JP6535163B2 - Signal processing circuit and image sensor - Google Patents
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Description
本発明は、信号処理回路及びイメージセンサ(撮像素子)に関し、特に、イメージセンサの各画素において、光電変換した信号をアナログ/デジタル変換する信号処理回路と、その信号処理回路を用いたイメージセンサに関するものである。 The present invention relates to a signal processing circuit and an image sensor (image pickup device), and more particularly to a signal processing circuit that performs analog / digital conversion of a photoelectrically converted signal in each pixel of the image sensor and an image sensor using the signal processing circuit. It is a thing.
従来、イメージセンサは、光電変換された信号電荷をアナログ信号として処理していたが、信号電荷(電荷量)をイメージセンサ内でAD(アナログ/デジタル)変換し、デジタルデータとして出力することにより、光電変換のダイナミックレンジを拡大するとともに、出力信号の処理を容易化することができる。 Conventionally, the image sensor processes the photoelectrically converted signal charge as an analog signal, but the signal charge (charge amount) is AD (analog / digital) converted in the image sensor and output as digital data. While expanding the dynamic range of photoelectric conversion, processing of an output signal can be facilitated.
これまで、縦横にアレイ状に並んだ画素の列毎にAD変換回路を共有する方式の列並列信号処理イメージセンサが作製されている。しかし、このような一列の画素のAD変換処理を一つのAD変換回路で行う構成では、イメージセンサの高精細度化に伴って(すなわち、一列あたりの画素数の増大に伴って)、AD変換処理にかかる時間が長時間化し、動画イメージ処理において1フレームレートの時間内で全画素の信号処理を行うことが困難になってきている。 Heretofore, a column parallel signal processing image sensor has been manufactured in which an AD conversion circuit is shared for each column of pixels arranged in an array in vertical and horizontal directions. However, in a configuration in which AD conversion processing of pixels in one row is performed by one AD conversion circuit, AD conversion is performed as the resolution of the image sensor increases (that is, as the number of pixels per row increases). The time taken for processing is prolonged, and it is becoming difficult to perform signal processing of all pixels within the time of one frame rate in moving image processing.
この問題に対処するため、動画用イメージセンサとして、各画素内にAD変換回路を備え、光電変換した信号を全画素並列に出力することができる画素並列信号処理方式のイメージセンサが提案されている。画素並列信号処理イメージセンサは、従来の列並列信号処理イメージセンサの欠点である走査線数とフレームレートのトレードオフを解消することができるため、将来の高性能イメージセンサの有力な候補として研究が進められている。中でも、非特許文献1に記載のイメージセンサは、1ビット型AD変換回路(1bit ADC)と称される回路を搭載しており、イメージセンサのダイナミックレンジを格段に向上することができるとされている。 In order to address this problem, pixel-parallel signal processing image sensors have been proposed as an image sensor for moving images, which include an AD conversion circuit in each pixel and can output all photoelectrically converted signals in parallel. . The pixel parallel signal processing image sensor can eliminate the trade-off between the number of scanning lines and the frame rate, which is a drawback of the conventional column parallel signal processing image sensor, and is therefore studied as a good candidate for future high performance image sensors. It is in progress. Above all, the image sensor described in Non-Patent Document 1 incorporates a circuit called a 1-bit AD converter circuit (1 bit ADC), and is considered to be able to significantly improve the dynamic range of the image sensor. There is.
非特許文献1で提案されているイメージセンサの信号処理回路の動作を、以下に説明する。非特許文献1中のFig.3に回路が図示されているが、説明を簡単にするため、回路動作に本質的ではないトランジスタ(Tr1、Tr3、Tr4)とそれらを含むフィードバック回路やカウンタの詳細を省略した回路(図8)を用いて説明する。 The operation of the signal processing circuit of the image sensor proposed in Non-Patent Document 1 will be described below. Non-Patent Document 1 in FIG. Although the circuit is illustrated in FIG. 3, the transistors (Tr1, Tr3 and Tr4) not essential to the circuit operation and the circuit including the details of the feedback circuit and counter including them are omitted for simplification of the description (FIG. 8) This will be described using
図8に、非特許文献1に記載された従来の1ビット型AD変換回路(1bit ADC)を用いた信号処理回路を示す。 FIG. 8 shows a signal processing circuit using the conventional 1-bit type AD converter circuit (1 bit ADC) described in Non-Patent Document 1. As shown in FIG.
91は光電変換素子としてのフォトダイオード(PD)であり、92は電圧Vddをフォトダイオード91の電極に印加するためのトランジスタ(TR)である。94はインバータ群(インバータ回路)であり、インバータ(Inv_1、Inv_2,・・・Inv_n)が奇数段接続されている。フォトダイオード91とトランジスタ92との接続点93の電位がインバータ群94に入力される。インバータ群94の出力は、AD変換回路出力(ADC_OUT)として、カウンタ95に入力されるとともに、トランジスタ92のゲート電極に印加される。カウンタ95は、電圧Vrsが印加され、AD変換回路出力(ADC_OUT)のパルス数をカウントして、例えば8ビットのカウンタ出力として出力する。
91 is a photodiode (PD) as a photoelectric conversion element, 92 is a transistor (TR) for applying a voltage V dd to the electrode of the
次に、図8の信号処理回路の動作を説明する。 Next, the operation of the signal processing circuit of FIG. 8 will be described.
(1)はじめに、フォトダイオード91の電位がリセット(≒Vdd)された状態で、初段のインバータ(Inv_1)の入力がHiで出力がLo、2段目のインバータ(Inv_2)の出力がHi、最終段のインバータ(Inv_n)の出力、すなわちAD変換回路出力(ADC_OUT)がLoであり、トランジスタ(TR)92がオフ(OFF)状態になっているとする。[初期化状態]
(1) First, with the potential of the
(2)フォトダイオード91に光が入射すると、光電変換により生成した電子がフォトダイオード91内に蓄積して、フォトダイオード91の電位(接続点93の電圧)が下がる。
(2) When light is incident on the
(3)フォトダイオード91の電位(接続点93の電圧)が初段のインバータ(Inv_1)の反転電圧(VT)に達するとインバータ(Inv_1)の出力がHiに反転する。インバータはn段(nは奇数)接続されており、順次出力が反転して伝達され、最終段のインバータ(Inv_n)の出力、すなわち、AD変換回路出力(ADC_OUT)がHiとなる。なお、インバータが1段ではなくn段接続されているのは、n段のインバータによる遅延を利用して、回路動作を安定化するためである。 (3) When the potential of the photodiode 91 (the voltage at the connection point 93) reaches the inversion voltage (V T ) of the inverter (Inv_1) of the first stage, the output of the inverter (Inv_1) is inverted to Hi. The n stages (n is an odd number) of inverters are connected, and the output is sequentially inverted and transmitted, and the output of the final stage inverter (Inv_n), that is, the AD conversion circuit output (ADC_OUT) becomes Hi. The reason why the inverters are connected in n stages rather than in one stage is to stabilize the circuit operation using the delay due to the n stages of inverters.
(4)AD変換回路出力(ADC_OUT)がHiになると、トランジスタ92がオン(ON)状態になり、フォトダイオード91の電極に電圧Vddが印加され、フォトダイオード91が再度リセットされる。
(4) When the output (ADC_OUT) of the AD conversion circuit becomes Hi, the
(5)フォトダイオード91がリセットされると、初段のインバータ(Inv_1)の入力がHi、AD変換回路出力(ADC_OUT)がLoになり、(1)に戻る。
(5) When the
その後、上記(1)〜(5)が繰り返され、インバータ群94の出力がHiとLoを繰り返す。フォトダイオード91へ入射する光量が多ければフォトダイオード91の電位変化が速くなり、インバータ群94の反転タイミングが早くなる。したがって、動画の1フレーム期間内にAD変換回路出力(ADC_OUT)には光量に比例した数のパルスが発生する。
Thereafter, the above (1) to (5) are repeated, and the output of the
カウンタ95では逐次パルスを積算しており、1フレーム期間終了後に、カウンタ出力を読み出す。非特許文献1の試作例では、カウンタは8ビットであるが、1bit ADCの能力としては、60フィールド/秒の動作で18〜19ビットのダイナミックレンジを実現できると記述されている。
The
従来の1ビット型AD変換回路(1bit ADC)は、フォトダイオードの電圧がインバータの反転電圧VTに達するまでは電圧反転が起こらず、パルスが出力されない。インバータを反転させるのに必要な電荷数N(最小検出電荷数)は、以下で表わされる。ここで、CPDはフォトダイオードの静電容量、VTはインバータの反転電圧(Vddを基準とする電圧)、eは電気素量(1.6×10-19 C)である。 Conventional 1-bit AD converter circuit (1bit ADC) is until the voltage of the photodiode reaches the inversion voltage V T of the inverter does not occur voltage inversion pulse is not output. The number of charges N (minimum number of detected charges) required to invert the inverter is expressed by the following. Here, C PD is the capacitance of the photodiode, V T is the inverted voltage of the inverter (voltage with reference to V dd ), and e is the elementary charge (1.6 × 10 −19 C).
N=CPD・VT/e (式1) N = C PD · V T / e (Equation 1)
静電容量CPDは、フォトダイオード(PD)のpn接合を階段接合で近似すると、以下の式で表わされる。 The capacitance C PD is represented by the following equation when the pn junction of the photodiode (PD) is approximated by a step junction.
CPD=ε0・εr・S/W (式2) C PD = ε 0 · ε r · S / W (Equation 2)
なお、ε0は真空の誘電率(8.85×10-12 F/m)、εrは比誘電率で、シリコンフォトダイオードの場合は12、Sはフォトダイオードの面積、Wはフォトダイオードの空乏層厚である。動画用イメージセンサの一例として、S=16μm2、W=2μmとして計算するとCPD=0.85fFとなる。1bit ADCを安定に動作させるためには、インバータの反転電圧VTは少なくとも10mV程度とするのが妥当である。これらの値を(式1)に代入すると、 Here, ε 0 is a vacuum dielectric constant (8.85 × 10 −12 F / m), ε r is a relative dielectric constant, 12 in the case of a silicon photodiode, S is the area of the photodiode, and W is that of the photodiode It is a depletion layer thickness. When calculated as S = 16 μm 2 and W = 2 μm as an example of a moving image sensor, C PD is 0.85 fF. In order to operate stably 1bit ADC is inverted voltage V T of the inverter it is reasonable to at least 10mV about. Substituting these values into (Expression 1),
N=0.85×10-15×10-2/1.6×10-19=53(個) N = 0.85 x 10 -15 x 10 -2 /1.6 x 10 -19 = 53 (pieces)
と試算される。同程度のフォトダイオードを持つ現在主流の列並列信号処理方式のCMOSイメージセンサでは、10個以下の電子を検出できるのが一般的であるから、1bit ADCを用いた画素並列信号処理イメージセンサは、現在主流のCMOSイメージセンサに比べ、電子の検出感度が低い(最小検出電荷数が大きい)といった問題がある。 It is estimated. In the current mainstream of the column parallel signal processing type CMOS image sensor having similar photodiodes, it is general to detect 10 or less electrons. Therefore, a pixel parallel signal processing image sensor using a 1 bit ADC is There is a problem that the detection sensitivity of electrons is low (the minimum number of detected charges is large) compared to the current mainstream CMOS image sensor.
検出感度を向上させるため、すなわち、より少数の電荷数Nを検出するためには、(式1)から、CPDやVTを小さくすることが考えられる。そして、静電容量CPDを小さくするためには、(式2)より、面積Sを小さくするか、空乏層厚Wを大きくすればよい。しかし、フォトダイオードの面積Sを小さくすると、同じ照度であっても単位時間当たりにフォトダイオードが受けるフォトン数が減るため、光電変換で発生する電子数が減る。したがって、電子の検出感度が向上したとしても、より低照度での撮影が可能になるわけではなく、イメージセンサとしての撮像感度の向上にはつながらない。また、pn接合の空乏層幅Wを大きくすると、暗電流が増加し、イメージセンサのS/N比が低下する。したがって、フォトダイオードの容量を小さくすることは好ましくない。 In order to improve detection sensitivity, that is, in order to detect a smaller number of charges N, it is conceivable to reduce C PD and V T according to (Expression 1). Then, in order to reduce the capacitance C PD , the area S may be reduced or the depletion layer thickness W may be increased according to (Expression 2). However, if the area S of the photodiode is reduced, the number of photons received by the photodiode per unit time is reduced even with the same illuminance, so the number of electrons generated in photoelectric conversion is reduced. Therefore, even if the detection sensitivity of electrons is improved, imaging at a lower illuminance can not be achieved, and the improvement of the imaging sensitivity as an image sensor can not be achieved. In addition, when the depletion layer width W of the pn junction is increased, the dark current is increased and the S / N ratio of the image sensor is decreased. Therefore, it is not preferable to reduce the capacitance of the photodiode.
一方、インバータの反転電圧VTは、回路を安定に動作させるためには、必要以上に低電圧化することが困難であり、VTを小さくして電子の検出感度を向上させることも現実的ではない。したがって、容易に考えられる方法によって従来の1bit ADCを用いた画素並列信号処理イメージセンサの電子の検出感度を向上させることは困難である。 On the other hand, the inverted voltage V T of the inverter, in order to operate the circuit stably, it is difficult to lower voltage than necessary, even realistic that by reducing the V T to improve the detection sensitivity of the electronic is not. Therefore, it is difficult to improve the electron detection sensitivity of a pixel parallel signal processing image sensor using a conventional 1-bit ADC by an easily conceivable method.
従って、上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、AD変換回路を用いた信号処理回路において、従来に比べ、電子(画像信号)の検出感度を向上させることが可能な信号処理回路及び、その回路を用いたイメージセンサを提供することにある。 Therefore, an object of the present invention, which was made in view of the above problems, is a signal processing circuit using an AD conversion circuit that can improve the detection sensitivity of electrons (image signal) as compared to the prior art. A processing circuit and an image sensor using the circuit.
上記課題を解決するために本発明に係る信号処理回路は、フォトダイオードとは別個の蓄積容量を備え、フォトダイオードで発生した電子を蓄積容量に転送することで少数の電荷の検出を可能にするものである。 In order to solve the above problems, a signal processing circuit according to the present invention includes a storage capacitance that is separate from the photodiode, and enables detection of a small number of charges by transferring electrons generated by the photodiode to the storage capacitance. It is a thing.
本発明に係る信号処理回路は、光電変換素子で生成された電荷量をアナログ/デジタル変換する信号処理回路であって、光電変換素子と並列接続される蓄積容量と、前記蓄積容量の電圧と基準電圧とを比較し、両者が一致したときにパルスを出力する比較器と、前記比較器の出力により、前記蓄積容量の電圧をリセット電圧に戻すリセット手段と、を備えており、前記パルスをカウントして出力する信号処理回路において、前記光電変換素子と前記蓄積容量との間に転送ゲートトランジスタを設け、前記転送ゲートトランジスタは前記比較器の出力に基づいて制御され、前記リセット手段の動作期間中はOFFとなり、基板電位或いは接地電位を基準とした、前記光電変換素子のビルトインポテンシャルV B 、前記転送ゲートトランジスタがONしたときのチャネルのポテンシャルV CH 、前記蓄積容量のリセット電圧V R 、及び前記比較器の基準電圧V REF は、|V R |>|V REF |>|V CH |>|V B |の関係となるように設定されることを特徴とする。 A signal processing circuit according to the present invention is a signal processing circuit that performs analog / digital conversion of an amount of charge generated by a photoelectric conversion element, and includes a storage capacitor connected in parallel with the photoelectric conversion element, a voltage of the storage capacitor, and a reference. The comparator includes: a comparator that compares a voltage and outputs a pulse when both match; and a reset unit that returns the voltage of the storage capacitor to a reset voltage by the output of the comparator, and counts the pulse A transfer gate transistor is provided between the photoelectric conversion element and the storage capacitor, and the transfer gate transistor is controlled based on the output of the comparator, and during operation of the reset means next is OFF, with reference to the substrate potential or ground potential, built-in potential V B of the photoelectric conversion element, the transfer gate transistor Potential V CH of the channel when the N, the reset voltage V R, and the reference voltage V REF of the comparator of the storage capacitor, | V R |> | V REF |> | V CH |> | V B | of It is characterized in that it is set to be in a relationship .
また、本発明に係る信号処理回路は、光電変換素子で生成された電荷量をアナログ/デジタル変換する信号処理回路であって、光電変換素子と並列接続される蓄積容量と、前記蓄積容量の電圧を入力とし、所定の反転電圧で出力を反転するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力により、前記蓄積容量の電圧をリセット電圧に戻すリセット手段と、を備えており、前記インバータ回路の出力パルスをカウントして出力する信号処理回路において、前記光電変換素子と前記蓄積容量との間に転送ゲートトランジスタを設け、前記転送ゲートトランジスタは前記インバータ回路の出力に基づいて制御され、前記リセット手段の動作期間中はOFFとなることを特徴とする。 Further, a signal processing circuit according to the present invention is a signal processing circuit that performs analog / digital conversion of an amount of charge generated by a photoelectric conversion element, and includes a storage capacitor connected in parallel with the photoelectric conversion element, and a voltage of the storage capacitor. And an inverter circuit which inverts the output at a predetermined inversion voltage, and reset means for returning the voltage of the storage capacitor to a reset voltage by the output of the inverter circuit, and the output pulse of the inverter circuit In the signal processing circuit which counts and outputs, a transfer gate transistor is provided between the photoelectric conversion element and the storage capacitor, and the transfer gate transistor is controlled based on the output of the inverter circuit, and the operation period of the reset means It is characterized in that the inside is turned off .
また、本発明に係る信号処理回路は、前記転送ゲートトランジスタがOFFとなってから所定時間後に前記リセット手段がONとなり、前記リセット手段がOFFとなってから所定時間後に前記転送ゲートトランジスタがONとなることが望ましい。 In the signal processing circuit according to the present invention, the reset means is turned on after a predetermined time after the transfer gate transistor is turned off, and the transfer gate transistor is turned on after a predetermined time after the reset means is turned off. Is desirable.
また、本発明に係る信号処理回路において、前記転送ゲートトランジスタは、比較器又はインバータ回路の出力パルスと該出力パルスを遅延させた遅延パルスの少なくとも一方が出力されている期間はOFFとなり、前記リセット手段は、比較器又はインバータ回路の出力パルスと該出力パルスを遅延させた遅延パルスの両者が出力されている期間にONとなることが望ましい。 In the signal processing circuit according to the present invention, the transfer gate transistor is turned off during a period in which at least one of an output pulse of a comparator or an inverter circuit and a delay pulse obtained by delaying the output pulse is output. Preferably, the means is turned on in a period in which both the output pulse of the comparator or inverter circuit and the delayed pulse obtained by delaying the output pulse are output.
また、本発明に係る画素並列信号処理方式のイメージセンサは、上記の信号処理回路を各画素に備え、光電変換信号をデジタル信号として出力することを特徴とする。 Further, an image sensor of a pixel parallel signal processing system according to the present invention is characterized by including the above signal processing circuit in each pixel and outputting a photoelectric conversion signal as a digital signal.
本発明によれば、フォトダイオードの静電容量CPDを小さくしたり、インバータの反転電圧VTを必要以上に小さくしたりすることなく、電子の検出感度を向上させ、画素並列信号処理イメージセンサの撮像感度を改善することが可能となる。 According to the present invention, the detection sensitivity of electrons can be improved without reducing the capacitance C PD of the photodiode or reducing the reversal voltage V T of the inverter more than necessary, and a pixel parallel signal processing image sensor It is possible to improve the imaging sensitivity of
以下、本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
(実施の形態1)
本発明の実施の形態1は、検出感度を向上させた信号処理回路である。
Embodiment 1
The first embodiment of the present invention is a signal processing circuit in which the detection sensitivity is improved.
(第1の実施例)
図1に本発明の第1の実施例としてのイメージセンサの信号処理回路を示す。本発明の回路の特徴的な部分は、フォトダイオードで発生した信号電荷を蓄積する蓄積容量を有することである。
(First embodiment)
FIG. 1 shows a signal processing circuit of an image sensor as a first embodiment of the present invention. A characteristic part of the circuit of the present invention is to have a storage capacitor for storing the signal charge generated by the photodiode.
回路構成を説明する。1は光電変換素子としてのフォトダイオード(PD)であり、例えば、暗電流が少ない埋め込み型フォトダイオードで構成する。なお、光電変換素子の形態はこれに限られず、基板表面に形成された通常のPN接合フォトダイオードや、MOS型フォトダイオード、更には、薄膜型のフォトダイオード等、光電変換機能を有する素子であれば、任意のものが利用できる。 The circuit configuration will be described. Reference numeral 1 denotes a photodiode (PD) as a photoelectric conversion element, which is formed of, for example, a buried photodiode having a small dark current. The form of the photoelectric conversion element is not limited to this, and it may be an element having a photoelectric conversion function, such as a normal PN junction photodiode formed on the substrate surface, a MOS type photodiode, or a thin film type photodiode. For example, any thing can be used.
2は、フォトダイオード1と並列に接続される蓄積容量(FD)であり、フォトダイオード1で光電変換により発生した信号電荷を蓄積する。フォトダイオード1及び蓄積容量2の一つの電極には、基準電位(例えば、基板電位)が与えられている。蓄積容量2の容量は、フォトダイオード1よりも小さくすることにより、光検出感度を高めることができる。蓄積容量2の構造は、基板表面に形成された通常のPN接合容量やMOS容量であっても良く、また、積極的に容量素子を形成せずに、寄生容量を利用することも可能である。
A storage capacitor (FD) 2 is connected in parallel to the photodiode 1 and stores signal charges generated by photoelectric conversion in the photodiode 1. A reference potential (for example, a substrate potential) is given to one electrode of the photodiode 1 and the
3は、フォトダイオード1で生成した信号電荷を蓄積容量2に転送する転送ゲートとして機能するトランジスタ(TR1)である。この転送ゲートトランジスタ(TR1)3はエンハンスメント型であり、本実施例では、トランジスタ(TR1)3のゲート電極に、後述するインバータ(Inv)6の出力パルスが印加され、ON/OFF制御される。蓄積容量2とトランジスタ(TR1)3の接続点には、信号電荷に基づく蓄積容量(FD)2の電圧VFDが現れる。
4は、蓄積容量2の電極電位をリセットするためのリセットトランジスタ(TR2)である。ゲート電極に印加される信号(比較器5の出力パルス)に基づいて導通(ON)状態となり、リセット電圧VRと蓄積容量2の電極とを接続し、蓄積容量2に蓄積された信号電荷を排出すると共に、蓄積容量(FD)2の電位をリセット(VR)する。リセットトランジスタ(TR2)4は、リセット電圧源とともに、本発明のリセット手段を構成する。
5は比較器(Comp)であり、蓄積容量(FD)2の電圧VFDと基準電圧VREFを比較して、両者が一致したときパルスを出力する。このパルスは、AD変換回路出力(ADC_OUT)として、カウンタ(図示せず)に入力されるとともに、リセットトランジスタ(TR2)4のゲート電極に印加され、また、インバータ(Inv)6に入力される。
6はインバータ(Inv)であり、比較器(Comp)5の出力パルス(ADC_OUT)を受けてこれを反転し、転送ゲートトランジスタ(TR1)3のゲート電極に印加する。したがって、本実施例においては、転送ゲートトランジスタ(TR1)3とリセットトランジスタ(TR2)4は、交互にON/OFFする。 An inverter (Inv) 6 receives the output pulse (ADC_OUT) of the comparator (Comp) 5, inverts it, and applies it to the gate electrode of the transfer gate transistor (TR 1 ) 3. Therefore, in the present embodiment, the transfer gate transistor (TR 1 ) 3 and the reset transistor (TR 2 ) 4 are alternately turned ON / OFF.
なお、図1の回路構成において、基板電位或いは接地電位を基準とした、フォトダイオード(PD)1のビルトインポテンシャルVB、トランジスタ(TR1)3がONしたときのチャネルのポテンシャルVCH、蓄積容量(FD)2のリセット電圧VR、及び比較器(Comp)の基準電圧VREFは、次の関係となるように設定される。 In the circuit configuration of FIG. 1, the built-in potential V B of the photodiode (PD) 1, the channel potential V CH when the transistor (TR 1 ) 3 is turned on, and the storage capacitance based on the substrate potential or the ground potential. The reset voltage V R of (FD) 2 and the reference voltage V REF of the comparator (Comp) are set to have the following relationship.
|VR|>|VREF|>|VCH|>|VB| | V R |> | V REF |> | V CH |> | V B |
各電圧は、上記関係を保つように適宜設定することができるが、例えば、ビルトインポテンシャルVBを0.6V程度とし、トランジスタ(TR1)3のチャネルポテンシャルVCHを1V前後とし、リセット電圧VRを3V程度とし、基準電圧VREFをリセット電圧VRに近い電圧に設定することができる。この関係により、フォトダイオード1で生成された信号電荷が蓄積容量2に流れ込む。また、後述するように、基準電圧VREFとリセット電圧VRとの差を小さくすることにより、光検出感度を向上させることができる。
Each voltage can be set appropriately so as to maintain the above relationship, for example, a built-in potential V B is about 0.6V, the channel potential V CH of the transistor (
次に、図2の模式的な回路構成とポテンシャル図、及び図3のタイミングチャートを用いて、図1の信号処理回路をより詳細に説明する。 Next, the signal processing circuit of FIG. 1 will be described in more detail using the schematic circuit configuration and potential diagram of FIG. 2 and the timing chart of FIG.
図2(a)は、図1の信号処理回路の一部をpn接合領域とゲート電極等で表わした模式的な回路構成であり、図1と同じ構成は同じ符号を付してある。ただし、図2(a)は本発明の各素子構造を限定するものではない。光電変換素子は、基板(例えば、p型半導体基板)に形成された、例えば、n型半導体領域11と表面の比較的高濃度のp型半導体領域12を有する埋め込み型のフォトダイオード(PD)1からなる。蓄積容量(FD)2は、基板に形成されたn型不純物領域21からなり、基板とn型不純物領域21との間のpn接合容量を蓄積容量として利用する。フォトダイオード1と蓄積容量2との間の基板表面には、ゲート絶縁膜(図示せず)を介してゲート電極31が設けられ、ゲート電極31とn型不純物領域11及び21とにより、転送ゲートトランジスタ(TR1)3を構成する。蓄積容量2を構成する不純物領域21の近傍には、リセット電圧(VR)に接続されたn型不純物領域42が設けられている。n型不純物領域42と蓄積容量2との間の基板表面には、ゲート絶縁膜(図示せず)を介してゲート電極41が設けられ、ゲート電極41とn型不純物領域21及び42とにより、リセットトランジスタ(TR2)4を構成する。比較器5及びインバータ6の接続関係は、図1と同じである。
FIG. 2A is a schematic circuit configuration in which a part of the signal processing circuit of FIG. 1 is represented by a pn junction region and a gate electrode or the like, and the same configuration as that of FIG. However, FIG. 2 (a) does not limit each element structure of the present invention. The photoelectric conversion element is, for example, an embedded type photodiode (PD) 1 formed on a substrate (for example, a p-type semiconductor substrate) and having an n-
図2(b)及び(c)は、図2(a)の模式的な回路構成に対応するポテンシャル図である。基板の電位を基準として、図の下向きに各領域の正の電位をとり、電子に対するポテンシャルを表示している。図2(b)は、転送ゲートトランジスタ3が非導通(OFF)でリセットトランジスタ4が導通(ON)したときの状態[リセット状態]、図2(c)は、リセットトランジスタ4がOFFであり、転送ゲートトランジスタ3が導通(ON)して、蓄積容量2に電荷蓄積を行っているときの状態[蓄積状態]を示している。
FIGS. 2 (b) and 2 (c) are potential diagrams corresponding to the schematic circuit configuration of FIG. 2 (a). Based on the potential of the substrate, the positive potential of each region is taken downward in the figure to indicate the potential for electrons. 2B shows the state [reset state] when the
また、図3において、(a)はAD変換回路出力(ADC_OUT)、(b)は転送ゲートトランジスタ(TR1)のON/OFF、(c)はリセットトランジスタ(TR2)のON/OFF、(d)は蓄積容量(FD)の電位VFD、のそれぞれのタイミングチャートであり、リセット状態と蓄積状態のそれぞれの変化を示す。 Further, in FIG. 3, (a) is the AD conversion circuit output (ADC_OUT), (b) is ON / OFF of the transfer gate transistor (TR 1 ), (c) is ON / OFF of the reset transistor (TR 2 ), d) is a timing chart of each of the potential V FD of the storage capacitance (FD), showing changes in the reset state and the storage state.
以下、回路動作について説明する。 The circuit operation will be described below.
(1)AD変換回路出力(ADC_OUT)にパルスが発生した状態から動作を説明する。AD変換回路出力(ADC_OUT)にHiのパルスが発生すると、インバータ6を介した反転パルス(Lo)がゲート電極31に印加されて、転送ゲートトランジスタ(TR1)3が非導通(OFF)となり、また、AD変換回路出力パルスがゲート電極41に印加され、リセットトランジスタ(TR2)4が導通(ON)する。この結果、フォトダイオード(PD)1が蓄積容量(FD)2から切り離されると同時に、領域21の電位がリセット電圧VRに等しくなり、蓄積容量(FD)2の電位がリセット(VR)される。この状態が、図2(b)に示す「リセット状態」であり、図3において、(a)のAD変換回路出力がHi、(b)の転送ゲートトランジスタ(TR1)3がOFF、(c)のリセットトランジスタ(TR2)がON、(d)の蓄積容量(FD)の電位がVRの状態である。
(1) The operation will be described from the state where a pulse is generated at the output of the AD conversion circuit (ADC_OUT). When a pulse of Hi to the AD conversion circuit output (ADC_OUT) is generated, the inversion pulse via an inverter 6 (Lo) is applied to the
(2)AD変換回路出力(ADC_OUT)のパルスが立ち下がりLoになると、リセットトランジスタ(TR2)4がOFF状態となり、インバータ6を介した反転パルスにより転送ゲートトランジスタ(TR1)3がON状態となる。リセットトランジスタ4のチャネルのOFF時のポテンシャルにより、領域21と領域42は遮断され、蓄積容量2はポテンシャル井戸となる。この状態でフォトダイオード(PD)1に光が入射すると、フォトダイオード1内で電子が発生するが、トランジスタ(TR1)3のON状態のチャネルポテンシャルはVCHであり、蓄積容量2の電位VFDはほぼリセット電圧VRであり、|VR|>|VCH|>|VB|の関係があるので、発生した電荷は蓄積容量2に転送される。そして、電荷が蓄積されることにより、蓄積容量2の電位VFDが次第に変化する。この状態が、図2(c)に示す「蓄積状態」であり、図3において、(a)のAD変換回路出力がLo、(b)の転送ゲートトランジスタ(TR1)3がON、(c)のリセットトランジスタ(TR2)がOFF、(d)の蓄積容量(FD)の電位VFDが変化して次第に基準電圧VREFに近づく状態である。
(2) When the pulse of the AD conversion circuit output (ADC_OUT) falls and becomes Lo, the reset transistor (TR 2 ) 4 is turned off, and the inversion pulse through the
(3)蓄積容量2の電位VFDが比較器5の基準電圧VREFに達すると、比較器5がAD変換回路出力(ADC_OUT)としてのHiのパルスを発生し、(1)の状態に戻る。蓄積容量2の電位VFDがリセット電圧VRから基準電圧VREFまで変化する時間は、光電変換された電荷量、したがって受光量に応じて短くなる。また、比較器5のパルス幅(Hiの期間)は、蓄積容量2が蓄積電荷を全て放出してリセット電圧(VR)に戻るのに十分な最小時間、リセットトランジスタ4を導通させるように設計することが望ましい。
(3) When the potential V FD of the
以下、(1)〜(3)が繰り返され、動画の1フレーム期間内にAD変換回路出力(ADC_OUT)には光量に比例した数のパルスが発生する。カウンタ(図示せず)では逐次パルスを積算しており、1フレーム期間終了後に、カウンタ出力を読み出す。 Thereafter, (1) to (3) are repeated, and within one frame period of the moving image, a number of pulses proportional to the light amount are generated in the output of the AD conversion circuit (ADC_OUT). A counter (not shown) integrates pulses sequentially, and reads the counter output after one frame period ends.
この実施例では、リセットトランジスタ(TR2)4がONとなると同時に転送ゲートトランジスタ(TR1)3がOFFとなり、フォトダイオード1の電位がリセット電圧VRとなるのを防止できる。また、リセット期間にフォトダイオード1に光が入射することで発生した電荷を、フォトダイオード1内に一時的に蓄積しておくことができ、その後、リセット期間終了後に電荷を蓄積容量2に転送することにより、フォトダイオード1で発生した電荷を誤差なく検出することができる。
In this embodiment, the reset transistor (
従来の1bit ADCでは、フォトダイオードが光電変換と電子の蓄積の両方の機能を担っていたため、電子の検出感度を高める(少数の電子を検出する)ためにはフォトダイオード容量を小さくする必要がある(式1)にもかかわらず、光電変換機能に対しては、フォトダイオードの面積(容量に比例)は一定量が必要であるため、電子の検出感度を向上させることが困難であった。本発明の回路では、光電変換を担うフォトダイオードと、フォトダイオードで発生した電荷を蓄積する蓄積容量を分離しているため、検出感度に密接な関係を有する蓄積容量の大きさを、フォトダイオードと独立に設定できる。また、第1の実施例では、比較器の基準電圧VREFの設定を調整することにより、信号電荷の検出感度を容易に調整することができる。 In the conventional 1-bit ADC, the photodiode has functions of both photoelectric conversion and accumulation of electrons. Therefore, in order to increase the detection sensitivity of electrons (to detect a small number of electrons), it is necessary to reduce the photodiode capacitance. Although the area (proportional to the capacitance) of the photodiode needs to be constant for the photoelectric conversion function despite the expression (1), it is difficult to improve the detection sensitivity of electrons. In the circuit of the present invention, since the photodiode responsible for photoelectric conversion and the storage capacitance for storing the charge generated by the photodiode are separated, the magnitude of the storage capacitance closely related to the detection sensitivity is It can be set independently. In the first embodiment, the detection sensitivity of the signal charge can be easily adjusted by adjusting the setting of the reference voltage V REF of the comparator.
本発明の検出感度について試算する。第1の実施例において、最小電荷検出数Nは、CFDを蓄積容量(FD)の静電容量として次式で表わされる。 The detection sensitivity of the present invention is estimated. In the first embodiment, the minimum charge detection number N is expressed by the following equation, where C FD is the capacitance of the storage capacitor (FD).
N=CFD・(VR−VREF)/e (式3) N = C FD (V R −V REF ) / e (Equation 3)
すなわち、蓄積容量をフォトダイオード容量より小さくすることで、従来技術に比べ最小電荷検出数Nを小さくできる。換言すると、従来の1bit ADCに比べると、電子の検出感度をCPD/CFD倍に向上させることができる。例えば、CFDを0.08fFとすれば、(VR−VREF)=10mVとして、N=5個となり、現在主流の列並列信号処理CMOSイメージセンサに劣らない電子の検出感度を得ることができる。一方、本回路は1bit ADCの動作を踏襲しているため、列並列信号処理回路に比べ、広いダイナミックレンジを実現することができる。ダイナミックレンジは、例えば108程度まで可能である。 That is, by making the storage capacitance smaller than the photodiode capacitance, the minimum charge detection number N can be reduced compared to the prior art. In other words, the detection sensitivity of electrons can be improved to C PD / C FD times as compared to the conventional 1-bit ADC. For example, assuming that C FD is 0.08 fF, N becomes 5 with (V R −V REF ) = 10 mV, and it is possible to obtain the detection sensitivity of electrons comparable to the current mainstream column parallel signal processing CMOS image sensor it can. On the other hand, since this circuit follows the operation of the 1-bit ADC, a wider dynamic range can be realized as compared with the column parallel signal processing circuit. The dynamic range can be, for example, up to about 10 8 .
(第2の実施例)
第2の実施例を図4に示す。第2の実施例の信号処理回路は、第1の実施例(図1)において、比較器5をインバータ回路(インバータ群)7に代えたものである。従来の1bit ADCと同様に、インバータ回路7は、インバータ(Inv_1、Inv_2,・・・Inv_n)が奇数段接続されている。蓄積容量2の電位がインバータ回路7の初段のインバータ(Inv_1)に入力される。インバータ回路7の出力は、AD変換回路出力(ADC_OUT)として、カウンタ(図示せず)に入力されるとともに、リセットトランジスタ(TR2)4のゲート電極に印加され、また、インバータ(Inv)6に入力される。
Second Embodiment
A second embodiment is shown in FIG. The signal processing circuit of the second embodiment is obtained by replacing the
第2の実施例の回路動作は、基本的には、図1、図2の信号処理回路と同じであるが、リセットトランジスタ4がON状態となる期間は、蓄積容量に蓄積した電荷をリセットトランジスタが放出する時間とインバータ群による遅延時間によって設計される。
The circuit operation of the second embodiment is basically the same as that of the signal processing circuit of FIGS. 1 and 2, but during the period when the
第2の実施例は、回路を単純なインバータで構成することができ、設計が簡単になる。 In the second embodiment, the circuit can be configured by a simple inverter, which simplifies the design.
(第3の実施例)
図5に本発明の第3の実施例としての信号処理回路を示す。また、図6にそのタイミングチャートを示す。第3の実施例は、第1の実施例の転送ゲートトランジスタ3とリセットトランジスタ4のON/OFFの動作タイミングを改良したものである。
Third Embodiment
FIG. 5 shows a signal processing circuit as a third embodiment of the present invention. Further, FIG. 6 shows a timing chart thereof. In the third embodiment, the ON / OFF operation timings of the
図5に示す信号処理回路において、フォトダイオード(PD)1、蓄積容量(FD)2、転送ゲートトランジスタ(TR1)3、リセットトランジスタ(TR2)4、及び比較器(Comp)5の回路構成は、図1の第1の実施例と同じである。 In the signal processing circuit shown in FIG. 5, the circuit configuration of the photodiode (PD) 1, storage capacitance (FD) 2, transfer gate transistor (TR 1 ) 3, reset transistor (TR 2 ) 4 and comparator (Comp) 5 Is the same as the first embodiment of FIG.
図5の回路では、比較器(Comp)5の出力、すなわち、AD変換回路出力(ADC_OUT)の出力が分岐され、その1つが遅延回路(Delay)81に接続されている。遅延回路(Delay)81は、入力に対して所定時間(ΔT)遅延した波形(D_OUT)を生成する。したがって、比較器5の出力パルスに対して、立上がり・立下りが所定時間(ΔT)遅延した遅延パルスを出力する。なお、図5においては、遅延回路(Delay)81を偶数個のインバータで構成しているが、所定の遅延時間を生じる任意の回路構成として良い。
In the circuit of FIG. 5, the output of the comparator (Comp) 5, that is, the output of the AD conversion circuit output (ADC_OUT) is branched, and one of them is connected to the delay circuit (Delay) 81. The delay circuit (Delay) 81 generates a waveform (D_OUT) delayed from the input by a predetermined time (ΔT). Therefore, with respect to the output pulse of the
NOR回路82は、AD変換回路出力(ADC_OUT)の出力パルスと、遅延回路(Delay)81の出力パルス(遅延パルス:D_OUT)が入力され、その出力が転送ゲートトランジスタ(TR1)3のゲート電極に接続される。
The NOR
また、AND回路83は、AD変換回路出力(ADC_OUT)の出力パルスと、遅延回路(Delay)81の出力パルス(遅延パルス:D_OUT)が入力され、その出力がリセットトランジスタ(TR2)4のゲート電極に接続される。 The AND circuit 83 receives the output pulse of the AD conversion circuit output (ADC_OUT) and the output pulse (delay pulse: D_OUT) of the delay circuit (Delay) 81, and the output thereof is the gate of the reset transistor (TR 2 ) 4 Connected to the electrode.
図6のタイミングチャートを参照して、図5の信号処理回路の回路動作を説明する。 The circuit operation of the signal processing circuit of FIG. 5 will be described with reference to the timing chart of FIG.
(1)AD変換回路出力(ADC_OUT)にパルスが発生した状態から動作を説明する。AD変換回路出力(ADC_OUT)にHiのパルスが発生すると、そのパルスは、遅延回路(Delay)81、NOR回路82の一方の入力端子、及びAND回路83の一方の入力端子に入力される。NOR回路82は、他方の入力端子の入力に拘らず、直ちにLoのパルスを出力し、このLoパルスがゲート電極31に印加されて、転送ゲートトランジスタ(TR1)3が非導通(OFF)となる。このとき、遅延回路81の出力はまだLoであるため、AND回路83の出力はLoであり、リセットトランジスタ(TR2)4も非導通(OFF)となっている。この結果、フォトダイオード(PD)1と蓄積容量(FD)2が、それぞれ電気的に切り離される。
(1) The operation will be described from the state where a pulse is generated at the output of the AD conversion circuit (ADC_OUT). When a pulse of Hi is generated at the AD conversion circuit output (ADC_OUT), the pulse is input to the delay circuit (Delay) 81, one input terminal of the NOR
(2)AD変換回路出力(ADC_OUT)がパルスを発生してから、所定時間(ΔT)後に、遅延回路(Delay)81がHiパルスを出力し、NOR回路82の他方の入力端子、及びAND回路83の他方の入力端子に入力される。AND回路83は、AD変換回路出力(ADC_OUT)と遅延回路(Delay)81の出力(D_OUT)のAND演算を行い、Hiのパルスを出力し、このHiパルスがリセットトランジスタ4のゲート電極に印加されて、リセットトランジスタ(TR2)4が導通(ON)する。この結果、蓄積容量(FD)2の電位がリセット電圧VRに等しくなり、リセット状態となる。なお、このとき転送ゲートトランジスタ(TR1)3は非導通(OFF)のままであり、フォトダイオード(PD)1は蓄積容量(FD)2と分離しているから、入射光によりこの期間に光電変換で発生した電荷は、フォトダイオード(PD)1内に保持される。
(2) The delay circuit (Delay) 81 outputs a Hi pulse after a predetermined time (ΔT) after the AD conversion circuit output (ADC_OUT) generates a pulse, and the other input terminal of the NOR
(3)AD変換回路出力(ADC_OUT)の出力がLoレベルに戻ると、AND回路83のパルスもLoレベルとなり、このLoパルスがリセットトランジスタ4のゲート電極に印加されて、リセットトランジスタ(TR2)4が非導通(OFF)となる。このとき転送ゲートトランジスタ(TR1)3は非導通(OFF)のままである。この結果、蓄積容量(FD)2はポテンシャル井戸となり、蓄積容量2はリセット電圧VRが維持される。
(3) When the output of the AD conversion circuit (ADC_OUT) returns to the Lo level, the pulse of the AND circuit 83 also becomes the Lo level, and this Lo pulse is applied to the gate electrode of the
(4)AD変換回路出力(ADC_OUT)の出力がLoレベルに戻ってから、所定時間(ΔT)後に、遅延回路(Delay)81がLoレベルに戻る。NOR回路82は、AD変換回路出力(ADC_OUT)と遅延回路(Delay)81の出力(D_OUT)のNOR演算を行い、Hiのパルスを出力し、このHiパルスが転送ゲートトランジスタ3のゲート電極に印加されて、転送ゲートトランジスタ(TR1)3が導通する。このとき、リセットトランジスタ(TR2)4は非導通(OFF)である。この状態で、フォトダイオード(PD)1への入射光によりフォトダイオード1内で発生した電荷(電子)は、トランジスタ(TR1)3のチャネルを経て、蓄積容量2に転送される。そして、電荷が蓄積されることにより、蓄積容量2の電位VFDが次第に変化する、蓄積状態となる。
(4) The delay circuit (Delay) 81 returns to the Lo level a predetermined time (ΔT) after the output of the AD conversion circuit output (ADC_OUT) returns to the Lo level. The NOR
(5)蓄積容量2に所定量の電荷が蓄積し、蓄積容量2の電位VFDが比較器5の基準電圧VREFに達すると、比較器5がAD変換回路出力(ADC_OUT)としてのHiのパルスを発生し、(1)の状態に戻る。なお、このとき両トランジスタ(3,4)は非導通であって蓄積容量2はフローティングであり、蓄積容量(FD)2の電圧は基準電圧VREFに維持され、その後リセットトランジスタ(TR2)4が導通したとき、リセット電圧VRとなることは、上述したとおりである。
(5) When a predetermined amount of charge is stored in the
第1の実施例では、AD変換回路出力(ADC_OUT)にパルスが発生した際、転送ゲートトランジスタ(TR1)3がOFFになると同時にリセットトランジスタ(TR2)4がONとなるが、回路の配線による遅延などが原因で、転送ゲートトランジスタ(TR1)3がOFFになっていないにも拘らず、リセットトランジスタ(TR2)4がONとなる時間が発生する恐れがある。もし一瞬でも転送ゲートトランジスタ(TR1)3とリセットトランジスタ(TR2)4が同時にONとなると、フォトダイオード(PD)1がリセット電圧VRにリセットされてしまい、上述のフォトダイオード(PD)1から蓄積容量(FD)2への電荷転送動作が正しく行われなくなってしまう。第3の実施例の回路によれば、転送ゲートトランジスタ(TR1)3のOFF開始からリセットトランジスタ(TR2)4のON開始までの期間、およびリセットトランジスタ(TR2)4のON終了から転送ゲートトランジスタ(TR1)3のOFF終了までの期間を、遅延回路(Delay)81で決まるΔTに確定させることができる。これにより、フォトダイオード(PD)を蓄積容量(FD)から確実に切り離した状態で、蓄積容量(FD)の電位をリセット電圧VRにリセットすることができるため、第1の実施例に比べて、安定した動作が可能となる。 In the first embodiment, when a pulse is generated at the output of the AD conversion circuit (ADC_OUT), the transfer gate transistor (TR 1 ) 3 is turned off and the reset transistor (TR 2 ) 4 is turned on at the same time. Due to the delay due to the delay time etc., there is a possibility that the time when the reset transistor (TR 2 ) 4 is turned on may occur even though the transfer gate transistor (TR 1 ) 3 is not turned off. If the transfer gate transistor (TR 1 ) 3 and the reset transistor (TR 2 ) 4 are simultaneously turned on at the same time, the photodiode (PD) 1 is reset to the reset voltage V R , and the above-mentioned photodiode (PD) 1 The charge transfer from the storage capacitor (FD) to the storage capacitor (FD) 2 is not properly performed. According to the circuit of the third embodiment, a period from the start of the transfer gate transistor (TR 1 ) 3 OFF to the start of the reset transistor (TR 2 ) 4 ON, and transfer from the end of the reset transistor (TR 2 ) 4 ON The period until the OFF end of the gate transistor (TR 1 ) 3 can be determined as ΔT determined by the delay circuit (Delay) 81. Thus, in a state of surely disconnected photodiodes (PD) from the storage capacitors (FD), it is possible to reset the potential of the storage capacitor (FD) to the reset voltage V R, as compared with the first embodiment , Stable operation is possible.
なお、本実施例では蓄積容量(FD)2の電位を検出するために比較器(Comp)5を利用したが、第2の実施例と同様に、比較器5に代えてインバータ回路(奇数段のインバータ群)7を用いた回路構成も可能である。
Although the comparator (Comp) 5 is used to detect the potential of the storage capacitance (FD) 2 in this embodiment, an inverter circuit (odd-numbered stage) is used instead of the
また、本発明では信号処理回路を構成するトランジスタをn型として記述したが、p型トランジスタを用いた回路構成も可能である。このときは、パルスのHi/LoとトランジスタのON/OFFの関係が反対となるため、必要に応じて、NOR回路をOR回路に変更し、AND回路をNAND回路に変更する等、回路構成に適宜の変更を行うこととなる。 Further, in the present invention, the transistors constituting the signal processing circuit are described as n-type, but a circuit configuration using p-type transistors is also possible. At this time, since the relationship between Hi / Lo of the pulse and the ON / OFF of the transistor is reversed, the NOR circuit is changed to an OR circuit, the AND circuit is changed to a NAND circuit, and so on. Appropriate changes will be made.
また、本発明では電子を検出する回路を想定して説明したが、同様の回路構成で半導体領域の導電型や電源電圧の符号を変えることで、正孔を検出する回路も可能であることは自明である。 Although the present invention is described on the assumption of a circuit that detects electrons, a circuit that detects holes by changing the conductivity type of the semiconductor region and the sign of the power supply voltage with the same circuit configuration is also possible. It is self-explanatory.
(実施の形態2)
次に、本発明の実施の形態2について説明をする。図7に、本発明の第2の実施形態としてのイメージセンサ(撮像素子)100の概念図を示す。
Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 shows a conceptual diagram of an image sensor (imaging device) 100 according to a second embodiment of the present invention.
図7のイメージセンサ100は、各画素がデジタルデータを出力する画素並列信号処理方式のイメージセンサである。
The
イメージセンサ100のセンサ領域101には、画素103が縦横に配列されている。各画素103は、その内部に信号処理回路を備えており、光電変換素子としてのフォトダイオード(PD)104と、フォトダイオード104からの信号電荷の量をデジタルデータ化するAD変換回路(ADC)105と、AD変換回路出力(ADC_OUT)のパルス数をカウントし、所定のビット数のデータとして出力するカウンタ106とを有している。各画素103の信号処理回路は、第1乃至第3の実施例のいずれかの信号処理回路である。
In the
各画素からの出力は、出力処理回路102で処理され、デジタルデータの撮像データとして出力される。この出力処理回路102では、例えば、各画素103からのデータを一度バッファメモリ等に蓄積した後、順次読み出しする処理が行われる。また、図示しない走査回路により、全画素の出力データを順次走査処理して出力することもでき、任意の適切な読み出し処理を行うことができる。
The output from each pixel is processed by the
本発明のイメージセンサ100は、各画素103が、第1乃至第3の実施例のいずれかの信号処理回路を備えており、従来よりも検出感度を向上させることができる。
In the
本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各手段に含まれる機能等は論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の手段やステップ等を1つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。 Although the present invention has been described based on the drawings and examples, it should be noted that those skilled in the art can easily make various changes and modifications based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these variations and modifications are included in the scope of the present invention. For example, the functions and the like included in each means can be rearranged so as not to be logically contradictory, and it is possible to combine or divide a plurality of means, steps, etc. into one.
1 フォトダイオード(PD)
2 蓄積容量(FD)
3 転送ゲートトランジスタ(TR1)
4 リセットトランジスタ(TR2)
5 比較器(Comp)
6 インバータ(Inv)
7 インバータ回路
81 遅延回路(Delay)
82 NOR回路
83 AND回路
100 イメージセンサ
101 センサ領域
102 出力処理回路
103 画素
104 フォトダイオード
105 AD変換回路
106 カウンタ
1 Photodiode (PD)
2 Storage capacity (FD)
3 Transfer gate transistor (TR 1 )
4 Reset transistor (TR 2 )
5 Comparator (Comp)
6 Inverter (Inv)
7
82 NOR circuit 83 AND
Claims (5)
光電変換素子と並列接続される蓄積容量と、
前記蓄積容量の電圧と基準電圧とを比較し、両者が一致したときにパルスを出力する比較器と、
前記比較器の出力により、前記蓄積容量の電圧をリセット電圧に戻すリセット手段と、
を備えており、前記パルスをカウントして出力する信号処理回路において、
前記光電変換素子と前記蓄積容量との間に転送ゲートトランジスタを設け、
前記転送ゲートトランジスタは前記比較器の出力に基づいて制御され、前記リセット手段の動作期間中はOFFとなり、
基板電位或いは接地電位を基準とした、前記光電変換素子のビルトインポテンシャルV B 、前記転送ゲートトランジスタがONしたときのチャネルのポテンシャルV CH 、前記蓄積容量のリセット電圧V R 、及び前記比較器の基準電圧V REF は、
|V R |>|V REF |>|V CH |>|V B |
の関係となるように設定されることを特徴とする信号処理回路。 A signal processing circuit that analog-to-digital converts a charge amount generated by a photoelectric conversion element, comprising:
A storage capacitor connected in parallel with the photoelectric conversion element,
A comparator that compares the voltage of the storage capacitor with a reference voltage and outputs a pulse when both match.
Reset means for returning the voltage of the storage capacitor to a reset voltage by the output of the comparator;
Signal processing circuit that counts and outputs the pulses ,
Providing a transfer gate transistor between the photoelectric conversion element and the storage capacitance;
The transfer gate transistor is controlled based on the output of the comparator, and is turned off during the operation of the reset means,
The built-in potential V B of the photoelectric conversion element, the channel potential V CH when the transfer gate transistor is turned on, the reset voltage V R of the storage capacitor , and the reference of the comparator based on the substrate potential or the ground potential The voltage V REF is
| V R |> | V REF |> | V CH |> | V B |
A signal processing circuit set so as to have a relationship of
光電変換素子と並列接続される蓄積容量と、
前記蓄積容量の電圧を入力とし、所定の反転電圧で出力を反転するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力により、前記蓄積容量の電圧をリセット電圧に戻すリセット手段と、
を備えており、前記インバータ回路の出力パルスをカウントして出力する信号処理回路において、
前記光電変換素子と前記蓄積容量との間に転送ゲートトランジスタを設け、
前記転送ゲートトランジスタは前記インバータ回路の出力に基づいて制御され、前記リセット手段の動作期間中はOFFとなることを特徴とする信号処理回路。 A signal processing circuit that analog-to-digital converts a charge amount generated by a photoelectric conversion element, comprising:
A storage capacitor connected in parallel with the photoelectric conversion element,
An inverter circuit which receives the voltage of the storage capacitor and inverts the output at a predetermined inversion voltage;
Reset means for returning the voltage of the storage capacitor to a reset voltage by the output of the inverter circuit;
A signal processing circuit that counts and outputs an output pulse of the inverter circuit ,
Providing a transfer gate transistor between the photoelectric conversion element and the storage capacitance;
A signal processing circuit characterized in that the transfer gate transistor is controlled based on the output of the inverter circuit, and is turned off during the operation period of the reset means.
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