JP6515733B2 - ディジタル形保護リレー - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル形保護リレーに関する。

系統電源から負荷側へ電力供給を行う送電線に、電圧変動の低減を目的として直列コンデンサが介挿された送電システムが提供されている。この種の送電システムでは、負荷側の変圧器が無負荷状態の場合に、送電線を流れる電流や電圧に分数調波振動成分が発生することがある。具体的には、系統電源に対して負荷側の変圧器を投入した際に、変圧器の鉄芯が磁気飽和し励磁突入電流（インラッシュ電流）が発生する。この励磁突入電流により、直列コンデンサが充電されていく。これにより、変圧器には系統電源からの電源電圧と、直列コンデンサの両端間に発生する電圧との差分に相当する電圧が印加される。そのために、変圧器鉄心は徐々に逆方向に偏磁し、交流の１．５周期（或いは２．５周期、３．５周期）が経過すると、送電線には逆方向の励磁突入電流が流れ始め、直列コンデンサが逆極性で充電される。このような状況が繰り返されることにより、直列コンデンサの両端間に印加される交流には、交流の基本波の分数調波成分が発生する。

送電線にこのような分数調波成分が継続して発生すると、電力設備の損傷を招く虞がある。従って、この種の送電システムでは、一定振幅を超える分数調波成分が継続して発生している場合には分数調波成分を低減する必要がある。そのため、分数調波成分の振幅を検出することが必要である。

特許文献１には、送電線に流れる交流をサンプリングして得られるディジタルデータから、ＦＦＴ（First Fourier Transform）処理により交流に含まれる分数調波成分を検出する装置が提案されている。

特開平１０−２４３５４９号公報

系統電源から供給される交流の基本波成分の周波数は、電力需給状況に応じて変動しうる。従って、分数調波成分の検出には、基本波成分の変動に起因した分数調波成分の周波数変動幅程度の周波数分解能が求められる。特許文献１に記載された構成では、ＦＦＴ処理により分数調波成分を検出する。ＦＦＴ処理による分数調波成分の検出においては、高い周波数分解能が求められるほど、分数調波成分を算出するのに必要なデータ数が増加してしまう。即ち、ある目標周波数分解能で分数調波成分の振幅値を算出する場合、目標周波数分解能が高くなるほど必要なデータ数が増加する。そして、必要なデータ数が増加すると、データを取得するのに必要な基準サンプリング期間も長くなる。従って、分数調波成分の変動幅が比較的小さい場合、それに応じて目標周波数分解能を高くしなければならず、基準サンプリング期間が増加し分数調波成分の検出に時間がかかってしまう。分数調波成分の検出に時間がかかると、分数調波成分を低減するための処理を実行するタイミングも遅れてしまい、機器に悪影響を与える虞がある。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、分数調波成分を高速で検出できるディジタル形保護リレーを提供することを目的とする。

本発明に係るディジタル形保護リレーは、
電力系統の送電線の異常を検出したときに前記送電線またはバイパス線に介挿された開閉器へ制御指令を出力するディジタル形保護リレーであって、
前記送電線を流れる電力信号を前記電力信号の波形を反映した検出信号に変換して出力する変成器と、
ローパス特性を有し、前記検出信号をフィルタリングするアナログフィルタと、
前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をサンプリング周波数でサンプリングして第１ディジタルデータを生成するアナログディジタル変換器と、
前記検出信号に含まれる、少なくとも基本波成分を除去するよう設定されたフィルタ係数を有し、前記サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される基準サンプリング期間の間にアナログディジタル変換器によりサンプリングされる第１ディジタルデータの数をＳ個（Ｓは正の偶数）としたときに、前記基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされたＳ／２個の第１ディジタルデータおよびフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する個数の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する有限インパルス応答フィルタと、
前記Ｓ／２個の第２ディジタルデータのＲＭＳ値を算出するＲＭＳ演算部と、
前記ＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とに基づいて、分数調波成分の大きさが異常であるか否かを判定する分数調波判定部と、を備え、
前記有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい。

本発明によれば、有限インパルス応答フィルタが、基準サンプリング期間の間にサンプリングされたＳ個の第１ディジタルデータのうち、（Ｓ／２＋Ｎ）個の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する。ここで、Ｓ／２は、基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされた第１ディジタルデータの個数であり、Ｎは、有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）である。基準サンプリング期間は、サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される。目標周波数分解能で分数調波成分の振幅値を算出するために必要な時間は、ＲＭＳ算出期間の長さとフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータをサンプリングするのに要する期間の長さとの和に相当する時間に等しくなる。ここで、フィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい。従って、例えばＦＦＴ処理を実行するディジタル形保護リレーに比べて、分数調波成分の振幅値を算出するのに必要な時間を低減させることができるので、分数調波成分の振幅値を高速に検出できる。

本発明の実施の形態に係るディジタル形保護リレーのハードウェア構成を示すブロック図である。 実施の形態に係る制御部のハードウェア構成を示すブロック図である。 実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニットの機能構成を示すブロック図である。 実施の形態に係る開閉器制御処理を示すフローチャートである。 実施の形態に係るＦＩＲフィルタの出力について、（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合の周波数特性を示す図である。 実施の形態に係るＦＩＲフィルタの出力について、（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３０周期分とした場合の周波数特性を示す図であり、（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合の周波数特性を示す図である。 実施の形態に係る過負荷検出処理を示すフローチャートである。 実施の形態に係る直流成分異常検出処理の内容を説明するための図である。 変形例に係る分数調波・過負荷保護ユニットの機能構成を示すブロック図である。 変形例に係る開閉器制御処理を示すフローチャートである。 変形例に係る過負荷検出処理を示すフローチャートである。 変形例に係るＦＩＲフィルタの出力について、（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合の周波数特性を示す図である。 変形例に係るＦＩＲフィルタの出力について、（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３０周期分とした場合の周波数特性を示す図であり、（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合の周波数特性を示す図である。 変形例に係るＦＩＲフィルタの出力について、（Ａ）はローパスフィルタ関数を採用した場合の周波数特性を示す図であり、（Ｂ）はバンドエリミネーションフィルタ関数を採用した場合の周波数特性を示す図である。

以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本実施の形態に係る送電システムは、図１に示すように、系統電源Ｅと、系統電源Ｅから供給される電力を変換する変圧器Ｈ０と、系統電源Ｅと変圧器Ｈ０とを結ぶ送電線Ｌ１に直列に接続された２つのコンデンサＣ１１、Ｃ１２と、ディジタル形保護リレー１と、を備える。

ディジタル形保護リレー１は、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２と、遮断器ＳＷ１と、を有し、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２および遮断器ＳＷ１それぞれの開閉状態を制御する。側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２に流れる電流（即ち、電流信号または電力信号）を、バイパス線Ｌ１１、Ｌ１２を介してバイパスさせるためのものである。遮断器ＳＷ１は、送電線Ｌ１を介した電力供給、即ち電流信号または電力信号を遮断するためのものである。側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２それぞれの両端間に接続されたバイパス線Ｌ１１、Ｌ１２に介挿されている。遮断器ＳＷ１は、送電線Ｌ１に直列に接続されている。

また、ディジタル形保護リレー１は、比率差動電流ユニット１０と、差動電流ユニット２０と、分数調波・過負荷保護ユニット３０と、遮断器駆動部５０と、側路開閉器駆動部６０と、を備える。また、ディジタル形保護リレー１は、送電線Ｌ１における遮断器ＳＷ１よりも系統電源Ｅ側に設けられた変流器Ｈ１１と、送電線Ｌ１に流れる電流信号（電力信号）により変流器Ｈ１１で発生した検出電流を取り込むための伝送線ＤＬ１１と、を備える。更に、ディジタル形保護リレー１は、送電線Ｌ１におけるコンデンサＣ１１、Ｃ１２よりも変圧器Ｈ０側に設けられた変流器Ｈ１２と、変流器Ｈ１２で発生した検出電流を取り込むための伝送線ＤＬ１２と、を備える。変流器（電力信号検出器）Ｈ１１、Ｈ１２および伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２は、送電線Ｌ１を流れる電力信号を検出し、検出した電力信号の波形を反映した検出信号を出力するためのものである。

遮断器駆動部５０は、比率差動電流ユニット１０、差動電流ユニット２０または分数調波・過負荷保護ユニット３０から入力される開指令信号または閉指令信号に基づいて、遮断器ＳＷ１を開閉させる。開指令信号は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する信号であり、閉指令信号は、遮断器ＳＷ１を閉状態にするよう指令する信号である。

側路開閉器駆動部６０は、分数調波・過負荷保護ユニット３０から入力される開指令信号または閉指令信号に基づいて、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２を開閉させる。開指令信号は、側路開閉器ＳＷ２１または側路開閉器ＳＷ２２を開状態にするよう指令する信号であり、閉指令信号は、側路開閉器ＳＷ２１または側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する信号である。

比率差動電流ユニット１０および差動電流ユニット２０は、直列に接続されたコンデンサＣ１１、Ｃ１２を含む直列コンデンサ回路の内部故障を検出するためのものである。比率差動電流ユニット１０は、伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２それぞれに信号変換器１１、１２を介して電気的に接続された比率差動電流リレー制御回路１３を備える。また、差動電流ユニット２０は、伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２それぞれに信号変換器２１、２２を介して電気的に接続された差動電流リレー制御回路２３を備える。比率差動電流リレー回路１３は、信号変換器１１、１２に流れる電流の差分に基づいて、開指令信号を遮断器駆動部５０へ出力する。差動電流リレー制御回路２３は、信号変換器２１、２２に流れる電流の差分に基づいて、開指令信号を遮断器駆動部５０へ出力する。

分数調波・過負荷保護ユニット３０は、送電線Ｌ１を流れる電力信号に含まれる分数調波成分の振幅値に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力することにより、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態を制御する。また、分数調波・過負荷保護ユニット３０は、電力信号に含まれる基本波成分の振幅値に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力することにより、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態を制御する。これにより、コンデンサＣ１１等の過負荷状態を検出できる。分数調波・過負荷保護ユニット３０は、信号変換器３１と、フィルタ回路３２と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）３３と、制御部３４と、報知部３６と、高周波発生回路３７と、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）３８と、を備える。なお、高周波発生回路３７は、予め設定された高周波のアナログ信号を出力するものであってもよい。この場合、ＤＡ変換器３８は不要となる。

信号変換器３１は、伝送線ＤＬ１１を伝送する変換前の検出信号の振幅値を後続のフィルタ回路３２等の振幅値許容範囲内に収まるように変換する。この信号変換器３１と変流器Ｈ１１とから、電力信号を検出し、検出した電力信号の波形を反映した検出信号を出力する変成器が構成される。

フィルタ回路３２は、入力信号に含まれる基本波周波数を超える高周波成分を除去するためのものである。フィルタ回路３２は、信号変換器３１から入力される検出信号とＤＡ変換器３８から入力される検出信号とを加算する加算回路（図示せず）と、加算回路から入力される基本波周波数を超える高周波成分を除去して出力するローパス特性を有するアナログフィルタ（図示せず）と、を備える。フィルタ回路３２がローパス特性のアナログフィルタを有することにより、制御部３４に入力されるディジタルデータに含まれる高周波成分のエイリアシング成分を予め除去することができる。

ＡＤ変換器３３は、フィルタ回路３２から出力されるアナログ信号の振幅値をサンプリングしてディジタルデータ（第１ディジタルデータ）を生成し、制御部３４へ出力する。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、例えば基本波周波数の２倍の周波数以上の周波数に設定される。例えば、基本波周波数が６０Ｈｚの場合、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、７２０Ｈｚに設定される。

制御部３４は、図２に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３４ａと主記憶部３４ｂと補助記憶部３４ｃと入力部３４ｄと出力部３４ｅとを備える。ＣＰＵ３４ａは、補助記憶部３４ｃに記憶されたプログラムを読み出して実行する。また、制御部３４は、タイマ（図示せず）を内蔵している。

主記憶部３４ｂは、ＲＡＭ（Random Access Memory）等の揮発性メモリを有している。主記憶部３４ｂは、ＣＰＵ３４ａの作業領域として用いられる。また、主記憶部３４ｂには、ディジタルデータを記憶するためのバッファ領域３４０を有する。そして、ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータは、バッファ領域３４０に時系列に記憶される。また、主記憶部３４ｂは、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２それぞれの開閉状態を示す開閉情報を記憶する開閉情報記憶領域（図示せず）を有する。

補助記憶部３４ｃは、ＲＯＭ（Read Only Memory）、磁気ディスク、半導体メモリなどの不揮発性メモリを有している。補助記憶部３４ｃは、ＣＰＵ３４ａが実行するプログラムおよび各種パラメータなどを記憶している。また、ＣＰＵ３４ａによる処理結果などを主記憶部３４ｂへ順次記憶する。更に、補助記憶部３４ｃは、フィルタ回路３２等に異常が発生しているか否かを検出するタイミングである装置異常検出時期を示す異常検出時期情報を記憶している。また、補助記憶部３４ｃは、分数調波成分の振幅値の異常を判定するためのＲＭＳ閾値と、高周波成分の異常を判定するための高周波成分閾値と、基本波成分の異常を判定するための基本波成分閾値とを記憶している。更に、補助記憶部３４ｃは、直流成分のレベル異常を判定するために、後述の判定基準値および割合閾値と、基本波の周波数を示す周波数情報も記憶している。異常検出時期情報は、例えば異常検出を行う周期（例えば２４時間）から構成される。プログラムや異常検出時期情報、ＲＭＳ閾値、高周波成分閾値、基本波成分閾値、判定基準値、割合閾値は、例えばディジタル形保護リレー１の工場出荷時において、入力装置（図示せず）を介して予め補助記憶部３４ｃに記憶される。

ＣＰＵ３４ａが補助記憶部３４ｃに記憶されているプログラムを実行することにより、制御部３４の各種機能が実現される。具体的には、制御部３４は、図３に示すように、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ３４１、ＲＭＳ（Root Mean Square）演算部３４２、分数調波判定部３４３、高周波発生制御部３４５、直流成分異常判定部３４６ａ、高周波成分検出部３４６ｂ、高周波成分異常判定部３４７、指令信号出力部３４８、バッファ領域３４０、基本波成分検出部３５１、過負荷判定部３５２、を有する。

ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）３４１は、ＡＤ変換器３３で生成されたディジタルデータに含まれる周波数成分のうち、少なくとも基本波成分を除去するように設定されたフィルタ係数を有する。ＦＩＲフィルタ３４１の目標周波数分解能は、例えば送電線Ｌ１を流れる電力信号の基本波成分の変動に起因した分数調波成分の周波数変動幅に基づいて設定される。周波数変動幅が１Ｈｚであれば、目標周波数分解能も１Ｈｚに設定される。目標周波数分解能が１Ｈｚの場合、目標周波数分解能に対応する周波数の１周期分に相当するサンプリング時間である基準サンプリング期間は１ｓｅｃになる。ここで、基準サンプリング期間の間にＡＤ変換器３３によりサンプリングされるディジタルデータの数をＳ（Ｓは正の整数）とする。このとき、ＦＩＲフィルタ３４１は、基準サンプリング期間の少なくとも半分の期間（ＲＭＳ算出期間）内にサンプリングされたＳ／２個のディジタルデータと、フィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する数のディジタルデータとをフィルタリングする。そして、ＦＩＲフィルタ３４１は、Ｓ／２個のディジタルデータ（第２ディジタルデータ）を生成する。例えばＡＤ変換器３３のサンプリング周波数が７２０Ｈｚであれば、Ｓの値は７２０となる。ＦＩＲフィルタ３４１は、生成したＳ／２個のディジタルデータをＲＭＳ演算部３４２へ出力する。以下、Ｓ／２個を適宜Ａ個として説明する。

ＲＭＳ演算部３４２は、ＦＩＲフィルタ３４１から入力されるＡ個のディジタルデータのＲＭＳ値を算出して分数調波判定部３４３へ出力する。

分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ演算部３４２から入力されるＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とを比較し、ＲＭＳ値がＲＭＳ閾値を連続して超える時間である継続時間が予め設定された判定継続時間を超える場合、分数調波異常通知を指令信号出力部３４８へ出力する。

高周波発生制御部３４５は、高周波発生回路３７に対して高周波信号を出力するよう指令する高周波出力指令信号を出力する。高周波出力指令信号には、高周波発生回路３７から出力される高周波信号の、周波数情報が含まれる。後述のように、高周波発生回路３７は、高周波出力指令信号に含まれる周波数情報が示す周波数の高周波信号を出力する。高周波発生制御部３４５は、常時または一定周期（例えば２４時間の周期）で、高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する。また、高周波発生制御部３４５は、周波数情報を、予め設定された周波数且つ所定の時間間隔で、高周波成分検出部３４６ｂへ出力する。

高周波成分検出部（基準周波数成分検出部）３４６ｂは、異常判定に用いる基準周波数を有する高周波信号（判定用アナログ信号）が検出信号に重畳されているときに、ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータに含まれる基準周波数の高周波成分の振幅値を算出する。この高周波成分は、基準周波数と同じ周波数の成分に相当する。高周波成分検出部３４６ｂは、取得したディジタルデータについて、基準周波数の余弦成分と正弦成分とを演算により算出し、算出した余弦成分と正弦成分とから、高周波成分の振幅値として算出する。高周波成分検出部３４６ｂが実行する処理の詳細は後述する。

高周波成分異常判定部３４７は、ディジタルデータに含まれる高周波成分（基準周波数成分）の振幅値に基づいて、フィルタ回路３２が有するアナログフィルタやＡＤ変換器３３の経年劣化や偶発故障等の発生を監視するためのものである。高周波成分異常判定部３４７は、高周波成分検出部３４６ｂから入力される高周波成分の振幅値と補助記憶部３４ｃに予め記憶されている高周波成分閾値とを比較する。そして、高周波成分異常判定部３４７は、高周波成分の振幅値が高周波成分閾値を下回る場合、報知部３６へ装置異常通知信号を出力する。高周波異常判定部３４７が実行する処理の詳細は後述する。

直流成分異常判定部３４６ａは、ディジタルデータに含まれる直流成分のレベルに基づいて、フィルタ回路３２やＡＤ変換器３３の経年劣化や偶発故障等の発生を監視するためのものである。直流成分異常判定部３４６ａは、特定の判定対象期間の間にサンプリングされたディジタルデータのうち、そのレベル絶対値が判定基準値以上のディジタルデータの割合とこの割合に対する割合閾値とに基づいて、直流成分のレベルの異常を判定する。判定基準値は、例えば最大レベル絶対値の９０％に相当する値に設定される。また、割合閾値は、例えば９０％に設定される。そして、直流成分異常判定部３４６ａは、直流成分の振幅値が異常と判定した場合、報知部３６へ装置異常通知信号を出力する。直流成分異常判定部３４６ａが実行する処理内容の詳細は後述する。

基本波成分検出部３５１は、ディジタルデータに含まれる、基本波成分を抽出し、抽出した基本波成分の振幅値を算出する。また、基本波成分検出部３５１は、算出した基本波成分の振幅値を過負荷判定部３５２へ出力する。

過負荷判定部３５２は、補助記憶部３４ｃから基本波成分閾値を取得し、基本波成分検出部３５１から入力される基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きいか否かを判定する。過負荷判定部３５２は、判定結果に応じて、過負荷通知を指令信号出力部３４８へ出力する。

指令信号出力部３４８は、分数調波判定部３４３から入力される分数調波異常通知または過負荷判定部３５２から入力される過負荷通知に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力する。

報知部３６は、例えば異常表示部（図示せず）等を備える。報知部３６は、直流成分異常判定部３４６ａまたは高周波成分異常判定部３４７から装置異常通知信号が入力されると、異常表示部を点滅させる。

高周波発生回路３７は、高周波発生制御部３４５から高周波出力指令信号が入力されると、高周波出力指令信号に含まれる基準周波数の高周波信号に対応するディジタルデータを出力する。高周波発生回路３７は、例えば基準周波数を有する正弦波ディジタルデータをＤＡ変換器３８へ出力する。この高周波発生回路３７とフィルタ回路３２が有する加算器とを併せて、信号生成重畳部と呼ぶこともできる。

ＤＡ変換器３８は、高周波発生回路３７から入力されるディジタルデータをアナログ信号に変換してフィルタ回路３２へ出力する。

次に、本実施の形態に係るディジタル形保護リレー１が備える、分数調波ユニットの制御部３４が実行する開閉器制御処理、過負荷検出処理および装置異常検出処理について具体例に基づき説明する。これらの処理は、例えばユーザがディジタル形保護リレー１に電源を投入したことを契機として開始可能となる。また、これらの処理は、並行して実行される。ここでは、装置異常検出処理が予め設定された装置異常検出時期が到来する毎に実行されるものとする。例えば、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は７２０Ｈｚ、ＦＩＲフィルタ３４１の目標周波数分解能は１Ｈｚ、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ長は１４３に設定されているものとする。

［開閉器制御処理］
初めに、開閉器制御処理について、図４を参照しながら説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１は、主記憶部３４ｂのバッファ領域３４０に記憶されているディジタルデータ（第１ディジタルデータ）を取得する（ステップＳ１）。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１は、目標周波数分解能（１Ｈｚ）に対応する基準サンプリング期間（１ｓｅｃ）の間にサンプリングされる７２０個のディジタルデータのうちＡ個（３６０個）のディジタルデータをフィルタリングする。この３６０個のディジタルデータは、基準サンプリング期間の半分の長さの期間（ＲＭＳ算出期間は、ここでは０．５ｓｅｃである。）内にサンプリングされたものである。このとき、ＦＩＲフィルタ３４１は、３６０個のディジタルデータの他に、フィルタ長（１４３）に相当する数のディジタルデータを用いる。即ち、ＦＩＲフィルタ３４１は、（Ａ＋Ｎ）個（５０３個＝３６０＋１４３）のディジタルデータを用いる。

次に、ＦＩＲフィルタ３４１は、Ａ＋Ｎ個（５０３個）のディジタルデータを用いてフィルタ演算を実行する（ステップＳ２）。具体的には、ＦＩＲフィルタ３４１は、下記式（１）の関係式を用いて、ディジタルデータｘ（＊）に対して、フィルタ演算を実行し、Ａ個のディジタルデータｙ（＊）を生成する。
ここで、Ｎはフィルタ長、ｈ（＊）はフィルタ係数、ｋはフィルタ係数のインデックス、ｎ、ｎ−ｋは、それぞれ時系列のディジタルデータのインデックスである。

式（１）によれば、ディジタルデータｙ（ｎ）は、ｘ（ｎ）よりも過去のディジタルデータｘ（ｎ−ｋ）を用いて算出されることが判る。例えば分数調波成分の振幅値異常が発生した時点のディジタルデータをｙ（０）とした場合、ｙ（０）は、それよりも過去のフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータｘ（−ｋ）（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ−１）を用いて算出できる。従って、分数調波成分の振幅値異常が発生した時点からＲＭＳ値を算出するまでの応答時間は、Ａ個のディジタルデータを取得するのに必要なＲＭＳ算出期間とフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さとの和に相当する長さとなる。

フィルタ係数ｈ（＊）は、ローパスフィルタ関数ｈ_Ｌ（＊）とハミング窓関数ｗ（＊）との積である。具体的には、フィルタ係数ｈ（＊）、ローパスフィルタ関数ｈ_Ｌ（＊）およびハミング窓関数ｗ（＊）は、下記式（２）に示す関係式で表される。
ここで、ω_Ｃは、ローパスフィルタ関数の遮断周波数ｆ_Ｃをサンプリング周波数ｆｓで正規化して得られる値であり、下記式（３）で表される。
ここで、遮断周波数ｆ_Ｃは、遮断次数（Ｚ）とディジタルデータの基本波周波数（ｆ_０）との積として定義することができる。

続いて、ＲＭＳ演算部３４２は、ＦＩＲフィルタ３４１により変換されたデータについてＲＭＳ演算を実行する（ステップＳ３）。具体的には、ＲＭＳ演算部３４２は、下記式（４）に従って、ディジタルデータｙ（ｎ）（ｎ＝０〜Ａ−１）を用いてＲＭＳ演算を実行し、ＲＭＳ値Ｙを算出する。

その後、分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ演算部３４２が算出したＲＭＳ値が補助記憶部３４ｃに予め記憶されたＲＭＳ閾値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４）。ステップＳ４において、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値以下と判定されると（ステップＳ４：Ｎｏ）、そのままステップＳ１の処理に戻る。次のステップＳ１〜Ｓ４では、使用するディジタルデータｘ（ｎ）のｎの範囲が＋１だけシフトする。

一方、ステップＳ４において、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値よりも大きいと判定されると（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値よりも大きいと連続して判定され続けられている時間、即ち、ＲＭＳ値が連続してＲＭＳ閾値よりも大きい状態を継続する継続時間が判定継続時間を超えたか否かを判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５において、継続時間が判定継続時間を超えていないと判定されると（ステップＳ５：Ｎｏ）、そのままステップＳ１の処理に戻り、ステップＳ１からＳ４までの処理が繰り返し実行される。

一方、ステップＳ５において、継続時間が判定継続時間を超えたと判定されると（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、分数調波判定部３４３が、分数調波異常通知を指令信号出力部３４８へ出力する。また、指令信号出力部３４８は、分数調波異常通知が入力されると、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ６）。この判定は、主記憶部３４ｂの開閉状態情報記憶領域に記憶されている開閉状態情報に基づいて実行される。

ステップＳ６において、側路開閉器ＳＷ２１が開状態であると判定されると（ステップＳ６：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ７）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理が実行される。

一方、ステップＳ６において、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であると判定されると（ステップＳ６：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ８）。この判定は、主記憶部３４ｂの開閉状態情報記憶領域に記憶されている開閉状態情報に基づいて実行される。

ステップＳ８において、側路開閉器ＳＷ２２が開状態であると判定されると（ステップＳ８：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ９）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理に戻る。

一方、ステップＳ８において、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であると判定されると（ステップＳ８：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する開指令信号を遮断器駆動部５０に出力する（ステップＳ１０）。すると、遮断器駆動部５０は遮断器ＳＷ１を開状態にする。そして、開閉器制御処理を終了する。

なお、ＲＭＳ値がＲＭＳ閾値以下であるとき、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を開状態にするよう指令する開指令信号を出力してもよい。また、ＲＭＳ値の全てがＲＭＳ閾値を超えており且つ判定継続時間が経過した場合、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を出力してもよい。

次に、このようなディジタル形保護リレー１の分数調波検出の周波数特性について説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合と窓関数を含まない場合とのそれぞれのＦＩＲフィルタ３４１の周波数分析の結果得られる周波数特性を図５に示す。これは、フィルタ回路３２に白色雑音信号を入力した時の分析結果に対応する。ＦＩＲフィルタ３４１の遮断周波数ｆ_Ｃは、４２Ｈｚとした。これは、基本周波数を６０Ｈｚ、遮断次数を０．７に設定した場合に相当する。また、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、７２０Ｈｚに設定した。目標周波数分解能を１Ｈｚ、即ち、基準サンプリング期間を１ｓｅｃとした。ＲＭＳ演算部３４２がＲＭＳ値を算出する対象であるＲＭＳ算出期間の長さを０．５ｓｅｃとし、フィルタ長を１４３とした。ＲＭＳ算出期間に含まれるディジタルデータの数は、基本波周波数を６０Ｈｚとしたときの３０周期分に相当し、３６０（＝７２０×０．５）である。

同じ条件で、ＦＩＲフィルタ３４１の代わりに、ＦＦＴ処理を実行する従来の方法の場合、分数調波成分の大きさを算出するのに必要なサンプリング数は７２０（＝７２０（Ｈｚ）／１（Ｈｚ））である。サンプリング数が７２０を下回ると、ＦＦＴ処理の出力の周波数特性は、所定の振幅値を有する周波数が１Ｈｚよりも大きい周波数間隔で離散したものとなり、周波数分解能が１Ｈｚよりも大きくなってしまう。

これに対して、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１の周波数特性は、所定の振幅値を有する周波数が連続的に存在したものとなる。図５（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図５（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図５において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。また、図５（Ａ）および（Ｂ）は、周波数間隔を周波数分解能１Ｈｚ以下に設定して分析した結果である。図５（Ａ）および（Ｂ）に示すように、フィルタ係数が窓関数を含まない場合およびハミング窓関数を含む場合のいずれにおいても、周波数に対して連続的に変化する周波数特性が得られている。このことから、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１によれば、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数が７２０Ｈｚの場合において、取得するディジタルデータの個数を５０３（３６０＋１４３）としながら、少なくとも１Ｈｚの周波数分解能が得られていることが判る。つまり、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１によれば、ＦＦＴ処理を用いた構成に比べて、サンプリング数を低減しつつＦＦＴ処理と同等の周波数分解能を実現することができる。

また、フィルタ係数が窓関数を含まない場合、図５（Ａ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。一方、ハミング窓関数を含む場合、図５（Ｂ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。即ち、ハミング窓関数を含む場合の方が窓関数を含まない場合に比べて振幅値のゆらぎが低減していることが判った。

図６は、ＲＭＳ算出期間の長さを変化させた場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１の遮断周波数ｆ_Ｃ、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、フィルタ長は、図５の場合と同じである。図６（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図６（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを０．５秒間（基本波の３０周期分、基準サンプリング期間の半分の長さ）とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。また、図６（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。図６（Ａ）および（Ｃ）の場合、いずれも４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎが４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。これに対して、図６（Ｂ）の場合、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎが４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらの結果から、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎを４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収めるためには、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間（基準サンプリング期間の半分の長さ）とするのがよいことが判った。

ところで、分数調波の振幅異常を精度よく検出するには、ＦＩＲフィルタ３４１の出力のゆらぎは１％以内であることが一般的に要請されている。これに対して、図５および図６の周波数特性から判るように、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含み、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間に設定されれば、ＦＩＲフィルタ３４１の出力のゆらぎは１％以内に収まる。つまり、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含み、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間に設定されることで、分数調波の振幅異常をより精度良く検出することができる。

同じ条件で、ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２の代わりに、ＦＦＴ処理を用いた場合、目標周波数分解能１Ｈｚで分数調波成分の大きさを算出するのに必要なサンプリング数は７２０（＝７２０（Ｈｚ）／１（Ｈｚ））である。そして、各分数調波成分の振幅値を算出してから、例えば基本波周波数の遮断次数（０．７）倍の周波数以下の分数調波成分の振幅値を積分し、分数調波成分の評価値として出力する。

これに対して、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０では、周波数分解能１Ｈｚで分数調波成分の大きさを判定するために必要なディジタルデータの数を７２０よりも小さくすることができる。１Ｈｚ（目標周波数分解能）で分数調波成分の振幅値を算出するために必要なディジタルデータを取得する時間は、ＲＭＳ算出期間の長さ（０．５ｓｅｃ）とフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さとの和に相当する。ここで、フィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さは、０.５ｓｅｃよりも短い。それ故、例えばＦＦＴ処理を実行するディジタル形保護リレーに比べて、分数調波成分の振幅値を算出するのに必要な時間を低減させることができるので、分数調波成分の振幅値を高速に検出できる。なお、目標周波数分解能は１Ｈｚに限定されない。また、サンプリング周波数は７２０Ｈｚ以外の周波数であってもよい。更に、フィルタ長は１４３に限らずそれ以外の値に設定されていてもよい。

また、本実施の形態に係る開閉器制御処理では、分数調波成分の振幅値の異常を検出する毎に、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態に応じて段階的に閉状態にする。これにより、分数調波成分の異常が発生しなくなる最低限の数のコンデンサＣ１１およびＣ１２のいずれか一方だけをバイパス線Ｌ１１またはＬ１２を介してバイパスすることができるので、コンデンサＣ１１、Ｃ１２の両方がバイパスされることによる送電線Ｌ１の電圧変動の発生を抑制することができる。

本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、更に、過負荷の有無と装置異常の有無とを検出することができる。以下、過負荷の有無を検出するための過負荷検出処理と装置異常を検出するための装置異常検出処理とについて詳述する。

［過負荷検出処理］
本実施の形態に係る過負荷検出処理について、図７を参照しながら説明する。過負荷検出処理は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、変圧器Ｈ０に過負荷が加わっているか否かを診断するための処理である。まず、基本波成分検出部３５１は、バッファ領域３４０からディジタルデータを取得する（ステップＳ４０１）。また、基本波成分検出部３５１は、基本波信号の１周期を２ｐ（ｐは正の整数）等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。サンプリング周波数が７２０Ｈｚで検出信号の基本波成分の周波数が６０Ｈｚである場合、ｐは「６」になる。

次に、基本波成分検出部３５１は、ディジタルデータに含まれる、基本波成分を抽出し、抽出した基本波成分の大きさを算出する基本波成分抽出処理を実行する（ステップＳ４０２）。ここでは、基本波成分検出部３５１は、まず、補助記憶部３４ｃから基本波の周波数を示す周波数情報を取得する。次に、基本波成分検出部３５１は、この周波数情報に基づいて算出される基本波の周期を、２ｐ等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。続いて、基本波成分検出部３５１は、下記式（５）および式（６）を用いて、余弦成分Ｉｃおよび正弦成分Ｉｓを算出する。
ここで、ｉ_ｍ、ｉ_ｍ＋ｐは、それぞれ基本波成分の周期を２ｐ等分したときのｍ、ｍ＋ｐ番目のディジタルデータのインデックスを示す。その後、基本波成分検出部３５１は、式（５）および（６）を用いて算出した余弦成分Ｉｃと正弦成分Ｉｓとの二乗和の平方根を算出する。そして、基本波成分検出部３５１は、算出した二乗和の平方根を、基本波成分の振幅値として過負荷判定部３５２へ出力する。

続いて、過負荷判定部３５２は、補助記憶部３４ｃから基本波成分閾値を取得し、入力される基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４０３）。ステップＳ４０３において、振幅値が基本波成分閾値以下であると判定されると（ステップＳ４０３：Ｎｏ）、ステップＳ４０１の処理に戻る。次のステップＳ４０１〜Ｓ４０３では、使用するディジタルデータｘ（ｎ）のｎの範囲が＋１だけシフトする。一方、ステップＳ４０３において、振幅値が基本波成分閾値よりも大きいと判定されたとする（ステップＳ４０３：Ｙｅｓ）。この場合、過負荷判定部３５２は、基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きい状態での継続時間が判定継続時間を超えたか否かを判定する（ステップＳ４０４）。ステップＳ４０４において、継続時間が判定継続時間を超えていないと判定されると（ステップＳ４０４：Ｎｏ）、そのままステップＳ４０１の処理に戻り、ステップＳ４０１からＳ４０３までの処理が繰り返し実行される。

一方、ステップＳ４０４において、継続時間が判定継続時間を超えたと判定されると（ステップＳ４０４：Ｙｅｓ）、過負荷判定部３５２は、過負荷通知を指令信号出力部３４８へ出力する。また、指令信号出力部３４８は、過負荷通知が入力されると、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ４０５）。

ステップＳ４０５において、側路開閉器ＳＷ２１が開状態であると判定されると（ステップＳ４０５：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ４０６）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にする。その後、ステップＳ４０１の処理に戻る。一方、ステップＳ４０５において、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であると判定すると（ステップＳ４０５：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ４０７）。

ステップＳ４０７において、側路開閉器ＳＷ２２が開状態であると判定すると（ステップＳ４０７：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ４０８）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理に戻る。一方、ステップＳ４０７において、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であると判定すると（ステップＳ４０７：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する開指令信号を遮断器駆動部５０に出力する（ステップＳ４０９）。この信号を受けて、遮断器駆動部５０は、遮断器ＳＷ１を開状態にする。以上で開閉器制御処理を終了する。

なお、振幅値が基本波成分閾値以下であるとき、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を開状態にするよう指令する開指令信号を出力してもよい。また、振幅値が基本波成分閾値を超えており且つ判定継続時間が経過した場合、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を出力してもよい。

［装置異常検出処理］
次に、装置異常検出処理について図３および図８を参照しながら説明する。装置異常検出処理は、フィルタ回路３２が有するアナログフィルタまたはＡＤ変換器３３の異常を診断するための処理である。この装置異常検出処理では、検出信号に含まれる高周波成分の振幅値の異常を検出する高周波成分異常検出処理と、検出信号に含まれる直流成分の振幅値の異常を検出する直流成分異常検出処理と、が並行して実行される。高周波成分検出処理では、装置異常検出時期が到来する毎に、高周波発生制御部３４５は、高周波を出力するように指令する高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する。ここで、高周波発生制御部３４５は、補助記憶部３４ｃに記憶された異常検出時期情報と、制御部３４に内蔵されたタイマのカウント値と、に基づいて、装置異常検出時期の到来を判定する。高周波発生制御部３４５は、高周波発生回路３７から出力される高周波信号について、その基準周波数を示す周波数情報を高周波成分検出部３４６ｂへ出力する。高周波発生回路３７は、高周波出力指令信号が入力されると、ＤＡ変換器３８を介して高周波信号をフィルタ回路３２へ出力する。

高周波成分検出部３４６ｂは、ディジタルデータに含まれる、高周波発生回路３７から出力される基準周波数の高周波と同じ周波数成分を抽出し、抽出した周波数成分の振幅値を算出する。ここでは、高周波成分検出部３４６ｂは、まず、高周波発生回路３７から出力される高周波の１周期を２ｐ等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。ここで、高周波を基本波のｑ次高調波と看做すと、基準周波数の高周波成分の振幅値の算出について、２ｐを２ｐ／ｑとすれば式（５）および式（６）がそのまま使えることになる。即ち、高周波成分検出部３４６ｂは、図７の過負荷検出処理のステップＳ４０２の処理と同様に、式（５）および式（６）を用いて算出した余弦成分Ｉｃと正弦成分Ｉｓとの二乗和の平方根を、高周波成分の振幅値として高周波成分異常判定部３４７へ出力する。

高周波成分異常判定部３４７は、補助記憶部３４ｃから高周波成分閾値を取得し、入力される高周波成分の振幅値が高周波成分閾値よりも大きい場合、装置異常通知信号を報知部３６へ出力する。報知部３６は、装置異常通知信号が入力されると、装置が異常である旨をユーザに通知する。

また、直流成分異常検出処理では、直流成分異常検出部３４６ａが、装置異常検出時期が到来する毎に、直流成分のレベルの異常が発生しているか否かを判定する。直流成分異常検出部３４６ａは、バッファ領域３４０から例えば基本波の３周期分に相当する期間にサンプリングされたディジタルデータを取得する。そして、直流成分異常判定部３４６ａは、補助記憶部３４ｃから判定基準値および割合閾値を取得し、取得したディジタルデータ（３周期分のディジタルデータ）のうち、その絶対値が判定基準値以上の大きさのディジタルデータの割合を算出する。直流成分異常判定部３４６ａは、算出した割合が割合閾値以上である場合に、直流成分の振幅値が異常であると判定する。

判定基準値が振幅最大値の９０％に相当する値に設定され、割合閾値が９０％に設定されているとする。この場合、例えば図８（Ａ）に示すように、基本波の３周期分のディジタルデータのうち、その振幅値が、振幅最大値ＩｍａｘとＩｍａｘ×０．９に相当する値との間の範囲内にあるディジタルデータの割合が９０％以上であると、直流成分異常判定部３４６ａは直流成分の振幅値が異常であると判定する。

また、図８（Ｂ）に示すように、基本波の３周期分のディジタルデータのうち、その振幅値が、振幅最小値ＩｍｉｎとＩｍｉｎ×０．９に相当する値との間の範囲内であるディジタルデータの割合が９０％以上であるとする。そして、判定基準値が、０よりも小さく、その絶対値が振幅最小値の絶対値の９０％に相当する値に設定され、割合閾値が９０％に設定されているとする。この場合も、直流成分異常判定部３４６ａは直流成分の振幅値が異常であると判定する。直流成分異常判定部３４６ａは、直流成分の振幅値が異常であると判定すると、装置異常通知信号を報知部３６へ出力する。報知部３６は、装置異常通知信号が入力されると、装置が異常である旨をユーザに通知する。

以上説明したように、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、直流成分異常検出部３４６ａと、高周波発生回路３７と、高周波成分検出部３４６ｂと、高周波成分異常判定部３４７と、を備える。これにより、フィルタ回路３２やＡＤ変換器３３の一部を構成するオペアンプや抵抗等の故障に起因した分数調波成分の誤検出を抑制できる。

また、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、分数調波検出機能と過負荷検出機能とを兼ね備えることにより、ディジタル形保護リレー１の簡素化が図れる。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は前述の実施の形態の構成に限定されるものではない。例えば、分数調波・過負荷保護ユニットが、複数の系統それぞれからの入力信号に対して各別に分数調波成分および基本波成分の振幅値の異常を検出するものであってもよい。

図９に示すように、本変形例に係る分数調波・過負荷保護ユニット２０３０は、複数の信号変換器３１と、複数のフィルタ回路３２と、複数のＡＤ変換器３３と、を備える。一次巻線、二次巻線の組は、複数の入力信号Ｓｉｇ１、・・・、ＳｉｇＭそれぞれに対して１組ずつ設けられている。また、分数調波・過負荷保護ユニット２０３０は、制御部２０３４へディジタルデータを入力する複数のＡＤ変換器３３を時分割で切り替えるマルチプレクサ３９を備える。分数調波・過負荷保護ユニット２０３０のハードウェア構成は、図２に示す構成と同様である。なお、図９において、実施の形態と同様の構成については図３と同一の符号を付している。

ＤＡ変換器３８は、全てのフィルタ回路３２に共通に接続されている。また、側路開閉器駆動部６０は、複数の信号入力それぞれに対応する側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２（図１参照）を各別に駆動する。

制御部２０３４は、マルチプレクサ３９の動作を制御することにより、制御部２０３４へディジタルデータを入力するＡＤ変換器３３を選択する入力管理部３４９を有する。また、制御部２０３４の主記憶部３４ｂ（図２参照）は、複数の系統それぞれからの入力信号に付与された入力識別情報のいずれかが記憶される識別情報記憶領域を有する。

補助記憶部３４ｃ（図２参照）には、マルチプレクサ３９がＡＤ変換器３３を切り替える時期を示す切替時期情報が記憶されている。切替時期情報は、例えば入力の切り替えを行う周期（例えば１０ｍｓｅｃ）から構成される。切替時期情報は、例えばディジタル形保護リレー１の工場出荷時において、入力装置（図示せず）を介して予め補助記憶部３４ｃに記憶される。

入力管理部３４９は、複数の系統それぞれからの入力信号に対応するディジタルデータを、系統毎に区別できる形でバッファ領域３４０に記憶させる。入力管理部３４９は、マルチプレクサ３９が制御部３４に接続されるＡＤ変換器３３を切り替える毎に、識別情報記憶領域に記憶される入力識別情報を更新する。

次に、本変形例に係る分数調波・過負荷保護ユニット２０３０の制御部２０３４が実行する開閉器制御処理および過負荷検出処理について図１０および図１１を参照しながら説明する。なお、図１０および図１１において実施の形態と同一の処理については図４および図７と同一の符号を付している。実施の形態と同様に、開閉器制御処理と装置異常検出処理とは、並行して実行される。なお、装置異常検出処理では、入力識別情報毎に、実施の形態で説明した装置異常検出処理と同様の処理が実行される。

初めに、開閉器制御処理について、図１０を参照しながら説明する。本変形例に係る開閉制御処理では、入力管理部３４９がマルチプレクサ３９を介して制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する系統を定期的に切り替える点が実施の形態と相違する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１は、主記憶部３４ｂの入力識別情報記憶領域に記憶されている入力識別情報を取得する（Ｓ２０１）。入力識別情報は、マルチプレクサ３９から制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する入力信号の識別情報である。

次に、ＦＩＲフィルタ３４１は、入力識別情報に対応するディジタルデータを主記憶部３４ｂのバッファ領域３４０から取得する（ステップＳ２０２）。続いて、ステップＳ２からステップＳ１０までの処理が図４の場合と同様に実行される。

ステップＳ９の処理が実行された場合、入力管理部３４９は、制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する系統を切り替える入力切替時期が到来したか否かを判定する（ステップＳ２０３）。入力管理部３４９は、補助記憶部３４ｃに記憶された切替時期情報と、制御部３４に内蔵されたタイマのカウント値と、に基づいて、入力切替時期が到来したか否かを判定する。ステップＳ２０３において、入力切替時期が到来していないと判定されると（ステップＳ２０３：Ｎｏ）、ステップＳ２０１の処理に戻る。一方、入力切替時期が到来したと判定されると（ステップＳ２０３：Ｙｅｓ）、入力管理部３４９は、マルチプレクサ３９を制御して制御部２０３４へディジタルデータを出力するＡＤ変換器３３を変更するとともに、識別情報記憶領域に記憶される入力識別情報を他の系統の入力信号に付与された入力識別情報に更新する（ステップＳ２０４）。その後、ステップＳ２０１の処理に戻る。

次に、本変形例に係る過負荷検出処理について、図１１を参照しながら説明する。本変形例に係る過負荷検出処理では、基本波成分検出部３５１がバッファ領域３４０から入力識別情報に対応するディジタルデータを取得する点が実施の形態と相違する。まず、基本波成分検出部３５１は、主記憶部３４ｂの入力識別情報記憶領域に記憶されている入力識別情報を取得する（Ｓ５０１）。次に、基本波成分検出部３５１は、入力識別情報に対応するディジタルデータをバッファ領域３４０から取得する（ステップＳ５０２）。その後、ステップＳ４０２以降の処理が実行される。ステップＳ４０４以降の側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２および遮断器ＳＷ１を制御する処理は、入力識別情報に対応する系統毎に各別に実行される。この点を除けば、ステップＳ４０２〜Ｓ４０９の処理内容は図７で説明した処理内容と同じである。

本変形例に係るディジタル形保護リレーによれば、１つの分数調波・過負荷保護ユニット２０３０が、複数の信号入力における分数調波成分の振幅値の異常有無を判定できる。これにより、複数の系統を１つの分数調波・過負荷保護ユニット２０３０で管理することが可能となるので、必要なディジタル形保護リレーの数の低減を図ることができる。

また、前述の変形例において、マルチプレクサ３９を省略した構成であってもよい。即ち、複数のＡＤ変換器３３が制御部２０３４へ直接ディジタルデータを出力する構成であってもよい。この場合、入力管理部３４９が、各ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータを、入力識別情報に対応付けてバッファ領域３４０に記憶させるようにすればよい。

また、前述の変形例において、マルチプレクサ３９と複数のＡＤ変換器３３との間に、サンプルホールド回路（図示せず）が設けられた構成であってもよい。この構成によれば、複数の入力信号Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２、・・・、ＳｉｇＭについて取得したディジタルデータの同時性を確保することができる。

また、実施の形態では、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数にローパスフィルタ関数が含まれるものについて説明した。これに限らず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数ｈ（ｋ）が、バンドエリミネーションフィルタ関数を含むものであってもよい。具体的には、周波数ｆ_ＢＥＣを中心とした所定の周波数帯域を除去するバンドエリミネーションフィルタ関数ｈ_ＢＥ（ｋ）をｆｕｎｃ（ｆ_ＢＥＣ，ｋ）とした場合、フィルタ係数ｈ（ｋ）が下記式（７）に示すように設定されるようにすればよい。

次に、本変形例に係るＦＩＲフィルタ３４１で使用されるフィルタ係数について説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合と含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１２に示す。ＦＩＲフィルタ３４１の中心周波数ｆ_ＢＥＣは、６０Ｈｚとした。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、ＲＭＳ算出期間の長さ、フィルタ長は、実施の形態の図５の場合と同じである。

図１２（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１２（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図１２において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。フィルタ係数がハミング窓関数を含まない場合、図１２（Ａ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。一方、フィルタ係数がハミング窓関数を含む場合、図１２（Ｂ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらより、フィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のほうがそれを含まない場合に比べて振幅値のゆらぎが大きく低減されることが判った。

また、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合において、ＲＭＳ算出期間の長さを変化させた場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１３に示す。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１の中心周波数ｆ_ＢＥＣ、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、フィルタ長は、図１２の場合と同じである。図１３（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１３（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを０．５秒間（基本波の３０周期分、基準サンプリング期間の半分の長さ）とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。また、図１３（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。図１３（Ａ）および（Ｃ）の場合、いずれも３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎが３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。これに対して、図１３（Ｂ）の場合、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎが３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらの結果から、ＲＭＳ算出期間の長さは、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎの絶対値を小さくする観点から、０．５秒間（基準サンプリング期間の半分の長さ）とするのが最適であることが判った。

本構成によれば、ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２により、分数調波成分の振幅異常のみならず、高周波成分の振幅異常を検出する構成を実現できる。ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２は、分数調波成分の振幅値と高周波成分の振幅値とを時分割で検出する。この場合、信号変換器３１がフィルタ回路３２へ検出信号を出力する状態と出力しない状態とを切り替えるスイッチを備える構成とすれば、信号変換器３１から検出信号が入力されているときは、高周波発生回路３７は高周波信号の出力を停止する。これにより、分数調波成分の振幅異常を検出することができる。一方、高周波発生回路３７が高周波信号を出力しているときは、信号変換器３１は、検出信号のフィルタ回路３２への入力を停止する。これにより、高周波成分の振幅異常を検出することにより、フィルタ回路３２またはＡＤ変換器３３の異常を検出することができる。つまり、分数調波成分の振幅異常検出と、高周波成分の振幅異常検出とを、共通のＦＩＲフィルタ３４１で行うことができる。

また、本構成は、ＦＩＲフィルタ３４１がローパスフィルタ関数またはバンドエリミネーションフィルタ関数のみから構成される場合に比べてＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性の振幅値のバラツキを低減することができる。従って、分数調波成分の振幅異常を精度良く検出することができる。

実施の形態では、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む例について説明した。これに限らず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がブラッグマン窓関数を含んでもよい。具体的には、式（２）または式（７）で示されるフィルタ係数に含まれる窓関数が、下記式（８）に示すように設定されればよい。
式（８）に用いられている各記号の意味は、実施の形態の式（２）について説明した各記号の意味と同じである。

本変形例に係るＦＩＲフィルタ３４１の特性についての評価結果について説明する。フィルタ係数がブラッグマン窓関数を含む場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１４に示す。ここでは、フィルタ回路３２に白色雑音信号が入力された場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力波形を比較した。ローパスフィルタ関数を採用する場合、その遮断周波数ｆ_Ｃは４２Ｈｚ（遮断次数０．７）とした。バンドエリミネーションフィルタ関数を採用する場合、その遮断周波数帯域は中心周波数ｆ_ＢＥＣが６０Ｈｚの所定の周波数帯域とした。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、ＲＭＳ算出期間の長さ、フィルタ長は、実施の形態の図５の場合と同じである。図１４（Ａ）はローパスフィルタ関数を採用した場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１４（Ｂ）はバンドエリミネーションフィルタ関数を採用した場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図１４において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。図１４（Ａ）、（Ｂ）に示す結果と図５（Ａ）、図１２（Ａ）に示す結果とを比較すると、フィルタ係数がブラッグマン窓関数を含む場合のほうが、ハミング窓関数を含まない場合に比べて、振幅値のバラツキが低減されていることが判る。

本構成によれば、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含まない場合に比べて、振幅値のバラツキを低減することができる。従って、分数調波の振幅異常を精度良く検出することができる。

実施の形態では、高周波発生回路３７が正弦波を示すディジタルデータをＤＡ変換器３８へ出力し、ＤＡ変換器３８がディジタルデータを変換して得られる矩形波信号をそのままフィルタ回路３２へ出力する例について説明した。これに限らず、例えば、基準周波数に相当するパルス信号を出力するパルス発生回路（図示せず）とフィルタ回路３２との間に、基準周波数よりも高い周波数成分を除去するローパスフィルタ回路を介挿した構成であってもよい。この場合、パルス発生回路（図示せず）から出力される矩形波信号の基準周波数よりも周波数の高い高周波成分がローパスフィルタ回路により除去されるので、ローパスフィルタ回路からフィルタ回路３２へ比較的正弦波に近似した信号が入力される。

本構成によれば、ＤＡ変換器３８を使用するよりも一般的に安価に構成することができる。

実施の形態では、フィルタ回路３２が、入力信号の基本波周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ回路を備える例について説明した。これに限らず、フィルタ回路３２は、例えば高周波発生回路３７からＤＡ変換器３８を介して入力される高周波信号の周波数帯域において利得が１となるように設定したフィルタ回路を備える構成であってもよい。或いは、フィルタ回路３２は、所望の周波数帯域に応じて遮断周波数が変更されたアナログフィルタを備える構成であってもよい。

実施の形態では、装置異常検出処理を間欠的に実施する例について説明したが、これに限らず、例えば、装置異常検出処理を、開閉器制御処理と並行して常時連続的に実施するようにしてもよい。

実施の形態では、高周波発生制御部３４５が、常時または一定周期（例えば２４時間の周期）で、高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する例について説明した。これに限らず、例えば、高周波発生制御部３４５が、ユーザが指定したタイミングで高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する構成であってもよい。

実施の形態では、高周波発生回路３７が１つである場合について説明した。これに限らず、例えば互いに異なる周波数の高周波を出力する高周波発生回路を複数備える構成であってもよい。この場合、各高周波発生回路から出力される高周波の周波数を予め補助記憶部３４ｃに記憶させておき、高周波成分検出部３４６ｂが、補助記憶部３４ｃに記憶された高周波の周波数に基づいて高周波成分を検出する構成とすることができる。この場合、高周波発生制御部３４５から高周波成分検出部３４６ｂへ周波数情報を通知する必要がなくなる。この場合、フィルタ回路３２のカットオフ特性の変化を検出することができる。

実施の形態では、指令信号出力部３４８が、分数調波判定部３４３から入力される分数調波通知信号に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力する例について説明した。これに限らず、指令信号出力部３４８は、直流成分異常判定部３４６ａまたは高周波成分異常判定部３４７から入力される装置異常通知信号に基づいて、側路開閉器駆動部６０を停止させるための停止指令信号を側路開閉器駆動部６０へ出力するものであってもよい。

実施の形態では、目標周波数分解能が１Ｈｚである場合について説明したが、目標周波数分解能の大きさはこれに限定されるものではない。例えば、目標周波数分解能が、０Ｈｚよりも大きく１Ｈｚ未満の周波数であってもよい。或いは、目標周波数分解能が、１Ｈｚよりも大きい周波数であってもよい。

実施の形態では、分数調波・過負荷保護ユニット３０が、分数調波検出機能と過負荷保護機能の両方を兼ね備える例について説明したが、これに限らず、分数調波検出機能を有するユニットと過負荷保護機能を有するユニットとを各別に備える構成であってもよい。

実施の形態に係る送電システムでは、１つの送電線Ｌ１に２つのコンデンサＣ１１、Ｃ１２を直列に接続した例について説明した。これに限らず１つの送電線Ｌ１に３個以上のコンデンサが直列に接続された構成であってもよい。この場合、ディジタル形保護リレー１は、３個以上のコンデンサそれぞれの両端間に接続されたバイパス線に介挿された側路開閉器の開閉状態を各別に制御する構成にすることができる。そして、ディジタル形保護リレー１が、分数調波成分の振幅値の異常を検出する毎に３個以上の側路開閉器を段階的に開状態にするよう構成されていてもよい。

実施の形態に係る送電システムにおいて、１つの送電線を途中で２つに分割し、それぞれに直列コンデンサ回路を接続してもよい。この場合、送電システムの信頼性を高めることができる。

１：ディジタル形保護リレー、１０：比率差動電流ユニット、１１，１２，２１，２２，３１：信号変換器、１３：比率差動電流リレー制御回路、２０：差動電流ユニット、２３：差動電流リレー制御回路、３０，２０３０：分数調波・過負荷保護ユニット、３２：フィルタ回路、３３：ＡＤ変換器、３４，２０３４：制御部、３６：報知部、３７：高周波発生回路、３８：ＤＡ変換器、３９：マルチプレクサ、５０：遮断器駆動部、６０：側路開閉器駆動部、３４０：バッファ領域、３４１：ＦＩＲフィルタ、３４２：ＲＭＳ演算部、３４３：分数調波判定部、３４５：高周波発生制御部、３４６ａ：直流成分異常判定部、３４６ｂ：高周波成分検出部、３４７：高周波成分異常判定部、３４８：指令信号出力部、３４９：入力管理部、３５１：基本波成分検出部、３５２：過負荷判定部

Claims (7)

1. 電力系統の送電線の異常を検出したときに前記送電線またはバイパス線に介挿された開閉器へ制御指令を出力するディジタル形保護リレーであって、
   前記送電線を流れる電力信号を前記電力信号の波形を反映した検出信号に変換して出力する変成器と、
   ローパス特性を有し、前記検出信号をフィルタリングするアナログフィルタと、
   前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をサンプリング周波数でサンプリングして第１ディジタルデータを生成するアナログディジタル変換器と、
   前記検出信号に含まれる、少なくとも基本波成分を除去するよう設定されたフィルタ係数を有し、前記サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される基準サンプリング期間の間にアナログディジタル変換器によりサンプリングされる第１ディジタルデータの数をＳ個（Ｓは正の偶数）としたときに、前記基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされたＳ／２個の第１ディジタルデータおよびフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する個数の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する有限インパルス応答フィルタと、
   前記Ｓ／２個の第２ディジタルデータのＲＭＳ値を算出するＲＭＳ演算部と、
   前記ＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とに基づいて、分数調波成分の大きさが異常であるか否かを判定する分数調波判定部と、を備え、
   前記有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい、
   ディジタル形保護リレー。
2. 前記フィルタ係数は、ローパスフィルタ関数と窓関数との積である、
   請求項１に記載のディジタル形保護リレー。
3. 前記フィルタ係数は、バンドエリミネーションフィルタ関数と窓関数との積である、
   請求項１に記載のディジタル形保護リレー。
4. 前記第１ディジタルデータに含まれる直流成分の大きさに基づいて、前記アナログフィルタまたは前記アナログディジタル変換器の異常有無を判定する直流成分異常判定部、を更に有する、
   請求項１から３のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。
5. 前記アナログフィルタに入力される前記検出信号に、一定の基準周波数の判定用アナログ信号を生成して重畳する信号生成重畳部と、
   前記信号生成重畳部が前記判定用アナログ信号を重畳しているときに、前記第１ディジタルデータに含まれる前記基準周波数の高周波数成分の振幅値を算出する高周波数成分検出部と、
   前記高周波数成分検出部により算出される前記基準周波数の周波数成分の振幅値に基づいて、前記アナログフィルタまたは前記アナログディジタル変換器の異常有無を判定する高周波数成分異常判定部と、を更に備え、
   前記アナログフィルタは、前記基準周波数よりも高い周波数帯域を遮断する、
   請求項１から４のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。
6. 前記第１ディジタルデータに含まれる基本波成分を検出する基本波成分検出部と、
   前記基本波成分検出部が検出した前記基本波成分の振幅値に基づいて、前記送電線の負荷状態を判定する負荷状態判定部と、を更に有する、
   請求項１から５のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。
7. 前記送電線に直列に接続された複数のコンデンサと、
   前記複数のコンデンサそれぞれに対する前記バイパス線に介挿された開閉器と、
   前記開閉器を各別に駆動する開閉器駆動部と、
   前記分数調波判定部により、前記分数調波成分の大きさが異常であると判定されると、複数の前記開閉器のうちのいずれか１つを閉状態にするよう指令する閉指令信号を前記開閉器駆動部へ出力する指令出力部と、を備える、
   請求項１から６のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。