ１０を超え、それに応動してフィードバック回路４０において検出電圧Ｖ４０がシャントレギュレータＳＲ１の基準電圧Ｖref（第１の電源１０の定格電圧Ｖｒ１０に対応）を超えると、それまで遮断状態にあったシャントレギュレータＳＲ１が導通する。これにより、抵抗素子Ｒ４，Ｒ５に電流が流れ、抵抗素子Ｒ５の両端電圧によってフォトカプラＰＣの発光ダイオードＬＥ１が点灯し、一次側入力回路１００における出力電圧制御回路１に繋がるフォトトランジスタＰｔに対してフィードバック信号が光信号として出射される。このフィードバック信号により出力電圧制御回路１はスイッチング素子Ｑ１に対するデューティ比を減少させる制御を行う。すなわち、第１の電圧Ｖ１０の上昇が抑えられ、定格電圧Ｖｒ１０に収束する。つまり、第１の電圧Ｖ１０が定格電圧Ｖｒ１０を超えるとスイッチング素子Ｑ１のデューティ比が減らされ、結果的に第１の電圧Ｖ１０は定格電圧Ｖｒ１０に落ち着く。

第２の電源２０に代わって第１の電源１０が負荷回路４００に電流を供給するようになると、第１の電源１０による供給電流は第２の電源２０による供給電流よりも大きくなるが、第１の電源１０と負荷回路４００との間にはワイヤードＯＲの部分に従来例のような逆流防止用のダイオード（図２の符号Ｄ９１参照）が存在していないため、損失が大幅に低減される。

いま、第２の電源２０がバッテリＥ１であるなどの理由から電圧精度が悪いために、不測にその電圧Ｖ２０が第１の電圧Ｖ１０（定格電圧Ｖｒ１０）よりも高くなっているとする。すると、ワイヤードＯＲの接続点ｎ２に対する第１の電源１０からの出力ラインＬ１上でワイヤードＯＲの接続点ｎ２の直前の逆流防止用ダイオードを省略していることから、第１の電圧Ｖ１０（定格電圧Ｖｒ１０）よりも不測に高くなっている第２の電圧Ｖ２０による電流がワイヤードＯＲの接続点ｎ２より補助の整流平滑回路３０およびフィードバック回路４０の側に流入しようとする。

ところが、本発明の実施例にあっては、補助の整流平滑回路３０の入力端子（接続点ｎ０）は出力端子５０に対してはメインの整流平滑回路（第１の電源１０）における整流ダイオードＤ１を逆流防止用のダイオードに兼用する状態での接続とされ、フィードバック回路４０における電圧検出回路部は第２の電圧Ｖ２０の変動の影響を受けない回路構成となっている。したがって、上記の第２の電源２０からの電流は第１の電源１０における整流ダイオードＤ１によって補助の整流平滑回路３０およびフィードバック回路４０への流入が阻止される。すなわち、第２の電圧Ｖ２０が過剰に高いことによる、補助の整流平滑回路３０における平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ３０の過剰上昇は防止される。

よって、第２の電源２０の電圧精度が悪いことに起因して、不測に第２の電圧Ｖ２０が第１の電圧Ｖ１０より高くなったとしても、その過剰に高い第２の電圧Ｖ２０がフィードバック回路４０に影響を与えることがなく、出力電圧制御回路１によるスイッチング素子Ｑ１の不測のスイッチング停止は起こらない。

再び第１の電源１０が停止して第１の電圧Ｖ１０が時間経過とともに降下し、それが第２の電圧Ｖ２０よりも低くなると、負荷回路４００に対する出力電流は第２の電源２０からの供給となり、第１の電源１０からの出力電流はゼロとなる。そして、スイッチング素子Ｑ１は、一次側入力回路１００における入力電解コンデンサが所定レベルに放電するまでスイッチング動作を継続する。

いま、第１の電源１０からの出力ラインＬ１に逆流防止用のダイオードがないことを前提にして、補助の整流平滑回路３０がなくてフィードバック回路４０の駆動電源がメインの整流平滑回路（第１の電源１０）から供給されていると仮定する。この場合に、不測に第２の電圧Ｖ２０が第１の電圧Ｖ１０より高くなって一次側入力回路１００のスイッチングが停止したとすれば、入力電解コンデンサが所定レベルにまで放電するのに長い時間を要することから、第１の電源１０の復帰動作に長い時間がかかってしまうことになる。

しかしながら、本実施例にあっては、フィードバック回路４０は補助の整流平滑回路３０から駆動電源が供給される構成となっていて第２の電圧Ｖ２０の異常上昇の影響を受けないため、一次側入力回路１００のスイッチングが停止することがなく、入力電解コンデンサの放電が速やかに行われ、第１の電源１０が復帰動作も速やかに行われる。

なお、上記の実施例において、スイッチング素子Ｑ１としてバイポーラトランジスタが例示されているが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（金属酸化物半導体による電界効果トランジスタ）など他の種類のスイッチング素子を用いても構わない。

また、上記の実施例において、フォトカプラＰＣとして発光ダイオードとフォトトランジスタの組み合わせが例示されているが、広くは、電気的な絶縁状態で空間的に対向配置された半導体の駆動素子（発光素子など）と被駆動素子（受光素子など）からなり、駆動素子が送信する電磁的信号を被駆動素子が受信するように構成された絶縁型信号伝達素子を用いても構わない。

本発明は、電源切替回路に関して、ダイオードＯＲにおける逆流防止用のダイオードでの電力損失の低減化を図るとともに、第１の電源（メインの電源）の一次側でのスイッチング動作の安定性を確保（スイッチング動作の不測停止を予防）する技術として有用である。

１ 出力電圧制御回路（制御部）
１０ 第１の電源（メインの整流平滑回路）
２０ 第２の電源
３０ 補助の整流平滑回路
４０ フィードバック回路
５０ 出力端子
３００ トランス
Ｄ２２ 逆流防止用のダイオード
Ｌ１ 出力ライン
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｑ１ スイッチング素子

Claims (2)

1. トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子に対するスイッチング制御を行う制御部と、
   前記トランスの二次巻線に接続されたメインの整流平滑回路で構成され、出力端子に第１の電圧を供給する第１の電源と、
   前記出力端子に繋がる前記第１の電源の出力ラインに対して逆流防止用のダイオードを介してワイヤードＯＲ接続され、前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を前記出力端子に供給する第２の電源と、
   前記逆流防止用のダイオードを介しての前記第２の電源からの電流流入を規制する状態で前記トランスの二次巻線に接続された補助の整流平滑回路と、
   前記補助の整流平滑回路の出力電圧を駆動源としてその出力電圧の変化を監視し、所定の規定値を超えたときにフィードバック信号を生成して前記制御部に負帰還するフィードバック回路とを備え、
   前記第２の電源は、前記トランスの前記一次巻線に対して非接続で、前記一次巻線の電圧に対して独立した電圧を前記第２の電圧として前記出力端子に供給するように構成されていることを特徴とする電源切替回路。
2. 前記メインの整流平滑回路は整流ダイオードを有し、
   前記整流ダイオードが前記トランス出力に誘起された交流電圧を整流するとともに、前記第２の電源からの電流流入を規制することを特徴とする請求項１に記載の電源切替回路。

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