CN117897622A - 校正电流测量系统频率响应的装置 - Google Patents

Abstract

公开了各种电流测量系统和信号处理方法。在一个示例中，存在一种电流测量系统，包括具有在电流测量系统的工作频率范围内的角频率的滤波器。这提供了具有良好SNR的系统，同时还防止或降低了在大di/dt尖峰期间输出饱和的可能性。该系统还包括均衡器，该均衡器被布置为补偿滤波器在工作频率范围内的相位和/或幅度响应。

Description

校正电流测量系统频率响应的装置

技术领域

本公开涉及一种用于提供电流传感器的频率响应的均衡或补偿的系统。

背景技术

已知来自电流传感器的信号在其信号处理路径中可能需要在模拟域中进行低通或高通滤波。通常，滤波器电路被布置为使得滤波器的传递函数中的断点的位置，即对应的S平面图中的极点或零点的位置，远离感兴趣的测量频率。感兴趣的测量频率可以包括AC功率的基频，例如50或60Hz以及它们各自的10s或100s谐波，或者对于诸如H桥中的电流控制和其他开关应用的应用，可以在更高的频率附近。这确保了与滤波器内的电容、电阻或电感组件相关的过程和温度变化基本上不会影响整个电流测量信号路径的响应，包括电流传感器、滤波器和在感兴趣的测量频率内的测量信号的数字化。它还可以确保由滤波器引入的任何相移对电流传感器的工作频率范围内的电流测量具有可补偿的或接近零的影响。

特别是，响应di/dt的传感器具有与频率成比例的信号响应，例如Rogowski线圈，通常使用模拟滤波器作为模拟积分器，其3dB点远低于(通常低于)感兴趣的测量频率范围(也称为“感兴趣的频带”)。在这种情况下，在感兴趣的测量频率范围内的滤波器幅度/增益响应补偿传感器幅度/增益反应。可替换地，数字化后的数字积分方法可用于使系统在感兴趣的测量频率范围内的总体幅度/增益响应变平。

基于数字积分的系统可以具有更好的SNR和漂移，因为它们不依赖于将模拟积分器的3dB点设置在低电平(通常在几个Hz频率范围内)所需的高值模拟分量。这种大的模拟部件通常是有噪声的或者不是很稳定。然而，数字集成系统还有一个额外的问题，即数字化不需要在存在快速di/dt信号的情况下进行削波，这些信号要么来自开关瞬态、EMC，要么只是大的带外内容。

通常需要在感兴趣的频带之上具有3dB点的附加模拟频带限制滤波器来限制快速di/dt信号的影响，否则快速di/dt信号会产生超出数字化范围的信号。如果发生这种削波，由于来自削波和数字积分器的相互作用的整流效应，可能会在数字积分后的所得电流测量中引起显著误差。通常将带限滤波器的3dB点定位为比感兴趣区域高几倍，使得其增益和相位响应不影响感兴趣区域中的增益平坦性和线性相位性质，但是这可以允许通过大的di/dt尖峰，这可能使系统的输出饱和或者迫使更高的动态范围ADC用于数字化，这将增加成本和功率。

发明内容

本公开涉及一种具有模拟滤波器的电流测量系统，其中模拟滤波器的角频率位于系统的工作频率范围或感兴趣的频率范围内。该系统包括数字均衡器，该数字均衡器被布置为在操作频率范围内均衡系统的相位和/或增益响应，以便使系统的总增益在感兴趣的频率范围内基本恒定，和/或使系统的总体组延迟在感兴趣频率范围内大体恒定。通过这样做，可以将模拟滤波器的角频率定位在感兴趣的频率范围内的任何位置，而不会遭受通常会经历的负面后果，即在感兴趣的频率范围上增益的变化量和/或在感兴趣频率范围上组延迟的变化量(这可能降低基于电流的测量与其他测量(例如电压的测量)的组合而进行的进一步确定的准确性，以确定能量/功耗)。

将角频率定位在感兴趣的频率范围内可以实现信噪比(SNR)与避免由测量信号内的高频分量(例如，信号内的快速di/dt内容)引起的信号饱和之间的改进的平衡。

在本公开的第一方面中，提供了一种用于耦合到di/dt电流传感器的电流测量系统，所述电流测量系统被配置为测量具有在预定频率范围内的频率的电流，所述电流测量系统包括：信号处理路径，包括：模拟滤波器，用于耦合到所述di/dt电流传感器(直接耦合或经由一个或多个其它电路/单元间接耦合，例如放大器、抗混叠滤波器等)以对从所述di/dt电流传感器输出的电流测量信号进行滤波，其中所述滤波器的角频率在所述预定频率范围内；模数转换器ADC，用于接收滤波的电流测量信号(直接来自模拟滤波器的输出，或间接经由一个或多个其他电路/单元，例如放大器、抗锯齿滤波器等)并输出数字测量信号；以及数字均衡器，耦合到ADC(直接耦合或经由一个或多个其他电路/单元(例如数字积分器等)间接耦合)并且被配置为输出补偿的数字电流测量信号，其中所述均衡器被配置为使用所述滤波器的表征来：补偿所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组延迟的变化；和补偿所述di/dt电流传感器和所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组合幅度响应的变化。

数字均衡器可以被配置为补偿模拟滤波器的组延迟的变化，使得信号处理路径的组合相位响应基本上是线性的。

数字均衡器可以被配置为补偿模拟滤波器的组延迟的变化，使得信号处理路径的组合组延迟基本上恒定。

电流测量系统还可以包括表征电路，该表征电路被配置为表征模拟滤波器的频率响应并且将模拟滤波器的表征输出到数字均衡器。可选地，表征电路可以被配置为周期性地或间歇性地更新模拟滤波器的频率响应的表征。或者，模拟滤波器频率响应的表征可以是在电流测量系统的至少一部分的制造期间确定的固定表征。

数字均衡器可以包括数字滤波器，并且电流测量系统可以进一步包括滤波器系数查找表，用于基于模拟滤波器的频率响应的表征设置数字滤波器的系数，使得滤波器补偿模拟滤波器的组延迟的变化。

均衡器可以包括一个或多个FIR滤波器。

均衡器可以包括：第一滤波器(例如第一FIR滤波器)，被配置为接收数字测量信号并输出第一滤波器输出；第二滤波器(例如第二FIR滤波器)，被配置为接收数字测量信号并输出第二滤波器输出；以及插值器，其中所述插值器被配置为接收所述第一滤波器输出和所述第二滤波器输出，并对所述第一和第二滤波器输出来插值。

内插器可以输出包括第一滤波器输出和第二滤波器输出的一部分的组合信号。

预定频率范围可以包括测量电流信号的基频和测量电流信号感兴趣的最大谐波之间的范围。在一个示例中，预定频率范围可以是10Hz到20kHz之间的频率范围。

均衡器可以包括相位均衡器和幅度均衡器，其中相位均衡器被配置为补偿模拟滤波器的组延迟在预定频率范围上的变化；并且幅度均衡器被配置为补偿di/dt电流传感器和模拟滤波器的组合幅度响应的变化。

di/dt电流传感器可以包括Rogowski线圈。在一个特定示例中，di/dt电流传感器可以是基于PCB的di/dt电压传感器。

电流测量系统还可以包括di/dt电流传感器，具有耦合到模拟滤波器的输入的输出。

模拟滤波器可以是专用滤波器电路/单元，或者可以作为多功能电路/单元的一部分植入，例如，它可以在具有增益的有源电路中实现，使得电路提供增益和滤波器功能。

在本公开的第二方面中，提供了一种功率计算系统，包括：第一方面的电流测量系统；电压测量路径，被配置为测量电压并输出测量的电压信号；补偿系统，所述补偿系统被配置为补偿所述测量电压信号和所述补偿电流测量信号中的至少一个，使得所述测量的电压信号和补偿的电流测量信号两者具有基本上相同的组延迟；以及功率计算处理器，其中所述功率计算处理器被配置为接收所述补偿的电流测量信号和测量的电压信号并执行功率计算。

在本公开的第三方面中，提供了一种多相电流测量系统，包括：根据权利要求1至15中任一项所述的第一电流测量系统、被配置为测量具有第一相位的第一电流并输出第一测量电流信号；根据权利要求1至15中任一项所述的第二电流测量系统，被配置为测量具有第二相位的第二电流，并输出第二测量电流信号；以及补偿系统，该补偿系统被配置为补偿第一测量电流测量和第二测量电流信号中的至少一个，使得第一测量电流信号和第二测量电流信号具有基本上相同的组延迟。

在本公开的第四方面中，提供了一种用于提供预定频率范围内的电流测量的方法，该方法包括：使用角频率在预定频率范围内的模拟滤波器对di/dt电流传感器输出的电流测量信号进行滤波，以产生滤波的电流测量信号；使用模数转换器将所述滤波的电流测量信号转换为数字测量信号；和使用数字均衡器，使用所述模拟滤波器的表征来均衡所述数字测量信号，其中均衡所述数字测量信号包括：补偿所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组延迟的变化；和补偿所述di/dt电流传感器和所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组合幅度响应的变化。

补偿模拟滤波器的组延迟的变化可以包括具有相位响应的数字均衡器，该相位响应导致信号处理路径的组合相位响应基本上是线性的。

该方法可以进一步包括：表征模拟滤波器的频率响应；以及将模拟滤波器的表征输出到均衡器。

在本公开的第五方面中，提供了一种用于耦合到电流传感器的系统，该系统被配置为测量感兴趣的频率范围内的电流，该系统包括：模拟滤波器，用于耦合到所述电流传感器(直接耦合或间接耦合)，所述模拟滤波器具有在所述感兴趣的频率范围内的其频率的过渡带的至少一部分，并且被配置为接收所述电流传感器的输出并生成滤波的模拟信号；以及数字相位均衡器，所述数字相位均衡器被配置为接收经滤波的模拟信号的数字化版本并输出经补偿的数字信号，所述数字相位均衡器被配置为具有补偿所述模拟滤波器在所述感兴趣的频率范围内的非线性相位响应的相位响应，使得所述模拟滤波和所述数字相均衡器的组合组延迟在所述预定频率范围内包括比所述模拟滤光片的组延迟更小的变化。

数字相位均衡器可以被配置为接收模拟滤波器的表征，其中相位均衡器被配置为基于该表征补偿模拟滤波器的非线性相位响应。

模拟滤波器的表征可以包括模拟滤波器在感兴趣的频率范围内的相位响应的表征。

该系统还可以包括表征电路，该表征电路被配置为确定模拟滤波器的表征。

表征电路可以包括复制电路，该复制电路被配置为提供与模拟滤波器基本相同的频率响应。

该系统还可以包括耦合到数字相位均衡器(例如，数字相位均衡器的上游或下游)的数字增益均衡器，该数字增益均衡器被配置为补偿电流传感器、模拟滤波器和数字相位均衡器在感兴趣的频率范围内的组合增益响应的变化。

在本公开的第六方面中，提供了一种用于耦合到电流传感器的电路，所述电路被配置为测量在感兴趣的频率范围内的电流信号，该电路包括：用于耦合到所述电流传感器(直接耦合或间接耦合)的模拟滤波器电路，所述模拟滤波器电路具有在感兴趣的频率范围内的其频率过渡带的至少一部分，并且被配置为接收电流传感器的测量信号(直接来自电流传感器，或者经由一个或多个耦合电路/单元，例如放大器或抗混叠滤波器)，并对测量信号进行滤波以输出滤波后的信号；以及数字增益均衡器，被配置为接收耦合到模拟滤波器电路的滤波后的模拟信号的数字表示，所述数字增益均衡器被配置为将增益应用于滤波后的信号的数字表现，以补偿所述电流传感器和模拟滤波器电路在感兴趣的频率范围内的组合增益响应。

该电路可以进一步包括：表征电路，该表征电路被配置为确定模拟滤波器电路的表征；其中由数字增益均衡器施加到滤波信号的数字表示的增益取决于模拟滤波器电路的表征。

该电路还可以包括数字相位均衡器，该数字相位均衡器被配置为将相位调整应用于滤波信号的数字表示，其中所施加的相位调整根据所述滤波信号的频率而变化由所述表征通知的量。

附图说明

现在将仅通过非限制性示例的方式，参考附图来描述本公开的示例实施例，其中：

图1示意性地示出了围绕载流导体的Rogowski线圈；

图2是恒定幅值交流电流下Rogowski线圈两端产生的电压随频率变化的曲线图；

图3是单极巴特沃斯RC滤波器的电路图；

图4是与模拟积分器相关联的Rogowski线圈的电路图；

图5是说明滤波器断点(-3dB频率)的变化如何影响特定频率下电流的测量振幅的曲线图；

图6是截止频率为8Hz的滤波器在线性-线性尺度上作为频率函数的滤波器幅度图；

图7是Rogowski线圈的输出电压(以任意单位)在线性-线性尺度上的曲线图；

图8是图6和图7所示数据的组合图，显示了其作为频率函数的乘积；

图9显示了根据本公开教导的设备的实施例；

图10显示了另一个实施例；

图11示出了振荡器的另一个实施例；

图12说明了电容器两端电压随时间变化对浪涌事件的响应；

图13示出了本公开的另一个实施例；

图14A示出了本公开的另一个实施例；

图14B示出了图14A的实施例的各个部分的频率响应表征；

图14C显示了滤波器跟踪参考电路的示例实现；

图15A示出了本公开的另一个实施例；

图15B显示了图15A的实施例的各个部分的频率响应表征；

图15C显示了滤波器跟踪增益级的示例实现；

图16显示了一个示例电流测量系统，包括一个模拟积分器和电流测量系统的多个幅度响应；

图17显示了图16的电流测量系统的模拟积分器或滤波器的频率响应的bode图；

图18显示了一个示例电流测量系统，包括数字积分器和电流测量系统的多个幅度响应；

图19显示了图18的电流测量系统的滤波器的频率响应的bode图；

图20显示了由带限滤波器执行的信号处理的表示；

图21显示了积分器或滤波器在感兴趣的频率范围内的频率响应；

图22显示了一个功率计算系统；

图23显示了一个示例电流测量系统；

图24显示了图23的电流测量系统的滤波器的频率响应的bode图；

图25显示了图23的电流测量系统的电流转换器和滤波器的频率响应的bode图；

图26示出了根据本公开的一个方面的包括数字均衡器的示例电流测量系统；

图27显示了电流测量系统，包括图26中模拟滤波器的表征测量。

图28显示了图26的模拟滤波器频率响应可能变化的bode图；

图29显示了根据本公开的另一方面的包括滤波器表征的示例电流测量系统；

图30示出了根据本公开的另一方面的包括滤波器表征查找表的示例电流测量系统；

图31显示了均衡器提供的相位和组延迟补偿。

图32示出了根据本公开的另一方面的包括多个FIR滤波器的电流测量系统；

图33显示了根据本公开的另一个方面的包括独立相位和增益均衡的示例电流测量系统。

图34示出了根据本公开的另一方面的一组示例过程步骤；

图35显示了根据本公开的另一方面的示例多相电流测量系统。

具体实施方式

di/dt电流测量电路(例如包括Rogowski线圈或空气校正电流互感器的电路)的响应通常与频率成比例。为了对此进行校正，和/或为了防止高di/dt电流事件的信号饱和，可以使用模拟低通滤波器(例如积分器或带限滤波器)。低通滤波器的角频率(也称为断点或截止频率)的位置可能会影响整个系统的频率响应。因此，它通常被放置在电流测量系统的工作频率范围之外。因此，在角频率远低于感兴趣的频率范围的情况下，已知的电流测量系统可能会受到较差SNR的负面影响，或者受到由于大di/dt电流脉冲而导致的信号饱和风险的负面影响。

在本公开中，图23至图35公开了发明人开发的系统和技术，以使模拟滤波器的角频率能够定位在感兴趣的频率范围内，而不会对整个系统造成不期望的频率响应和/或组延迟表征。这意味着可以在SNR和避免信号饱和之间实现更好的平衡，同时仍然在感兴趣的频率范围内保持测量精度。

图1是Rogowski线圈2形式的电流测量电路的示意图。这种电流传感器/换能器可用于测量大范围的交流电，例如供应给家庭住宅的电流或从发电站到用户的配电网周围的电流。Rogowski线圈包括横截面积为A的线圈2，该线圈2围绕载流导体4，该载流导体在使用中承载交流电I。导体4中的交流电I在Rogowski线圈的输出处感应电压

其中

A是线圈的横截面积(见图1)

N是线圈的匝数

R是导线周围线圈的半径

μo＝4τ×10-7Hm-1

I＝电流

其结果是，如果导体4承载恒定峰间或RMS值的交流电流，但该电流的频率从低频扫频到高频，则Rogowski线圈两端产生的电压V将随频率线性增加，如图2所示。

Rogowski线圈的这种表征可能是无益的，因为市电负载电流通常是非常低的频率，例如50或60Hz，而噪声分量可以处于高得多的频率，可能达到数百kHz或更高。因此可以看出，与具有高得多的幅度但高得多的频率的期望负载电流的响应相比，这种响应给低幅度但高频率的噪声信号提供了不成比例的权重。

理想地，Rogowski线圈2的输出电压将仅取决于通过导体4的电流I的大小，而不取决于电流的频率。

本领域技术人员知道低通滤波器。图3是一阶巴特沃斯低通RC滤波器15的电路图，该滤波器包括电阻器20和电容器26。滤波器包括一对输入节点22a和22b以及一对输出节点24a和24b。电阻器20在输入节点22a和输出节点24a之间延伸。电容器26在输出节点24a与导体连接节点22b和24b之间延伸。

众所周知，巴特沃斯滤波器可以按多个“阶”提供，并且教科书将第N阶巴特沃斯低通滤波器的幅度函数显示为

其中ω＝角频率

ω_c＝截止频率2πf₀

V_O＝输出电压

V_I＝输入电压

一阶巴特沃斯响应是类似积分器的响应，其可以耦合到Rogowski线圈的输出以将这种电路的响应线性化为频率的函数。巴特沃斯滤波器15通常被实现为“泄漏”积分器，如图4所示。积分器包括由运算放大器34周围的电阻器30和电容器32形成的RC滤波器组合。为了停止积分器无休止地积分，从而冒着跑进其供电轨的风险，与电容器32并联设置了另一个电阻器36(如虚线所示)，该电阻器使其泄漏掉一些电荷。

该电路的一个问题是输出信号的大小主要取决于电阻器30和电容器32的RC乘积的值。为了理解这一点，请考虑图5，图5显示了Rogowski线圈电流转换器的理想化响应，如链线40所示，该响应随着频率的函数而增加。例如，假设我们将该响应与一阶巴特沃斯滤波器组合，该滤波器的截止频率标称为F₀。频率响应通常在对数-对数图上表示，其中技术人员知道对于一阶低通滤波器，频率响应以每十年20dB下降。简单地说，该图被构造为使得滤波器的频率响应在零插入损耗的情况下保持平坦，直到断点，然后以每十年频率增加20dB的频率下降。我们稍后将回到这种简化。然而，可以看出，如果工艺或温度变化导致RC产物发生变化，使得截止频率从F₀移动到F₁，则滤波器在给定频率下引入的衰减减小。例如，如果我们希望测量频率F_m(例如50Hz)下的频率的振幅，那么频率F₀的截止，增益(或者实际上是衰减)由滤波器引入的增益可以用F_m处的G₀表示。然而，如果滤波器截止频率增加到F₁，则滤波器的增益在频率F_m处增加到G₁(或者更直观地说，滤波器插入的衰减已经减小)。类似地，如果RC分量变化使得断点的频率从F₀降低到F₂，则频率F_m处的滤波器响应由增益G₂表示。

值得详细考虑这些数字的影响。

电流测量电路通常被指定到一定程度的决定。例如，可以指定电路测量精度在0.1％以内，即千分之一。

如果不是使用图5的对数-对数图的图形方法，而是计算一阶低通滤波器的频率响应，并将其绘制在线性-线性标度上，如图6中曲线50所示，那么很明显，滤波器的梯度在断点附近变化得更快，然后随着频率进一步远离断点而变化得不那么快。图6是针对一阶滤波器绘制的，该滤波器的标称断点为8Hz。对于这样的滤波器，滤波器在50Hz处的增益可以使用等式2来计算，并且对应于0.157991。然而，如果R或C发生变化，使得断点从8Hz移动到9Hz，则50Hz处的增益将为0.177153。这对应于滤波器在测量频率下的幅度响应的12％的变化。在使用集成电路技术制造电阻器和电容器部件的情况下，这些部件可以非常精确地匹配。然而，电阻器和电容器的绝对值可能因晶片而异，必须容忍20％或更大的变化，这导致滤波器的幅度响应变化远大于允许的测量容差极限。可以在制造时通过修整部件或计算和存储要应用的校正因子来校准信号链的响应，但这可能只有在系统永远保持稳定的情况下才有用。此外，封装应力和环境温度也会导致组件值发生变化。因此，虽然可以将RC滤波器的全部或部分集成到集成电路上，但在不进行昂贵的微调的情况下，将其实际设置为特定值是异常困难的。即便如此，以RC乘积表示的电路值也容易随着温度而漂移。应该注意的是，滤波器的一部分可以使用片外(分立)组件来实现。

图7示意性地图示了Rogowski线圈2的响应，如线性-线性标度上的线52，图8再现了图6和图7的信息，并绘制了它们的乘积，如曲线60所示。可以看出，由线50表示的低通滤波器响应和由线52表示的Rogowski线圈响应的乘积60随着频率而变得相对恒定，尤其是一旦频率已经移动到离低通滤波器的截止频率合理距离时。

可以看出，希望能够准确地表征低通滤波器的RC产物。图9示意性地示出了一个电路，其中RC组件组合(这次由电阻器70和电容器72表示)用作低通滤波器，然后滤波器的输出在被传递到处理块76之前由模数转换器74数字化，以便输出Rogowski线圈2检测到的测量电流的估计值。如前所述，存在电流的估计取决于RC滤波器的传递函数的问题。因此，非常希望知道电阻器70和电容器72的RC乘积。Rogowski线圈可以由具有负载电阻器的空心电流互感器代替。

如前所述，电容器和电阻器可以在集成电路内非常好地匹配，或者当作为来自IC外部的同一制造商的分立无源元件并置时可以相当好地匹配。因此，一种方法是在旨在表征RC响应的电路中形成电容器72和电阻器70的复制副本。这样，这里通常用100表示的电路可以被视为表征电路。在图9所示的实施例中，表征电路包括三个复制电容器72a、72b和72c以及三个复制电阻器70a、70b和70c，它们被布置为在运算放大器102的反馈回路中引入相移。该网络中的每个阶段都需要插入60°的相移，并且可以通过分析或参考教科书来显示：

其中所有电阻器70a至70c＝R

所有电容器72a至72c＝C

N＝级数

F_r＝谐振频率

因此，表征电路100内的自持振荡器具有与滤波器15内的电容器72和电阻器70的RC时间常数可靠相关的频率。振荡器的输出可以由模数转换器110数字化，然后由处理器76处理以精确地确定操作频率。表征电路100中的电容器的值不一定需要与滤波器电路15中的电容值相同。因此，可以使用更小的电容器，从而产生更高的振荡频率，这花费更少的时间来准确地表征。类似地，电阻器也可以更小。因此，表征电路不需要像滤波器那样占用如此大量的管芯面积。

作为一种替代方案，滤波器15和表征电路100都可以制造成具有相同的R和C组件，如图10所示。这里，滤波器部件被指定为R_f和C_f，表征电路中的相应滤波器被指定为R_c和C_c，目的是R_F＝R_c和C_F＝C_c。表征电路100内的滤波器可以用数字-模拟转换器150的振荡信号驱动，滤波器的输出可以通过多路复用器160提供给模拟-数字转换器170。到数模转换器150的控制信号和来自模数转换器170的结果可以源自处理器200并被提供给处理器200。因此，处理器200可以准确地表征表征电路100内的RC电路的响应。此外，如果需要，可以提供用于形成交换电路210的开关阵列，使得输入信号可以交换到由R_c和C_c形成的滤波器，并且DAC150可以用于驱动由R_f和C_f形成的滤波器。因此，滤波器15和表征电路100的功能可以不时地交换，使得每个都可以被精确地表征，然后可以使用其中一个电路中的漂移来补偿到另一个电路的相应漂移。通过知道正确的RC时间常数，可以快速计算滤波器提供的增益/衰减和相移，而与滤波器配置或级数无关，从而允许电路(例如电流测量电路)被表征为所需的精度，即使滤波器内使用的电阻器和电容器的绝对值可能因每种产品20％或更多。

表征不需要RC滤波器的多个副本来形成振荡器。图11显示了一个振荡器电路，其中电阻器210和电容器220设置在施密特反相器230周围的反馈回路中，以形成振荡器。反相器230的输出是方波，该方波作为逻辑信号可以由处理器240直接监控以估计方波的频率。可替换地，反相器的输出可以提供给ADC以将其数字化，或者提供给逻辑电路，例如二分频计数器，以在具有估计的信号频率之前清洁其边缘并均衡其标记空间比。

一旦数据处理器可以确定低通滤波器的实际响应，它就可以应用增益校正。因此，假设振荡器测量的RC分量由于环境或其他温度变化而向上漂移1％，并且对应于测量输出在测量频率(市电频率)高出X％，则可以将相应的衰减引入信号链中以补偿RC漂移。

因此，可以对电流的估计进行校正。

在基于Rogowski线圈(或空心电流互感器)的电流消耗表(或瓦时计)的情况下，这种方法可以用于提高其性能。因此，该方法可以与WO2013/038176“电流测量”中描述的技术结合使用，其中已知的附加电流可以叠加在负载电流上，然后检查测量换能器和相关联的信号处理链的响应，以推导测量换能器和信号处理链中的传递函数，或者至少监测传递函数的变化。

本文公开的教导可以与基于的换能器和积分器组合一起使用，以监测由于加热或老化而引起的响应变化，和/或允许计算和应用校正因子，或允许电子地修整分量值，其中，例如，电容器由多个较小的电容器和相关联的开关制成，用于选择性地将电容器移除或添加到一组电容器中。

通过复制表征电路对积分器响应的监测可以应用于许多技术领域，例如电机控制、汽车、航空航天和医疗系统、计量和保护系统(继电器和断路器)等。

滤波器15(见图9)本质上会在处理输入信号时引入延迟，如果需要紧急采取一些补救措施，例如在过电流或过电压事件中采取保护措施，这可能是不利的。在这样的布置中，来自空心电流互感器或Rogowski线圈的信号可以直接提供给保护电路而不经过低通滤波器，使得保护电路可以尽快做出关于启动保护动作的决定。

一旦滤波器响应被表征，滤波器就可以用于帮助估计其他参数，例如浪涌电流或浪涌电压的大小。RC滤波器提供来自Rogowski线圈或类似的基于电感器的电流转换器的频率响应的线性化。在正常操作中，滤波器的输出将是正弦曲线。然而，如果发生静电放电事件，例如配电系统上的雷击，可能会导致电流浪涌。配电系统中任何点处的电流浪涌的大小可以作为与雷击点的距离的函数而变化，并且还可以取决于中间的电流分流节点或设备(例如变压器)的数量。浪涌电流将在很大程度上是单向事件，因此电容器上的电压可能会升高，然后以指数方式衰减，如下所示：

V(t)＝Vs exp(-t/RC) 公式4

其中

V(t)是在T₀处的浪涌事件之后的时间t处的电压，并且

Vs是时间T₀的浪涌电压

通过检查V(t)随时间的演变，并对浪涌事件发生以来的经过时间进行一些估计，就可以估计浪涌电流的大小。这需要知道滤波器的RC时间常数，但是由于本公开的操作，该信息变得可用。值Vs也可以取决于浪涌事件的持续时间。持续时间可以由运行计数器定时器的电路来测量，以对信号超过阈值的持续时间进行计时，或者可以假设浪涌事件(例如雷击)的持续时间是恒定的。

图12显示了浪涌电流发生后以及电压衰减时，图3电容器26上存储的电压随时间的变化。为了说明的目的，省略了来自滤波器的正弦响应，但是如果检测到市电电流，则其正弦响应将叠加在由电容器两端的电压的线250表示的指数衰减上。

如果浪涌事件的时间T₀可以由检测器捕获，例如由直接连接到传感器或检测浪涌的电压或电流尖峰(或其峰值在滤波器内的出现)的某个其他布置的电压监测电路捕获，并且到T₁的经过时间是已知的，在T₁处测量电压，那么通过RC时间常数的知识，可以计算时间T₀处的浪涌电压V_s。可以通过进行进一步的电压测量来验证或提高定时的准确性，例如在时间T₂处的V2。然后可以将测量值拟合到适当的函数，例如指数延迟或同步函数。因此，可以对浪涌事件中的能量进行估计。

如果需要，具有不同时间常数的多个RC滤波器可以用于它们各自的衰减电压的演变，作为时间的函数，它们应该在浪涌事件发生时相交。

图13示意性地示出了本公开的另一个实施例。与前面的附图一样，载流导体4与感应传感器2相关联，例如Rogowski线圈。Rogowski线圈两端产生的电压由包括电阻器20、20'和电容器26的低通滤波器滤波。在该实施例中，低通滤波器作为差分滤波器提供在差分放大器280的输入处。差分放大器280的输出被提供给差分ADC 290，该差分ADC将差分放大器280的差分输出转换成数字代码。因此，该电路的操作类似于图9中描述的操作，只是它是完全微分的。滤波器15的时间常数可以由响应表征电路100的输出的数据处理器300来估计。表征电路可以如上文所述形成。

在正常使用中，数据处理器300响应于ADC 290的输出，以便估计由导体4承载的交流电。

图13中所示的布置通过包括瞬态事件检测器进行了进一步修改，该瞬态事件检测器通常用320表示，用于监测Rogowski线圈两端的输出电压，如果它超过了由输出电压V_t的电压源325设置的目标值，则比较器330输出数字信号，指示瞬态事件可能正在发生。这提供了相当于图12的时间T₀的时间戳的定时参考，还可以估计浪涌事件的持续时间。数据处理器300然后可以监测电容器26两端的电压随时间的变化。基于该电压的演变，以及RC时间常数的估计，数据处理器300可以估计浪涌的大小。这是有用的，因为它可以指示例如配电系统中的部件是否可能已被浪涌事件损坏，或者浪涌事件是否在其当前处理能力范围内。比较器330可以通过电压箝位来保护，电压箝位通过齐纳二极管332示意性地示出。瞬态检测器320还可以包括DC阻断电容器334，以提供针对瞬态事件的进一步保护。

尽管已经针对感应电流换能器提出了这些教导，但是与估计滤波器或电路的传递函数以及使用该传递函数来估计浪涌电流的大小有关的教导可以应用于估计过电压事件或由合适的换能器转换成电域的任何其他测量异常的大小。

因此，可以提供一种用于精确地表征滤波器响应的方法和设备，其中滤波器的值不是众所周知的，但是它们的值的变化可以精确地与相应询问电路中的值的改变相匹配。

图14A显示了根据本公开的另一个方面的系统1400。系统1400包括基于线圈的电流转换器，例如Rogowski线圈/空心电流互感器2，其耦合到包括积分器/滤波器1410、模数转换器(ADC)1420和滤波器跟踪参考生成器1430的设备。积分器/滤波器1410可以是单端或差分电路，例如可以是低通滤波器，如图3、4、9、10和13中的任何一个所示。ADC 1420可以被实现为单端或差分ADC，并且被耦合到积分器/滤波器1410并且被配置为对积分器/滤波器1410输出的滤波信号进行数字转换。如关于图5所解释的，积分器/滤波器1410的滤波器分量的值的变化，例如R和/或C的值，可以通过改变断点来改变积分器/滤波器1410的频率响应。这反过来又改变了积分器/滤波器1410的增益，用于在操作范围的频率范围内的信号(也称为具有感兴趣的频率范围或区域)，例如大于断点频率的信号，例如图5中的频率F_M。与上述图9和图10中所示的布置类似，图14A的布置被配置为校正积分器/滤波器1410的频率响应的这种变化，使得在操作频率范围(感兴趣的范围/区域)内，系统的总增益保持基本恒定/稳定，使得其基本不受滤波器组件的值的变化的影响。然而，与图9和图10的布置不同，系统1400不具有被配置为表征滤波器组件的表征电路和用于校正积分器/滤波器1410的频率响应的任何变化的单独机构。相反，它将校正和滤波器值跟踪有效地组合到单个单元/电路中，该单元/电路是滤波器跟踪参考生成器1430。

滤波器跟踪参考生成器1430被配置为生成用于ADC 1420的参考电压V_{adc_ref}。参考电压V_{adc_ref}有效地定义了由ADC 1420输出的每个数字代码所表示的电压的大小。当V_{adc_ref}的幅度减小时，由每个数字代码表示的电压的幅度减小，这意味着对于ADC输入处的给定电压，V_{adc_ref}的减小导致输出处的更多数字代码。结果，减小V_{adc_ref}的大小有效地增加了ADC1420的增益。

因此，发明人已经将滤波器跟踪参考生成器1430配置为根据积分器/滤波器1410中的滤波器组件中的至少一个的值来生成V_{adc_ref}。依赖性的性质是使得改变积分器/滤波器1410的增益的被跟踪滤波器分量的值的变化也导致V_{adc_ref}的幅度的变化，这在与积分器/滤波器1420的增益变化相反的方向上有效地调整ADC 1420的增益，从而校正积分器/滤波器1410的变化。例如，如果积分器/滤波器1410的增益增加，则V_{adc_ref}的幅度增加，使得ADC 1420的增益减小。

图14B显示了线圈2、积分器/滤波器1410和整个系统(V_out)的频率响应。线圈2和积分器/滤波器1410的频率响应如前面参考图5所述。图14B显示了积分器/滤波器1410的三个不同的示例截止/断点频率，这是由滤波器分量(如R和/或C)的值变化引起的。在这个例子中，R和/或C的增加导致频率的断点降低，从而有效地降低了滤波器在工作频率范围内的增益(即，降低了频率大于截止频率的信号的增益)。然而，滤波器分量的值的任何变化，例如由温度和/或分量随时间漂移引起的、引起积分器/滤波器140的增益的变化，通过引起ADC1420的增益的校正变化的ADC参考电压V_{adc_ref}的相应变化来校正。其结果可以在整个系统V_out的频率响应中看到，其中在操作频率范围内，增益基本上是恒定的并且不受滤波器组件的值的变化的影响。

为了实现该效果，滤波器跟踪参考生成器1430可以包括与积分器/滤波器1410的滤波器组件匹配的一个或多个跟踪组件。例如，如果积分器/滤波器1410包括电阻器和电容器，则跟踪部件可以包括匹配电阻器和/或匹配电容器。匹配的组件可以与过滤器组件大小相同，也可以是缩放版本，或者是使用相同材料的类似组件族中的组件。在使用集成电路技术制造滤波器部件的情况下，可以以相同的方式在相同的IC上制造匹配的部件。在滤波器组件是芯片外组件的情况下，匹配的组件也可以是具有相同设计/技术的芯片外组件。因此，过滤器组件的值随时间的任何变化都应该被跟踪组件基本上复制。滤波器跟踪参考生成器1430被配置为生成V_{adc_ref}以依赖于跟踪分量的值，并且因此扩展地依赖于滤波器分量的值。

图14C显示了滤波器跟踪参考生成器1430的一个非限制性示例设计。在该示例中，滤波器跟踪参考生成器1430被配置用于积分器/滤波器1410是具有电阻器和电容器的低通滤波器的系统中。滤波器跟踪参考生成器1430接收固定电压参考V_ref(例如由带隙参考或任何其他合适的电压参考源生成的电压参考)，并将其修改为取决于与积分器/滤波器1410中的电阻器匹配的跟踪电阻器R_m的值和与积分器/过滤器1410中电容器匹配的跟踪电容器C_m的值。在该特定示例中，使用V-to-I转换器布置将V_ref转换为电流I_ref。V-to-I转换器布置被配置为使得I_ref取决于R_m的倒数(即，如果R_m增大，I_ref减小)。I_ref然后使用包括跟踪电容器C_m的开关电容器布置被转换回电压V_{adc_ref}，该跟踪电容器在以开关频率F_ref切换时表示1/(C_mF_ref)的等效电阻。结果，V_{adc_ref}＝I_ref/C_m＝V_ref*(1/R_mC_mFr_ef)。因此，V_{adc_ref}取决于R_m和C_m的倒数。可以理解，开关控制信号F_ref和F_{ref_bar}可以设置为任何合适的固定开关频率F_ref，以实现开关电容器C_m的所需有效阻抗。开关控制信号可以由任何合适的控制器设备/电路产生和控制，为了简单起见，图14C中未示出。电容器C₁对于来自开关电容器电阻器的等效电路的电流峰值起到平滑电容器的作用，并且可以被设置为任何合适的值。更复杂的滤波器，例如离散时间陷波滤波器，也可以选择性地用于帮助去除这种波纹。可选地，滤波器跟踪参考发生器也可以在驱动ADC 1420之前被缓冲，以减少其阻抗对滤波器跟踪参考生成器1430的响应的影响。

虽然图14C显示了可用于生成V_{adc_ref}的一个特定示例电路，但应理解的是，各种其他电路也可用于生成取决于跟踪组件的参考电压。应该注意的是，例如，如果一个分量特别稳定，则滤波器跟踪参考生成器1430可以主要只跟踪最不稳定的分量，并且仍然为系统稳定性带来实质性的好处，如稍后更详细描述的。此外，虽然在该示例中V_{adc_ref}基本上与跟踪分量的值的倒数成比例(其适合于跟踪积分器/低通滤波器的滤波器分量)，但是可能需要替代表征。例如，如果滤波器/积分器1410被配置为高通滤波器，则滤波器跟踪参考生成器1430可以被配置为输出与跟踪分量的值基本成比例的电压参考V_{adc_ref}。该示例在设备被配置为不连接到线圈2而是连接到具有与线圈2的频率响应相反的频率响应的不同类型的设备/部件的情况下可能特别有用。

图15A显示了根据本公开的另一个方面的系统1500。其目的与上述系统1400相同，但不是使用取决于跟踪分量的值的ADC参考电压，而是在信号路径中使用滤波器跟踪增益级1510，其中增益级1510的增益取决于增益级1510中的跟踪分量的数值。

积分器/滤波器1410和滤波器跟踪增益级1510可以被考虑在一起以形成信号处理电路/单元/模块，其中在输入处接收到的信号(例如，来自线圈2的信号)通过包括积分器/滤波器1410和滤波器追踪增益级1510两者的信号路径，并且被输出到ADC 1420。虽然图15A示出了信号路径中滤波器跟踪增益级1510之前的积分器/滤波器1410，但它们也可以在信号路径中以相反的顺序出现。滤波器跟踪增益级1510被配置为具有与积分器/滤波器1410的滤波器组件匹配的一个或多个跟踪组件，使得滤波器组件的值的任何变化都应当被跟踪组件的值中的相同变化所反映。滤波器跟踪增益级1510被配置为具有与积分器/滤波器1410的增益对滤波器分量的依赖性相反的对跟踪分量的值的依赖性的增益。更详细地，如果积分器/滤波器1410被配置为具有R和C滤波器组件的低通滤波器，则随着R和/或C的值增加，对于在感兴趣的频率范围内的信号，增益通常减小。在这种情况下，滤波器跟踪增益级1510被配置为具有基本上与跟踪分量的值成比例的增益，使得积分器/滤波器1410的增益的任何增加/减少通过滤波器跟踪增益级1510的增益的相应减少/增加来校正。

图15B显示了线圈2、积分器/滤波器1410和信号处理电路的输出V₁的频率响应。线圈2和积分器/滤波器1410的频率响应如前所述。可以看出，由于滤波器跟踪增益级1510的功能，输出V₁对于具有在操作范围内的频率的信号具有稳定的增益。换言之，滤波器跟踪增益级1510有效地跟踪滤波器分量的值的任何变化，并且基本上校正由滤波器分量的数值的变化引起的积分器/滤波器1410的频率响应的任何变化。因此，对于工作频率范围内的信号，系统1500的总增益应该是基本恒定的，并且与滤波器部件的值的变化无关。

图15C显示了滤波器跟踪增益级1510的一个非限制性示例设计。在该示例中，滤波器跟踪增益级1510基于具有跟踪分量C_m和R_m的反相增益配置放大器。分量C_m是与滤波器/积分器1410中的电容器匹配的电容器，并且被布置为开关电容器。部件R_m是与滤波器/积分器1410中的电阻器匹配的电阻器，并且被布置为反馈部件。在该示例中，增益基本上与C_m和R_m二者的值成比例，以便校正积分器/滤波器1410的分量中的任何变化，该积分器/滤波器在本示例中是低通滤波器。然而，滤波器跟踪增益级1510可替换地被配置为对C_m和R_m具有相反的增益依赖性，例如，如果积分器/滤波器1410被配置为高通滤波器。

该级的增益由放大器周围的反馈阻抗和来自开关电容器等效电阻器的输入阻抗与驱动阻抗的比率确定，这意味着增益与R_m/(1/(C_mF_ref))成比例。可以理解，开关控制信号F_ref和F_{ref_bar}可以在设计时设置为任何合适的固定开关频率，以实现开关C_m的所需有效阻抗。开关控制信号可以由任何合适的控制器设备/电路产生和控制，为了简单起见，图15C中未示出。电容器C₂可以被设置为平滑来自开关电容器输入的纹波所需的任何合适的值。可以附加地或替代地使用其他平滑滤波器方法。

在图14A和15A的布置中，滤波器跟踪电路(例如，图14A中的滤波器跟踪参考发生器1430和图15A中的增益级1510)具有与积分器/滤波器1410的滤波器组件匹配的跟踪组件，使电路能够跟踪滤波器组件值的任何变化。滤波器跟踪电路被配置为以依赖于跟踪部件的值的方式修改到ADC 1420的输入，并导致对所执行的数字转换的改变(通过改变ADC参考电压的大小或模拟输入的大小)，该数字转换校正由滤波器部件的值改变引起的积分器/滤波器1410的增益的任何改变。因此，可以看出，单个电路/单元既可以跟踪滤波器组件的值，又可以对系统的增益进行校正，从而消除了对单独表征电路的需要。

在图14和图15的示例中，滤波器跟踪电路包括两个跟踪组件——R_m和C_m。在一种替代方案中，这些组件中只有一个可以与其对应的滤波器组件匹配，另一个可以任意选择。例如，如果积分器/滤波器1410使用不应随时间显著变化的非常稳定的电阻器，则可能仅需要跟踪积分器/滤波器1410中的电容器的值。在这种情况下，R_m可以被选择为非常稳定的电阻器，但具有任何尺寸、构造和技术。在这种情况下，滤波器跟踪电路中的“跟踪组件”将仅包括C_m，C_m与滤波器中的电容器匹配，并将跟踪滤波器电容器随时间的任何变化。在替代方案中，如果滤波器中使用的电容器非常稳定(例如，是滤波器所在的IC外部的电容器)，R_m可以是唯一的“跟踪组件”，C_m可以是任意大小、构造和技术。

如前所述，滤波器跟踪电路、积分器/滤波器1410和ADC 1420可以一起形成用于耦合到诸如Rogowski线圈或空心电流互感器之类的设备的设备。设备的电路/单元可以全部形成在相同的IC上，或者不同的IC上并耦合在一起，或者使用PCB上的分立组件形成，等等。该装置和Rogowski线圈或空心电流互感器可以一起形成用于测量电流的系统。

本公开中描述的所有滤波器组件都是电阻器和电容器(即RC滤波器)。然而，滤波器部件可以替代地是电阻器和电感器(即RL滤波器)或电感器和电容器(即LC滤波器)。同样，相应的跟踪部件可以包括匹配电阻器、匹配电容器、匹配电感器中的任何一个或多个。

如图2所示，Rogowski线圈2两端产生的电压V(或电流传感器的变化率)随频率线性增加。理想地，在使用Rogowski线圈2的电流测量系统的电压或代码方面的输出表示的幅度将在感兴趣的频率范围内是平坦的，或者基本上是平坦的(即，对于具有在感兴趣频率范围内的频率的所有电流4，电流4的表示的幅度在很大程度上是频率不变的)。理想情况下，它在感兴趣的频率范围内也将具有接近线性的相位延迟，使得不同频率的内容将具有基本相同的组延迟并保持它们的相对关系。在诸如AC功率测量之类的应用中，不仅就电流测量本身而言，而且就电流和电压的其他测量通道而言，需要将基波和前10次或100次谐波保持在dB的分数和边际相位误差的特定误差带内。

如图8所示，低通滤波器或积分器因此可以耦合到Rogowski线圈的输出，以补偿Rogowsski线圈的增益对频率响应，从而提供平坦或相对恒定的频率响应60。低通滤波器还起到防止输出饱和的作用，从而限制系统在高频下的增益。低通滤波器的角频率相对于感兴趣的频率范围的位置确定了感兴趣区域中的总响应的SNR与幅度响应平坦度和相位响应线性之间的平衡。角频率可以位于感兴趣的频率范围(即，电流传感器系统被配置为测量的电流频率的范围)以下至少一个数量级，以管理该要求。然而，这可能需要低通滤波器中的大电阻器和电容器值，并且可能导致热噪声和漂移的问题。

图16显示了电流测量装置1600，包括载流导体4、罗氏线圈2以及多个系统块1602、1604、1606和1608。Rogowski线圈2的输出被提供给模拟积分器或低通滤波器1602的输入，其对Rogowsski线圈2的输出来进行积分。模拟积分器1602的输出被提供给抗混叠滤波器1604的输入，其提供抗混叠功能(尽管应当理解，模拟积分器1602和抗混叠过滤器1604可以相反地定位)。抗混叠滤波器1604的输出被提供给模数转换器ADC 1606，ADC 1606以ADC采样时钟速率操作并将抗混叠过滤器1604的模拟输出转换为数字信号。抗混叠滤波器1604可以有效地确保在采样频率之前的信号频率处的系统增益正在减小，并因此避免采样过程中的噪声和信号折叠。ADC 1606的数字输出被提供给数字滤波器/能量计算电路1608。在ADC1606处或之前可能存在增益级(例如，作为ADC 1606的一部分，或在抗混叠滤波器1604之前，或作为模拟积分器1602的一部分)由于模拟积分器1602衰减感兴趣频带中的信号，并且可能需要增加信号以管理信号处理链的噪声和其他误差源以保持精度要求合理。包括增益级的最正常的位置是在模拟积分器1602内，尽管其他位置也是可能的，如上所述。

电流测量装置1600的每个部分提供不同的频率响应或传递函数，影响通过它的信号的增益和/或相位。在每个系统块1610-1640下面是相应系统块对信号幅度的影响的幅度/增益图。每个幅度图中的实线是该图上方的相应系统块的幅度响应或传递函数。每个幅度图中的虚线是直到并包括该图上方的相应系统块为止的系统块的累积或组合幅度响应或传递函数。

Rogowski线圈2提供幅度随着频率1610而增加的信号，该信号表示测量电流的积分。如上所述，希望系统1600的最终测量输出信号不随频率增加，因此在信号路径中提供模拟积分器1602。模拟积分器1602具有提供幅度响应1612的传递函数，该幅度响应1612随着积分器1602的角频率1614以上的频率而减小。Rogowski线圈2和模拟积分器1602的组合响应因此是平坦的1616，或者基本平坦的，高于积分器1602的角频率1614。积分器1602可以被配置为使得它具有低于系统的感兴趣的频率范围1618(即，系统被配置为测量输入信号的输入信号的频率范围)的角频率1614。通过将角频率1614定位在感兴趣的频率范围1618以下，Rogowski线圈2和模拟积分器1602的组合响应1616在感兴趣频率范围1618内基本上是平坦的。

模拟积分器1602的输出被提供给抗混叠滤波器1604的输入。抗混叠滤波器1604是可选组件，通过限制ADC 1606之前的信号带宽来提供改进的性能。因此，抗混叠滤波器1604的响应或传递函数1620可以被视为具有角频率的滤波器，该角频率被设置为低于ADC采样时钟频率或ADC采样率，并且经常显著高于感兴趣的频率范围1618，从而不影响它。Rogowski线圈、模拟积分器1602和抗混叠滤波器1604的组合幅度响应因此在ADC采样率之前以更高的频率衰减。

抗混叠滤波器1604的输出被提供给ADC 1606以提供模数转换。理想地，ADC 1806不提供信号的幅度响应的任何变化，因此没有示出幅度图。可选地，抗混叠滤波器1604和模拟积分器1602的位置可以互换，但在图16所示的位置，从模拟积分器1602的有源实现引入的任何高频噪声在从ADC 1606折回之前都会被抗混叠过滤器1604衰减。

ADC 1606的输出通常随后被提供给带限数字滤波器和/或能量计算系统1608。带限数字滤波器1608提供幅度响应1624，该幅度响应对ADC 1606的输出进行急剧带限，使得总输出信号1626在感兴趣的频率区域1618之外被急剧带限。例如，数字滤波器可以包括高阶高通滤波器(HPF)，以去除低于被测量的能量系统的基波的噪声，例如对于50Hz的基波为20Hz。HPF功能也可能是有用的，因为在创建早期滤波器(例如，模拟积分器1602和/或抗混叠滤波器1604)的信号路径中、在ADC 1604中和/或在提高SNR所需的任何增益级中的有源电路可能在DC处引入偏移，这将是假信号，因为传感器2本身仅测量AC信号。数字滤波器1608还可以包括低通滤波器(LPF)，以减少高频下的噪声，并仅允许平坦(或基本平坦)响应的区域通过。例如，LPF可以配置为允许信号通过高达3.2kHz的频率，以允许60Hz基波的所有前50个谐波通过并清晰地截止到第53个谐波之外。

电流测量通常用于能量或功率计算，包括将测量的电流与电压测量值相乘(为了简单起见，图16中未显示)。这本身，由于电压通道的强基波和谐波含量，可能就像执行一系列窄带滤波器一样，但它仍然可以通过尖锐的频带定义滤波来增强，以避免过量的带外噪声的积累，该滤波可以在功率计算的组合后进行，并且仍然有效。

应当理解，数字滤波器和/或能量计算单元1608可以完全省略，或者可以被配置为仅执行数字滤波以对ADC 1606的输出进行频带限制，或者仅执行功率/能量计算。

图17显示了图16的模拟积分器1602的bode图，其中角频率低于电流测量装置1600的工作频率范围(也称为感兴趣的频率范围)。bode图可以被认为表示积分器1602的频率响应，示出滤波器的频率幅度响应或频率增益响应(即滤波器的增益如何随信号频率变化)和频率相位响应(即，滤波器如何根据信号频率改变信号相位)。从这里开始，“频率响应”是一个术语，用于包括频率幅度响应和频率相位响应。图17的bode图以简化的对数刻度表示，例如，3dB点以下增益图的滚降显示为直线。在3dB点以上，低通滤波器的增益为-20dB/10decade。值得注意的是，通过提供低3dB点，系统更不受输出饱和的影响，但在感兴趣的频率区域内提供较低的增益。

与输入信号的相位相比，模拟积分器1602导致输出信号发生高达-90°的变化，这取决于信号的频率。通过提供一个在感兴趣频率范围之外的3dB点，例如，如图17所示，在感兴趣的频率范围以下一个数量级，相位的大部分变化(如果不是全部的话)发生在感兴趣区域之外的信号频率处。因此，在感兴趣的频率范围内可能仅存在小的相位变化，在某些情况下，这在很大程度上可以近似于在感兴趣频率范围上的线性相位变化。在某些情况下，如果感兴趣区域的相位变化差异很小，则可以忽略该差异。在其他一些情况下，其近似为线性允许通过延迟进行简单的校正。积分器或低通滤波器1602还用于防止输出饱和，至少部分地补偿Rogowski线圈2的增益对频率响应，并设置从积分器或低通滤波器1602输出的信号的最大增益。

图18显示了电流测量设备1800，该设备通过数字积分器方法在感兴趣的频率上重建整个系统1800的近似平坦的响应。它包括载流导体4、Rogowski线圈2以及多个其他系统块1802、1804、1806、1808和1810。Rogowski线圈2的输出被提供给带限滤波器1802的输入。带限滤波器1802的输出被提供给可选的抗混叠滤波器1804的输入，该滤波器提供抗混叠功能。抗混叠滤波器1804的输出被提供给模数转换器ADC 1806，ADC 1806以ADC采样时钟速率操作并将抗混叠过滤器1804的模拟输出转换为数字信号。ADC 1806的数字输出被提供给数字积分器1808，该数字积分器对ADC 1806的输出进行积分。数字积分器1808的输出被提供给数字滤波器和/或能量计算电路1810，其提供带限滤波和/或能源/功率计算。

因此，可能希望减小或去除Rogowski线圈2提供的随频率增加的增益。此外，Rogowski线圈2在高频下的输出可以使连接到线圈2的下游电路或系统饱和，例如放大器或ADC。Rogowski线圈检测到的高v＝di/dt脉冲，例如短持续时间的大电流脉冲，可能导致诸如ADC 1806和/或放大器的下游电路饱和，因为线圈2的频率响应使得输出电压将非常大。

可能有高达10’s A/uS的电流信号通过导体4，这可能在线圈2处引起100’s mV或伏特的瞬时电压，与正常信号的mVs范围形成对比。这可能导致高频下的信息丢失，但更重要的是，通过对削波信号的整流，在数字积分器1808之后的响应损坏，如果相对于测量电压处于正确的相位，则可能导致100％功率的误差。此外，在极端情况下，它还可能对系统1600中的至少一些电路造成潜在损坏。

Rogowski线圈2提供幅度随着频率1610而增加的信号，其表示所测量的电流的积分。带限滤波器1802具有传递函数，该传递函数提供幅度1812，该幅度随着带限滤波器1802的角频率1818以上的频率而减小。Rogowski线圈2和带限滤波器1802的组合响应因此在带限滤波器1802的角频率1818之上是平坦的1816。限带滤波器1802可以被配置为使得它具有高于系统的感兴趣的频率范围1618(即，系统被配置为测量输入信号的输入信号的频率范围)的角频率1818。通过提供高于感兴趣的频率范围1618的角频率1818，Rogowski线圈2和带限滤波器1802的组合响应1816在高于感兴趣频率范围1618。值得注意的是，通过提供高拐角频率点，该系统不太容易受到快速di/dt信号的输出饱和的影响，并且仍然凭借Rogowski线圈2的频率幅度响应提供超出感兴趣的频率区域的高增益。对快速di/dt的抑制由它们持续的时间和它们的幅度、该带限滤波器1802的极点和信号处理链的动态范围(如果用有源电路实现，则ADC范围或带通滤波器允许的信号摆动)来确定。以两倍于另一个信号的速率倾斜的输入电流信号，但其斜坡持续时间为其一半的输入电流将具有来自传感器和限带滤波器组合的大致相同的峰值输出电压，前提是限带滤波器的频率足够低，意味着所表示的边缘都被滤波(即高于3dB点)。

可选地，可以有增益级作为带限滤波器1802的一部分，或者在抗混叠滤波器1804之前，或者作为ADC 1806的一部分来管理信令链的噪声和其他误差源，以保持精度要求合理。

频带限制滤波器1802的输出被提供给抗混叠滤波器1804的输入。如关于图16的电流测量设备所指出的，抗混叠滤波器1804是一个可选组件，通过在将信号带宽提供给ADC1806之前限制信号带宽来提供改进的性能。因此，抗混叠滤波器1804的响应或传递函数1820可以被视为具有角频率的滤波器，该角频率被设置为低于ADC采样时钟频率或ADC采样率，并且通常显著高于感兴趣的频带，从而不影响它。线圈2、限带滤波器1802和抗混叠滤波器1804的组合幅度响应因此在ADC采样率之前以更高的频率衰减。可选地，抗混叠滤波器1804和带限滤波器1802的位置可以互换，但在图16所示的位置，从带限滤波器1802的有源实现引入的任何高频噪声在从ADC 1806折回之前都会被抗混叠过滤器1804衰减。在一些情况下，带限滤波器和抗混叠滤波器可以组合成二阶或更高阶滤波器。

抗混叠滤波器1804的输出被提供给ADC 1806以提供模数转换。理想地，ADC 1806不提供信号的幅度响应的任何变化，因此没有示出幅度图。

ADC 1806的输出被提供给数字积分器1808。数字积分器对ADC 1806的输出进行积分，使得数字积分器1808的输出处的组合幅度响应1826在感兴趣的频率范围内是平坦的。数字积分器通常以非理想形式实现，以避免任何DC内容累积并使数字积分器1808饱和。这可以通过在数字积分器1808之前具有数字HPF来补充或替代，以在防止DC内容使数字积分器1804饱和方面具有相同的效果。

最后，数字积分器1808的输出被提供给数字滤波器和/或能量计算系统1810，其可以具有与上面参考图18描述的数字滤波器和/或能量计算单元1608相同的设计和功能。

图20显示了图18的响应限带滤波器的bode图，其中限带滤波器1802的角频率高于电流测量装置1800的工作频率范围(也称为感兴趣的频率范围)。bode图可以被认为表示带限滤波器1802的频率响应，示出滤波器的频率幅度响应或频率增益响应(即滤波器的增益如何随信号频率变化)和频率相位响应(即，滤波器如何根据信号的频率改变信号的相位)。

根据信号的频率，限带滤波器1802使输出信号与输入信号相比发生高达-90°的相位变化。通过设置在感兴趣频率范围之外的角频率1818，例如，如图19所示，在感兴趣的频率范围之上一个数量级，相位的大部分变化发生在感兴趣区域之上的频率处。因此，在感兴趣的频率范围内可能仅存在小的相位变化，其可以在很大程度上近似于在感兴趣频率范围上的线性相位变化。在某些情况下，可以忽略整个感兴趣区域的这种相位变化差异，因为它非常小。在其他情况下，它可以近似为线性，这允许通过延迟进行简单的校正。

当考虑系统1600和1800时，具有相对低的角频率、3dB点或断点(即，远低于感兴趣的频率范围的3dB点，例如模拟积分器1602)的模拟滤波器可以通过降低系统在高频下的增益来提供相对良好的输出饱和防止。然而，包含在高频谐波中的信息可能会丢失。具有相对高的角频率、3dB点或断点的低通滤波器(即，远高于感兴趣的频率范围的3dB点，例如带限滤波器)可以提供不太好的输出饱和防止，因为在较高频率下的高增益不限于相同的程度。

与模拟积分器1602相比，数字积分器1808可以提供改进的响应稳定性，因为它不依赖于大模拟分量的稳定性，并且这可以提高信噪比(SNR)。然而，存在与带限滤波器1802的位置相关的折衷：增加其角频率，并且变得更难用具有合理动态范围电子器件(例如ADC范围和本底噪声)的快速di/dt信号来防止饱和；降低其角频率，并且频带限制滤波器1802可能在幅度和相位方面对感兴趣频带的响应具有不利影响。如果系统需要覆盖最低频率和最高频率之间更宽的几十年比率，这将变得更加困难，正如在能量测量系统中越来越多的情况一样。

感兴趣区域内的幅度/幅度变化和非线性相移是不希望的，因为这意味着一些测量的频率内容(例如，一些谐波)将相对于其他测量的频率成分(例如，基波分量)衰减或相移，这降低了测量的准确性。图16和17的低角频率模拟滤波器示例和图18和19的高角频率模拟滤波示例都具有发生在感兴趣频率区域1618之外的信号频率处的大部分变化，使得感兴趣区域内的模拟滤波器的频率相位响应可以被认为是小的，例如其影响很小。例如，它可以被认为在感兴趣的范围内是平坦的，或者在感兴趣区域内以基本上线性的方式变化(这可以很容易地通过使用延迟来补偿)。这是通过将滤波器1602/1802的角频率设置为远在感兴趣区域之外，例如一个数量级或十年之外来实现的，从而防止相移对感兴趣区域内的信号产生重大影响。

虽然图17和19显示相位变化在感兴趣的频率范围内是平坦的，但这是一种理想化的表示。实际上，在感兴趣的频率范围1618内可能存在小的相移。然而，由于大部分相移发生在感兴趣的频率范围1618之外，所以发生在感感兴趣的频带内的小相移基本上是线性的。

图20有助于更详细地解释带限滤波器1802的功能，并显示了di/dt传感器(如Rogowski线圈2)对导体1中电流尖峰的响应。电流尖峰由参考数字2530指示，其具有快速上升沿di/dt和较慢下降沿响应。由于线圈响应的等效模型可以被建模为Ldi/dt，这在di/dt传感器的输出2511处转变为很大的阶跃电压响应2540，其中L是线圈对导体4中的电流I的响应的等效电感。与对负边缘的响应相比，从更快的正边缘到负边缘的正阶跃响应具有更高的幅度和更短的持续时间，负边缘是较小的负向阶跃。频带限制滤波器1802响应于输入信号2511而输出信号2512。信号2512的性质取决于带限滤波器1802中的RC值和信号2511的时间。图20显示了信号2512的两个示例。第一个由附图标记2550所示的虚线表示，第二个由附图标号2555所示的实线表示。示例2550对应于具有相对高频极点的带限滤波器1802，示例2555对应于具有比较低频极点的带限制滤波器1802。更高频率的极点滤波器输出2550更接近地响应输入信号2511并获得更高的电压，但是如果这超过下一级的最大可接受电压，在这种情况下是ADC 1806的最大电压范围2525，则这可能是一个问题，因为将发生削波(由参考数字2560指示的虚线表示，示出了由ADC 1806输出的数字信号2521的表示)。如果在ADC 1806的输出处存在数字积分器1808，则这将导致信号重构中的误差。低频极点滤波器输出2555对输入信号2511的响应不那么快，这意味着其幅度不应超过下一级的最大可接受电压。这可以从2565所示的销售线看出，其示出当带限滤波器1802具有相对低频极点时，ADC 1806的输出不被削波。虽然该信号在某些方面可能看起来更差，但发明人已经认识到，它在被数字积分后更好，因为它是线性操作，并且带限滤波器1802和积分器1808的响应被同等地转换为组合响应，而没有削波的整流效果。为了获得对来自带限滤波器1802的高频极点示例的di/dt信号的等效弹性，将需要具有更大动态范围的ADC 1806，这是有代价的。图19中所示的例子只是有代表性的，有助于解释高di/dt信号和信号饱和/削波的影响-也可能有放大级和/或抗混叠滤波器，信号饱和问题可能不仅与最大ADC 1806输入范围有关，还可能与其他因素有关，如允许的电压范围，以防止电路损坏。研究表明，di/dt信号引起的信号饱和问题可能非常严重，最近的一些研究表明，当来自开关电源的di/dt在1A/uS范围内时，智能电表可能容易受到100％的虚假功率测量。

图21显示了由模拟积分器1602或带限滤波器1802(两者都用作滤波器)在感兴趣的频率范围1618内引入的相移2002。由于感兴趣的频率范围远离模拟积分器1602或模拟带限滤波器1802的角频率，所以该相移在感兴趣的频带内近似线性。在感兴趣的频率范围内，相位响应的基本线性变化等于滤波器的恒定组延迟，这可以在稍后的系统中通过延迟或插值来容易地校正。

在电力测量系统中，例如家用或工业公用事业计量表，测量电压和电流以计算总能量/功耗。因此，已知电压和电流之间的相位关系可能是重要的。通过使用例如Rogowski线圈2测量电流，并设置耦合到线圈的积分器1602或限带滤波器1802的角频率，使得其远在感兴趣的频率范围之外，如果电流和电压测量电路中的每一个的总组延迟基本上恒定，则可以以简单的方式补偿由电流和电压测试电路引入的测量电压和电流信号之间的任何相对相移。在图16和图18的例子中，模拟积分器1602或模拟限带滤波器1802都具有基本恒定的组延迟，因为它们的角频率远在感兴趣的频率范围之外，这有助于实现系统1600和1800整体上基本恒定的组延迟。

图22显示了允许执行功率计算的系统2100。系统2100包括电压路径和电流路径，其中电压路径被配置为确定被测电压，而电流路径确定被测电流。

电压路径包括分压器2102或任何适合于测量电压的装置。分压器2102的输出被提供给抗混叠滤波器2104，其限制信号的带宽。抗混叠滤波器的输出被提供给西格玛-德尔塔ADC 2106或任何其他合适的ADC，然后被提供给可选的再采样器2108。可选的重新采样器的输出被提供给功率计算系统或处理器2116。

电流路径包括电流传感器2110，例如图16或图18所示的Rogowski线圈。电流传感器2110的输出被提供给电流处理设备2112。电流处理设备2112可以包括图16的系统，包括模拟积分器1602、抗混叠滤波器1604、ADC 1606和数字滤波器1608。或者，电流处理设备2112可以包括图18的系统，包括限带滤波器1802、抗混叠滤波器1804、ADC 1806、数字积分器1808和数字滤波器1810。电流处理路径的输出被提供给可选的再采样器2114，然后被提供给功率计算系统2116。

在当前处理系统2112是图16或图18所示的系统的情况下，系统2112引入的相移在感兴趣的频率区域上基本上是线性的，如图20所示，这意味着系统2112在感兴趣范围上具有基本上恒定的组延迟。假设电压路径在感兴趣的范围内也具有基本恒定的组延迟，这允许简单地执行测量的电压和电流信号的校准，例如通过将电压或电流信号中的一个有效地延迟导致两个信号经历相同组延迟的量。可以使用可选的重新采样器2108/2114或者通过重新定时ADC 2106的采样来校准组延迟。在过采样西格玛-德尔塔转换器的情况下，这可以通过将sinc滤波器(或其他滤波器)重置为在不同的时间点开始，以高得多的频率调制时钟的粒度来实现。

当模拟积分器/带限滤波器的角频率在感兴趣的频率范围内时，在感兴趣频率范围内引入非恒定组延迟(因为跨越频率范围的相移是非线性的)。然而，发明人已经认识到，通过配置模拟滤波器(例如，积分器或限带滤波器)的角频率在感兴趣的频率范围内的系统，可以更精细地控制防止信号饱和与提供具有有限动态范围的良好SNR之间的平衡。以前，具有角频率低于或高于感兴趣的频率范围的模拟滤波器的系统通常必须将角频率设置为感兴趣频率范围之外的一个数量级或大小，这使系统向非常好的饱和防止但较差的SNR倾斜(当角频率较低时)或者非常差的饱和防止但是良好的SNR(当拐角频率较高时)。

图23显示了包括载流导体4和Rogowski线圈2的电流测量系统。虽然以下的描述涉及Rogowski线圈，但是可以使用不同类型的电流传感器/电流转换器来代替Rogowski线圈2，例如电流分流器。Rogowski线圈2的输出被提供给滤波器2210的输入，然后被提供给ADC2220。在该示例中，滤波器2210是低通滤波器，例如积分器或带限滤波器，但根据应用，它也可以是任何其他类型的滤波器，例如高通滤波器。该示例中的滤波器2010用于防止输出饱和，并且至少部分地补偿Rogowski线圈2的频率幅度响应，并且设置系统的最大输出增益。图23的设备可以配置为使得滤波器2210的角频率在系统感兴趣的频率范围内，如图24所示。因此，滤波器2210可以被视为带限滤波器和模拟积分器之间的混合，具有用于带限滤波器的角频率和模拟积分器的角频率之间的角频率。

图24显示了滤波器2210响应的频率增益和频率相位图。感兴趣的频率范围可以是预定频率范围，在该预定频率范围内电流测量系统被配置为测量电流I。例如，角频率可以在被测量的基本信号的频率和感兴趣的最大谐波的频率之间的某个地方。对于AC干线系统，对于某些应用，基波可以是50Hz、60Hz或400Hz，并且可能对高达100次谐波(用于电能质量评估)或高达例如10KHz、20KHz、50kHz的信息感兴趣，用于负载分解计算，或者对于断路应用，甚至更高。因此，感兴趣的频率范围可以是，例如，50Hz到5000Hz，或者60Hz到60000Hz，或者400Hz，到40kHz，或者50Hz到10kHz，或者50Hz-20kHz，或者50Mz-50kHz，或者50z-100kHz，等等。将角频率定位在感兴趣的频率范围内允许更精细地控制防止输出饱和与提供良好SNR之间的平衡。然而，如图24所示，滤波器2210引入的相移在感兴趣的频率范围内显著变化，因此在使用电流的数字输出测量值来计算功率测量值时，不能忽略它。此外，在感兴趣的频率范围1618上引入的相移是非线性的，导致在感兴趣频率范围上的非恒定组延迟，这意味着不能使用参考图21描述的技术来校正它。除了非线性频率相位响应之外，滤波器2210的频率幅度响应在感兴趣的频率范围内是非线性的，使得与滤波器2210组合的Rogowski线圈2的总体频率幅度响应不是恒定的或平坦的。

图25显示了Rogowski线圈2的频率幅度响应2410。如前所述，Rogowski线圈2提供随频率增加的增益。滤波器2210的频率幅度响应2420包括感兴趣的频率范围内的角频率。Rogowski线圈2和积分器2210的组合幅度响应如图25的下图所示。为了方便起见，组合的幅度响应可以分为两部分来考虑，第一部分2430在滤波器2210的角频率以下，第二部分2440在滤波器2210的角频率以上。在角频率以下，在滤波器2210的通带中，组合幅度响应2430实际上保持与Rogowski线圈2的幅度响应相同。在角频率以上，在滤波器2210的阻带中，滤波器2210用于补偿Rogowski线圈2在高频下增加的增益，提供相对恒定或平坦的频率幅度响应2440，有助于解决快速di/dt处理的挑战。

因此很清楚，提供包括在感兴趣的频率范围1618内的角频率的滤波器2210导致系统的相位响应/组延迟和系统的幅度响应两者的问题。然而，发明人已经认识到，与更传统的限带滤波器(如图18所示)相比，在感兴趣的频率范围内具有滤波器的角频率是有好处的。该优点在于，该系统在防止由快速di/dt信号引起的信号饱和与提高系统的SNR之间实现了更好的平衡。。

图26示出了根据本公开的一个方面的系统，该系统包括数字均衡器2650以及滤波器2210，滤波器2210的角频率可以在如图23所示的感兴趣的频带中。均衡器2650可以被配置为完全或部分地补偿以下中的至少一个：滤波器2210在感兴趣的频率范围内的相位响应；和/或滤波器2210在感兴趣的频率范围内的幅度响应。均衡器2650的补偿可以是使信号路径的总相位响应线性化，使得在感兴趣的频率区域中，总组延迟可以近似为恒定或基本恒定的组延迟。均衡器2650可以经由数字积分器2640从ADC 2220接收滤波后的电流测量信号(尽管可替换地，可以交换信号路径中的数字积分器2640和均衡器2650的顺序)，并且通过滤波器2210的频率响应的知识来补偿滤波器2210。例如，在滤波器2210是RC滤波器(由串联电阻器和并联电容器组成)的情况下，均衡器2650可以具有RC滤波器的分量值的知识，并且被配置为在感兴趣的频率范围内提供部分反相的相位响应。例如，均衡器2650可以包括数字滤波器，该数字滤波器有效地调用对测量信号内的不同频率分量的不同时间延迟(通过非限制性示例的方式，测量信号内未经历滤波器2210相移的第一频率分量可以被均衡器2650延迟引起-180°相移的量。测量信号内经历滤波器2210的-45°相移动的第二频率分量可以由均衡器2650推迟引起170°相移位的量，使得第一和第二频率成分现在对准为具有与频率的线性相位差。这导致滤波器2210和均衡器2650的组合具有恒定或基本恒定的组延迟)。换言之，均衡器2650可以通过将电流测量信号内的每个频率分量延迟取决于该频率分量的频率的量来补偿滤波器2210在感兴趣的频率范围内的相位响应的变化，使得所有频率分量经历近似净线性相移和近似线性相移在感兴趣的频率范围上的恒定组延迟。或者，均衡器2650可以接收滤波器2210的表征，其可以包括关于滤波器2210结构的信息(例如，如果滤波器是RC低通滤波器，则RC值)或者指示滤波器2210的至少部分频率响应本身的信息(例如，滤波器2210在感兴趣的频率范围上的频率相位响应和/或频率幅度响应，和/或关于滤波器2210角频率的信息，因为这定义了需要均衡的点)。

图26还显示了一个可选的抗混叠滤波器2620，其操作如前面关于图18所述。ADC2220将滤波器2210的模拟输出信号转换为数字信号，将数字信号提供给数字积分器2640。数字积分器可以是非理想的，并且包括低于感兴趣的频率范围1618的角频率。均衡器2650可以被配置为补偿以下中的至少一个：低通滤波器在感兴趣的频率范围内的相位响应；和/或Rogowski线圈2和积分器2610在数字积分器2630的角频点以下的组合幅度响应。它还可以部分地补偿包括SINC滤波器的ADC的响应，这可能是过采样转换器中的情况。

均衡器2650可以被配置为使得其提供当与滤波器2210的相位响应组合时在感兴趣的频率区域1618内是线性的相位响应。组合的响应可以包括在感兴趣的频率范围上的基本上线性的相移1618，从而导致基本上固定或恒定的组延迟(这很容易补偿)。术语“基本”线性相位响应和“基本”平坦或恒定组延迟是指当相对于其他测量补偿组延迟时，在感兴趣的频率范围内的相位响应和组延迟分别足够线性和恒定，以满足测量系统的测量精度要求通道(例如电压测量通道)被考虑在内。换言之，这意味着在感兴趣的频率范围内相位响应的任何非线性(以及相应地在感兴趣频率范围内组延迟的任何变化)由模拟滤波器2210引起的，被降低到意味着可以满足最小测量精度要求的程度(例如，电流测量精度要求，或者当电流测量系统是功率/能量测量设备的一部分时的功率/能量度量精度要求)。

均衡器2650补偿(或减少/消除/校正)滤波器2210的相位响应的影响。均衡器2650可以针对信号中的每个不同频率分量将接收到的信号延迟不同的量，使得相移在感兴趣的频率范围1618上基本上是线性的。均衡器2650还可以或可替换地被配置为提供幅度响应，该幅度响应补偿(或减少/消除/校正)信号链中的其他块(即，电流传感器2、滤波器2210和可能存在的任何其他信号处理块)的组合幅度/增益响应的变化。

均衡器2650提供的用于补偿感兴趣的频率范围上的幅度和/或相位响应的变化的响应可以取决于滤波器2210的表征。滤波器2210的表征的一个例子是滤波器2210断点或转角频率的确定。由此，可以将均衡器2650配置为根据通过测量系统的信号的频率来应用适当的幅度和/或相位补偿。滤波器2210可以在制造时被表征，并且均衡器2650在制造期间基于该表征被配置。

图27显示了根据本公开的一个方面的另一个电流测量系统。它类似于图26，但构成滤波器2210的RC滤波器表征的全部或部分测量值被提供给均衡器2650。该测量值可以存储在与滤波器2210相同的集成电路上，例如，它可以内置在相同的可编程增益放大器IC中，或者内置在可编程增益放大和ADC集成电路中。或者，它可以以任何其他合适的方式存储，例如存储在存储器单元内。可以通过向滤波器2210提供测试信号并在系统的初始配置/校准期间观察滤波器2210的输出来获得测量值。为了简单起见，图27没有包括数字积分器的表示，但可以包括如图26所示的数字积分器。

虽然提供具有滤波器2210的存储表征的系统可能是有益的，但是提供允许表征随着时间的推移而更新的系统也可能是有利的，使得可以随着构成滤波器2210组件的值的漂移来调整均衡。

如图5所示，随着时间的推移，分量值的漂移，或组成不同低通滤波器的分量之间的差异，都会导致滤波器的角频率发生变化或不同。在系统被配置为使得角频率低于感兴趣的频率区域一个数量级的情况下，这可以向Rogowski线圈2和低通滤波器的组合信号添加固定偏移。然而，以角频率为中心的相位响应的变化几乎没有影响，因为它们在感兴趣的频率范围之外。在角频率在感兴趣的区域内的情况下，由分量漂移引起的移动角频率的影响被强调，因为它改变了感兴趣的频率范围内的系统的相位响应，它改变了接近或超过滤波器2210的断点的信号频率的增益偏移的幅度。

图28显示了滤波器2210在三个不同频率下的角频率示例。随着时间的推移，分量漂移可能导致角频率从这些频率中的一个漂移到另一个。这导致在感兴趣的频率区域内出现三个不同的相位响应，以及本公开中先前描述的增益响应问题。

图28所示的不同拐角频率/滤波器表征也存在于制造时不同滤波器的表征中。例如，由于制造变化，第一滤波器可以具有f0的角频率，而第二滤波器可以具有f1的角频率。如果所有电流测量系统都接收到相同的均衡，它们将不能正确地均衡不同的响应。

为了克服这个问题，均衡器2650可以被配置为通过使用如图29所示的表征电路2910对滤波器2210进行表征来周期性地或间歇性地更新其提供的均衡器。为了简单起见，图29没有包括数字积分器的表示，但可以包括如图26所示的数字积分器。表征电路2910可以被配置为表征滤波器2210的频率响应，并将该表征输出到均衡器2650。滤波器2210的这种表征可以使用上述描述中描述的方法和/或电路来执行。例如，可以使用关于图9的方法和/或电路来执行表征化，其中，如果滤波器2210包括RC电路，则表征电路100包括电容器72和电阻器70的副本，例如三个复制电容器72a、72b和72c以及三个复制电阻器70a、70b和70c，它们被布置为在运算放大器102的反馈回路。这在表征电路内形成了自维持振荡器，其具有与滤波器内的电容器72和电阻器70的RC时间常数可靠相关的频率。根据RC时间常数，可以确定频率响应(即滤波器2210的频率幅度响应和频率相位响应)，并且均衡器2650被配置为减少滤波器2210在感兴趣的频率区域内的不期望的影响。该技术有效地针对用于制造滤波器2210的组件的匹配复制品。如果一种组件类型特别稳定，也可以只跟踪和更改另一种组件以提供可接受的补偿。

或者，表征可以采用图11的系统的形式，该系统显示了一个振荡器电路，其中电阻器210和电容器220被提供在施密特反相器230周围的反馈回路中，以形成振荡器。应该理解的是，图9和图11表示如何实现表征电路2910的两个非限制性示例，并且它可以以能够实现滤波器2210的表征化的任何其他方式来实现(例如，滤波器2210转角频率的识别，使用该识别可以确定滤波器2210频率响应)。

一旦系统已经确定了滤波器2210的频率响应表征，就可以使用均衡电路2650应用增益和/或相位校正。因此，假设由表征电路2910测量的RC分量由于环境或其他温度变化而向上漂移1％，并且对应于所测量的输出对于被测量的电流信号的至少一些频率高出X％，则均衡器2650可以将这些频率下的相应衰减引入信号链中以补偿RC漂移。类似地，可以调整相位均衡。虽然滤波器2210在这里被描述为包括电阻器和电容器(即RC滤波器)，但是滤波器部件可以替代地是电感器和电容器。同样，表征电路2910内的相应跟踪部件可以包括匹配电阻器、匹配电容器、匹配电感器中的任何一个或多个。

滤波器2210的表征化可以在系统的启动阶段期间发生，而不是在系统运行时连续发生，此时均衡器2650的频率响应被更新。或者，滤波器2210的表征化可以在系统操作期间周期性地或间歇性地发生，均衡器2650的频率响应随着每个新的表征化而更新。可替换地，表征化可以在制造期间或在系统开始操作之前发生，并且均衡器2650的频率响应从该点开始是固定的。与滤波器2210在系统的整个操作过程中连续表征的系统相比，提供在启动时考虑滤波器表征的系统可以减少功耗。在表征化由表征电路2910更新的情况下，均衡器2650可以被配置为基于表征化来修改相位响应和/或幅度响应的补偿。

可选地，在表征化周期性地或间歇性地发生的情况下，可以将表征化与先前存储的表征化(例如，作为LUT 3010的一部分或其他地方存储)进行比较。先前存储的表征可以是设备制造/校准时的表征，或最近的先前表征，或先前表征的运行或窗口平均值。如果差值大于预定的阈值量，则可以设置错误标志，指示系统中可能存在错误，例如由于电流传感器篡改。该错误标志可以从测量系统输出到任何其他合适的实体以进行进一步调查。

图30显示了如何实现数字均衡器2520的示例。均衡器2650可以是包括滤波器系数查找表(LUT)3010的数字部件，其中滤波器2210的RC值或表征的知识可以用于在LUT 3010内找到FIR滤波器均衡器3020的设置，该设置应当补偿信号路径中的其它部件的组合相位和/或幅度响应。滤波器系数LUT 3010可以向FIR滤波器均衡器3020提供系数以设置FIR滤波器3020的表征，从而提供通过FIR滤波器3022的信号的适当均衡。FIR滤波器3020可以具有2，3，4，5或更多抽头，并且FIR滤波器3020可以被制成非对称FIR滤波器，允许其补偿由滤波器2210引入的非线性相位延迟失真。虽然图30示出了FIR滤波器3020，但数字滤波器2650也可以是IIR滤波器。然而，FIR滤波器有利地没有稳定性问题，并且定点要求更易于设计和实现。LUT 3010的使用可以允许最小抽头用于FIR滤波器3020，并且LUT 3010的内容可以由优化器生成，该优化器搜索滤波器断点的给定量化测量的最佳解，而不需要通过相干方程来计算每个点的系数。尽管只有有限数量的完美解决方案，但这可能导致可实现的相位线性度和幅度平坦度性能与实现成本之间的可接受的折衷。为了简单起见，图30没有包括数字积分器的表示，但可以包括如图26所示的数字积分器。

图31显示了图30系统的相位和组延迟示例，包括用作均衡器的滤波器2210、ADC2220和FIR滤波器3020。该系统被设置为补偿0和8000Hz的感兴趣频率范围内的相位和组延迟。然而，该范围应当被认为仅仅是一个非限制性示例，并且感兴趣的频率范围可以是任何其他范围，例如10-1000Hz、10-2000Hz、20-3000Hz、20-4000Hz、250-6000Hz、10-8000Hz、20-10000,20-16000Hz等。AC系统感兴趣的频带可以从低于基频(例如，50或60Hz)到接近所使用的数字化器的带宽，例如可以数字化信号的∑-Δ转换器SINC滤波器的3dB点。例如，对于电机控制或电路断路等应用，感兴趣的频带可以在例如10-1000kHz之间高得多。

图31前三行的图表分别显示了滤波器2210、ADC 2220和FIR滤波器3020的效果。最后一行示出滤波器2510、ADC 2530和FIR滤波器3020的复合或组合响应，它们一起构成信号路径/链。可以看出，滤波器2210引入了大量的相移(在感兴趣的频率范围上为60°)和组延迟(在感感兴趣的频带上为25us)。此外，滤波器2210的相移和组延迟两者在感兴趣的频率范围1618内都是非线性的。ADC 2220在感兴趣的频率范围内不引入组延迟的显著变化，但在感兴趣频率范围上引入线性相移。

FIR滤波器3020被配置为在感兴趣的频率范围上具有相位响应，这导致整个信号链的组合具有在感兴趣频率范围上基本上线性的相位响应。这导致模拟滤波器2210和FIR滤波器3020(以及信号链内的任何其他电路/单元，例如ADC和/或抗混叠滤波器和/或数字积分器和/或任何放大级)的组合组延迟在感兴趣的频率范围上基本上固定或恒定。这在图31中由最后一行“复合响应”表示，该行显示了信号路径内所有电路/单元的相位响应和组延迟。虽然组延迟的复合响应显示出振荡或变化的信号，但与模拟滤波器2210引入的组延迟(在感兴趣的频率范围上大约35us)相比，这在明显更小的范围内(在感感兴趣的频率范围上大约0.03us，这可以被认为是基本恒定的)。FIR滤波器3020用于显著减少在感兴趣的频率范围上的组延迟的变化，并且因此可以认为复合响应(电流测量设备的输出)中的组延迟基本上恒定。所谓基本恒定，我们的意思是，在感兴趣的频率范围内的组延迟的剩余变化在设备的合理操作参数内，例如，它使电流和/或能量测量能够在定义的精度限制内计算。例如，基本恒定可以恒定到设备输出处的总组延迟的10％、5％、1％、0.1％、0.01％或0.001％以内。通过将延迟施加到相对于彼此的一个或多个测量通道和/或在采样点之间插值，可以相对于全能量测量系统或多相测量系统内的其他通道进一步校正得到的平均补偿组延迟。

FIR滤波器3020可以包括多个抽头，例如3、4、5或更多个滤波器抽头。LUT 3010可以存储这些抽头的系数/设置。

使用LUT 3010实现均衡器2650可以限制可以提供给量化的最佳拟合点的均衡。特别地，LUT 3010可以存储有限数量的FIR 3020的滤波器系数，对应于模拟滤波器2210的有限数量的表征。例如，可以通过针对具有期望的最小/最大组延迟和可接受的幅度退化的每个目标滤波器角频率的优化过程来确定这些设置。然后，这些FIR滤波器系数可以针对特定的模拟滤波器2210的表征存储在LUT 3010中，并且对于另一个模拟滤波器2210的表征重复该过程。或者，存储在LUT 3010中的FIR滤波器设置可以使用任何其他合适的技术来确定，例如经验测量和对示例RC滤波器的迭代等。

图32显示了本公开的另一个方面的表示。在该系统中，均衡器2650包括两个FIR均衡器3210和3220。LUT 3010向第一FIR均衡器3210和第二FIR均衡器3220提供系数。插值器3230基于来自滤波器系数LUT 3010的指令对第一和第二FIR均衡器3210、3220的输出进行插值。LUT 3010可以向内插器3230提供与内插器3230应该如何操作有关的系数，例如均衡器3210、3220中的每一个的输出构成均衡器2650的总输出的分数。这允许在两个最佳拟合之间进行部分均衡，并可以提高需要找到和使用的解决方案的数量。例如，均衡器2650从表征电路2710接收的表征可以在存储在LUT 3010中的两个滤波器表征之间。均衡器2650可以选择与LUT 3010中存储的两个最接近的滤波器表征相对应的FIR滤波器系数。这些滤波器系数集合中的一个可以用于设置FIR均衡器1 3210，并且这些滤波器系数的集合中的另一个可以用来设置FIR均衡器2 3220。由插值器3230应用的相对分数可以对应于从表征电路2710接收的两个滤波器表征化与存储在LUT 3010中的两个最近的滤波器表征化的相对接近度。外推也可以用于估计两个滤波器之外的响应。

为了简化所需的均衡，可以通过两个不同的数字均衡器来提供相位和幅度补偿。例如，图33显示了一个系统，其中均衡器26500包括相位均衡器3320和增益均衡器3330。相位均衡器3320可以被配置为补偿感兴趣的频率区域1618中的相移，提供取决于信号频率的可变延迟。为了简化操作，相位均衡器3320可以被配置为提供已知的相位响应，但也可以引入新的/不同的幅度响应。增益均衡器3330可以被配置为均衡Rogowski线圈2、滤波器2210和相位均衡器3320的组合幅度响应。相位均衡器3320被表示为在信号链中在增益均衡器3330之前，然而它们可替换地以相反的方式定位。可能是每个均衡器都改变了部分量的相位和幅度。

此外，相位均衡器3320和/或增益均衡器3330可以各自由一个或多个不同的滤波器形成，这些滤波器一起具有期望的相位和/或收益补偿表征。以这种方式，可以更准确地校正系统的频率响应中的非线性或非理想性，例如在拐角频率附近的滤波器2210的频率幅度响应中的线性或非理想。此外，一些滤波器可以有助于至少一些相位和增益补偿，而其他滤波器可以仅有助于相位或增益补偿。

滤波器表征电路2910、滤波器2210、ADC 2220和均衡器20可以一起形成用于耦合到电流传感器/换能器的设备/系统，例如Rogowski线圈或空心电流互感器。设备/系统的电路/单元可以全部形成在相同的IC上，形成在不同的IC上并耦合在一起，或者使用安装在PCB上的分立组件形成，等等。该装置和Rogowski线圈或空心电流互感器可以耦合在一起以形成用于测量电流的系统。

提供预定频率范围内电流测量的方法如图34所示。步骤S3402包括使用具有在预定频率范围内的过渡带的至少一部分的模拟滤波器对电流传感器输出的电流测量信号进行滤波，以产生滤波的电流测量信号。滤波后的电流测量信号由模数转换器接收，并且在步骤S3404，使用模数转换器将滤波后的当前测量信号转换为数字测量信号。数字测量信号由均衡器接收，并且在步骤S306，数字均衡器使用模拟滤波器的表征来均衡数字测量信号。均衡所述数字测量信号包括补偿所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组延迟的变化和/或补偿电流传感器和模拟滤波器在预定频率范围内的组合幅度响应的变化。在步骤S406结束时，均衡器输出补偿后的电流测量信号。

图35显示了多相电流测量系统的示例实现。在本例中，电流测量的两个阶段如图所示——第一阶段和第二阶段。然而，可以测量任意数量的不同相位——例如，测量可能与三相电源有关。在该示例中，第一电流传感器3510和第一电流测量系统3512均以参考图26至34描述的任何方式实现，以便测量第一相电流。第二电流传感器3550和第二电流测量系统3552均以参考图26至34描述的任何方式实现，以测量第二相电流。然后以参考图22所述的相同方式进行相对组延迟校准。特别地，由于第一电流测量信号路径和第二电流测量信号通路中的每一个的组延迟在感兴趣的频率范围内基本上是恒定的，因此可以通过对一个或多个测量信号施加进一步的延迟来使两个组延迟基本上相等，从而对准测量信号。然后，另一处理器3580可以对对准的测量信号执行任何所需的进一步处理，例如，如果电压也在被测量(为了简单起见，图35中未示出)，则能量/功率计算。

此外，根据图26至33中任何一个的系统可以在根据图21的功率计算系统的电流处理路径2112中实现。有益的是，由于数字均衡器导致信号路径具有基本恒定的组延迟，因此可以通过将额外的延迟引入电压和/或电流测量路径来以与图21中相同的方式对准电压和电流路径，使得电压和电流路径的输出具有基本相同的组延迟信号基本上是对齐的。

本文所讨论的技术可应用于在集成电路中形成的组件，其中组件可以非常精确地匹配。这些技术也可以应用于离散组件，但可能需要某种形式的预选来找到适当匹配的组件。

本领域技术人员将容易理解，在不脱离本公开的范围的情况下，可以对本公开的上述方面进行各种改变或修改。

例如，虽然在上述公开中，模拟滤波器2210通常被描述为低通滤波器，但它也可以是任何类型的模拟滤波器2210，这取决于它所耦合的上游组件的类型、它接收的模拟信号的性质以及它要输出的模拟信号要求。

模拟滤波器2210可以是无源滤波器(例如，简单RC滤波器)或有源滤波器。此外，模拟滤波器2210可以是一阶滤波器，或者可以高于一阶滤波器。

在以上参考图26至35的解释中，模拟滤波器2210的角频率(有时也称为断点)通常被描述为在感兴趣的频率范围内。在本公开中，“角频率”是模拟滤波器的幅度和/或相位响应在可接受的程度内不再是线性的频率(例如，滤波器的响应不再被假设为/近似为线性的频率)。通常，滤波器可以被认为具有三个区域：通带、过渡带和阻带。对于低通滤波器，可以假设通带具有线性幅度和相位响应。通带可以在拐角频率处结束，在该拐角频率之上过渡带开始。在该区域中，幅度和/或相位响应被视为非线性。在过渡带的频率上限处，停止带开始，在该停止带内，滤波器的相位响应可以再次被假设为线性的，或者被视为线性的。在参考图26至图35描述的本公开的上述方面中，角频率被认为在感兴趣的频率范围内。然而，在替代方案中，角频率可以刚好在感兴趣的频率范围之外，但是过渡带的至少一部分可以在感兴趣频率范围内。因此，滤波器的频率响应(即幅度响应和/或相位响应)在感兴趣的频率范围的至少一部分内是非线性的。结果，仍然需要数字均衡器2650，以便补偿感兴趣的频率范围内的增益和/或相位的那些非线性变化，使得整个系统的整体增益响应和/或组细节在感兴趣的频带上基本恒定。

在模拟滤波器的一些示例中，角频率可以是滤波器的3dB频率。然而，在其他示例中，特别是对于不是简单的一阶滤波器的更复杂的滤波器，角频率不一定是滤波器的3dB频率。以上参考图26至图35描述的内容适用于所有类型的模拟滤波器，而不一定仅适用于一阶滤波器。因此，虽然在一些实施方式中滤波器的3dB点可以在感兴趣的频率范围内，但在其他实施方式中，它可以在感感兴趣的频带之外，其中角频率(或在一些实施方案中，过渡带的至少一部分)仍在感兴趣频率范围内。

参考图26至图35描述的方面特别是在电流传感器是Rogowski线圈2的情况下公开的。然而，电流传感器不是Rogowski线圈2，而是可以是任何类型的di/dt电流传感器(即，其输出指示测量电流的变化率的电流传感器)，例如任何其他类型的基于线圈的电流传感器，例如空心电流传感器。

上述术语“耦合”包括两个电路/单元之间的直接电连接，以及两个电路或单元通过一个或多个中间电路/单元相互电连接的间接电连接。例如，在图26、27、29、30、32和33中，滤波器2210连接到电流传感器2。在图中，该耦合被显示为直接耦合。然而，它也可以是与滤波器2210和电流传感器2之间的一个或多个附加电路/单元(例如，抗混叠滤波器和/或放大器电路)的间接耦合。同样地，滤波器2210的输出可以直接或间接地耦合到ADC 2200。此外，在图26、27、29、30、32和33中，ADC 2220的输出耦合到均衡器2650的输入。该耦合可以是直接耦合，例如，如图27所示，也可以是与ADC 2220和数字均衡器2650之间的一个或多个附加电路/单元(例如，数字积分器，如图26所示)的间接耦合。

模拟滤波器2210可以是专用滤波器电路，或者它可以是多功能电路/单元的一部分。例如，它可以是有源放大器电路的一部分，其中放大器电路被配置为提供增益和滤波功能。

Claims (29)

1.一种用于耦合到di/dt电流传感器的电流测量系统，所述电流测量系统被配置为测量具有在预定频率范围内的频率的电流，所述电流测量系统包括：

信号处理路径，包括：

模拟滤波器，用于耦合到所述di/dt电流传感器以对从所述di/dt电流传感器输出的电流测量信号进行滤波，其中所述滤波器的角频率在所述预定频率范围内；

模数转换器ADC，用于接收滤波后的电流测量信号并输出数字测量信号；和

数字均衡器，耦合到所述ADC并且被配置为输出补偿的电流测量信号，其中所述均衡器被配置为使用所述滤波器的表征来：

补偿所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组延迟的变化；和

补偿所述di/dt电流传感器和所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组合幅度响应的变化。

2.根据权利要求1所述的电流测量系统，其中，所述数字均衡器被配置为补偿所述模拟滤波器的组延迟的变化，使得所述信号处理路径的组合相位响应基本上是线性的。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的电流测量系统，其中，所述数字均衡器被配置为补偿所述模拟滤波器的组延迟的变化，使得信号处理路径的组合组延迟基本上恒定。

4.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述电流测量系统还包括表征电路，所述表征电路被配置为表征所述模拟滤波器的频率响应并且将所述模拟滤波的表征输出到所述数字均衡器。

5.根据权利要求4所述的电流测量系统，其中，所述表征电路被配置为周期性地或间歇地更新所述模拟滤波器的频率响应的表征。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电流测量系统，其中，所述模拟滤波器频率响应的表征是在所述电流测量系统的至少一部分的制造期间确定的固定表征。

7.根据权利要求4、5或6中任一项所述的电流测量系统，其中，所述数字均衡器包括数字滤波器，并且所述电流测量系统还包括：

滤波器系数查找表，用于基于所述模拟滤波器的频率响应的表征设置所述数字滤波器的系数，使得所述滤波器补偿所述模拟滤波器的组延迟的变化。

8.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述均衡器包括FIR滤波器。

9.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述均衡器包括：

第一滤波器，被配置为接收所述数字测量信号并输出第一滤波器输出；

第二滤波器，被配置为接收所述数字测量信号并输出第二滤波器输出；和

插值器，其中所述插值器被配置为接收所述第一滤波器输出和所述第二滤波器输出，并对所述第一和第二滤波器输出来插值。

10.根据权利要求9所述的电流测量系统，其中，所述插值器输出包括所述第一滤波器输出和所述第二滤波器输出的一部分的组合信号。

11.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述预定频率范围包括所述测量电流信号的基频和所述测量的电流信号的感兴趣的最大谐波之间的范围。

12.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述预定频率范围是10Hz到20kHz之间的频率范围。

13.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中所述均衡器包括相位均衡器和幅度均衡器，并且其中：

所述相位均衡器被配置为补偿所述模拟滤波器的组延迟在所述预定频率范围上的变化；和

所述幅度均衡器被配置为补偿所述di/dt电流传感器和所述模拟滤波器的组合幅度响应的变化。

14.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述di/dt电流传感器包括Rogowski线圈。

15.根据任一前述权利要求所述的电流测量系统，其中，所述电流测量系统还包括di/dt电流传感器，所述di/dt传感器具有耦合到所述模拟滤波器的输入的输出。

16.一种功率计算系统，包括：

根据任一前述权利要求所述的电流测量系统；

电压测量路径，被配置为测量电压并输出测量的电压信号；

补偿系统，被配置为补偿所述测量电压信号和所述补偿电流测量信号中的至少一个，使得所述测量电压信号和所述补偿的电流测量信号两者具有基本上相同的组延迟；和

功率计算处理器，其中所述功率计算处理器被配置为接收所述补偿的电流测量信号和所述测量电压信号并执行功率计算。

17.一种多相电流测量系统，包括：

根据权利要求1至15中任一项所述的第一电流测量系统，被配置为测量具有第一相位的第一电流，并输出第一测量电流信号；

根据权利要求1至15中任一项所述的第二电流测量系统，被配置为测量具有第二相位的第二电流，并输出第二测量电流信号；和

补偿系统，被配置为补偿所述第一测量电流测量和所述第二测量电流信号中的至少一个，以使得所述第一测量电流信号和第二测量电流信号具有基本上相同的组延迟。

18.一种用于提供预定频率范围内的电流测量的方法，该方法包括：

使用角频率在预定频率范围内的模拟滤波器对di/dt电流传感器输出的电流测量信号进行滤波，以产生滤波的电流测量信号；

使用模数转换器将所述滤波的电流测量信号转换为数字测量信号；和

使用数字均衡器，使用所述模拟滤波器的表征来均衡所述数字测量信号，其中，均衡所述数字测量信号包括：

补偿所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组延迟的变化；和

补偿所述di/dt电流传感器和所述模拟滤波器在所述预定频率范围上的组合幅度响应的变化。

19.根据权利要求18所述的方法，其中补偿所述模拟滤波器的组延迟的变化包括所述数字均衡器具有相位响应，所述相位响应导致所述信号处理路径的组合相位响应基本上是线性的。

20.根据权利要求18或19所述的方法，所述方法还包括：表征所述模拟滤波器的频率响应；和

将所述模拟滤波器的表征输出到所述均衡器。

21.一种用于耦合到电流传感器的系统，该系统被配置为测量感兴趣的频率范围内的电流，该系统包括：

模拟滤波器，用于耦合到所述电流传感器，所述模拟滤波器具有在所述感兴趣的频率范围内的其频率的过渡带的至少一部分，并且被配置为接收所述电流传感器的输出并生成滤波的模拟信号；和

数字相位均衡器，被配置为接收所述滤波的模拟信号的数字化版本并输出补偿的数字信号，所述数字相位均衡器被配置为：

在感兴趣的频率范围内补偿所述模拟滤波器的非线性相位响应，使得所述模拟滤波器和所述数字相位均衡器的组合组延迟与所述模拟滤波器的组延迟相比在预定频率范围内包括更小的变化。

22.根据权利要求21所述的系统，其中，所述数字相位均衡器被配置为接收所述模拟滤波器的表征，并且其中所述相位均衡器被设置为基于所述表征补偿所述模拟过滤器的非线性相位响应。

23.根据权利要求22所述的系统，其中，所述模拟滤波器的表征包括所述模拟过滤器在感兴趣的频率范围内的相位响应的表征。

24.根据权利要求22或23所述的系统，所述系统还包括：

表征电路，所述表征电路被配置为确定所述模拟滤波器的表征。

25.根据权利要求24所述的系统，其中所述表征电路包括复制电路，所述复制电路被配置为提供与所述模拟滤波器基本相同的频率响应。

26.根据权利要求21-25中任一项所述的系统，所述系统还包括：耦合到所述数字相位均衡器的数字增益均衡器，所述数字增益均衡器被配置为补偿所述电流传感器、所述模拟滤波器和所述数字相位均衡器的组合增益响应在感兴趣的频率范围内的变化。

27.一种用于耦合到电流传感器的电路，所述电路被配置为测量在感兴趣的频率范围内的电流信号，该电路包括：

模拟滤波器电路，用于耦合到所述电流传感器，所述模拟滤波器电路具有在所述感兴趣的频率范围内的其频率的过渡带的至少一部分，并且被配置为接收所述电流传感器的测量信号并滤波所述测量信号以输出滤波信号；和

数字增益均衡器，被配置为接收耦合到所述模拟滤波器电路的所述滤波模拟信号的数字表示，所述数字化增益均衡器被设置为将增益应用于所述滤波信号的所述数字表示，以补偿所述电流传感器和所述模拟滤波电路在所述感兴趣的频率范围内的组合增益响应。

28.根据权利要求27所述的电路，进一步包括：

表征电路，所述表征电路被配置为确定所述模拟滤波器电路的表征；

其中由数字增益均衡器施加到滤波信号的数字表示的增益取决于模拟滤波器电路的表征。

29.根据权利要求28所述的电路，进一步包括：

数字相位均衡器，被配置为将相位调整应用于所述滤波信号的数字表示，以便补偿所述模拟滤波器电路在所述感兴趣的频率范围内的组延迟的变化，

其中所应用的相位调整根据所述滤波信号的频率而变化由所述表征通知的量。