JP7006465B2 - 点灯装置、照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、点灯装置と、その点灯装置を用いた照明器具に関する。

例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）などの発光素子を点灯させる点灯装置は、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成するＡＣ－ＤＣ変換回路部と、得られた直流電圧からＬＥＤに最適な電流を供給するＤＣ－ＤＣコンバータ部とを備える。ＡＣ－ＤＣ変換回路部としては例えばコンデンサインプット型整流回路が用いられ、ＤＣ－ＤＣコンバータ部としては例えばバックコンバータが用いられる。

ただし、現在多くの照明器具においては高力率を要求されるため、コンデンサインプット形整流回路では力率が悪く、高力率の要求を満たすことができない。そこで昇圧チョッパ形の力率改善回路をＡＣ－ＤＣコンバータとして用いたものが現在広く採用されている。この場合、昇圧チョッパとバックコンバータの２つのコンバータが必要となることから、部品点数が多くなりやすく、回路基板の大型化及び高コスト化を招くおそれがある。

フライバックコンバータを用いて１つのコンバータで力率改善とＬＥＤ電流制御を行う方法が開発されている。フライバックコンバータは、部品点数が少なく、回路基板を小型化できるメリットがある。しかしながら、フライバックトランスを介して電力変換を行うため、フライバックトランスの損失が大きく、点灯装置全体として電力変換効率が悪化するという問題がある。

これに対し、例えば特許文献１には、１つのコンバータで力率改善とＬＥＤ電流制御を行う別の方法として、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Converter）と呼ばれる回路方式を用いた点灯装置が開示されている。

特開２０１７－０２２９６０号公報

回路方式としてＳＥＰＩＣを用いる場合、主回路の構成要素として２つのインダクタが必要である。２つのインダクタをトランス構造にすることで１コア化することによって、部品点数を削減することが可能である。

しかしながら、ＳＥＰＩＣに対して１コア化したトランスを使用する場合、トランスの漏れインダクタンスと、回路中のコンデンサが共振経路を形成する。この共振回路によって回路に共振電流が流れると、ノイズが増加し高周波損失の増加を招いてしまう。

これに対し、特許文献１においては逆流防止部という要素を追加することで、共振電流の発生を抑制している。具体的には、ダイオードを共振経路に追加で接続し共振電流が流れることを抑制している。

これにより、共振電流が流れることを抑制し得るものの、ダイオードを用いることで部品点数が増加してしまう。また、ダイオードの導通損失増加により効率が低下してしまう。さらにこの方法では根本的に共振電流の発生を抑制することができないため、短期間ではあるが、共振電流が発生してしまう。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、点灯装置の電源回路において複数のインダクタを用いる場合に、共振電流を抑制できる点灯装置と照明器具を提供することを目的とする。

本願の発明に係る点灯装置は、整流回路と、高調波を抑制して力率を改善すると共に該整流回路から出力される電力を直流電力に変換して光源に供給する直流変換回路と、
該直流変換回路を制御する制御部と、を備え、該直流変換回路は、スイッチング素子と、該スイッチング素子と該整流回路との間に接続された第１コンデンサと、該スイッチング素子に接続された第１インダクタと、該スイッチング素子に接続された第２インダクタと、該第１インダクタと該第２インダクタの間に接続された第２コンデンサと、を備え、該第１インダクタと該第２インダクタは共通のコアに巻線され、該第１インダクタと該第２インダクタの漏れインダクタンスと、該第１コンデンサと該第２コンデンサの共振周波数は、該直流変換回路の駆動周波数よりも低いことを特徴とする。

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明によれば、共振周波数を直流変換回路の駆動周波数よりも低くすることで、共振電流を抑制できる。

実施の形態１に係る照明器具の構成例を示す図である。 動作波形を示す図である。 共振電流がない場合の波形図である。 共振電流が発生した場合の波形図である。 第１コンデンサ、トランス及び第２コンデンサの等価回路図である。 図５の回路図の等価回路図である。 ＥＥコアを用いた場合のトランスの外観図である。 図７のトランスの断面図である。 実施の形態１のトランスの外観図である。 図９のトランスの断面図である。 別のトランスの斜視図である。 図１１のトランスの断面図である。 別の例に係るトランスの斜視図である。 別の例に係るトランスの斜視図である。 実施の形態２に係る照明器具の構成例を示す図である。 ゼロ電流検出部の構成例を示す図である。 動作波形を示す図である。 スイッチング特性を示す図である。 実施の形態２に係るトランスの構成例を示す図である。 実施の形態３に係る照明器具の構成例を示す図である。 補助スイッチング素子がオフしている場合の共振回路を示す図である。 実施の形態３に係る点灯装置の動作例を示すフローチャートである。

本発明の実施の形態に係る点灯装置及び照明器具について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る照明器具２００の構成例を示す図である。照明器具２００は、交流電源１に接続され交流電源１から供給される電力を光源９に入力可能な直流電流に変換して出力する点灯装置２００Ａを備えている。点灯装置２００Ａは、高調波を抑制して力率を改善すると共に整流回路２から出力される電力を直流電力に変換して光源９に供給する直流変換回路である。

照明器具２００は、点灯装置２００Ａから供給される電力により点灯する光源９と、光源９の点灯、消灯又は調光を行うための調光信号を出力する調光器１２とを備えている。光源９は複数のＬＥＤを接続したＬＥＤ群で構成することができる。当該ＬＥＤ群の一端は正極側直流母線Ｐに接続され、他端は負極側直流母線Ｎに接続される。

点灯装置２００Ａは、制御部１０の制御を受けて動作することで、整流回路２が整流した直流電圧を調光器１２の信号に基づく所望の電流に変換し、光源９に出力する。また、点灯装置２００Ａは入力電流波形を正弦波状でかつ交流入力電圧と同位相となるように動作し、力率を改善する。点灯装置２００Ａは、フィルタコンデンサとして機能する第１コンデンサ３、第１インダクタ４１、スイッチング素子６、カップリングコンデンサとして機能する第２コンデンサ５、第２インダクタ４２、ダイオード７及び出力平滑コンデンサ８を有するＳＥＰＩＣと呼ばれる回路を備える。点灯装置２００Ａの出力には光源９が接続される。

具体的には、第１インダクタ４１の一端は第１コンデンサ３の一端に接続されている。第１コンデンサ３の他端はＧＮＤラインに接続されている。スイッチング素子６は、ドレイン端子、ソース端子及びこれらの端子間をスイッチングするゲート端子を備えている。スイッチング素子６のドレイン端子は、第１インダクタ４１の他端に接続されている。スイッチング素子６は第１インダクタ４１を介して第１コンデンサ３と並列接続している。あるいは、スイッチング素子６と整流回路２との間にフィルタコンデンサとして機能する第１コンデンサ３が接続されたということもできる。

第２コンデンサ５の一端はスイッチング素子６のドレイン端子に接続されている。第２インダクタ４２の一端は第２コンデンサ５の他端に接続されている。第２インダクタ４２の他端はＧＮＤラインに接続されている。第２インダクタ４２は、第２コンデンサ５を介してスイッチング素子６と並列接続されている。あるいは、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間にカップリングコンデンサとして機能する第２コンデンサ５を接続したということができる。

第１インダクタ４１と第２インダクタ４２は共通のコアに巻線することができる。ＳＥＰＩＣは第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を別のコアに巻線し、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を別の部品としても構成することができるが、これらを同一のコアに巻線する構成のトランスを用いることで部品点数を削減することが可能である。

ダイオード７のアノードは第２インダクタ４２の一端と第２コンデンサ５の他端の間に接続されている。出力平滑コンデンサ８の一端はダイオード７のカソードに接続している。出力平滑コンデンサ８の他端は電流検出部１１に接続されている。出力平滑コンデンサ８に並列に光源９が接続される。

スイッチング素子６として例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）を用いることができる。ＭＯＳＦＥＴは、例えばシリコン系からなる半導体で構成してもよいし、炭化珪素あるいは窒化ガリウム系材料などのワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。

スイッチング素子６にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング素子６の通電損失を減らすことができる。また、良好な放熱性を維持しつつ、スイッチング周波数すなわち駆動周波数を高周波にすることができる。このため、点灯装置２００Ａの放熱部品を小型化あるいは削除することができるので、点灯装置２００Ａの小型化及び低コスト化に好適である。

上述の直流変換回路は制御部１０によって制御される。制御部１０は演算制御部１０１、駆動回路１０２及び電流検出部１０３を備える。制御部１０は点灯装置２００Ａのスイッチング素子６のオンオフを制御することで、光源９に流す電流が所定の電流値になるようにするとともに、交流電源１から入力される電流波形を正弦波状にし入力電圧と同位相にすることで力率を改善する。

演算制御部１０１は市販のアナログＩＣを組み合わせて構成することができる。アナログＩＣを組み合わせて演算制御部１０１を構成した場合、調光器１２から入力された信号の判定、及び後述する電流の差分値の演算を実現するため回路が複雑化し、部品点数が増加する。そのため演算制御部１０１は、マイコン、又はＣＰＵ若しくはＤＳＰなどの演算装置を用い、ソフトウェアとして実現することで部品点数を抑制できる。

演算制御部１０１は、調光器１２から入力された信号から光源９に出力する電流の目標値を判定し、電流検出部１０３において検出した光源９の電流と比較を行い、スイッチング素子６をオンする期間を変化させる。

駆動回路１０２は、演算制御部１０１から与えられた信号にもとづきスイッチング素子６を制御する。つまり、ドレイン端子、ソース端子間のオンオフ状態を制御する。

電流検出部１０３は、演算制御部１０１と電流検出部１１の間に接続され、電流検出部１１の出力電圧を演算制御部１０１に入力可能な電圧に変換する。例えば、抵抗器とコンデンサを有するローパスフィルタを電流検出部１０３とすることで、高周波ノイズを除去する。また、電流検出部１１の出力に過電圧が発生した場合の保護機能としてツェナーダイオードによる電圧クランプ回路を用いた構成としてもよい。

電流検出部１１は光源９に流れる電流を検出し、電流検出部１０３に検出結果を送信する。電流検出部１１としてシャント抵抗を用いることができる。また、ＣＴ（Current Transformer）を用いることもできる。ただし、光源９としてＬＥＤを用いる場合は直流電流を検出する必要があるため、ＣＴを用いる場合にはホール素子を備える直流電流を測定可能なＣＴが必要である。

次に、本実施の形態１に係る点灯装置２００Ａの動作について説明する。まず、点灯装置２００Ａに交流電源１が接続されると、整流回路２は交流電圧を整流し直流電圧を生成する。第１コンデンサ３はスイッチング素子６のオンオフ動作によるスイッチングリプルを除去する目的で設けられたものである。第１コンデンサ３は整流された電圧の交流電源１の周波数の２倍の周波数成分で脈動する電圧を平滑するためのものではない。整流された電圧の交流電源１の周波数の２倍の周波数成分を平滑する場合、第１コンデンサ３の容量を比較的大きくする必要がある。この場合、コンデンサインプット型の構成になり力率の悪化を招いてしまう。

整流回路２は、４つのダイオードを組み合わせたダイオードブリッジで構成することができる。なお、整流回路２の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、単方向導通素子であるＭＯＳＦＥＴを組み合わせて構成してもよい。

スイッチング素子６がオンすると交流電源１は第１インダクタ４１を介して短絡されるため、電源側から第１インダクタ４１、スイッチング素子６の順で電流が流れ、第１インダクタ４１にエネルギーが蓄えられる。このとき、第１インダクタ４１の電流は増加していく。また、同時に第２コンデンサ５に充電された電圧が第２インダクタ４２に印加されるため、第２コンデンサ５、スイッチング素子６、第２インダクタ４２の順に電流が流れ、第２コンデンサ５のエネルギーが第２インダクタ４２に蓄えられる。このとき、第２インダクタ４２の電流が増加していく。

次にスイッチング素子６をオフすると、第1インダクタ４１に蓄えられたエネルギーが放出され、第1インダクタ４１、第２コンデンサ５、ダイオード７、出力平滑コンデンサ８、第１コンデンサ３の順に電流が流れ、第２コンデンサ５と出力平滑コンデンサ８を充電する。また、同時に第２インダクタ４２に蓄えられたエネルギーが放出され、第２インダクタ４２、ダイオード７、出力平滑コンデンサ８の順に電流が流れ、出力平滑コンデンサ８を充電する。このように負荷側にエネルギーを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサ８から光源９に平滑された直流電流が供給されて光源９が発光する。

図２は、動作波形を示す図である。図２を参照して制御部１０の動作について説明する。なお、図２においては説明の便宜上、スイッチング素子６をオンする繰り返し周波数、すなわちスイッチング周波数Ｆｓｗを実際の周波数よりも低く記載している。

スイッチング素子６がオンすると第１インダクタ４１及び第２インダクタ４２の電流が増加する。図２にはスイッチング素子６のゲート電圧オンの期間が示されている。演算制御部１０１が演算により決定する所定のオン時間が経過すると、スイッチング素子６をオフする。そうすると、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流は減少し、０Ａまで低下する。図２にはスイッチング素子６のゲート電圧オフの期間が示されている。

演算制御部１０１は、スイッチング素子６をオフした後、予め定めるスイッチング周波数Ｆｓｗで再びスイッチング素子６をオンし、スイッチング動作を開始する。このとき、スイッチング素子６がオンしてから再びオンするまでの周波数は予め定められた周波数であるが、その周波数を入力電圧又は出力電流の大きさによって変更する構成としてもよい。

ここで、力率改善動作及び定電流制御について説明する。本実施の形態では、演算制御部１０１によるフィードバック制御の応答を遅くすることにより、交流電源１の半周期間においてスイッチング素子６をオンする期間であるオン時間はほぼ一定となる。第1インダクタ４１に流れる電流のピーク値はオン時間と入力電圧の大きさに比例するため、オン時間がほぼ一定であることから、第1インダクタ４１に流れる電流のピーク値の包絡線は交流電源と同じ包絡線を描く。そして、第1インダクタ４１に流れる電流を第１コンデンサ３によりスイッチングリプルを取り除き平均化することで交流電源１から流れ込む入力電流をほぼ正弦波状にでき、力率を改善することができる。

図１には図示しないが、必要に応じて交流電源１と整流回路２の間にフィルタ回路を追加することで、スイッチングリプルを取り除く効果を高め、入力電流を正弦波に近づけることができる。このとき、第２コンデンサ５には整流回路２による全波整流電圧とほぼ同等の電圧が充電されるため、第２インダクタ４２に流れる電流のピーク値も電源電圧に同期したほぼ正弦波状の波形となる。

ＬＥＤの順方向電圧は一般的に定電圧に近い特性を示すため、光源９としてＬＥＤを用いる場合、ＬＥＤを所定の明るさで安定的に点灯させるためには点灯装置２００Ａの出力電流が一定となるように定電流フィードバック制御にて点灯装置２００Ａを動作させる必要がある。本実施の形態においては、電流検出部１１で光源９の電流を検出し、目標値との差分からフィードバック処理を行い、スイッチング素子６のオンオフを制御する。これにより力率改善と定電流制御を１つのスイッチング素子で両立することができる。

図１に示すとおり、制御部１０には調光器１２が接続されている。演算制御部１０１は調光器１２から出力される調光信号の種類に対応した出力電流目標値を決定し、電流検出部１０３における電流検出値との差分を得る。電流検出部１１で検出した電流検出値が出力電流目標値より大きい場合、スイッチング素子６をオンする期間を短くする。これによって、負荷側に伝達するエネルギーが減少するので出力電流を減少させることができる。逆に、電流検出部１１で検出した電流検出値が出力電流目標値より小さい場合、スイッチング素子６をオンする期間を長くする。これによって、負荷側に伝達するエネルギーが増加するので出力電流を増加させることができる。

このようにスイッチング素子６のオン時間を調整することにより特定の出力を得る制御方法は、スイッチング周期に対するオン時間の割合をデューティと呼ぶことから、デューティ制御と呼ばれる。

本実施の形態では、電流検出部１１により光源９に流れる電流の大きさを検出し、フィードバック制御することにより定電流制御を達成している。力率改善制御と定電流制御を両立するため、定電流制御のフィードバック応答速度は十分遅くする必要がある。すなわち、応答速度が速いとオン時間の時間変化が大きくなり、交流電圧の位相に沿ったピーク電流制御ができなくなり力率改善が行えない可能性がある。そこで、フィードバック制御の応答速度は交流入力周波数の２倍以下とすることが望ましい。すなわち、電源電圧の周波数が５０Ｈｚである場合は、フィードバック制御の応答速度を１００Ｈｚ以下とすることができる。

図３は、スイッチング素子の３周期分の繰り返し波形を示す波形図である。図３を参照して、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の動作波形についてより詳細に説明する。スイッチング素子６のスイッチング周波数は、音鳴りの発生を防止するために、人間の可聴域よりも高い周波数とすることができる。例えばスイッチング素子６のスイッチング周波数は２０ｋＨｚ以上である。交流電源１の商用周波数が５０Ｈｚの場合、全波整流した際の脈動周波数は１００Ｈｚであるため、スイッチング素子６の波形数周期の期間においてはほぼ同一のピーク電流である同一波形が現れる。

ＳＥＰＩＣの基本動作において、スイッチング素子６をオンしている期間においては第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流は直線状に増加する。一方、スイッチング素子６をオフしている期間においては、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流は０Ａに低下するまで直線状に減少する。このように、スイッチングの１周期の間にコイル電流が０Ａまで低下する動作を電流不連続モード制御と呼ぶ。

しかしながら、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２として、共通のコアに巻線したトランスを用いる場合には、共振電流が発生し、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流の傾きが直線状にならない場合がある。

図４は、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２に共振電流が発生した場合の波形を示す図である。共振電流により第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流の傾きが直線状になっていない。共振電流が発生すると、高周波ノイズが増加してしまう可能性がある。また、高周波電流による第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の高周波抵抗損失が増加し、磁性体コアにおける鉄損も増加するため、トランスの発熱増加及び点灯装置２００Ａの効率低下が発生してしまう。

図５は第１コンデンサ３、トランス４及び第２コンデンサ５の等価回路である。図５を参照して共振電流が発生する原理について説明する。トランス４は、第１インダクタ４１の漏れインダクタンスを表す第１漏れインダクタ４１ａ、第２インダクタ４２の漏れインダクタンスを表す第２漏れインダクタ４２ａ、励磁インダクタンスを表すインダクタ４３、及び巻数比がｎ：１の理想トランス４４による等価回路で表現している。

図６は、図５において、第２漏れインダクタ４２ａと第２コンデンサ５を１次側に置換した等価回路である。第２漏れインダクタ４２ａは巻数比ｎの２乗を乗算した等価第２漏れインダクタ４２ａ’、第２コンデンサ５は巻数比ｎの２乗で除算した等価第２コンデンサ５’として、１次側に置換されている。

共振電流は図６に矢印で示す経路で流れる。具体的には、第１コンデンサ３、第１漏れインダクタ４１ａ、等価第２漏れインダクタ４２ａ’、等価第２コンデンサ５’を通る直列共振経路において共振電流が発生する。そのため、第１漏れインダクタ４１ａのインダクタンスをＬ４１ａ、第２漏れインダクタ４２ａのインダクタンスをＬ４２ａ、第１コンデンサ３の容量をＣ３、第２コンデンサ５の容量をＣ５とした場合、直列共振回路であるから、共振周波数Ｆｒｅは理論的に以下の式で得ることができる。
Ｆｒｅ＝１／２π√（Ｌ４１ａ＋ｎ２Ｌ４２ａ）（Ｃ３×Ｃ５／（ｎ２Ｃ３＋Ｃ５））

図７は、ＥＥコアを用いた場合の一般的なトランスの外観図である。磁性体コア４５はＥＥコア、あるいはＥＥＲコアと呼ばれる形状のコアである。磁性体コア４５の材料として高周波用途ではフェライトなどの材料を用いることができる。また、ボビン４６は巻線、とコアを保持するために使用される。

図８は、図７に示すトランスの磁性体コア４５、第１インダクタ４１及び第２インダクタ４２の巻線構造を示す断面構造図である。一般的なトランスでは、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の結合を高めるため、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を重ねて巻きつける。この場合、第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａは比較的小さくなる。例えば、ＥＥＲ－２８サイズのコアを使用した１辺３０ｍｍ程度のトランスの場合、第１インダクタ４１のインダクタンスは２ｍＨであるのに対して、第１漏れインダクタ４１ａのインダクタンスは０．０３ｍＨ程度である。ここで、磁性体コア４５に設けられたギャップは、コアの飽和を防止するとともに第１インダクタ４１と第２インダクタ４２のインダクタンスを決める。

一方、照明用の点灯装置においては、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の容量を大きくし過ぎてしまうと力率の低下を招く。そこで、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の容量を０．１～０．３μＦ程度の大きさとする。この場合、共振周波数Ｆｒｅは５０ｋＨｚを超え、スイッチング周波数Ｆｓｗよりも高周波となってしまうことから、図４に示すような共振電流が発生してしまう。

図９は、ＳＥＰＩＣを採用する実施の形態１のトランス構造の外観図である。このトランス構造は、共振電流を抑制可能なものである。磁性体コア４５は前述と同形状のＥＥコア、あるいはＥＥＲコアとすることができる。ボビン４６に第１インダクタ４１と第２インダクタ４２が巻きつけられ、これらの巻線の表面は絶縁シートでカバーしている。ボビン４６は仕切り板４６Ａを有している。この仕切り板４６Ａが第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間に位置している。

図１０は、図９に示すトランスの磁性体コア４５、第１インダクタ４１、第２インダクタ４２の巻線構造の断面図である。一点鎖線でボビン４６の形状も示されている。図１０に示すトランスは、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を重ねることなく、それぞれ分離してコアに巻線したことで、第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａのインダクタンスを比較的大きくしている。ボビン４６は、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間に設けられた仕切り板４６Ａを有している。例えば、ＥＥＲ－２８サイズのコアを使用した１辺３０ｍｍ程度のトランスの場合、第１インダクタ４１のインダクタンス２ｍＨに対して、第１漏れインダクタ４１ａのインダクタンスは０．７ｍＨ程度の大きさである。

この場合、共振周波数Ｆｒｅは１９ｋＨｚ未満になる。そのため、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の容量が０．１～０．３μＦ程度の値であれば、通常は２０ｋＨｚ以上であるスイッチング周波数Ｆｓｗよりも共振周波数を低くすることができる。こうして、図３に例示した共振電流を生じない又は抑制した動作を実現でき、共振電流による高周波ノイズ増加、高周波電流による巻線損失増加、及び磁性体コアにおける鉄損増加を抑制することができる。

より具体的には、漏れインダクタンスの大きさの合計、すなわちＬ４１ａ＋ｎ２Ｌ４２ａの大きさを１．２７ｍＨ以上にすることで、共振周波数を２０ｋＨｚ未満にできる。

上述とは異なるトランス４の構造を採用してもよい。図１１は、別のトランス構造の斜視図である。図１１のトランス４は、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２は共通のコア４５に、重ねることなく分離して巻線されている。第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂは支持部４７a、４７ｂによって貫かれている。第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂの少なくとも一方は、支持部４７ａ、４７ｂに沿って移動できるように支持部４７ａ、４７ｂに取り付けられている。図１１の構成では、第２ボビン４６ｂが支持部４７ａ、４７ｂに沿って移動可能である。

図１２は、図１１のボビンとインダクタの断面図である。第１インダクタ４１は第１ボビン４６ａを介してコア４５に巻線され、第２インダクタ４２は第２ボビン４６ｂを介してコア４５に巻線されている。第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂの間隔ｙ１を変化させることで、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の距離を変化させることができる。例えば、第２ボビン４６ｂを支持部４７ａ、４７ｂに沿って上下に移動させることで、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２のトランス結合の高さを変化させ、漏れインダクタンスの大きさを調整することができる。

これによって、点灯装置２００Ａの部品実装後において、動作波形を直接確認しつつ、漏れインダクタンスの大きさを調整し共振電流が生じない第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａを得ることができる。

図１３は、別の変形例に係るトランスの斜視図である。図１３のトランスは、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を同一コアの異なる部分に巻線した点で図１１、１２のトランスと同じであるが、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間隔をスペーサ４８ａ、４８ｂにより決定及び保持する点で図１１、１２のトランスと異なる。スペーサ４８ａ、４８ｂを第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂの間に設けることで、両者の間隔を固定することができる。異なる厚さのスペーサを複数用意しておき、スペーサを選択することで、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間隔を調整できる。言いかえれば、スペーサの厚みを変化させることで、漏れインダクタンスの大きさを変化させることができる。

図１４は、別の変形例に係るトランスの斜視図である。図１４のトランスは、例えば図１１のトランスと基本的に同じであるが、支持部を用いず保持具４９ａ、４９ｂを用いる点で図１１のトランスと相違する。保持具４９ａ、４９ｂは溝を有する板材である。保持具４９ａ、４９ｂの溝に第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂの一部を入れることで、保持具４９ａ、４９ｂを第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂに嵌合させる。これにより、第１ボビン４６ａと第２ボビン４６ｂの位置を固定する。溝の間隔が異なる複数の保持具４９ａ、４９ｂを用意しておき、保持具を選択することで、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の間隔を調整できる。

図９－１４のトランスは、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２が巻線軸の方向に分離した点で共通する。この分離により、漏れインダクタンスを大きくすることができる。第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を巻線軸の方向に分離させる別のトランスを採用してもよい。また、図１１－１４では、第１インダクタ４１が巻き付けられた第１ボビン４６ａと、第２インダクタ４２が巻き付けられた第２ボビン４６ｂとの距離が可変となっている構成の例を説明した。当該距離を調整することができる、別の形態を採用してもよい。

上述の様々な形態によって、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の漏れインダクタンスと、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の共振周波数を、直流変換回路の駆動周波数よりも低いものとすることで、共振電流を抑制することができる。

以上のように、本実施の形態の点灯装置２００Ａは、直流変換回路としてＳＥＰＩＣを用いた場合において、第１インダクタ４１のピーク電流を正弦波状として、かつ負荷電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子６を制御するので、力率改善制御と定電流制御を1つコンバータで実現できる。したがって、力率改善回路と電流制御回路の２コンバータ構成の場合と比べて部品点数を削減しつつ高力率及び高効率な制御ができる。また、一般的なＳＥＰＩＣに対して、共通化したコアを用いたトランスで漏れインダクタンスが大きいトランス構造にすることで、共振電流の発生を抑制し、部品点数を削減し、回路を小型化し、コストを下げることができる。

実施の形態１では直流変換回路としてＳＥＰＩＣを用いたが、ＳＥＰＩＣの他にも、Ｚｅｔａコンバータの回路構成であっても同様の効果が得られる。実施の形態１ではＬＥＤを備える光源９としたが、光源９は調光可能なものであればＬＥＤに限定されない。例えば有機ＥＬ（Electro Luminescence）を備えた光源を用いてもよい。

実施の形態２．
図１５は、実施の形態２に係る点灯装置３００Ａ及び照明器具３００を示す回路図である。実施の形態２では、図１の点灯装置２００Ａ及び照明器具２００と同一又は対応する構成を有する部分には、同一の符号を付してその説明を省略する。

図１５に示される実施の形態２に係る点灯装置３００Ａは検出巻線４０を備えている。トランス４’は、第１インダクタ４１、第２インダクタ４２及び検出巻線４０を備えている。検出巻線４０はゼロ電流検出に用いられる。検出巻線４０は、第１インダクタ４１及び第２インダクタ４２と同一のコアに巻線されており、これらと磁気的に結合している。検出巻線４０の一端はゼロ電流検出部１０４に接続され、他端はＧＮＤラインに接続される。ゼロ電流検出部１０４は制御部１０の一部として提供することができる。

図１６は、ゼロ電流検出部１０４の構成例を示す図である。ゼロ電流検出部１０４は、検出巻線４０に接続された抵抗素子１０４ａと、抵抗素子１０４ａを介して検出巻線４０に接続されたツェナーダイオード１０４ｂとを備えている。ツェナーダイオード１０４ｂのカソードは、抵抗素子１０４ａ及び演算制御部１０１に接続される。つまり、ツェナーダイオード１０４ｂのカソードは抵抗素子１０４ａを介して検出巻線４０の一端に接続される。ツェナーダイオード１０４ｂのアノードはＧＮＤラインにおいて検出巻線４０の他端と接続される。

検出巻線４０の両端には、点灯装置３００Ａの出力電圧、整流回路２の出力電圧、及び第１インダクタ４１と第２インダクタ４２との巻き数比に応じた交流電圧が出力される。ゼロ電流検出部１０４はツェナーダイオード１０４ｂによって電圧をクランプするため、演算制御部１０１にはツェナー電圧で決まる正電圧又は順方向電圧で決まる負電圧が入力される。

図１７は、点灯装置３００Ａの動作を示す波形図である。図１７においては、説明の便宜上、スイッチング素子６をオンする繰り返し周波数、すなわちスイッチング周波数Ｆｓｗを実際の周波数よりも低く記載している。

スイッチング素子６がオンすると第１インダクタ４１及び第２インダクタ４２の電流が増加する。図１７にはスイッチング素子６のゲート電圧のオン期間が示されている。所定のオン時間が経過し、スイッチング素子６がオフすると第１インダクタ４１及び第２インダクタ４２の電流は減少し０Ａとなる。図１７にはスイッチング素子６のゲート電圧のオフ期間が示されている。

スイッチング素子６がオンしている期間には、ゼロ電流検出部１０４の出力電圧として、ツェナーダイオード１０４ｂの順方向電圧で決まる負電圧が出力される。一方、スイッチング素子６がオフしている期間には、ツェナー電圧で決まる正電圧が出力される。スイッチング素子６がオフしている期間において、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の電流が０Ａまで低下すると、ゼロ電流検出部１０４の出力電圧が立ち下がる。演算制御部１０１はゼロ電流検出部１０４の出力電圧の立ち下がりを検出し、スイッチング素子６のゲートをオンさせ、再びスイッチング動作を開始する。このように、制御部１０は、検出巻線４０の検出結果の基づき、スイッチング素子６をオンオフする。より具体的には、制御部１０は、抵抗素子１０４ａとツェナーダイオード１０４ｂの接続点における電圧に基づいてスイッチング素子６をオンオフする。

ここで、力率改善動作及び定電流制御について説明する。本実施の形態では、制御部１０によるフィードバック制御の応答を遅くすることにより、交流電源１の半周期間において、オン時間がほぼ一定の値となる。第１インダクタ４１に流れる電流のピーク値は、オン時間と入力電圧の大きさに比例するため、オン時間がほぼ一定であることから、第1インダクタ４１に流れる電流のピーク値の包絡線は交流電源と同じ包絡線を描く。このとき、スイッチング素子６がオフしている期間において、第１インダクタ４１に流れる電流が０Ａまで低下すると、ただちに次のスイッチング動作を開始する。そのため、第1インダクタ４１に流れる電流はピーク値の包絡線が交流電源と同じ包絡線を描く三角波となる。これにより、第１インダクタ４１に流れる電流を第１コンデンサ３によりスイッチングリプルを取り除き平均化することで交流電源から流れ込む入力電流を正弦波状にでき、力率を改善することができる。図１５には図示しないが、必要に応じて整流回路２と交流電源１の間にフィルタ回路を追加することで、スイッチングリプルを取り除く効果を高め正弦波に近づけることができる。また、このとき、第２コンデンサ５には、整流回路２による全波整流電圧とほぼ同等の電圧が充電されるため、第２インダクタ４２に流れる電流のピーク値も電源電圧に同期したほぼ正弦波状の波形となる。

第1インダクタ４１に流れる電流が０Ａまで低下するとただちに次のスイッチング動作を開始させる制御方法は、電流臨界モード制御と呼ばれている。電流臨界モードを採用することで、実施の形態１に示すデューティ制御よりも高い力率改善効果が得られる。また、電流臨界モード制御における特徴として、入力電圧、出力電圧、及び光源９に出力する電流値によって、スイッチング周波数が変化する。

図１８は、電流臨界モード制御によりスイッチング素子６を制御する場合の点灯装置３００Ａのスイッチング特性図である。図１８の上段の図は、異なる２つの入力電圧について、スイッチング周波数と出力電流の関係を示す。この図から明らかなように、出力電流が大きいほど、また、入力電圧が低いほどスイッチング周波数が低下する。

図１８の下段の図は、スイッチング周波数と出力電圧の関係を示す。この図から明らかなように、出力電圧が低いほどスイッチング周波数が低下する。すなわち、入力電圧が低く、出力電圧が低く、出力電流が大きいほど、スイッチング周波数Ｆｓｗが低くなる。

図１９は実施の形態２に係るトランス４’の構成例を示す図である。図１９は、磁性体コア４５、第１インダクタ４１、第２インダクタ４２及び検出巻線４０の巻線構造に着目した断面図である。第１インダクタ４１、第２インダクタ４２及び検出巻線４０は１つのコア４５に巻線されている。一般的なトランスのように、結合を高め、漏れインダクタンスが比較的小さい構造である場合、共振周波数Ｆｒｅがスイッチング周波数Ｆｓｗよりも高周波になってしまうと、共振電流が発生し高周波ノイズが増加してしまう可能性がある。また、高周波電流による巻線損失が増加し、磁性体コアにおける鉄損が増加してしまうため、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を重ねることなく分離してコア４５に巻線した。これにより、第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａのインダクタンスを比較的大きくしている。検出巻線４０は、共振電流の発生に寄与しないため、第１インダクタ４１又は第２インダクタ４２に重ねて巻線することができる。

以上のように、本実施の形態の点灯装置３００Ａは、ＳＥＰＩＣにおいて電流臨界モードにより制御を行うことで、実施の形態１に示す点灯装置２００Ａより高い力率を実現するとともに、負荷電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子を制御する。よって、力率改善制御と定電流制御を１つのコンバータで実現でき、高力率かつ高効率な制御ができる。また、一般的なＳＥＰＩＣに対して、共通化したコアを用いたトランスを適用し、なおかつ、漏れインダクタンスが大きいトランス構造にすることで共振電流の発生を抑制し、部品点数削減、回路小型化、低コスト化を達成することができる。

実施の形態２の構成は、実施の形態１の構成と組み合わせて実施することもできる。また、実施の形態２の構成について、少なくとも実施の形態１で記載した変形が可能である。例えば、実施の形態２ではＬＥＤを備える光源９としたが、光源９は調光可能なものであればＬＥＤに限定されず、例えば有機ＥＬ（Electro Luminescence）を備えた光源を用いてもよい。

実施の形態３．
図２０は、実施の形態３に係る点灯装置４００Ａ及び照明器具４００を示す回路図である。実施の形態３では、図１の照明器具２００又は図１５の照明器具３００の部分と同一又は対応する部分には、同一の符号を付してその説明を省略する。

直流変換回路である点灯装置４００Ａは、補助インダクタ１３と、補助スイッチング素子１４と、切替制御部１０５と、電圧検出部１０６を備えている。補助インダクタ１３は第１インダクタ４１に直列に接続されている。

補助スイッチング素子１４は補助インダクタ１３と並列に接続されている。補助スイッチング素子１４は、整流回路２と第１インダクタ４１の間に接続され、オンオフ動作により電流経路を切り替える。補助スイッチング素子１４として、例えばトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴなどを用いることができる。

切替制御部１０５は補助スイッチング素子１４のオンオフを切り替える部分である。具体的には、切替制御部１０５は、演算制御部１０１の判定結果に基づき、補助スイッチング素子１４を駆動しオンオフ状態を切り替える制御を行う。

電圧検出部１０６は整流回路２の出力に接続され、整流回路２の出力電圧を演算制御部１０１に入力可能な電圧に降圧する。電圧検出部１０６として、例えば抵抗により分圧する構成を採用することができる。

トランス４’は第１インダクタ４１、第２インダクタ４２及び検出巻線４０を備えている。そして、制御部１０は検出巻線４０に接続されたゼロ電流検出部１０４を備えている。トランス４’の巻線構造として、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を重ねることなく、これらを分離してコアに巻線することができる。これにより、第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａのインダクタンスを比較的大きくすることで、共振周波数Ｆｒｅをスイッチング周波数Ｆｓｗよりも低周波にし、共振電流を生じない又は抑制した動作を実現できる。よって、共振電流による高周波ノイズ増加、高周波電流による巻線損失増加、及び磁性体コアにおける鉄損増加を抑制することが可能である。

しかしながら、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を重ねて巻線する構造に比べると、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２を分離して巻線することで、ボビン形状が大きくなり、トランス４’が大型化する可能性がある。

図２０に示す実施の形態３の点灯装置はこの点を考慮した構成であり、トランス４’の巻線構造として、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２をコアに重ねて巻線した構造とすることができる。例えば、図７、８に示す構成を採用することで、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２をコアに重ねて巻線する。この場合、第１漏れインダクタ４１ａと第２漏れインダクタ４２ａのインダクタンスが比較的小さくなるが、それでも共振周波数Ｆｒｅをスイッチング周波数Ｆｓｗよりも低周波にし、共振電流を生じない動作を実現でき、共振電流による高周波ノイズ増加、高周波電流による巻線損失増加、及び磁性体コアにおける鉄損増加を抑制する。

図２１は、実施の形態３において、補助スイッチング素子１４がオフしている場合の第１コンデンサ３、トランス４’、第２コンデンサ５、補助インダクタ１３の等価回路である。トランス４’は、第１インダクタ４１の漏れインダクタンスである第１漏れインダクタ４１ａ、第２インダクタ４２の漏れインダクタンスである第２漏れインダクタ４２ａ、励磁インダクタンス４３、及び巻数比がｎ：１の理想トランス４４による等価回路で表現している。図６と同様に、第２漏れインダクタ４２ａと第２コンデンサ５は１次側に置換している。

共振電流は図２１に矢印で示す経路で流れる。具体的には、第１コンデンサ３、補助インダクタ１３、第１漏れインダクタ４１ａ、等価第２漏れインダクタ４２ａ’、等価第２コンデンサ５’を通る直列共振経路において共振電流が発生する。そのため、第１漏れインダクタ４１のインダクタンスをＬ４１ａ、第２漏れインダクタ４２のインダクタンスをＬ４２ａ、補助インダクタ１３のインダクタンスをＬ１３、第１コンデンサ３の容量をＣ３、第２コンデンサ５の容量をＣ５とした場合、直列共振回路であるから、共振周波数Ｆｒｅは、以下のとおり理論的に得ることができる。
Ｆｒｅ＝１／２π√（Ｌ４１ａ＋ｎ２Ｌ４２ａ＋Ｌ１３）（Ｃ３×Ｃ５／（ｎ２Ｃ３＋Ｃ５））

補助インダクタ１３を設けることで、トランス４’の第１漏れインダクタ４１ａと等価第２漏れインダクタ４２ａ’のインダクタンスが小さい場合においても、共振周波数Ｆｒｅを低周波化させることができる。つまり、共振周波数Ｆｒｅをスイッチング周波数Ｆｓｗよりも低周波にして、共振電流の発生を抑制し、高周波ノイズ増加、高周波電流による巻線損失増加、磁性体コアの鉄損増加を抑制することが可能である。

スイッチング周波数Ｆｓｗを人間の可聴域以上である２０ｋＨｚよりも大きくした場合を考える。この場合、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の容量が０．１～０．３μＦ程度の値であれば、補助インダクタ１３のインダクタンスＬ１３の大きさを１．２７ｍＨ以上にすることで、共振周波数を２０ｋＨｚ未満にできる。こうして、共振電流の発生を抑制することができる。一方、補助スイッチング素子１４がオンしている場合は、図６と同等の直列共振経路を形成する。

電流臨界モードにより点灯装置４００Ａを制御する場合、交流電源１の入力電圧によってスイッチング周波数Ｆｓｗが変化する。そのため、入力電圧が高く、スイッチング周波数Ｆｓｗが、補助スイッチング素子１４オン時の共振周波数Ｆｒｅよりも高い場合は、補助スイッチング素子１４をオンする。そうすると、補助インダクタ１３に電流が流れず、補助インダクタ１３の巻線で発生する損失を抑制できる。

図２２は、実施の形態３に係る点灯装置の動作例を示すフローチャートである。図２２を参照しつつ、補助スイッチング素子１４のオンオフ動作について説明する。

まず、点灯装置４００Ａに電源が投入される。そうすると、ステップＳ１、Ｓ２において、入力電圧の判定を行う。判定した入力電圧が予め定める閾値よりも大きい場合、ステップＳ３にて補助スイッチング素子１４をオンする。その後、ステップＳ５に進み、スイッチング素子６のオンオフ制御による点灯動作を開始する。その後、電源が遮断されるまで、点灯状態を維持する。

ステップＳ１、Ｓ２において、判定した入力電圧が閾値以下の場合、ステップＳ４にて補助スイッチング素子１４をオフする。その後、ステップＳ５に進み、スイッチング素子６のオンオフ制御による点灯動作を開始する。その後、電源が遮断されるまで、点灯状態を維持する。

ステップＳ１、Ｓ２における入力電圧の判定は、例えば、電圧検出部１０６と、電圧検出部１０６に接続された演算制御部１０１で行う。ステップＳ３、Ｓ４における補助スイッチング素子１４のオン又はオフは、例えば演算制御部１０１の指令を受け切替制御部１０５が行う。整流回路２の出力電圧が予め定められた閾値より大きい場合に補助スイッチング素子１４をオンさせ、整流回路２の出力電圧が当該閾値以下の場合に補助スイッチング素子１４をオフさせることができる別の構成を有する制御部１０を採用してもよい。補助スイッチング素子１４をオフとしたときには、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２の漏れインダクタンスと、補助インダクタ１３と、第１コンデンサ３と第２コンデンサ５の共振周波数を、直流変換回路の駆動周波数よりも低くすることができる。

以上のように、本実施の形態の点灯装置４００Ａは、ＳＥＰＩＣ回路において、電流臨界モードにより制御を行うことで、実施の形態１より高い力率を実現するとともに、負荷電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子６を制御する。そのため、力率改善制御と定電流制御を１つのコンバータで実現でき、高力率かつ高効率な制御ができる。また、一般的なＳＥＰＩＣに対して、共通化したコアを用いたトランスを適用し、補助インダクタ１３を選択的に用いる構造にすることで、共振電流の発生を抑制し、部品小型化、回路小型化を達成することができる。

補助インダクタ１３は第１コンデンサ３と第１インダクタ４１の間に接続した。しかし、共振周波数を変化させることができる任意の位置に補助インダクタ１３を設けることができる。補助インダクタ１３は、第１インダクタ４１と第２インダクタ４２が巻線されたコアとは別のコアに巻き付けることができる。制御部１０は、点灯装置４００Ａが光源９を消灯している期間に補助スイッチング素子１４の導通状態を変化させることができる。すなわち、入力電圧は通常は頻繁に変わるものではないので、消灯時に補助スイッチング素子１４のオンオフを確定させておけば、点灯動作時に当該オンオフを切り替える必要は通常ない。

上述した複数の技術的特徴を組み合わせることができる。また、実施の形態３の構成について、少なくとも実施の形態１、２で記載した変形が可能である。例えば、実施の形態３ではＬＥＤを備える光源９としたが、光源９は調光可能なものであればＬＥＤに限定されず、例えば有機ＥＬ（Electro Luminescence）を備えた光源を用いてもよい。

１ 交流電源、 ２ 整流回路、 ３ 第１コンデンサ、 ４，４’ トランス、 ５ 第２コンデンサ、 ５’ 等価第２コンデンサ、 ６ スイッチング素子、 ７ ダイオード、 ８ 出力平滑コンデンサ、 ９ 光源、 １０ 制御部、 １１ 電流検出部、 １２ 調光器、 １３ 補助インダクタ、 １４ 補助スイッチング素子、 ４０ 検出巻線、 ４１ 第１インダクタ、 ４１ａ 第１漏れインダクタ、 ４２ 第２インダクタ、 ４２ａ 第２漏れインダクタ、 ４２ａ’ 等価第２漏れインダクタ、 ４３ 励磁インダクタンス、 ４４ 理想トランス、 ４５ 磁性体コア、 ４６ ボビン、 ４６ａ 第１ボビン、 ４６Ａ 仕切り板、 ４６ｂ 第２ボビン、 ４７a，４７ｂ 支持部、 ４８ａ，４８ｂ スペーサ、 ４９ａ，４９ｂ 保持具、 １０１ 演算制御部、 １０２ 駆動回路、 １０３ 電流検出部、 １０４ ゼロ電流検出部、 １０４ａ 抵抗素子、 １０４ｂ ツェナーダイオード、 １０５ 切替制御部、 １０６ 電圧検出部、 ２００，３００，４００ 照明器具、 ２００Ａ，３００Ａ，４００Ａ 点灯装置

Claims (19)

1. 整流回路と、
   高調波を抑制して力率を改善すると共に前記整流回路から出力される電力を直流電力に変換して光源に供給する直流変換回路と、
   前記直流変換回路を制御する制御部と、を備え、
   前記直流変換回路は、
   スイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と前記整流回路との間に接続された第１コンデンサと、
   前記スイッチング素子に接続された第１インダクタと、
   前記スイッチング素子に接続された第２インダクタと、
   前記第１インダクタと前記第２インダクタの間に接続された第２コンデンサと、を備え、
   前記第１インダクタと前記第２インダクタは共通のコアに巻線され、
   前記第１インダクタと前記第２インダクタの漏れインダクタンスと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの共振周波数は、前記直流変換回路の駆動周波数よりも低いことを特徴とする点灯装置。
2. 前記直流変換回路はＳＥＰＩＣであることを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記第１インダクタと前記第２インダクタは、巻線軸の方向に分離したことを特徴とする請求項１又は２に記載の点灯装置。
4. 前記第１インダクタと前記第２インダクタの間に設けられた仕切り板を有するボビンを備えたことを特徴とする請求項３に記載の点灯装置。
5. 前記第１インダクタが巻き付けられた第１ボビンと、
   前記第２インダクタが巻き付けられた第２ボビンと、を備え、
   前記第１ボビンと前記第２ボビンの距離が可変となっていることを特徴とする請求項３に記載の点灯装置。
6. 前記第１ボビンと前記第２ボビンを貫く支持部を有し、
   前記第１ボビン又は前記第２ボビンは、前記支持部に沿って移動できるように前記支持部に取り付けられたことを特徴とする請求項５に記載の点灯装置。
7. 前記第１ボビンと前記第２ボビンの間に設けられたスペーサを備えたことを特徴とする請求項５に記載の点灯装置。
8. 前記第１ボビンと前記第２ボビンに嵌合することで、前記第１ボビンと前記第２ボビンの位置を固定する保持部を備えたことを特徴とする請求項５に記載の点灯装置。
9. 前記コアに巻線された検出巻線を備え、
   前記制御部は、前記検出巻線の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオンオフすることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の点灯装置。
10. 前記制御部は、前記検出巻線に接続されたゼロ電流検出部を備え、
    前記ゼロ電流検出部は、前記検出巻線に接続された抵抗素子と、前記抵抗素子を介して前記検出巻線に接続されたツェナーダイオードと、を備え、
    前記制御部は、前記抵抗素子と前記ツェナーダイオードの接続点における電圧に基づいて前記スイッチング素子をオンオフすることを特徴とする請求項９に記載の点灯装置。
11. 前記検出巻線は、前記第１インダクタ又は前記第２インダクタに重ねて巻線されたことを特徴とする請求項９又は１０に記載の点灯装置。
12. 前記直流変換回路は、
    前記第１インダクタに直列に接続された補助インダクタと、
    前記補助インダクタと並列に接続された補助スイッチング素子と、を備え、
    前記制御部は、前記整流回路の出力電圧が予め定められた閾値より大きい場合に前記補助スイッチング素子をオンさせ、前記整流回路の出力電圧が前記閾値以下の場合に前記補助スイッチング素子をオフさせることで、前記第１インダクタと前記第２インダクタの漏れインダクタンスと、前記補助インダクタと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの共振周波数を、前記直流変換回路の駆動周波数よりも低くしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の点灯装置。
13. 前記第１インダクタと前記第２インダクタは前記コアに重ねて巻線されたことを特徴とする請求項１２に記載の点灯装置。
14. 前記補助インダクタは、前記第１コンデンサと第１インダクタの間に接続されたことを特徴とする請求項１２又は１３に記載の点灯装置。
15. 前記補助インダクタは、前記コアとは別のコアに巻き付けられたことを特徴とする請求項１２から１４のいずれか１項に記載の点灯装置。
16. 前記制御部は、前記点灯装置が前記光源を消灯している期間に前記補助スイッチング素子の導通状態を変化させることを特徴とする請求項１２から１５のいずれか１項に記載の点灯装置。
17. 前記光源はＬＥＤを備えたことを特徴とする請求項１から１６のいずれか１項に記載の点灯装置。
18. 前記光源は有機ＥＬを備えたことを特徴とする請求項１から１６のいずれか１項に記載の点灯装置。
19. 請求項１から１８のいずれか１項に記載の点灯装置を備えた照明器具。

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