JP3101919B2 - 電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレー - Google Patents
電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレーInfo
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電力系統におけるデ
ィジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距
離リレーで、詳しくは、電力系統の系統周波数（基本
波）成分など任意の入力基準周波数成分に含まれている
高調波成分のうちの特定の高調波成分を検出して電力系
統に規定値以上の高調波成分を含んだ過電流などが流れ
ないように用いられる電力系統におけるディジタル保護
リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレーに関
する。
ィジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距
離リレーで、詳しくは、電力系統の系統周波数（基本
波）成分など任意の入力基準周波数成分に含まれている
高調波成分のうちの特定の高調波成分を検出して電力系
統に規定値以上の高調波成分を含んだ過電流などが流れ
ないように用いられる電力系統におけるディジタル保護
リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレーに関
する。
【０００２】
【従来の技術】この種のディジタル保護リレー用フィル
タとして、従来、任意の入力基準周波数成分に含まれ
ている任意の倍数の高調波成分を検出するＦＩＲ形ディ
ジタルフィルタの前段にサンプリング定理による折り返
し誤差を防ぐためにアナログフィルタ（ローパスフィル
タ）を設置して該アナログフィルタとディジタルフィル
タの総合特性として実現する設計手法と、フーリエ級
数を利用したＦＩＲバンドパスフィルタにより設計する
手法と、が知られている。以下、これら従来の設計手法
およびについて詳しく説明する。
タとして、従来、任意の入力基準周波数成分に含まれ
ている任意の倍数の高調波成分を検出するＦＩＲ形ディ
ジタルフィルタの前段にサンプリング定理による折り返
し誤差を防ぐためにアナログフィルタ（ローパスフィル
タ）を設置して該アナログフィルタとディジタルフィル
タの総合特性として実現する設計手法と、フーリエ級
数を利用したＦＩＲバンドパスフィルタにより設計する
手法と、が知られている。以下、これら従来の設計手法
およびについて詳しく説明する。
【０００３】について； 入力基準周波数（系統定格周波数）を５０Ｈｚとし、デ
ィジタルフィルタのサンプリング周波数を５００Ｈｚと
し、また、前段のアナログフィルタの例として、３６０
Ｈｚで（１／５）に減衰するものとすると、そのアナロ
グフィルタの特性は、次の数式（２）で表され、振幅ゲ
インＧ、周波数ｆの関係で示すと、図７の通りとなる。
ィジタルフィルタのサンプリング周波数を５００Ｈｚと
し、また、前段のアナログフィルタの例として、３６０
Ｈｚで（１／５）に減衰するものとすると、そのアナロ
グフィルタの特性は、次の数式（２）で表され、振幅ゲ
インＧ、周波数ｆの関係で示すと、図７の通りとなる。
【０００４】
【数２】
【０００５】一方、ＦＩＲ形ディジタルフィルタで特定
の高調波成分を検出するものとしては差分形、加算形お
よび積分形が考えられる。これら各形フィルタの伝達関
数および特性は周知であるため、図示は省略するが、こ
れら各形フィルタ単体で系統周波数成分、直流成分およ
び上記特定の高調波成分以外の高調波成分（以下、非特
定高調波成分と称する）を除去しつつ、特定の高調波成
分のみを検出することが可能なものは存在しない。その
ために、従来のの設計手法では、上記差分形、加算形
および積分形の基本形ＦＩＲを組合せることにより、必
要とする特性を実現しようとするものであった。
の高調波成分を検出するものとしては差分形、加算形お
よび積分形が考えられる。これら各形フィルタの伝達関
数および特性は周知であるため、図示は省略するが、こ
れら各形フィルタ単体で系統周波数成分、直流成分およ
び上記特定の高調波成分以外の高調波成分（以下、非特
定高調波成分と称する）を除去しつつ、特定の高調波成
分のみを検出することが可能なものは存在しない。その
ために、従来のの設計手法では、上記差分形、加算形
および積分形の基本形ＦＩＲを組合せることにより、必
要とする特性を実現しようとするものであった。
【０００６】について； 一般的な設計手法は次のような手順で行なわれる。 手順１．パス周波数 (fo),パスバンド (fb),サンプリン
グ周波数 (fs),ＦＩＲ次数｛ｎ（偶数）｝を目的に合わ
せて決定する。 手順２．下記数式（３）にてバンドパスフィルタの伝達
関数の係数列Ｈｂ(k)を計算する。
グ周波数 (fs),ＦＩＲ次数｛ｎ（偶数）｝を目的に合わ
せて決定する。 手順２．下記数式（３）にてバンドパスフィルタの伝達
関数の係数列Ｈｂ(k)を計算する。
【０００７】
【数３】
【０００８】手順３．下記数式（４）にてバンドパスフ
ィルタのリップルを低減させるために最も一般的に使用
されるハミング窓の関数式を用いて係数列Ｗ(k)を計算
する。
ィルタのリップルを低減させるために最も一般的に使用
されるハミング窓の関数式を用いて係数列Ｗ(k)を計算
する。
【数４】
【０００９】手順４．窓関数を追加したバンドパスフィ
ルタの伝達関数Ｈ(z) を下記の数式（５）により計算す
る。
ルタの伝達関数Ｈ(z) を下記の数式（５）により計算す
る。
【００１０】
【数５】
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電力系統の
ディジタル保護リレーにおいては、第１にそれの応答速
度を早めるために系統周波数成分など任意の入力基準周
波数成分に含まれている特定の高調波成分のみを１サイ
クル程度の高速（短時間）に検出できること、第２にデ
ィジタルフィルタの前段に設置されるアナログフィルタ
との総合特性として入力基準周波数成分、直流成分およ
び非特定高調波成分を完全に除去できること、第３に定
格を中心として常に変動している基準周波数成分の影響
を最小限とするために特定高調波成分における振幅ー周
波数特性の傾きを平坦にできること、が特性目標とな
る。
ディジタル保護リレーにおいては、第１にそれの応答速
度を早めるために系統周波数成分など任意の入力基準周
波数成分に含まれている特定の高調波成分のみを１サイ
クル程度の高速（短時間）に検出できること、第２にデ
ィジタルフィルタの前段に設置されるアナログフィルタ
との総合特性として入力基準周波数成分、直流成分およ
び非特定高調波成分を完全に除去できること、第３に定
格を中心として常に変動している基準周波数成分の影響
を最小限とするために特定高調波成分における振幅ー周
波数特性の傾きを平坦にできること、が特性目標とな
る。
【００１２】このような第１ないし第３の特性目標に関
して上記した従来の設計手法及びによるフィルタそ
れぞれについて検討してみると、設計手法によるフイ
ルタでは、検出時間を１サイクル以内として第１の特性
目標を達成することが可能であるが、非特定高調波成分
を完全に除去することができないため、第２の特性目標
を達成することができず、また、アナログフィルタと組
合せたときの総合特性の傾きが大きく、第３の特性目標
も達成することができないという問題がある。
して上記した従来の設計手法及びによるフィルタそ
れぞれについて検討してみると、設計手法によるフイ
ルタでは、検出時間を１サイクル以内として第１の特性
目標を達成することが可能であるが、非特定高調波成分
を完全に除去することができないため、第２の特性目標
を達成することができず、また、アナログフィルタと組
合せたときの総合特性の傾きが大きく、第３の特性目標
も達成することができないという問題がある。
【００１３】また、設計手法によるフィルタでは、そ
のディジタルフィルタ特性からみて、第２の特性目標を
達成するためには次数を非常に大きくする必要であり、
第１の特性目標を大幅に超過し達成することができな
い。また、第３の特性目標はディジタルフィルタ単体で
は満足できるが、アナログフィルタを含めた総合特性と
してはアナログフィルタの傾きをディジタルフィルタで
補正することができず、その結果、第３の特性目標は達
成することができない。
のディジタルフィルタ特性からみて、第２の特性目標を
達成するためには次数を非常に大きくする必要であり、
第１の特性目標を大幅に超過し達成することができな
い。また、第３の特性目標はディジタルフィルタ単体で
は満足できるが、アナログフィルタを含めた総合特性と
してはアナログフィルタの傾きをディジタルフィルタで
補正することができず、その結果、第３の特性目標は達
成することができない。
【００１４】本発明は上記実情に鑑みてなされたもの
で、上述した第１ないし第３の特性目標の全てを満足し
つつ、特定の高調波成分を高精度に検出することができ
る電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタを
提供することを主たる目的としている。
で、上述した第１ないし第３の特性目標の全てを満足し
つつ、特定の高調波成分を高精度に検出することができ
る電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタを
提供することを主たる目的としている。
【００１５】本発明の他の目的は、上記のディジタル保
護リレー用フィルタを有効に活用することにより電力系
統のどこかに短絡等の故障が発生したとき、その故障点
を確実かつ迅速に検出して出力を停止することができる
電力系統における距離リレーを提供することにある。
護リレー用フィルタを有効に活用することにより電力系
統のどこかに短絡等の故障が発生したとき、その故障点
を確実かつ迅速に検出して出力を停止することができる
電力系統における距離リレーを提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記主たる目的を達成す
るために、請求項１に記載の発明に係る電力系統におけ
るディジタル保護リレー用フィルタは、アナログフィル
タとその後段に配設されて任意の入力基準周波数成分に
含まれている任意の倍数の高調波成分を検出するディジ
タルフィルタとを組合せてなる電力系統におけるディジ
タル保護リレー用フィルタであって、上記ディジタルフ
ィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)を下記の数式（６）で表わ
せるように設定したことを特徴とするものである。
るために、請求項１に記載の発明に係る電力系統におけ
るディジタル保護リレー用フィルタは、アナログフィル
タとその後段に配設されて任意の入力基準周波数成分に
含まれている任意の倍数の高調波成分を検出するディジ
タルフィルタとを組合せてなる電力系統におけるディジ
タル保護リレー用フィルタであって、上記ディジタルフ
ィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)を下記の数式（６）で表わ
せるように設定したことを特徴とするものである。
【００１７】記
【数６】
【００１８】上記のような構成を有する請求項１に記載
の発明によれば、数式（６）で示すような基本伝達関数
Ｈ6(z)を持つディジタルフィルタにおいてはフィルタ次
数の増加を最小限にして第１の特性目標を達成すること
が可能であるとともに、入力基準周波数成分（ｍ＝
１）、直流成分（ｍ＝０）および非特定高調波成分を完
全に除去し第２の特性目標も達成することが可能であ
り、さらに、特性因子ｐの値を変化させることにより、
検出周波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打
ち消して特定高調波成分における振幅−周波数特性を平
坦にし第３の特性目標を達成することが可能となるとい
ったように、この種の電力系統におけるディジタル保護
リレー用フィルタとして要望される第１ないし第３の特
性目標の全てを十分に満足しつつ、特定高調波成分を高
精度に検出することができる。
の発明によれば、数式（６）で示すような基本伝達関数
Ｈ6(z)を持つディジタルフィルタにおいてはフィルタ次
数の増加を最小限にして第１の特性目標を達成すること
が可能であるとともに、入力基準周波数成分（ｍ＝
１）、直流成分（ｍ＝０）および非特定高調波成分を完
全に除去し第２の特性目標も達成することが可能であ
り、さらに、特性因子ｐの値を変化させることにより、
検出周波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打
ち消して特定高調波成分における振幅−周波数特性を平
坦にし第３の特性目標を達成することが可能となるとい
ったように、この種の電力系統におけるディジタル保護
リレー用フィルタとして要望される第１ないし第３の特
性目標の全てを十分に満足しつつ、特定高調波成分を高
精度に検出することができる。
【００１９】以下、請求項１に記載の発明に係るディジ
タルフィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)の算出についての設
計手法を説明する。直流成分、入力基準周波数成分（系
統周波数成分）および高調波成分の全てを除去するフィ
ルタをＨ1(z)とすると、これは下記の差分ＦＩＲで与え
られる。 Ｈ1(z)＝Ｚh −１ （ｈ＝サンプリング周波数／入力基準周波数） Ｈ1(z)＝０とする zをω(k) とすると、 ω(k)=cos (2π・k/h)+i・sin (2π・k/h) (k=0,±1,±2,…, ±(H-1),H H=h/2) となり、k=±1,±2,…, ±(H-1) の成分は共役複素数と
なるため、ω(k) の共役複素数を−ω(k) とすると、Ｈ
1(z)＝０とするz は、 z=ω(0),ω(k),−ω(k),ω(H) (k=1,2,…, H-1) となる。また、 zは基本定義より、 z=cos (2π・f/fs)+i ・sin (2π・f/fs) (f: 入力基準周波数、 fs:サンプリング周波数） で与えられる。
タルフィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)の算出についての設
計手法を説明する。直流成分、入力基準周波数成分（系
統周波数成分）および高調波成分の全てを除去するフィ
ルタをＨ1(z)とすると、これは下記の差分ＦＩＲで与え
られる。 Ｈ1(z)＝Ｚh −１ （ｈ＝サンプリング周波数／入力基準周波数） Ｈ1(z)＝０とする zをω(k) とすると、 ω(k)=cos (2π・k/h)+i・sin (2π・k/h) (k=0,±1,±2,…, ±(H-1),H H=h/2) となり、k=±1,±2,…, ±(H-1) の成分は共役複素数と
なるため、ω(k) の共役複素数を−ω(k) とすると、Ｈ
1(z)＝０とするz は、 z=ω(0),ω(k),−ω(k),ω(H) (k=1,2,…, H-1) となる。また、 zは基本定義より、 z=cos (2π・f/fs)+i ・sin (2π・f/fs) (f: 入力基準周波数、 fs:サンプリング周波数） で与えられる。
【００２０】以上によって、高調波成分の次数をｍとす
ると、ｍとω(k) の関係は下記の表１のようにすること
ができる。
ると、ｍとω(k) の関係は下記の表１のようにすること
ができる。
【表１】
【００２１】ここで、ｍ＝ｍｓの高調波成分を検出する
フィルタをＨ2(z)とすると、上記Ｈ1(z)からω(ms), −
ω(ms)の成分を取り除くことによって、Ｈ2(z)を作成す
ることが可能である。すなわち、 Ｈ2(z)＝Ｈ1(z)／[{(z−ω(ms)} ・{(z −−ω(ms)}] ここで、Ｈ2(z)の検出周波数（ｍ＝ｍｓ）における振幅
をＡとすると、 Ａ＝ｈ／{2・sin (2π・ｍｓ/h)} となる。
フィルタをＨ2(z)とすると、上記Ｈ1(z)からω(ms), −
ω(ms)の成分を取り除くことによって、Ｈ2(z)を作成す
ることが可能である。すなわち、 Ｈ2(z)＝Ｈ1(z)／[{(z−ω(ms)} ・{(z −−ω(ms)}] ここで、Ｈ2(z)の検出周波数（ｍ＝ｍｓ）における振幅
をＡとすると、 Ａ＝ｈ／{2・sin (2π・ｍｓ/h)} となる。
【００２２】高調波成分を検出するフィルタのＨ2(z)
は、z について＋（プラス）の次数を 持ち、これはリア
ルタイム系では未来のサンプリングデータを用いて計算
することになり、このままではリアルタイム系で計算す
ることができない。この場合、zの次数が−（マイナ
ス）となるような z -n を掛けることによって、周波数特
性を変化させることなく計算可能な式とすることが可能
であり、Ｈ2(z)においては、 z 1-h を掛けることによ
り、 zの次数が−となり、リアルタイム系で計算可能と
なる。また、ディジタルフィルタでは、検出周波数での
振幅ゲインが１になることが望ましい。したがって、特
定高調波成分のみを検出する基本伝達関数Ｈ3(z)は、次
式（７）となる。これを展開して整理すると、次式
（８）のようになる。
は、z について＋（プラス）の次数を 持ち、これはリア
ルタイム系では未来のサンプリングデータを用いて計算
することになり、このままではリアルタイム系で計算す
ることができない。この場合、zの次数が−（マイナ
ス）となるような z -n を掛けることによって、周波数特
性を変化させることなく計算可能な式とすることが可能
であり、Ｈ2(z)においては、 z 1-h を掛けることによ
り、 zの次数が−となり、リアルタイム系で計算可能と
なる。また、ディジタルフィルタでは、検出周波数での
振幅ゲインが１になることが望ましい。したがって、特
定高調波成分のみを検出する基本伝達関数Ｈ3(z)は、次
式（７）となる。これを展開して整理すると、次式
（８）のようになる。
【００２３】
【数７】
【００２４】
【数８】
【００２５】次に、上記の基本伝達関数Ｈ3(z)に検出周
波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打ち消す
ことが可能なフィルタＨp(z)を付加したフィルタをＨ6
(z)とすると、そのフィルタＨ6(Z)は、下記数式（９）
で表されるようになる。
波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打ち消す
ことが可能なフィルタＨp(z)を付加したフィルタをＨ6
(z)とすると、そのフィルタＨ6(Z)は、下記数式（９）
で表されるようになる。
【００２６】
【数９】
【００２７】ここで、検出周波数におけるアナログフィ
ルタの特性の傾きを打ち消すことが可能なフィルタＨp
(z)としては、 （目標１）：Ｈ6(Z)の次数の増加を最小限とするため
に、Ｈp(z)の次数を１次とする。 （目標２）：特性因子p を変化させることにより、図１
のf1〜f3のように、検出周波数（ｍ＝ｍｓ）の振幅ゲイ
ンが常に１であり、検出周波数の傾きのみを変化できる
ようにする。
ルタの特性の傾きを打ち消すことが可能なフィルタＨp
(z)としては、 （目標１）：Ｈ6(Z)の次数の増加を最小限とするため
に、Ｈp(z)の次数を１次とする。 （目標２）：特性因子p を変化させることにより、図１
のf1〜f3のように、検出周波数（ｍ＝ｍｓ）の振幅ゲイ
ンが常に１であり、検出周波数の傾きのみを変化できる
ようにする。
【００２８】上記目標のうち（目標２）は１次ＦＩＲで
近いものが得られる。すなわち、下記の数式（１０）と
なり、このＨp(z)の特性因子p による特性変化は図２に
示すとおりである。
近いものが得られる。すなわち、下記の数式（１０）と
なり、このＨp(z)の特性因子p による特性変化は図２に
示すとおりである。
【００２９】
【数１０】
【００３０】以上のことから、上記（９）式で示したＨ
6(z)＝Ｈ3(z)・Ｈp(z)に上記（１０）式のＨp(z)を代入
し展開して整理することにより、上記の数式（６）で示
すように、ｍ＝ｍｓの特定高調波成分を検出するディジ
タルフィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)が成立する。図３は
このような基本伝達関数Ｈ6(z)に設定されたディジタル
フィルタの構成を示すブロック図である。
6(z)＝Ｈ3(z)・Ｈp(z)に上記（１０）式のＨp(z)を代入
し展開して整理することにより、上記の数式（６）で示
すように、ｍ＝ｍｓの特定高調波成分を検出するディジ
タルフィルタの基本伝達関数Ｈ6(z)が成立する。図３は
このような基本伝達関数Ｈ6(z)に設定されたディジタル
フィルタの構成を示すブロック図である。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態におけ
る設計手法について詳しく説明する。設計条件は、従来
の設計手法で述べたものと同様に、入力基準周波数
（系統定格周波数）５０Ｈｚ、サンプリング周波数５０
０Ｈｚにおける３倍高調波成分検出用フィルタとし、ま
た、前段のアナログフィルタの例として、３６０Ｈｚで
（１／５）に減衰するもので、図７に示すような特性を
有するものを使用する。
る設計手法について詳しく説明する。設計条件は、従来
の設計手法で述べたものと同様に、入力基準周波数
（系統定格周波数）５０Ｈｚ、サンプリング周波数５０
０Ｈｚにおける３倍高調波成分検出用フィルタとし、ま
た、前段のアナログフィルタの例として、３６０Ｈｚで
（１／５）に減衰するもので、図７に示すような特性を
有するものを使用する。
【００３２】そして、本実施の形態における設計手法の
基本形ＦＩＲの伝達関数は上記数式（６）に示すとおり
であり、また、ｈは上記設計条件からｈ＝１０、ｍｓ＝
３であるから、このディシダルフィルタの基本伝達関数
Ｈ6(z)は次の数式（１１）となる。
基本形ＦＩＲの伝達関数は上記数式（６）に示すとおり
であり、また、ｈは上記設計条件からｈ＝１０、ｍｓ＝
３であるから、このディシダルフィルタの基本伝達関数
Ｈ6(z)は次の数式（１１）となる。
【００３３】
【数１１】
【００３４】上記ディジタルフィルタの次数は低次とな
るために、第１の特性目標を達成するとともに、第２の
特性目標も達成することが可能である。また、検出周波
数（ｍｓ＝３）におけるアナログフィルタの特性の傾き
を打ち消すような値の特性因子 p(-π/2≦p ≦π/2) を
上記Ｈ6(z)に付加することによって、第３の特性目標を
達成することができる。以下、この特性因子 pについて
説明する。
るために、第１の特性目標を達成するとともに、第２の
特性目標も達成することが可能である。また、検出周波
数（ｍｓ＝３）におけるアナログフィルタの特性の傾き
を打ち消すような値の特性因子 p(-π/2≦p ≦π/2) を
上記Ｈ6(z)に付加することによって、第３の特性目標を
達成することができる。以下、この特性因子 pについて
説明する。
【００３５】すなわち、ディジタルフィルタの振幅特性
は、｜Ｈ(z) ｜で与えられるので、これを入力周波数ｆ
で微分して振幅の傾きの特性を得ることができ、ｆに対
する傾きをＤ(f) とすると、次の数式（１２）となる。
したがって、検出周波数（ｍ＝３）における傾きhdは上
記の式（１２）にf=50Hzとおいて計算することができ
る。
は、｜Ｈ(z) ｜で与えられるので、これを入力周波数ｆ
で微分して振幅の傾きの特性を得ることができ、ｆに対
する傾きをＤ(f) とすると、次の数式（１２）となる。
したがって、検出周波数（ｍ＝３）における傾きhdは上
記の式（１２）にf=50Hzとおいて計算することができ
る。
【００３６】
【数１２】
【００３７】ここで、アナログフィルタの検出周波数に
おける振幅をam、傾きをadとすると、ad/am=-hd とすれ
ばアナログフィルタの特性の傾きをディジタルフィルタ
で打ち消すことができるのであり、このときの pの値を
poとし、図７におけるアナログフィルタで計算すると、
このpo=-0.343 となる。
おける振幅をam、傾きをadとすると、ad/am=-hd とすれ
ばアナログフィルタの特性の傾きをディジタルフィルタ
で打ち消すことができるのであり、このときの pの値を
poとし、図７におけるアナログフィルタで計算すると、
このpo=-0.343 となる。
【００３８】したがって、上述した設計条件下において
上記Ｈ6(z)にアナログフィルタの特性の傾きを打ち消す
p(−0.343)を付加した下記の数式（１３）とすることに
より、第１〜第３の特性目標の全てを達成することがで
き、このように設計したディジタルフィルタの特性は図
４に示すようになり、また、既述のような特性のアナロ
グフィルタと組合せたときの総合特性は図５に示すとお
りとなる。
上記Ｈ6(z)にアナログフィルタの特性の傾きを打ち消す
p(−0.343)を付加した下記の数式（１３）とすることに
より、第１〜第３の特性目標の全てを達成することがで
き、このように設計したディジタルフィルタの特性は図
４に示すようになり、また、既述のような特性のアナロ
グフィルタと組合せたときの総合特性は図５に示すとお
りとなる。
【００３９】
【数１３】
【００４０】図６は検出周波数がｍ＝１の場合の基本伝
達関数を持つディジタルフィルタ８及び検出周波数がｍ
＝ｍｓの場合で数式（６）で示す基本伝達関数Ｈ6(z)を
持つディジタルフィルタ１４を活用してなる電力系統に
おける距離リレーの概略構成ブロックであり、電力系統
１に介在させた遮断器２の一次側の系統電圧を計器用変
圧器３を介して取り出すとともに、遮断器２の二次側の
系統電流を計器用変流器４を介して取り出し、その取り
出した系統電圧および系統電流をアナログフィルタ５，
６およびＡ／Ｄ変換器７を経て上述したｍ＝１の場合の
基本伝達関数を持つディジタルフィルタ８に入力させて
系統電圧および系統電流の基本波を検出するとともに、
その基本波から電力系統１の線路の短絡または地絡の故
障点までのインピーダンスをインピーダンス回路９で検
出し、その検出したインピーダンスが設定の動作範囲内
にあるか否かを比較回路１０で比較し、設定動作範囲内
になったとき、上記遮断器２に遮断信号を出力するよう
に構成している。
達関数を持つディジタルフィルタ８及び検出周波数がｍ
＝ｍｓの場合で数式（６）で示す基本伝達関数Ｈ6(z)を
持つディジタルフィルタ１４を活用してなる電力系統に
おける距離リレーの概略構成ブロックであり、電力系統
１に介在させた遮断器２の一次側の系統電圧を計器用変
圧器３を介して取り出すとともに、遮断器２の二次側の
系統電流を計器用変流器４を介して取り出し、その取り
出した系統電圧および系統電流をアナログフィルタ５，
６およびＡ／Ｄ変換器７を経て上述したｍ＝１の場合の
基本伝達関数を持つディジタルフィルタ８に入力させて
系統電圧および系統電流の基本波を検出するとともに、
その基本波から電力系統１の線路の短絡または地絡の故
障点までのインピーダンスをインピーダンス回路９で検
出し、その検出したインピーダンスが設定の動作範囲内
にあるか否かを比較回路１０で比較し、設定動作範囲内
になったとき、上記遮断器２に遮断信号を出力するよう
に構成している。
【００４１】上記構成に加えて、上記変圧器３及び変流
器４により取り出された系統電圧及び系統電流には高調
波発生回路１１で発生される特定の高調波成分を加算器
１２，１３を介して常時重畳させ、その重畳された特定
の高調波成分を上記ディジタルフィルタ８と並列に配置
され上述した基本伝達関数Ｈ6(z)を持つディジタルフィ
ルタ１４に入力させて上記特定の高調波成分を検出する
とともに、その検出した高調波成分の電圧および電流の
振幅を振幅検出器１５により検出し、かつ、その検出し
た高調波成分の振幅と上記高調波発生回路１１で発生さ
れ系統電圧及び系統電流に重畳される特定の高調波成分
とが一致しているか否かを比較回路１６で比較すること
により異常の有無をチェックする。そして、そのチェッ
ク結果が異常有りの場合は、ＡＮＤ回路１７を介して上
記の遮断信号をロックするとともに、反転回路１８を経
て装置故障警報を出力するように構成している。
器４により取り出された系統電圧及び系統電流には高調
波発生回路１１で発生される特定の高調波成分を加算器
１２，１３を介して常時重畳させ、その重畳された特定
の高調波成分を上記ディジタルフィルタ８と並列に配置
され上述した基本伝達関数Ｈ6(z)を持つディジタルフィ
ルタ１４に入力させて上記特定の高調波成分を検出する
とともに、その検出した高調波成分の電圧および電流の
振幅を振幅検出器１５により検出し、かつ、その検出し
た高調波成分の振幅と上記高調波発生回路１１で発生さ
れ系統電圧及び系統電流に重畳される特定の高調波成分
とが一致しているか否かを比較回路１６で比較すること
により異常の有無をチェックする。そして、そのチェッ
ク結果が異常有りの場合は、ＡＮＤ回路１７を介して上
記の遮断信号をロックするとともに、反転回路１８を経
て装置故障警報を出力するように構成している。
【００４２】上記図６に示すような構成の距離リレー１
９を電力系統に介在させることによって、電力系統のど
こかに短絡などの故障が発生したとき、その故障の発生
事実および故障点を適正かつ迅速に検出して出力を停止
し、電力系統に付随する各種装置や設備の保全を図るこ
とができるとともに、電力供給の安全性を一層高めるこ
とができる。
９を電力系統に介在させることによって、電力系統のど
こかに短絡などの故障が発生したとき、その故障の発生
事実および故障点を適正かつ迅速に検出して出力を停止
し、電力系統に付随する各種装置や設備の保全を図るこ
とができるとともに、電力供給の安全性を一層高めるこ
とができる。
【００４３】
【発明の効果】以上のように、請求項１に記載の発明に
よれば、電力系統の基準周波数成分に含まれている特定
の高調波成分のみを１サイクル程度の高速（短時間）に
検出できるとともに、前段にサンプリング定理による折
り返し誤差を防ぐために設置されるアナログフィルタと
の総合特性として基準周波数成分、直流成分および非特
定高調波成分を完全に除去することができ、しかも、検
出周波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打ち
消して振幅−周波数特性を平坦にして特定の高調波成分
を高精度に検出することができるという効果を奏する。
よれば、電力系統の基準周波数成分に含まれている特定
の高調波成分のみを１サイクル程度の高速（短時間）に
検出できるとともに、前段にサンプリング定理による折
り返し誤差を防ぐために設置されるアナログフィルタと
の総合特性として基準周波数成分、直流成分および非特
定高調波成分を完全に除去することができ、しかも、検
出周波数におけるアナログフィルタの特性の傾きを打ち
消して振幅−周波数特性を平坦にして特定の高調波成分
を高精度に検出することができるという効果を奏する。
【００４４】また、請求項２に記載の発明によれば、上
記のようなディジタル保護リレー用フィルタを有効に活
用して電力系統のどこかに短絡などの故障が発生した場
合、それを確実かつ迅速に検出して出力を停止すること
ができ、変圧器など電力系統に付随する各種装置や設備
の保全を図ることができるとともに、電力供給の安全性
を高めることができる。
記のようなディジタル保護リレー用フィルタを有効に活
用して電力系統のどこかに短絡などの故障が発生した場
合、それを確実かつ迅速に検出して出力を停止すること
ができ、変圧器など電力系統に付随する各種装置や設備
の保全を図ることができるとともに、電力供給の安全性
を高めることができる。
【図１】本発明による電力系統におけるディジタル保護
リレー用フィルタの設計手法の説明のうち、特性因子p
を変化させたときの振幅ゲインと周波数との関係を示す
説明図である。
リレー用フィルタの設計手法の説明のうち、特性因子p
を変化させたときの振幅ゲインと周波数との関係を示す
説明図である。
【図２】同上設計手法の説明のうち、特性因子p による
特性変化図である。
特性変化図である。
【図３】本発明によるディジタル保護リレー用フィルタ
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図４】同上ディジタルフィルタ単体の特性図である。
【図５】同上ディジタルフィルタとアナログフィルタの
組合せによる特性図である。
組合せによる特性図である。
【図６】本発明に係る電力系統における距離リレーの概
略構成ブロックである。
略構成ブロックである。
【図７】アナログフィルタの特性図である。
１ 電力系統 ２ 遮断器 ３ 計器用変圧器 ４ 計器用変流器 ５，６ アナログフィルタ ８，１４ ディジタルフィルタ ９ インピーダンス検出回路 １３ 高調波発生回路 １９ 距離リレー
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山口 裕昭 大阪府摂津市千里丘３ー14ー40 東光精 機株式会社内 (72)発明者 木澤 喜久男 大阪府摂津市千里丘３ー14ー40 東光精 機株式会社内 (72)発明者 中尾 忠嗣 大阪府摂津市千里丘３ー14ー40 東光精 機株式会社内 (72)発明者 宇野 信治 大阪府摂津市千里丘３ー14ー40 東光精 機株式会社内 (72)発明者 浅田 勝彦 福井県福井市文京３ー９ー１ 福井大学 内 (56)参考文献 特開 平６−284552（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−274975（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−197019（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−308120（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−19169（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02H 3/02 H02H 3/05 H02H 3/52 H02H 3/40 H02J 3/01 H03H 17/02
Claims (2)
- 【請求項１】 アナログフィルタとその後段に配設され
て任意の入力基準周波数成分に含まれている任意の倍数
の高調波成分を検出するディジタルフィルタとを組合せ
てなる電力系統におけるディジタル保護リレー用フィル
タであって、上記ディジタルフィルタの基本伝達関数Ｈ
6(z)を下記の数式（１）で表わせるように設定したこと
を特徴とする電力系統におけるディジタル保護リレー用
フィルタ。 記 【数１】 - 【請求項２】 電力系統の電圧及び電流から該電力系統
の短絡または地絡の故障点までのインピーダンスを検出
し、その検出インピーダンスが設定の動作範囲内になっ
たとき、系統を遮断する遮断信号を出力するように構成
するとともに、上記電力系統周波数成分に重畳される特
定の高調波成分を上記請求項１に記載のディジタル保護
リレー用フィルタを使用して検出し、その検出高調波成
分と重畳される特定の高調波成分が一致しているか否か
で異常の有無をチェックする手段を備え、そのチェック
結果が異常有りの場合、上記の遮断信号をロックすると
ともに故障警報を出力するように構成していることを特
徴とする電力系統における距離リレー。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09353668A JP3101919B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレー |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09353668A JP3101919B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレー |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187568A JPH11187568A (ja) | 1999-07-09 |
| JP3101919B2 true JP3101919B2 (ja) | 2000-10-23 |
Family
ID=18432414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09353668A Expired - Lifetime JP3101919B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力系統におけるディジタル保護リレー用フィルタ及び電力系統における距離リレー |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3101919B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6515733B2 (ja) * | 2015-02-24 | 2019-05-22 | 日新電機株式会社 | ディジタル形保護リレー |
| JP2022056091A (ja) | 2020-09-29 | 2022-04-08 | コベルコ建機株式会社 | 情報取得システム |
-
1997
- 1997-12-22 JP JP09353668A patent/JP3101919B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11187568A (ja) | 1999-07-09 |
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