JP6575905B2 - 電源装置及びそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、電源装置及びそれを用いた照明器具に関し、より詳細には、光源部を点灯させる電源装置およびそれを用いた照明器具に関する。

従来、ＬＥＤを作動させるスイッチング装置が提案されている（特許文献１）。

特許文献１記載のスイッチング装置は、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductance Converter）を備えている。

特表２００４−５３６４３４号公報

特許文献１記載のスイッチング装置等の電源装置では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが望まれている。

本発明は、上述の事由に鑑みてなされ、本発明の目的は、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能な電源装置及びそれを用いた照明器具を提供することである。

本発明の電源装置は、一対の入力端子、一対の出力端子、１次巻線及び２次巻線が磁気的に結合されたトランス、コンデンサ、及びスイッチング素子を具備するコンバータと、前記スイッチング素子を制御する制御部とを備えている。前記一対の入力端子間には、前記コンデンサが電気的に接続されている。前記コンバータは、前記コンデンサの両端電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により直流の出力電圧に変換して前記一対の出力端子から前記出力電圧を出力するように構成されている。前記コンバータは、前記コンデンサと前記１次巻線と前記スイッチング素子とを有する閉回路に前記コンデンサの放電電流と逆向きの電流が流れるのを防止する逆流防止部を、さらに具備する。

本発明の照明器具は、前記電源装置と、前記電源装置から供給される電力により点灯可能な光源部とを備えている。

本発明の電源装置では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

本発明の照明器具では、小型化を図りながらも電力伝達の効率が低下するのを抑制可能な電源装置を備えた照明器具を、提供することができる。

実施形態１の電源装置を備えた照明器具の回路図である。 比較例１の電源装置に流れる無効電流の経路を示す説明図である。 比較例１の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施形態１の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施形態１の電源装置に関し、トランスの巻数比と２次巻線に流れる電流の実効値との相関図である。 実施形態１の電源装置に関し、トランスの巻数比とスイッチング素子に流れる電流のピーク値との相関図である。 実施形態１の電源装置に関し、トランスの巻数比と制御信号のデューティ比との相関図である。 実施形態１の電源装置を備えた照明器具の施工状態を示す斜視図である。 実施形態２の電源装置を備えた照明器具の回路図である。 比較例２の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施形態２の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施形態３の電源装置を備えた照明器具の回路図である。 比較例３の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施形態３の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。

（実施形態１）
以下、本実施形態の電源装置１００について、図１を参照しながら説明する。

電源装置１００は、光源部２００を点灯させるように構成されている。

光源部２００は、複数の固体発光素子２１を備えている。複数の固体発光素子２１の各々は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）である。複数の固体発光素子２１の電気的な接続関係は、直列接続である。複数の固体発光素子２１それぞれの発光色は、白色である。

電源装置１００は、ダイオードブリッジ１１と、コンバータ１２と、制御部１３とを備えている。コンバータ１２は、トランスＴ１を備えている。トランスＴ１は、１次巻線Ｌ１と、２次巻線Ｌ２とを有している。

ダイオードブリッジ１１の一対の入力端は、交流電源５０と電気的に接続される。交流電源５０は、所定範囲内（例えば、９０〜２７０Ｖ）の交流電圧を出力するように構成されている。言い換えれば、ダイオードブリッジ１１の一対の入力端間には、上記所定範囲内の交流電圧が印加されるように構成されている。ダイオードブリッジ１１の一対の出力端は、後述の一対の入力端子１Ａ，１Ｂと電気的に接続されている。

コンバータ１２は、ＳＥＰＩＣである。コンバータ１２は、一対の入力端子１Ａ，１Ｂと、一対の出力端子２Ａ，２Ｂとを具備する。また、コンバータ１２は、コンデンサＣ１と、１次巻線（以下、「第１インダクタ」）Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ１の直列回路とを具備する。さらに、コンバータ１２は、コンデンサＣ２及び２次巻線（以下、「第２インダクタ」）Ｌ２の直列回路と、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３の直列回路とを具備する。本実施形態では、コンデンサＣ１と第１インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が、コンデンサＣ１と第１インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とを有する閉回路に相当する。

一対の入力端子１Ａ，１Ｂ間には、コンデンサＣ１が電気的に接続されている。一対の出力端子２Ａ，２Ｂ間には、コンデンサＣ３が電気的に接続されている。また、一対の出力端子２Ａ，２Ｂ間には、光源部２００が電気的に接続される。

コンデンサＣ２は、一対の入力端子１Ａ，１Ｂと一対の出力端子２Ａ，２Ｂとを直流的に絶縁するカップリングコンデンサである。コンデンサＣ２の１次側の端子は、第１インダクタＬ１と電気的に接続されている（第１インダクタＬ１と直接的または間接的に接続されている）。コンデンサＣ２の２次側の端子は、第２インダクタＬ２と電気的に接続されている（第２インダクタＬ２と直接的または間接的に接続されている）。

コンバータ１２は、コンデンサＣ１の両端電圧をスイッチング素子Ｑ１の動作（スイッチング動作）により直流の出力電圧に変換して一対の出力端子２Ａ，２Ｂから上記出力電圧を出力するように構成されている。

スイッチング素子Ｑ１は、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。なお、図１中のスイッチング素子Ｑ１の図記号のダイオードは、寄生ダイオードを表している。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、第１インダクタＬ１の一端１ａと電気的に接続されている。第１インダクタＬ１の他端１ｂは、コンデンサＣ１の高電位側の端子と電気的に接続されている。本実施形態では、第１インダクタＬ１の他端１ｂとコンデンサＣ１の高電位側の端子との間に、逆流防止部１４が設けられている。言い換えれば、コンバータ１２は、逆流防止部１４をさらに具備する。なお、逆流防止部１４の詳細については、後述する。

スイッチング素子Ｑ１のゲート端子は、制御部１３と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、コンデンサＣ１の低電位側の端子と電気的に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、コンデンサＣ２の１次側の端子と電気的に接続されている。コンデンサＣ２の２次側の端子は、第２インダクタＬ２の一端２ａと電気的に接続されている。第２インダクタＬ２の他端２ｂは、コンデンサＣ１の低電位側の端子と電気的に接続されている。また、第２インダクタＬ２の他端２ｂは、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と電気的に接続されている。

また、コンデンサＣ２の２次側の端子は、ダイオードＤ１のアノードと電気的に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、コンデンサＣ３の高電位側の端子と電気的に接続されている。コンデンサＣ３の低電位側の端子は、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と電気的に接続されている。

電源装置１００では、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２がトランス結合（強結合）されており、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２の結合係数は、例えば、０．９８である。

コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２それぞれの静電容量は、コンバータ１２において高い力率（例えば、０．９５以上）を得るために、１００ｎＦ以下に設定されている。なお、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の静電容量は、互いに同じ値であってもよいし、互いに異なる値であってもよい。

制御部１３は、コンバータ１２を制御するように構成されている。具体的に説明すると、制御部１３は、制御信号によりスイッチング素子Ｑ１を制御するように構成されている。制御信号は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。

制御部１３は、例えば、マイクロプロセッサである。マイクロプロセッサは、メモリを備えている。メモリには、プログラムが記録されている。プログラムは、マイクロプロセッサを制御部１３として機能させるためのプログラムである。このプログラムには、電源装置１００を動作させる動作モード等が記述されている。なお、プログラムは、マイクロプロセッサのメモリに記録されているが、これに限らず、例えば、メモリカード等の記録媒体に記録して提供されたり、電気通信回線を通して提供されたりしてもよい。

制御部１３は、スイッチング素子Ｑ１を不連続モードで動作（スイッチング動作）させるように構成されている。より詳細には、制御部１３は、ダイオードブリッジ１１の一対の入力端間に上記所定範囲内のいずれの交流電圧が印加されたとしても、スイッチング素子Ｑ１を不連続モードで動作させるように構成されている。これにより、電源装置１００では、ダイオードＤ１に流れる電流がゼロになった後に制御部１３がスイッチング素子Ｑ１をオンすることが可能になるので、ダイオードＤ１にリカバリ電流が発生するのを抑制可能となる。すなわち、電源装置１００では、ダイオードＤ１の損失（リカバリ損失）が発生するのを抑制可能となる。要するに、電源装置１００では、ダイオードＤ１のソフトスイッチングが可能になる。なお、不連続モードとは、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１がゼロになる期間が発生するように、スイッチング素子Ｑ１を動作させる動作モードを意味する。

逆流防止部１４は、コンデンサＣ１と第１インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とを有する閉回路に、コンデンサＣ１の放電電流と逆向きの電流が流れるのを防止するように構成されている。

逆流防止部１４は、ダイオードである。この逆流防止部１４は、コンデンサＣ１の両端間において、コンデンサＣ１の放電電流を通過させる向きに、第１インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１と電気的に直列接続されている。具体的に接続すると、逆流防止部１４のアノードは、コンデンサＣ１の高電位側の端子と電気的に接続されている。逆流防止部１４のカソードは、第１インダクタＬ１の他端１ｂと電気的に接続されている。逆流防止部１４として例示したダイオードは、コンバータ１２の回路（より詳細には、上記閉回路）内の共振電流を抑制するためのダイオードである。

以下、本実施形態の電源装置１００の動作について、図１に基づいて簡単に説明する。なお、電源装置１００の動作は、コンバータ１２の動作が主な動作であって、コンバータ１２の動作は、一般的なＳＥＰＩＣの動作と同じである。

電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ１の高電位側の端子、逆流防止部１４、第１インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ１の低電位側の端子の経路で電流が流れる。また、電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ２の１次側の端子、スイッチング素子Ｑ１、第２インダクタＬ２、コンデンサＣ２の２次側の端子の経路で電流が流れる。すなわち、電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。

一方、電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第１インダクタＬ１に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１００では、第１インダクタＬ１の一端１ａ、コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ１、逆流防止部１４、第１インダクタＬ１の他端１ｂの経路で電流が流れる。

また、電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第２インダクタＬ２に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１００では、第２インダクタＬ２の一端２ａ、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、第２インダクタＬ２の他端２ｂの経路で電流が流れる。

以下、逆流防止部１４を備えていない点のみが本実施形態の電源装置１００と相違する比較例の電源装置（以下、「比較例１の電源装置」）９０について、図２に基づいて説明する。

比較例１の電源装置９０の基本構成は、図２に示すように、電源装置１００と同じ構成である。なお、比較例１の電源装置９０では、電源装置１００と共通する構成要素に同一の符号を付して説明を適宜省略する。なお、図２中のＬ１ｒは、第１インダクタＬ１の漏れインダクタンスを表している。また、図２中のＬ２ｒは、第２インダクタＬ２の漏れインダクタンスを表している。

比較例１の電源装置９０において、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンバータ１２のキャパシタンスとで決まる振動周波数と、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数とが近い値（例えば、上記駆動周波数の５％の誤差範囲内）になる場合がある。詳細には、比較例１の電源装置９０において、上記振動周波数及び上記駆動周波数は、上記振動周波数をＡ、上記駆動周波数をＢとするとき、Ａ＝ｎ×Ｂの式（関係式）を満たす場合がある。なお、ｎは、自然数を表す。トランスＴ１の漏れインダクタンスは、第１インダクタＬ１の漏れインダクタンスＬ１ｒと第２インダクタＬ２の漏れインダクタンスＬｒ２との合成インダクタンスである。コンバータ１２のキャパシタンスは、コンデンサＣ１のキャパシタンスとコンデンサＣ２のキャパシタンスとの合成キャパシタンスである。

比較例１の電源装置９０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合に、トランスＴ１の漏れインダクタンスとコンバータ１２のキャパシタンスとの共振回路によって、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１が振動する（図３参照）。なお、図３中のＩｄ１は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の波形を表している。図３中のＩＤ１は、ダイオードＤ１に流れる電流の波形を表している。図３中のＩＬ２は、第２インダクタＬ２に流れる電流の波形を表している。図３中のＶｄｓ１は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧の波形を表している。

図３中の電流ＩＬ１の波形図から分かるように、比較例１の電源装置９０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１が逆流する期間（図３中のＴｘ１期間）がある。言い換えれば、比較例１の電源装置９０において、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、コンデンサＣ１の放電電流と逆向きの電流が流れることがある。すなわち、電源装置９０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、図２に示すように、コンバータ１２の一対の入力端子１Ａ，１Ｂから一対の出力端子２Ａ，２Ｂへの電力伝達に寄与しない電流（無効電流）Ｉｒが流れる場合がある。その結果、比較例１の電源装置９０では、コンバータ１２の回路内の共振電流に起因して、電力伝達の効率が低下する可能性がある。なお、電力伝達の効率とは、電源装置１００の出力側の電力を電源装置１００の入力側の電力で除算した値で表される比率を意味する。

本実施形態の電源装置１００では、図１に示すように、コンデンサＣ１の高電位側の端子と第１インダクタＬ１の他端１ｂとの間に、逆流防止部１４が設けられている。よって、電源装置１００では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１が逆流するのを抑制することが可能になる（図４参照）。言い換えれば、電源装置１００では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、図２に示すような無効電流Ｉｒが流れるのを抑制することが可能になる。その結果、電源装置１００では、比較例１の電源装置９０に比べて、コンバータ１２の回路内の共振電流を抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。なお、図４中のＩｄ１，ＩＤ１，ＩＬ２，Ｖｄｓ１は、図３中のＩｄ１，ＩＤ１，ＩＬ２，Ｖｄｓ１と同じである。

本実施形態の電源装置１００では、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２がトランス結合されているので、トランス結合しない場合に比べて、回路基板における第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２の占有面積を小さくすることが可能になる。つまり、電源装置１００では、小型化を図ることが可能になる。また、電源装置１００では、無効電流Ｉｒが流れるのを抑制することができるので、比較例１の電源装置９０に比べて、コンバータ１２の回路内の共振電流を抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。すなわち、本実施形態の電源装置１００では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

本実施形態の電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さい場合、後述の所定期間に、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の共振が助長されることがあった。トランスＴ１の巻数比は、第２インダクタＬ２の巻数を第１インダクタＬ１の巻数で除算した値で表される。つまり、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さい場合とは、第２インダクタＬ２の巻数が第１インダクタＬ１の巻数よりも少ない場合であって、第２インダクタＬ２のインピーダンスが第１インダクタＬ１のインピーダンスよりも小さい場合を意味する。所定期間は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態になった時点から逆流防止部１４が非導通状態になった時点までの期間である。

また、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さい場合、図５に示すように、トランスＴ１の巻数比が小さくなるに従って、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の実効値が増加する。なお、図５中のＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５は、それぞれ第２インダクタＬ２のインダクタンスが１００μＨ，２５０μＨ，３００μＨ，３５０μＨ，４００μＨの場合の特性を表している。

電源装置１００では、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２がトランス結合されているので、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２が共振すると、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１も共振する。その結果、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さい場合、電力伝達の効率が低下する可能性がある。また、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さい場合、図６に示すように、トランスＴ１の巻数比が小さくなるに従って、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値が増加する。そのため、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１よりも小さく、かつ、一対の出力端子２Ａ，２Ｂから所定の出力電圧を得る場合、図７に示すように、トランスＴ１の巻数比が小さくなるに従って、制御信号のデューティ比を減少させる必要がある。なお、図６中のＹ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５は、図５中のＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５と同じである。また、図７中のＺ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５は、図５中のＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５と同じである。

そこで、トランスＴ１の巻数比は、１以上であることが好ましく、１よりも大きいことがより好ましい。この場合、電源装置１００では、第２インダクタＬ２のインピーダンスが第１インダクタＬ１のインピーダンスよりも大きくなるので、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の共振を抑制することが可能になる。これにより、電源装置１００では、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の共振も抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。すなわち、電源装置１００では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。

また、電源装置１００では、図５及び図６に示す相関図から分かるように、トランスＴ１の巻数比が１以上になると、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の実効値及びスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値が略一定となる。また、電源装置１００では、図７に示す相関図から分かるように、トランスＴ１の巻数比が１以上になると、制御信号のデューティ比が略一定となる。すなわち、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１以上で、かつ、コンバータ１２の一対の出力端子２Ａ，２Ｂから所定の出力電圧を得る場合、トランスＴ１の巻数比に従って制御信号のデューティ比を変化させる必要がない。言い換えれば、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１以上である場合、トランスＴ１の巻数比に関わらず、コンバータ１２の一対の出力端子２Ａ，２Ｂから所定の出力電圧を得やすくなる。その結果、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比が１以上である場合、コンバータ１２の一対の出力端子２Ａ，２Ｂからの出力電圧の電圧値を変更しやすくなる。よって、電源装置１００では、トランスＴ１の巻数比を１以上にすることで、小型化を図りながらも電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になり、かつ、光源部２００の光出力を変更しやすくなる。なお、制御部１３は、光源部２００の調光レベルがいずれの調光レベルであったとしても、スイッチング素子Ｑ１を不連続モードで動作させるように構成されていることが望ましい。光源部２００の調光レベルとは、光源部２００の光出力の度合い（程度）を意味し、光源部２００が全点灯するときの調光レベルを１００％と定義する。

以上説明した本実施形態の電源装置１００は、コンバータ１２と、制御部１３とを備えている。コンバータ１２は、一対の入力端子１Ａ，１Ｂ、一対の出力端子２Ａ，２Ｂ、１次巻線Ｌ１及び２次巻線Ｌ２が磁気的に結合されたトランスＴ１、コンデンサＣ１、及びスイッチング素子Ｑ１を具備する。制御部１３は、スイッチング素子Ｑ１を制御するように構成されている。一対の入力端子１Ａ，１Ｂ間には、コンデンサＣ１が電気的に接続されている。コンバータ１２は、コンデンサＣ１の両端電圧をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により直流の出力電圧に変換して一対の出力端子２Ａ，２Ｂから上記出力電圧を出力するように構成されている。コンバータ１２は、コンデンサＣ１と１次巻線Ｌ１とスイッチング素子Ｑ１とを有する閉回路にコンデンサＣ１の放電電流と逆向きの電流が流れるのを防止する逆流防止部１４を、さらに具備する。

これにより、電源装置１００では、振動周波数と駆動周波数とが上記関係式を満たす場合に逆流防止部１４にて無効電流Ｉｒが流れるのを抑制することができるので、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

コンバータ１２は、上述のように、一対の入力端子１Ａ，１Ｂと一対の出力端子２Ａ，２Ｂとを直流的に絶縁するカップリングコンデンサＣ２を、さらに具備することが好ましい。カップリングコンデンサＣ２の１次側の端子は、１次巻線Ｌ１と電気的に接続されていることが好ましい。カップリングコンデンサＣ２の２次側の端子は、２次巻線Ｌ２と電気的に接続されていることが好ましい。これにより、電源装置１００では、一対の入力端子１Ａ，１Ｂに電気的に接続されたダイオードブリッジ１１と、一対の出力端子２Ａ，２Ｂに電気的に接続された光源部２００とを直流的に絶縁できる。

２次巻線Ｌ２の巻数を１次巻線Ｌ１の巻数で除算した値で表されるトランスＴ１の巻数比は、１以上であることが好ましい。これにより、電源装置１００では、第２インダクタＬ２のインピーダンスが第１インダクタＬ１のインピーダンスよりも大きくなるので、第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の共振を抑制することが可能になる。よって、電源装置１００では、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の共振も抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。

制御部１３は、スイッチング素子Ｑ１を不連続モードで動作させるように構成されていることが好ましい。これにより、電源装置１００では、ダイオードＤ１に流れる電流がゼロになった後に制御部１３がスイッチング素子Ｑ１をオンすることが可能になるので、ダイオードＤ１にリカバリ電流が発生するのを抑制可能となる。すなわち、電源装置１００では、ダイオードＤ１の損失が発生するのを抑制可能となる。

コンバータ１２は、上述のように、ＳＥＰＩＣであることが好ましい。これにより、電源装置１００では、ＳＥＰＩＣの利点を有し、かつ、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

逆流防止部１４は、上述のように、コンデンサＣ１の両端間においてコンデンサＣ１の放電電流を通過させる向きに、１次巻線Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ１と電気的に直列接続されたダイオードであることが好ましい。これにより、電源装置１００では、この電源装置１００の構成を簡略化することができる。

以下、実施形態１の電源装置１００を備えた照明器具３００の一例について、図８に基づいて説明する。

照明器具３００は、天井材８０に直付けされるように構成されている。照明器具３００は、ベースライトである。

照明器具３００は、電源装置１００と、光源部２００と、器具本体３１とを備えている。

光源部２００は、直管型のＬＥＤランプである。本実施形態では、照明器具３００が、光源部２００を２つ備えている。

器具本体３１は、電源装置１００を収納するように構成されている。また、器具本体３１は、光源部２００を保持するように構成されている。

器具本体３１は、光源部２００を保持する一対の保持具３２Ａ，３２Ｂを備えている。本実施形態では、器具本体３１が、一対の保持具３２Ａ，３２Ｂを２組備えている。

なお、照明器具３００は、天井材８０に直付けされるように構成されているが、この構成に限らない。照明器具３００は、例えば、天井材８０に埋め込み配置するように構成されていてもよい。また、照明器具３００は、ベースライトであるが、これに限らず、例えば、ダウンライト等であってもよい。

以上説明した実施形態１の照明器具３００は、電源装置１００と、電源装置１００から供給される電力により点灯可能な光源部２００とを備えている。これにより、照明器具３００では、小型化を図りながらも電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能な電源装置１００を備えた照明器具３００を、提供することができる。

ところで、本実施形態の変形例として、電源装置１００は、逆流防止部１４が、コンデンサＣ１の低電位側の端子と、第２インダクタＬ２の他端２ｂ及びスイッチング素子Ｑ１のソース端子の接続点Ｐ１との間に、設けられていてもよい。この場合、逆流防止部１４のアノードが接続点Ｐ１と電気的に接続され、逆流防止部１４のカソードがコンデンサＣ１の低電位側の端子と電気的に接続される。

逆流防止部１４は、ダイオードであるが、これに限らず、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ等であってもよい。

スイッチング素子Ｑ１は、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴであるが、これに限らない。

制御部１３は、マイクロプロセッサであるが、これに限らず、例えば、マイクロコントローラ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等であってもよい。

本実施形態では、複数の固体発光素子２１の電気的な接続関係を直列接続としているが、この接続に限らず、例えば、並列接続であってもよいし、直列接続と並列接続とを組み合わせた接続であってもよい。また、本実施形態では、固体発光素子２１の数を複数としているが、１つであってもよい。さらに、本実施形態では、固体発光素子２１としてＬＥＤを用いているが、これに限らず、例えば、半導体レーザ素子、有機エレクトロルミネッセンス素子等を用いてもよい。また、本実施形態では、複数の固体発光素子２１それぞれの発光色を白色としているが、この色に限らない。

（実施形態２）
以下、本実施形態の電源装置１１０について、図９に基づいて説明する。

本実施形態の電源装置１１０の基本構成は、実施形態１の電源装置１００と同じである。電源装置１１０は、図９に示すように、コンバータ１５が、実施形態１の電源装置１００におけるコンバータ１２と相違する。なお、電源装置１１０では、実施形態１の電源装置１００と同様の構成要素に同一の符号を付して説明を適宜省略する。

コンバータ１５は、Ｃｕｋコンバータである。なお、コンバータ１５は、コンバータ１２との相違点のみについて説明する。

コンバータ１５は、コンデンサＣ４と、１次巻線（以下、「第３インダクタ」）Ｌ３及びスイッチング素子Ｑ２の直列回路とを具備する。また、コンバータ１５は、コンデンサＣ５及びダイオードＤ２の直列回路と、２次巻線（以下、「第４インダクタ」）Ｌ４及びコンデンサＣ６の直列回路とを具備する。本実施形態では、コンデンサＣ４と第３インダクタＬ３とスイッチング素子Ｑ２との直列回路が、コンデンサＣ４と第３インダクタＬ３とスイッチング素子Ｑ２とを有する閉回路に相当する。また、第３インダクタＬ３及び第４インダクタＬ４の結合係数は、例えば、０．８４である。

コンデンサＣ５の２次側の端子は、ダイオードＤ２のアノードと電気的に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、スイッチング素子Ｑ２のソース端子と電気的に接続されている。

また、コンデンサＣ５の２次側の端子は、第４インダクタＬ４の一端４ａと電気的に接続されている。第４インダクタＬ４の他端４ｂは、コンデンサＣ６の高電位側の端子と電気的に接続されている。コンデンサＣ６の低電位側の端子は、ダイオードＤ２のカソードと電気的に接続されている。

以下、本実施形態の電源装置１１０の動作について、図９に基づいて簡単に説明する。なお、電源装置１１０の動作は、コンバータ１５の動作が主な動作であって、コンバータ１５の動作は、一般的なＣｕｋコンバータの動作と同じである。

電源装置１１０では、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ４の高電位側の端子、逆流防止部１６、第３インダクタＬ３、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ４の低電位側の端子の経路で電流が流れる。また、電源装置１１０では、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ６の高電位側の端子、第４インダクタＬ４、コンデンサＣ５、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ６の低電位側の端子の経路で電流が流れる。すなわち、電源装置１１０では、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態になると、第３インダクタＬ３及び第４インダクタＬ４にエネルギーが蓄積される。

一方、電源装置１１０では、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態になると、第３インダクタＬ３に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１１０では、第３インダクタＬ３の一端３ａ、コンデンサＣ５、ダイオードＤ２、コンデンサＣ４、逆流防止部１６、第３インダクタＬ３の他端３ｂの経路で電流が流れる。

また、電源装置１１０では、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態になると、第４インダクタＬ４に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１１０では、第４インダクタＬ４の一端４ａ、ダイオードＤ２、コンデンサＣ６、第４インダクタＬ４の他端４ｂの経路で電流が流れる。

以下、逆流防止部１６を備えていない点のみが本実施形態の電源装置１１０と相違する比較例の電源装置（以下、「比較例２の電源装置」）について説明する。比較例２の電源装置の基本構成は、電源装置１１０と同じ構成である。そのため、比較例２の電源装置では、電源装置１１０と共通する構成要素に同一の符号を付して説明及び図示を省略する。

比較例２の電源装置では、比較例１の電源装置９０と同様に、トランスＴ２の漏れインダクタンスとコンバータ１５のキャパシタンスとで決まる振動周波数と、スイッチング素子Ｑ２の駆動周波数とが近い値になる場合がある。すなわち、比較例２の電源装置では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合に、トランスＴ２の漏れインダクタンスとコンバータ１５のキャパシタンスとの共振回路によって、第３インダクタＬ３の電流ＩＬ３が振動する（図１０参照）。なお、図１０中のＩｄ２は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流の波形を表している。図１０中のＩＬ４は、第４インダクタＬ４に流れる電流の波形を表している。図１０中のＩＬＥＤは、光源部２００に流れる電流の波形を表している。図１０中のＶｄｓ２は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧の波形を表している。

図１０中の電流ＩＬ３の波形図から分かるように、比較例２の電源装置では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第３インダクタＬ３の電流ＩＬ３が逆流する期間（図１０中のＴｘ２期間）がある。つまり、比較例２の電源装置では、比較例１の電源装置９０と同様に、コンデンサＣ４の放電電流と逆向きの電流（無効電流）が流れることがある。

本実施形態の電源装置１１０では、図９に示すように、コンデンサＣ４の高電位側の端子と第３インダクタＬ３の他端３ｂとの間に、逆流防止部１６が設けられている。よって、電源装置１１０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第３インダクタＬ３に流れる電流ＩＬ３が逆流するのを抑制することが可能になる（図１１参照）。要するに、電源装置１１０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、無効電流が流れるのを抑制することが可能になる。なお、図１１中のＩｄ２，ＩＬ４，ＩＬＥＤ，Ｖｄｓ２は、図１０中のＩｄ２，ＩＬ４，ＩＬＥＤ，Ｖｄｓ２と同じである。

トランスＴ２の巻数比は、実施形態１の電源装置１００におけるトランスＴ１と同様に、１以上であることが好ましく、１よりも大きいことがより好ましい。トランスＴ２の巻数比は、第４インダクタＬ４の巻数を第３インダクタＬ３の巻数で除算した値で表される。これにより、電源装置１１０では、第４インダクタＬ４のインピーダンスが第３インダクタＬ３のインピーダンスよりも大きくなるので、第４インダクタＬ４に流れる電流ＩＬ４の共振を抑制することが可能になる。よって、電源装置１１０では、第３インダクタＬ３に流れる電流ＩＬ３の共振も抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。すなわち、電源装置１１０では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。

以上説明した本実施形態の電源装置１１０では、コンバータ１５は、Ｃｕｋコンバータである。本実施形態の電源装置１１０でも、実施形態１の電源装置１００と同様に、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

（実施形態３）
以下、本実施形態の電源装置１２０について、図１２に基づいて説明する。

本実施形態の電源装置１２０の基本構成は、実施形態１の電源装置１００と同じである。電源装置１２０は、図１２に示すように、コンバータ１７が、実施形態１の電源装置１００におけるコンバータ１２と相違する。なお、電源装置１２０では、実施形態１の電源装置１００と同様の構成要素に同一の符号を付して説明を適宜省略する。

コンバータ１７は、Ｚｅｔａコンバータである。なお、コンバータ１７は、コンバータ１２との相違点のみについて説明する。

コンバータ１７は、コンデンサＣ７と、スイッチング素子Ｑ３及び１次巻線（以下、「第５インダクタ」）Ｌ５の直列回路とを具備する。また、コンバータ１７は、コンデンサＣ８及びダイオードＤ３の直列回路と、２次巻線（以下、「第６インダクタ」）Ｌ６及びコンデンサＣ９の直列回路とを具備する。本実施形態では、コンデンサＣ７と第５インダクタＬ５とスイッチング素子Ｑ３との直列回路が、コンデンサＣ７と第５インダクタＬ５とスイッチング素子Ｑ３とを有する閉回路に相当する。また、第５インダクタＬ５及び第６インダクタＬ６の結合係数は、例えば、０．９３である。

スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子は、コンデンサＣ７の高電位側の端子と電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース端子は、第５インダクタＬ５の一端５ａと電気的に接続されている。第５インダクタＬ５の他端５ｂは、コンデンサＣ７の低電位側の端子と電気的に接続されている。

コンデンサＣ８の２次側の端子は、ダイオードＤ３のカソードと電気的に接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、第５インダクタＬ５の他端５ｂと電気的に接続されている。

ダイオードＤ３のカソードは、第６インダクタＬ６の一端６ａと電気的に接続されている。第６インダクタＬ６の他端６ｂは、コンデンサ９の高電位側の端子と電気的に接続されている。コンデンサＣ９の低電位側の端子は、ダイオードＤ３のアノードと電気的に接続されている。本実施形態では、第５インダクタＬ５の他端５ｂと、コンデンサＣ７の低電位側の端子及びダイオードＤ３のアノードの接続点Ｐ２との間に、実施形態１の電源装置１００における逆流防止部１４と同じ機能を有する逆流防止部１８が設けられている。

逆流防止部１８のアノードは、第５インダクタＬ５の他端５ｂと電気的に接続されている。逆流防止部１８のカソードは、接続点Ｐ２と電気的に接続されている。

以下、本実施形態の電源装置１２０の動作について、図１２に基づいて簡単に説明する。なお、電源装置１２０の動作は、コンバータ１７の動作が主な動作であって、コンバータ１７の動作は、一般的なＺｅｔａコンバータの動作と同じである。

電源装置１２０では、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ７の高電位側の端子、スイッチング素子Ｑ３、第５インダクタＬ５、逆流防止部１８、コンデンサＣ７の低電位側の端子の経路で電流が流れる。また、電源装置１２０では、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態からオン状態になると、コンデンサＣ７の高電位側の端子、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ８、第６インダクタＬ６、コンデンサＣ９、コンデンサＣ７の低電位側の端子の経路で電流が流れる。すなわち、電源装置１２０では、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態からオン状態になると、第５インダクタＬ５及び第６インダクタＬ６にエネルギーが蓄積される。

一方、電源装置１２０では、スイッチング素子Ｑ３がオン状態からオフ状態になると、第５インダクタＬ５に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１２０では、第５インダクタＬ５の他端５ｂ、逆流防止部１８、ダイオードＤ３、コンデンサＣ８、第５インダクタＬ５の一端５ａの経路で電流が流れる。

また、電源装置１２０では、スイッチング素子Ｑ３がオン状態からオフ状態になると、第６インダクタＬ６に逆起電力が発生する。これにより、電源装置１２０では、第６インダクタＬ６の他端６ｂ、コンデンサＣ９、ダイオードＤ３、第６インダクタＬ６の一端６ａの経路で電流が流れる。

以下、逆流防止部１８を備えていない点のみが本実施形態の電源装置１２０と相違する比較例の電源装置（以下、「比較例３の電源装置」）について説明する。比較例３の電源装置の基本構成は、電源装置１２０と同じ構成である。そのため、比較例３の電源装置では、電源装置１２０と共通する構成要素に同一の符号を付して説明及び図示を省略する。

比較例３の電源装置では、比較例１の電源装置９０と同様に、トランスＴ３の漏れインダクタンスとコンバータ１７のキャパシタンスとで決まる振動周波数と、スイッチング素子Ｑ３の駆動周波数とが近い値になる場合がある。すなわち、比較例３の電源装置では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合に、トランスＴ３の漏れインダクタンスとコンバータ１７のキャパシタンスとの共振回路によって、第５インダクタＬ５の電流ＩＬ５が振動する（図１３参照）。なお、図１３中のＩｄ３は、スイッチング素子Ｑ３のドレイン電流の波形を表している。図１３中のＩＬ６は、第６インダクタＬ６に流れる電流の波形を表している。図１３中のＩＬＥＤは、光源部２００に流れる電流の波形を表している。図１３中のＶｄｓ３は、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧の波形を表している。

図１３中の電流ＩＬ５の波形図から分かるように、比較例３の電源装置では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第５インダクタＬ５の電流ＩＬ５が逆流する期間（図１３中のＴｘ３期間）がある。つまり、比較例３の電源装置では、比較例１の電源装置９０と同様に、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、コンデンサＣ７の放電電流と逆向きの電流（無効電流）が流れることがある。

本実施形態の電源装置１２０では、図１２に示すように、第５インダクタＬ５の他端５ｂと接続点Ｐ２との間に、逆流防止部１８が設けられている。よって、電源装置１２０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、第５インダクタＬ５に流れる電流ＩＬ５が逆流するのを抑制することが可能になる（図１４参照）。要するに、電源装置１２０では、上記振動周波数と上記駆動周波数とが上記関係式を満たす場合、無効電流が流れるのを抑制することが可能になる。なお、図１４中のＩｄ３，ＩＬ６，ＩＬＥＤ，Ｖｄｓ３は、図１３中のＩｄ３，ＩＬ６，ＩＬＥＤ，Ｖｄｓ３と同じである。

トランスＴ３の巻数比は、実施形態１の電源装置１００におけるトランスＴ１と同様に、１以上であることが好ましく、１よりも大きいことがより好ましい。トランスＴ３の巻数比は、第６インダクタＬ６の巻数を第５インダクタＬ５の巻数で除算した値で表される。これにより、電源装置１２０では、第６インダクタＬ６のインピーダンスが第５インダクタＬ５のインピーダンスよりも大きくなるので、第６インダクタＬ６に流れる電流ＩＬ６の共振を抑制することが可能になる。よって、電源装置１２０では、第５インダクタＬ５に流れる電流ＩＬ５の共振も抑制することが可能となり、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。すなわち、電源装置１２０では、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのをより抑制することが可能になる。

以上説明した本実施形態の電源装置１２０では、コンバータ１７は、Ｚｅｔａコンバータである。本実施形態の電源装置１２０でも、実施形態１の電源装置１００と同様に、小型化を図りながらも、電力伝達の効率が低下するのを抑制することが可能になる。

ところで、本実施形態の変形例として、電源装置１２０は、逆流防止部１８が、スイッチング素子Ｑ３のソース端子及びコンデンサＣ８の接続点Ｐ３と、第５インダクタＬ５の一端５ａとの間に、設けられていてもよい。この場合、逆流防止部１８のアノードが接続点Ｐ３と電気的に接続され、逆流防止部１８のカソードが第５インダクタＬ５の一端５ａと電気的に接続される。

１Ａ，１Ｂ 一対の入力端子
２Ａ，２Ｂ 一対の出力端子
３Ａ，３Ｂ 一対の入力端子
４Ａ，４Ｂ 一対の出力端子
５Ａ，５Ｂ 一対の入力端子
６Ａ，６Ｂ 一対の出力端子
１２ コンバータ
１３ 制御部
１４ 逆流防止部
１５ コンバータ
１６ 逆流防止部
１７ コンバータ
１８ 逆流防止部
１００，１１０，１２０ 電源装置
２００ 光源部
３００ 照明器具
Ｃ１，Ｃ４，Ｃ７ コンデンサ
Ｃ２，Ｃ５，Ｃ８ カップリングコンデンサ
Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５ １次巻線
Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６ ２次巻線
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス

Claims (7)

1. 一対の入力端子、一対の出力端子、１次巻線及び２次巻線が磁気的に結合されたトランス、コンデンサ、及びスイッチング素子を具備するコンバータと、前記スイッチング素子を制御する制御部とを備え、
   前記一対の入力端子間には、前記コンデンサが電気的に接続され、
   前記コンバータは、前記コンデンサの両端電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により直流の出力電圧に変換して前記一対の出力端子から前記出力電圧を出力するように構成され、
   前記コンバータは、前記コンデンサと前記１次巻線と前記スイッチング素子とを有する閉回路に前記コンデンサの放電電流と逆向きの電流が流れるのを防止する逆流防止部を、さらに具備する
   ことを特徴とする電源装置。
2. 前記コンバータは、前記一対の入力端子と前記一対の出力端子とを直流的に絶縁するカップリングコンデンサを、さらに具備し、
   前記カップリングコンデンサの１次側の端子は、前記１次巻線と電気的に接続され、前記カップリングコンデンサの２次側の端子は、前記２次巻線と電気的に接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記２次巻線の巻数を前記１次巻線の巻数で除算した値で表される前記トランスの巻数比は、１以上である
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
4. 前記制御部は、前記スイッチング素子を不連続モードで動作させるように構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記コンバータは、ＳＥＰＩＣ、Ｃｕｋコンバータ及びＺｅｔａコンバータのうちのいずれか１つである
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記逆流防止部は、前記コンデンサの両端間において、前記コンデンサの放電電流を通過させる向きに、前記１次巻線及び前記スイッチング素子と電気的に直列接続されたダイオードである
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の電源装置と、前記電源装置から供給される電力により点灯可能な光源部とを備えている
   ことを特徴とする照明器具。

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