JP2541013B2 - 高調波フィルタ設備保護用ディジタルリレ― - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、高調波フィルタ設備を保護するために設け
られるディジタルリレーに関するものである。

＜従来の技術＞ 周波数変換所に代表されるような多量の高周波電流を
発生する所においては、高調波電流を吸収するために、
大地と並列に高調波フィルタ設備が設置される。

高調波フィルタ設備は、単一の周波数を除去するため
の専用フィルタと、複数の高調波を同時に除去する兼用
フィルタとを組み合わせたもので、例えば基本波に対し
て第５次、第11次、第13次の高調波をそれぞれ専用フィ
ルタで除去し、それより高次の高調波を兼用フィルタで
除去している。なお、第ｎ（ｎ＝5,11,13）次高調波を
流す分路を第ｎ分路（この分路には専用フィルタが設け
られている）、それより高い次数の高調波をまとめて流
す分路をHP分路（この分路には兼用フィルタが設けられ
ている）ということにする。

この高調波フィルタ設備における事故の１つとして、
高調波フィルタ設備を構成するコンデンサ素子やリアク
トル素子の故障がある。これらの故障を検出する方法
は、インピーダンスを検出する方式を含め、いくつか考
えられるが、各分路に定常的に流れている基本波電流に
注目した分路間の同一相基本波差電流を検出する方式が
優れた方式として採用されている。ここに、同一相を見
ることとしている理由は、同一相ならば相電圧の不平衡
に左右されないからである。また、インピーダンス方式
では周波数変動の影響を受けるという欠点があるからで
ある。

上記同一相基本波差電流を検出する従来のアナログ式
保護リレーの回路図を第３図に示す（日新電気技報Vol.
23.No.2（1978,4）参照）。同図において、高周波分路
として第５分路5L、第11分路11L、第13分路13L、HP分路
HPＬの４つが存在し、各分路間の差電流を監視する保護
リレーが図示されている。以下、第５分路5Lと第11分路
11Lとの間の差電流を監視する保護リレーについて説明
するが、他の分路間の差電流を監視する保護リレーの動
作も、この保護リレーの動作に類似しているので説明は
省略する。

第３図に示すように、第５分路5LにはコンデンサC5、
リアクトルL5、抵抗R5等からなるフィルタ回路が設置さ
れ、第11分路11LにはコンデンサC11、リアクトルL11、
抵抗R11等からなるフィルタ回路が設置され、各分路5L,
11Lを流れる電流i5,i11を検出する変流器CT1,CT2,CT3お
よびCT4,CT5,CT6が設置されている。このうち、変流器C
T1,CT5の出力端は、補償変流器CCT1,CCT2を通して互い
にたすき掛けに接続されており、変流器CT1,CT5で検出
され、補償変流器CCT1,CCT2で補正された電流の差電流
Δｉがとられる。補償変流器CCT1,CCT2は、分路間の基
本波定格値の相違を初期調整時に補正するためのもので
ある。この差電流Δｉは、第５高調波通過フィルタF5、
第11高調波通過フィルタF11で各高調波成分が吸収さ
れ、残る基本波成分のみ分路故障検出リレー5A,11Bに導
入される。

分路故障検出リレー5Aは、第５分路を流れる電流i5を
基準（i pol）にして第５分路を流れる電流の増加を差
電流Δｉの増加に基づいて検出するリレーであり、分路
故障検出リレー11Bは、第11分路を流れる電流i11を基準
にして第11分路を流れる電流の増加を左電流Δｉの減少
に基づいて検出するリレーである。

上記のように保護リレーを構成すれば、単一分路の素
子故障、２分路同一相の素子故障といった代表的な事故
に対して保護動作をさせることができる。

例えば、第５分路のコンデンサの素子故障によりイン
ピーダンスが減少した場合、第５分路を通過する基本波
電流が増大し、第５−第11分路間の第５分路側差電流が
増大しリレー5Aが動作するとともに、HP−第５分路間の
第５分路側差電流の増加により、HP−第５分路間に設け
たリレー5Bが動作するので、これらのリレー動作により
トリップ指令を出すことができる。

また、２分路同一相のコンデンサの素子故障、例えば
第５分路、HP分路の同一相にコンデンサの素子故障が発
生したときは、第５分路およびHP分路の電流が増大する
ために、第５−第11分路間の第５分路側差電流の増大に
よりリレー5Aが動作するとともに、第13−HP分路間のHP
分路側差電流の増大によりリレーHPBが動作するので、
この条件によりトリップ指令を出すことができる。

＜発明が解決しようとする課題＞ ところが、上記の高調波フィルタ設備保護用差電流リ
レーで、補償変流器CCT1,CCT2、フィルタF5,F11等の付
帯設備を必要とし、大部分はリレー5A、11B、フィルタF
5,F11等のアナログ素子を使っているため、経年変化や
温度変化による特製の変化が起こりやすく、このため検
出の精度が劣化するおそれがあった。したがって、短い
周期で、付帯設備を含めた差電流リレーの特性を定期点
検し、必要により素子の調整、取替え等をしなければな
らず、保守管理に手数がかかっている。

また、基本波と近接する高周波数分、例えば第５次高
調波はアナログフィルタでは完全に除去することは困難
であった。このため、演算増幅器を用いた遮断特性の鋭
いアクティブフィルタを使用することも行われていた
が、回路が複雑化するとともに、コンデンサ、抵抗の特
性の経年変化、温度変化のために特性が変化するという
問題が依然残っていた。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、
基本波成分を確実に抽出するとともに、経年変化、温度
変化の生じにくい高調波フィルタ設備保護用ディジタル
リレーを提供することを目的とする。

＜課題を解決するための手段＞ 上記の目的を達成するための本発明の高調波フィルタ
設備保護用ディジタルリレーは、高調波フィルタ設備の
分路に流入する電流を検出する電流検出手段と、基本波
の一周期に相当する時間を所定の間隔で等分した各時点
ごとに電流検出手段の出力波をサンプリングするサンプ
リング手段と、サンプリング手段によってサンプリング
されたサンプル値i m（ｍはサンプリング点を示す整
数）の中から、所定数ｐを用いて、等間隔にある３つの
サンプル値i m−p,i m,i m＋ｐを選択し、 ιｍ＝i m−ｐ＋2i m＋i m＋ｐ …（１） なる値を求める第１演算手段と、上記の第１演算手段に
より得られたιｍを用いて電流の基本波成分の抽出演算
をする第２演算手段とを有し、第２演算手段により抽出
された電流の基本波成分に基づいて動作するものであ
る。

＜作用＞ 電流の瞬時値ｉ（ｔ）を、基本波成分In（ｎ＝１）
と、高調波成分In（ｎ＝2,3,…）とを用いて一般的に書
き表すと、 となる。ｎは次数、ωは基本波の周波数、θｎはｎ次波
の位相である。

ここで、一周期２π／ωを2k等分した各時点ごとにｉ
（ｔ）をサンプリングをすると、 となる。

また、i m＋ｐは、 i m−ｐは、 と表わされる。

今、ｓ次波（ｓは自然数）のみを考える。上記（１）
式を書き替えると、 ιｍ＝i m−ｐ＋2i m＋i m＋ｐ ＝2i m＋is sin［ｓ（ｍ＋ｐ）π/k＋θｓ］ ＋Is sin［ｓ（ｍ−ｐ）π/k＋θｓ］ ＝2i m＋2Is sin［（smπ/k）＋θｓ］ ×cos（spπ/k） ＝2i m＋2i m cos（spπ/k） ＝2i m［１＋cos（spπ/k）］ …（６） となる。

以下、（６）式の２［１＋cos（spπ/k）］をＧ
（ｓ）と表わす。

Ｇ（ｓ）＝２［１＋cos（spπ/k）］ …（７） Ｇ（ｓ）はフィルタのゲインに相当する。

上記（７）式から、Ｇ（ｓ）は、直流（ｓ＝０）で最
大値４をとり、所定のｓに対してcos（spπ/k）＝−１
を満たすｐを選択することにより値０をとる。したがっ
て、一種の基本波通過、特定高調波除去用のディジタル
フィルタとすることができる。

第２図は、対象波の一周期を120等分して各時点ごと
に対象波をサンプリングし、所定の数ｐを12とした場合
の、 Ｇ（ｓ）＝２［１＋cos（12sπ/60）］ の演算結果を示すグラフであり、縦軸はゲインＧ
（ｓ）、横軸は高調波の次数ｓにとっている。

同図から、基本波通過、５次高調波付近の遮断フィル
タになっていることが分かる。

よって、この第１演算手段を用いて演算を行い、その
出力信号に基づいて基本波成分を求めれば、基本波を通
過させ、所望の次数の高調波を除外することのできるデ
ィジタルリレーを実現することができる。

＜実施例＞ 以下実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第１図は第ｉ分路iL,第ｊ分路jL（i,j＝5,11,13,HP）
間に接続されたフィルタ回路1,2と各フィルタ回路1,2を
保護するディジタルリレーの回路図である。

フィルタ回路１はコンデンサCiと、リアクトルLiとの
直列回路であり、フィルタ回路２もコンデンサCjと、リ
アクトルLjとの直列回路である。

フィルタ回路１に流れる電流は変流器CTiにより検出
され、フィルタ回路２に流れる電流は変流器CTjにより
検出され、それぞれディジタルリレー３に入力される。

ディジタルリレー３は、電流の高調波成分を減衰させ
る高調波減衰回路11,12と、高調波減衰回路11,12の出力
ｉ（ｔ）から基本波成分を抽出する基本波抽出回路13,1
4と、基本波抽出回路13,14により抽出された基本波成分
同士の差電流を求める差電流算出回路15と、差電流算出
回路15により検出された差電流にしきい値と一定以上の
隔たりが生じ、かつこの状態が時限回路17でカウントさ
れる一定時間以上続いた場合に指令信号を出力する指令
出力回路16と、時限回路17とを有する。

上記基本波抽出回路13,14は高調波減衰回路11,12の出
力電圧を一定時間Δｔ（Δｔは例えば0.000139秒に設定
される。周波数60Hzの場合、位相角３゜に相当し、ｋ＝
60となる。）ごとにサンプリングするサンプルホールド
回路13a,14a、サンプルホールドされた値をディジタル
変換するA/D変換回路13b,14b、そのディジタル変換され
たサンプル値（i mとおく）を記憶するRAM13c,14c、設
定された所定数ｐ（本実施例ではｐ＝2,5,12とする）を
用いて、等間隔にある３つのサンプル値i m−p,i m,i m
＋ｐを選択して、 ιｍ＝i m−ｐ＋2i m＋i m＋ｐ …（８） なる値を演算する第１演算部13d,14d、第１演算部13d,1
4dで算出された値ιｍを用いて、次式、 により実効値を演算する第２演算部13e,14eを有する。

以下、上記ディジタルリレー４の動作を説明する。

サンプルホールド回路13a,14aにより上記一定時間Δ
ｔごとにサンプリングされ、A/D変換回路13b,14bにより
ディジタル変換されたサンプル値i mは、RAM13c,14cに
刻々記憶される。第１演算部13d,14dは、任意の時刻ｔ
＝tmにおいてサンプリングされた値i mと、それよりｐ
周期後にサンプリングされた値i m＋ｐと、ｐ周期前に
サンプリングされた値i m−ｐとをRAM13c,14cから読出
して、上記（８）式に基づいてιｍを算出する。上記
（８）式により算出したデータιｍに含まれる高調波成
分はカットされ、基本波はそのまま残っていることは既
に第２図を用いて説明したとおりである。

以下、ｐ＝2,5,12の各場合のゲインＧ（ｓ）を計算し
た結果を表に示す。

まず、ｐ＝12の場合、 Ｇ（ｓ）＝２［１＋cos（12sπ/60）］ となり、基本波ｓ＝１、第５次高調波ｓ＝５付近のＧ
（ｓ）の値は第１表のようになる。ここにΔｓはそれぞ
れｓ＝１および５からの周波数のずれ（％）であり、Ｇ
（ｓ）の値はｓ＝１に対するものを100とおき、これか
らの相対値を示す。

上の表から、基本波付近ではフィルタゲインはほぼ一
定かつ最大となり、第５高調波付近ではフィルタゲイン
は０となることが分かる。したがって、第５高調波を除
去できるので、第５分路に用いればよいことが分かる。

次に、ｐ＝５の場合、 Ｇ（ｓ）＝２［１＋cos（5sπ/60）］ となり、基本波ｓ＝１、第11次高調波ｓ＝11、第13次高
調波ｓ＝13付近のＧ（ｓ）の値は第２表のようになる。

上の表から、基本波付近ではフィルタゲインはほぼ一
定かつ最大となり、第11高調波、第13高調波付近ではフ
ィルタゲインはほぼ０となることが分かる（フィルタゲ
インが完全に０となるのは第12高調波に対してある）。
したがって、第11高調波および第13高調波を除去できる
ので、第11分路、第13分路に用いればよいことが分か
る。

次に、ｐ＝５の場合、 Ｇ（ｓ）＝２［１＋cos（2sπ/60）］ となり、基本波、第23,25,35,37次高調波付近のＧ
（ｓ）の値は次のようになる。

上の表から、基本波付近ではフィルタゲインはほぼ一
定かつ最大となる。第23,25,35,37次高調波付近ではフ
ィルタゲインは０とはいえないが、高調波減衰回路11,1
2を通せば高調波成分は予め抑圧されているから問題に
なることはない。したがって、HP分路に用いることがで
きる。

なお、高調波でのフィルタゲインをもっと落としたい
場合、以上のｐ＝2,5,12の各場合のフィルタ特性を有す
る第１演算部を直列につないで、その直列につないだも
のを改めて第１演算部として、それぞれの分路に用いて
もよい。

この直列につないだ第１演算部のフィルタ特性を第４
表に掲げておく。なお、第４表では、Δｓ＝０の場合の
みの相対ゲインを示す。

第２演算部13e,14eは、第１演算部13d,14dにおいて算
出された値ιｍを用いて上記（９）式の基づいて実効値
を演算することにより基本波成分を抽出する。

そして、このようにして得られた基本波は、差電流算
出回路15によって、その差電流が算出される。さらに詳
説すると、差電流算出回路15は、分路iLを流れる電流に
含まれる基本波電流の定格値と、分路jLを流れる電流に
含まれる基本波電流の定格値との初期比率をro、基本波
抽出回路13により求めた分路iLの実効値をIi、基本波抽
出回路14により求めた分路jLの実効値をIjとすると、判
別式 Ii−ro Ij≧Ii,n×p/100 により差電流の存在を検出するものである。上記Ii,nは
分路iLの基本波電流定格値であり、ｐは検出感度であ
る。

指令出力回路16は、差電流算出回路15による判別結果
が時限回路17でカウントされる一定時間以上現れている
ことを知ると、高調波フィルタ回路1,2を系統より切り
離すために遮断器（図示せず）に動作出力を出す。これ
により、高調波フィルタ回路1,2に流れる電流を遮断で
きる。なお、この場合、時限リレーの取り付けないで基
準値以上である状態が瞬時現れても動作信号を出力する
ようにしてもよい。

以上のようにして、（８）式を演算することにより、
所望次数の高調波成分を除去し、基本波成分を含むデー
タのみを取り出し、それに基づいて差電流を求め、リレ
ーの動作をさせることができるので、高周波を分路させ
るフィルタ設備の保護リレーを好適に構成することがで
きる。

なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではな
い。例えば、上記実施例は、差電流検出リレーであった
が、これに限られるものではなく、単独の電流を検出す
るものであってもよい。また、第１演算手段により得ら
れた値ιｍを用いて電流の基本波成分の抽出するのに実
効値演算回路を使用していたが、実効値をとるのではな
く例えばフーリエ積分をして基本波成分を抽出すること
にしてもよい。

また、上記実施例では、サンプリング間隔Δｔは、位
相角３゜に対応した時間であったが、これに限定される
ものではない。一般にサンプリング角が小さいほど高次
数の高調波を扱うことができるが（サンプリング定
理）、データ量が多くなり、サンプリング角が大きいほ
どデータ量は少なくて済むようになるが、処理可能な高
調波の次数は低下する。

その他本発明の要旨を変更しない範囲内において、種
々の設計変更を施すことが可能である。

＜発明の効果＞ 以上のように、本発明の高調波フィルタ設備保護用デ
ィジタルリレーによれば、設定された数ｐを用いて、等
間隔にある３つのサンプル値i m−p,i m,i m＋ｐを選択
して、 ιｍ＝i m＋ｐ＋2i m＋i m−ｐ なる値を演算することにより、基本波成分を含み、上記
所定数ｐに対応する周波数成分を含まないデータιｍを
得ることができる。したがって、高調波フィルタ設備を
分路する高調波の次数に合わせてｐを設定してディジタ
ルリレーを構成すれば、当該高調波フィルタ設備を好適
に保護することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は高調波フィルタ設備保護用ディジタルリレーの
ブロック構成図、 第２図は本発明に係るディジタルフィルタのゲイン特性
を示すグラフ、 第３図は従来のアナログ方式の高調波フィルタ設備保護
リレーを示す回路図である。 1,2……高調波フィルタ回路、 ３……高調波フィルタ設備保護リレー、 11,12……高調波減衰回路、 13,14……基本波抽出回路、 13a,14a……サンプリング回路、 13b,14b……A/D変換回路、 13c,14c……RAM、 13d,14d……第１演算部、 13e,14e……第２演算部、 15……差電流算出回路、16……指令出力回路、 CTi,CTj……変流器

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】高調波フィルタ設備の高周波分路の基本波
   成分を検出することにより、高調波フィルタ設備を保護
   するリレーであって、 高調波フィルタ設備の分路に流入する電流を検出する電
   流検出手段と、 基本波の一周期に相当する時間を所定の間隔で等分した
   各時点ごとに電流検出手段の出力波をサンプリングする
   サンプリング手段と、 サンプリング手段によって得られたサンプル値i m（ｍ
   はサンプリング点を示す整数）の中から、所定数ｐを設
   定して、等間隔にある３つのサンプル値i m−p,i m,i m
   ＋ｐを選択し、 ιｍ＝i m−ｐ＋2i m＋i m＋ｐ なる値を求める第１演算手段と、 上記の第１演算手段により得られたιｍを用いて電流の
   基本波成分の抽出する第２演算手段とを有し、 第２演算手段により抽出された電流の基本波成分に基づ
   いて動作することを特徴とする高調波フィルタ設備保護
   用ディジタルリレー。