JP6492320B2 - Digital rotor phase speed estimation device for AC motor - Google Patents
Digital rotor phase speed estimation device for AC motor Download PDFInfo
- Publication number
- JP6492320B2 JP6492320B2 JP2015047675A JP2015047675A JP6492320B2 JP 6492320 B2 JP6492320 B2 JP 6492320B2 JP 2015047675 A JP2015047675 A JP 2015047675A JP 2015047675 A JP2015047675 A JP 2015047675A JP 6492320 B2 JP6492320 B2 JP 6492320B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- frequency
- rotor
- current
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 29
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 11
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 34
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 33
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 31
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 21
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 20
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 19
- 230000004044 response Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 5
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 5
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 5
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 4
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 2
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
本発明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機(例えば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、回転子に永久磁石と界磁巻線をもつハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機など)のための駆動制御装置に使用される回転子の位相(位置と同義)、速度を位置速度センサを利用することなく、すなわちセンサレスで推定するためのデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。特に、印加高周波電圧の基本高周波数ωhは、固定子電流のデジタル制御周波数ωs(制御周期Tsとすると、ωs=2π/Ts)の数分の一程度という限界的に高い周波数とするデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。なお、本明細書では、周期等の時間の単位は秒(s)を、位相の単位はラジアン(rad)を、周波数(角周波数と同義)の単位は(rad/s)としている。すなわち、国際単位(SI単位)の利用を前提に、説明をしている。なお、単位が自明の場合には、この記述を省略する。The present invention provides an AC motor in which a rotor exhibits salient pole characteristics with respect to application of a high-frequency voltage having a frequency higher than the drive frequency (for example, a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet in the rotor, a wound synchronous motor, a synchronous reluctance motor, Uses a position speed sensor to detect the phase (synonymous with position) and speed of a rotor used in a drive controller for a hybrid field type synchronous motor or induction motor having a permanent magnet and field winding on the rotor. That is, the present invention relates to a digital rotor phase speed estimation device for performing estimation without using a sensor. In particular, the basic high frequency ωh of the applied high-frequency voltage is a digital rotation that has a critically high frequency that is about a fraction of the digital control frequency ωs of the stator current (ωs = 2π / Ts when the control period is Ts). The present invention relates to a child phase velocity estimation apparatus. In this specification, the unit of time such as a period is seconds (s), the unit of phase is radians (rad), and the unit of frequency (synonymous with angular frequency) is (rad / s). That is, the explanation is made on the assumption that the international unit (SI unit) is used. If the unit is self-explanatory, this description is omitted.
交流電動機の高性能な制御は、いわゆるベクトル制御法により達成することができる。ベクトル制御法には、回転子の位相あるいはこの微分値である速度の情報が必要であり、従来、この確保にエンコーダ等の位置速度センサが利用されてきた。しかし、この種の位置速度センサの利用は、信頼性、軸方向の容積、センサケーブルの引回し、コスト等の観点において、好ましいものではなく、位置速度センサを必要としない、いわゆるセンサレスベクトル制御法の研究開発が長年行なわれてきた。High-performance control of the AC motor can be achieved by a so-called vector control method. The vector control method requires information on the phase of the rotor or the speed that is a differential value thereof. Conventionally, a position speed sensor such as an encoder has been used to secure this. However, the use of this type of position / velocity sensor is not preferable in terms of reliability, axial volume, sensor cable routing, cost, and the like, so-called sensorless vector control method that does not require a position / velocity sensor. Research and development has been conducted for many years.
有力なセンサレスベクトル制御法として、駆動周波数より高い周波数をもつ高周波電圧を電動機に強制印加し、これに対応した高周波電流(応答高周波電流)を処理して回転子位相を推定する方法(いわゆる高周波電圧印加法)が、これまで、種々、開発・報告されてきた。なお、本明細書では、固定子電圧、固定子電流の構成周波数成分を、駆動用の低周波成分(駆動周波数と同義)と高周波成分とに2分して捉えている。駆動用の低周波成分は、電動機の回転速度と直接的に関係した成分(すなわち、回転子の速度(電気速度)と同程度の周波数成分)であり、高周波成分(基本高周波数ωhの成分)は、駆動用の低周波成分よりはるかに高い周波数(周波数の値ωhは既知)の成分である。特に、本発明においては、基本高周波数ωhを固定子電流のデジタル制御周波数ωsの数分の一程度という限界的に高い周波数に選定するものである。As a powerful sensorless vector control method, a high-frequency voltage having a frequency higher than the drive frequency is forcibly applied to the motor, and a corresponding high-frequency current (response high-frequency current) is processed to estimate the rotor phase (so-called high-frequency voltage) Various application methods have been developed and reported so far. In this specification, the constituent frequency components of the stator voltage and the stator current are divided into a low frequency component for driving (synonymous with driving frequency) and a high frequency component. The low-frequency component for driving is a component directly related to the rotational speed of the motor (that is, a frequency component comparable to the rotor speed (electrical speed)), and a high-frequency component (component of the basic high frequency ωh). Is a component of a frequency (frequency value ωh is known) much higher than the low frequency component for driving. In particular, in the present invention, the basic high frequency ωh is selected to be a critically high frequency which is about a fraction of the digital control frequency ωs of the stator current.
推定すべき回転子位相は回転子の任意の位置に定めてよいが、回転子の負突極位相または正突極位相の何れかを回転子位相に選定するのが一般的である。当業者には周知のように、負突極位相と正突極位相の間には、電気的に±π/2(rad)の位相偏差があるに過ぎず、何れかの位相が判明すれば、他の位相は自ずと判明する。以上を考慮の上、以降では、特に断らない限り、回転子の負突極位相を回転子位相とする。また、回転子位相と位相偏差なく同期したd軸、d軸と直交したq軸から構成される2軸直交座標系をdq同期座標系と呼ぶ(図3参照)。The rotor phase to be estimated may be determined at an arbitrary position of the rotor, but generally, either the negative salient pole phase or the positive salient pole phase of the rotor is selected as the rotor phase. As is well known to those skilled in the art, there is only an electrical phase deviation of ± π / 2 (rad) between the negative salient pole phase and the positive salient pole phase. The other phases are naturally found. Considering the above, hereinafter, the negative salient pole phase of the rotor will be referred to as the rotor phase unless otherwise specified. A biaxial orthogonal coordinate system composed of a d axis synchronized with the rotor phase and no phase deviation and a q axis orthogonal to the d axis is called a dq synchronous coordinate system (see FIG. 3).
高周波電圧印加法では、印加高周波電圧の応答である高周波電流の処理を通じて、回転子位相、速度の推定値を生成している。一般に、高周波電圧印加の工程は「変調」と呼ばれ、高周波電流(固定子電流に含有される高周波成分)を処理して回転子位相推定値を生成る工程は「復調」と呼ばれる。In the high frequency voltage application method, estimated values of the rotor phase and speed are generated through processing of a high frequency current that is a response of the applied high frequency voltage. In general, the process of applying a high-frequency voltage is called “modulation”, and the process of processing a high-frequency current (a high-frequency component contained in the stator current) to generate a rotor phase estimation value is called “demodulation”.
従来、変調に使用する高周波電圧の基本高周波数としては、駆動用の低周波成分より十分に高く、かつ、制御周波数より十分に低い周波数が採用されていた(非特許文献1、2参照)。採用された代表的な基本高周波数の値は、800π〜1000π(rad/s)程度である(非特許文献1、2参照)。固定子電流に含まれる駆動用の低周波成分と高周波成分との分離の観点からは、両成分の周波数差は可能な限り大きいことが望ましい。しかし、印加高周波電圧の基本高周波数が制御周波数に近づくにつれ、連続時間積分の離散時間近似による近似精度が低下し、ひいては、連続時間積分で成立した連続時間積分要素の入力出力間のπ/2(rad/s)位相差が、離散時間近似では維持できくなる。位相推定問題において、位相差の狂いは致命的な欠陥である。致命的欠陥を回避すべく、すなわち連続時間積分の離散時間近似精度を維持すべく、高周波電圧の基本高周波数は制御周波数より十分に低い値が採用されてきた。Conventionally, as the fundamental high frequency of the high frequency voltage used for modulation, a frequency sufficiently higher than the low frequency component for driving and sufficiently lower than the control frequency has been employed (see
近年、高周波電圧印加法による位相推定の速応性の向上を目指して、高周波電圧の基本高周波数を制御周波数と同程度に高める努力が行なわれている。制御周波数と同程度の高い変調法を採用した高周波電圧印加法を、本明細書では、簡単に、「限界高周波電圧印加法」と呼称する。本発明は、限界高周波電圧印加法に関するものである。限界高周波電圧印加法の先行発明としては、先行技術文献欄に列挙した特許文献1、非特許文献3〜5がある。以下、特許文献1の図面を用いて、先行発明の要点を説明する。In recent years, efforts have been made to increase the basic high frequency of the high frequency voltage to the same level as the control frequency in order to improve the speed response of the phase estimation by the high frequency voltage application method. In the present specification, a high-frequency voltage application method that employs a modulation method as high as the control frequency is simply referred to as a “limit high-frequency voltage application method”. The present invention relates to a limit high-frequency voltage application method. As prior inventions of the limit high-frequency voltage application method, there are
図11(a)は、特許文献1により示された交流電動機に対する駆動制御システムである。同図における「磁極位置推定手段12」が、本明細書の用語「デジタル式回転子位相速度推定装置」に該当する。図11(b)は、図11(a)における「磁極位置推定手段12」の詳細内部構造を示したのである。図11(b)が明示しているように、離散時間的に検出された固定子電流は、先ず離散時間差分処理される(ブロック121、122付近の処理を参照)。つづく電流変化量演算手段125で、固定子電流の離散時間差分処理値に対して、更に離散時間差分処理を行なう。このように、特許文献1における位相推定の技術的特色は、「固定子電流に対する離散時間差分処理を通じて位相推定を行なう」ことにある。限界高周波電圧印加法を扱った他の先行発明による位相推定も同様な特色を持っている(非特許文献3〜5参照)。FIG. 11A shows a drive control system for the AC motor shown in
特許文献1、非特許文献3〜5などの先行発明では、連続時間微分処理を近似的に実現した離散時間差分処理により、従前の積分処理に遠因する位相差誤差の問題を解決できた。一方で、新たな問題を引起した。実測信号は、程度の差こそあれ、ノイズを含んでいる。ノイズを含有する実測信号の離散時間差分処理(連続時間微分の近似的処理)は、ノイズに対し極めて高感度であり、これによる位相推定値は、ノイズ的脈動を起した。ひいては、ノイズレベルの強い固定子電流を発生する交流電動機には、離散時間差分処理に基づく限界高周波電圧印加法は、適用できなかった。In the prior inventions such as
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、限界高周波電圧印加法に基づく位相速度推定において、基本的に離散時間差分処理を行うことなく位相速度推定を遂行し、ひいては、限界高周波電圧印加法の最大長所である位相推定の速応性を活かしつつ、固定子電流に含まれるノイズにロバストなデジタル式回転子位相速度推定装置を提供することにある。The present invention has been made under the above background, and its purpose is to perform phase velocity estimation without performing discrete-time difference processing basically in phase velocity estimation based on the limit high-frequency voltage application method. An object of the present invention is to provide a digital rotor phase speed estimation device that is robust to noise contained in a stator current while utilizing the speed response of phase estimation, which is the maximum advantage of the limit high-frequency voltage application method.
上記目的を達成するために、請求項1の発明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機のための、電力変換器(インバータ)と固定子電流検出器とを用いた周期Ts(s)の固定子電流デジタル制御機能を備えたデジタル式駆動制御装置に使用されるデジタル式回転子位相速度推定装置であって、kを整数とし、Nhを2以上の正整数とするとき、周期Th=Nh*Ts、位相θh,k−1、基本高周波数ωh=±2π/Th(rad/s)をもつ高周波電圧v1h,k−1を、時刻t=(k−1)*Tsとt=k*Tsとの間に印加する高周波電圧印加手段と、補正位相θiを次式とするとき、
請求項2の発明は、請求項1記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上で、高周波電圧を印加するようにして該高周波電圧印加手段を構成したことを特徴とする。The invention according to
請求項3の発明は、請求項1記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系上の固定子電流あるいは高周波電流を処理するようにして、該高周波電流振幅抽出手段を構成したことを特徴とする。The invention according to
請求項4の発明は、請求項1記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、位相同期ループまたは位相同期ループに相当するフィードバックループを構成するようにして、該回転子位相速度推定値生成手段を構成したことを特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the digital rotor phase speed estimation device according to the first aspect, wherein a phase locked loop or a feedback loop corresponding to the phase locked loop is configured, and the rotor phase speed estimated value is set. The generation means is configured.
以下に示す本発明の効果等に関する説明は、駆動周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機であれば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、ハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機などの何れの交流電動機にも適用される。埋込磁石形永久磁石同期電動機、同期リラクタンス電動機等は、駆動用電圧・電流に対して突極特性を示す。これらの電動機は、高周波電圧の印加に対しても同様に突極特性を示す。一方、駆動用電圧・電流に対しては突極特性を示さない表面磁石形永久磁石同期電動機、誘導電動機は、高周波電圧の印加に対しては突極特性を示す。ハイブリッド界磁形同期電動機は、永久磁石形と巻線形の両同期電動機の特性を有しており、高周波電圧印加に対して突極特性を示し得る。特に、自励式ハイブリッド界磁同期電動機は、突極性が強い。The description of the effects of the present invention described below is a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet in the rotor if the rotor is an AC motor having salient pole characteristics with respect to application of a high frequency voltage higher than the drive frequency, The present invention is applicable to any AC motor such as a wound linear synchronous motor, a synchronous reluctance motor, a hybrid field type synchronous motor, and an induction motor. Embedded magnet type permanent magnet synchronous motors, synchronous reluctance motors, and the like exhibit salient pole characteristics with respect to driving voltage and current. These electric motors similarly exhibit salient pole characteristics even when a high frequency voltage is applied. On the other hand, a surface magnet type permanent magnet synchronous motor and an induction motor that do not show salient pole characteristics with respect to the driving voltage / current show salient pole characteristics when a high frequency voltage is applied. The hybrid field type synchronous motor has characteristics of a permanent magnet type and a wound type synchronous motor, and can exhibit salient pole characteristics with respect to application of a high frequency voltage. In particular, the self-excited hybrid field synchronous motor has a strong saliency.
発明効果説明の第1準備として、図1(a)の離散時間要素を考える。同要素は、連続時間積分要素1/sの前後に零次ホールダとサンプラを備えた離散時間積分要素である。離散時間積分要素におけるゼロ次ホールダとサンプラは、周期Tsで同期して動作するものとする(図1(b)参照)。同図では、同期した離散時刻t=k*Tsにおける離散時間信号を、脚符kを用いて簡単にuk、ykと表現している。以降では、離散時刻「t=k*Ts」を簡単に時刻「k」と表現する。図1(b)に明示しているように、k時刻の離散時間入力ukは、零次ホールド回路により時刻k〜(k+1)の間維持されて連続時間入力uとなる。離散時間出力ykは、離散時間入力ukと同期してサンプラによりサンプリングされた離散時間信号である。2個の離散時間信号uk、ykは、ともに同一のk時刻の(すなわち同期時刻の)離散時間信号である。連続時間積分要素1/sの入出力信号u、yは、当然のことながら、連続時間信号である。As a first preparation for explaining the effects of the invention, consider the discrete time element of FIG. This element is a discrete-time integration element including a zero-order holder and a sampler before and after the continuous-
図1(b)に、時刻kの離散時間入力信号ukを単一の単位パルス関数(デルタ関数)とした場合の関連信号(uk、u、y、yk)を例示した。本例では、離散時間出力信号ykのz変換が、離散時間積分要素の伝達関数Gi0(z−1)を与える(z−1はzの逆数)。これは、次の(2)式となる。
次の2点「▲1▼離散時間積分要素の特性を示した上の(3)式には、近似的要素は一切入っていない」、「▲2▼本発明で検討しいている離散時間積分要素は、連続時間積分要素の近似ではない」には、特に注意を要する。図1の離散時間積分要素においては、(2)、(3)式が明示しているように、時刻kにおける出力信号は、時刻(k−1)以前の入力信号によって支配される。この点を考慮し、uk−1とykとの間の伝達関数Gi1(z−1)を、さらにはこの周波数応答を考える。これらは、おのおの次の(4)(5)式となる。
発明効果説明の第2の準備として、離散時間二相信号を離散時間積分要素で処理した信号を解析する。2以上の正の整数Nhを用いて構成した次の離散時間二相信号を考える。
(7a)式の離散時間二相信号の振幅は1である。また、そのk時刻の位相θkは離散的に変化し、周期NhTsをもつ((7b)式参照)。したがって、離散時間二相信号の基本高周波数ωh、正規化基本高周波数ωh−(すなわち、ωhバー)は、おのおの次式となる。
(7)式の離散時間二相信号を2次元空間上の2行1列(以下、2×1と略記)ベクトルと捉える場合には、本ベクトルは、平均速度ωhで空間的に回転する。図1(a)の離散時間積分要素を2個並列に配して、2入力2出力(以下、2×2と略記)離散時間積分要素を構成する。2×2同要素に、(7)式の離散時間二相信号を入力し、その出力である連続時間二相信号と離散時間二相信号の空間的挙動を解析する。出力の離散時間二相信号の解析解は、(5)式の結果を応用することにより、次式のように得る。
発明効果説明の第3の準備として、2軸の直交座標系を定義しておく。図3に示したように、制御設計者が指定した座標系速度ωγで回転するγδ一般座標系を考える。ただし、座標系速度ωγの最高速度は、高々、回転子速度の最高速度程度とする。座標系速度ωγをゼロとし、位相θγを位相θαとする場合には、γδ一般座標系は、αβ固定座標系となる。また、座標系速度ωγを回転子速度真値ω2nとし、位相θγをゼロとする場合には、γδ一般座標系は、dq同期座標系となる。また、座標系速度ωγを回転子速度の推定値とし、位相θγのゼロ収斂を目指す場合には、γδ一般座標系は、dq同期座標系への位相差ゼロでの収斂を目指したγδ準同期座標系となる。As a third preparation for explaining the effects of the invention, a biaxial orthogonal coordinate system is defined. Consider a γδ general coordinate system that rotates at a coordinate system speed ωγ specified by the control designer, as shown in FIG. However, the maximum speed of the coordinate system speed ωγ is at most about the maximum speed of the rotor speed. When the coordinate system speed ωγ is zero and the phase θγ is the phase θα, the γδ general coordinate system is an αβ fixed coordinate system. When the coordinate system speed ωγ is the rotor speed true value ω2n and the phase θγ is zero, the γδ general coordinate system is a dq synchronous coordinate system. In addition, when the coordinate system speed ωγ is an estimated value of the rotor speed and the phase θγ is aimed at zero convergence, the γδ general coordinate system is γδ quasi-synchronous aiming at convergence with zero phase difference to the dq synchronous coordinate system. Coordinate system.
主軸(γ軸)から副軸(δ軸)への回転を正方向とする。以下に扱う交流電動機の物理量を表現した2×1ベクトル信号は、特に断らない限り、すべてγδ一般座標系上で定義されているものとする。なお、以降の数式表現においては、2×1ベクトル信号は太文字を利用して表記するようにしている。The rotation from the main axis (γ axis) to the sub axis (δ axis) is defined as the positive direction. Unless otherwise specified, the 2 × 1 vector signals expressing the physical quantities of the AC motor to be treated below are all defined on the γδ general coordinate system. In the following mathematical expression, the 2 × 1 vector signal is expressed using bold characters.
発明効果説明の第1〜第3準備の下に、請求項1の発明の効果を説明する。電動機駆動用の電圧に、位相推定用の高周波電圧を重畳印加することを考える。この場合には、次のように、固定子の電圧v1、電流i1、鎖交磁束φ1は、大きくは2成分の合成ベクトルとして表現することができる。
(11)式右辺の信号の脚符f、hは、それぞれ、駆動用の低周波数成分、高周波成分であることを示している。特に、(11)式各3式の第2項であるv1h、i1h、φ1hの3信号が、本発明と深く関係し、おのおの、印加された高周波電圧、この応答としての高周波電流、印加高周波電圧に起因した高周波磁束を示している。なお、位相推定用に重畳印加した高周波電圧の基本高周波数ωhは、次の(12)式の関係が成立する十分に高いものとする。The leg marks f and h of the signal on the right side of the equation (11) indicate a low frequency component and a high frequency component for driving, respectively. In particular, the three signals v1h, i1h, and φ1h, which are the second terms of each of the three formulas (11), are closely related to the present invention, and each of the applied high-frequency voltage, the high-frequency current as a response, and the applied high-frequency voltage. The high frequency magnetic flux resulting from is shown. Note that the basic high frequency ωh of the high-frequency voltage superimposed and applied for phase estimation is sufficiently high to satisfy the relationship of the following equation (12).
(12)式が成立する場合には、高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機における固定子の高周波成分に関しては、次の(14)、(15)式の関係が成立する。
ここに、2×2行列Qは、次式のように定義されている。
(14)式は、印加高周波電圧の応答たる高周波磁束として、次の(18a)式のように書き改められ、特に、(12)式が成立している状況下では、(18b)式のように積分近似される。
請求項1の発明の第1手段である高周波電圧印加手段を説明する。請求項1の発明では、kを整数とし、Nhを2以上の正整数とするとき、周期Th=Nh*Ts、位相θh,k−1、基本高周波数ωh=±2π/Thをもつ高周波電圧v1h,k−1を、時刻t=(k−1)*Ts〜t=k*Tsの間に印加する。時刻t=(k−1)*Ts〜t=k*Tsの間の印加は、零次ホール回路としてモデル化されるPWM機能を備えた電力変換器を介して行なわれる。図2は、γδ一般座標系上での印加高周波電圧とこの応答である高周波電流の1例を示したものである。併せて、連続時間と離散時間の関係を示したものである。図2の信号の印加・応答の例と図1の信号の印加・応答例との比較より明白なように、PWM機能を備えた電力変換器は、零次ホール回路としてモデル化される。上述の印加高周波電圧v1h,k−1の代表的なものは、次の一定楕円形高周波電圧である。
本発明のデジタル式回転子位相速度推定装置に備える高周波電圧印加手段は、(22)式の性質を備えた(21)式に代表される高周波電圧印加のための電圧指令値を生成する手段を意味する(後掲の図4、図5、図9を参照)。高周波電圧は、電圧指令値に従い、電力変換器を介して、電動機に印加される(後掲の図4、図9を参照)。The high-frequency voltage applying means provided in the digital rotor phase speed estimation apparatus of the present invention includes means for generating a voltage command value for applying a high-frequency voltage represented by equation (21) having the property of equation (22). (See FIGS. 4, 5, and 9 below). The high-frequency voltage is applied to the electric motor through the power converter according to the voltage command value (see FIGS. 4 and 9 described later).
つづいて、請求項1の発明の第2手段である高周波電流振幅抽出手段を説明する。交流電動機は、当然のことながら、正負(正逆)の両方向へ回転をする。また、高周波電圧の基本高周波数ωhも正負の周波数をもちうる。高周波電流振幅抽出手段の説明では、簡明性を確保すべく、電動機はゼロ速度を含め正方向へ回転するものとする。これに応じて、γδ準同期座標系の速度ωγも非負とする。また、高周波電圧の基本高周波数ωhも正とする。この前提は、印加高周波電圧に起因する高周波磁束、高周波電流の正相、逆相成分を区別するためのものである。回転方向あるいは周波数の極性が反転すると、正逆相反転が起きることがある。この前提は、正逆相反転に起因する記述上の混乱を避けるためのものであり、これにより議論の一般性を失うことはない。Next, a high-frequency current amplitude extracting means which is the second means of the invention of
上の前提に従い、記述上の簡略化を目的に、正相、逆相の単位ベクトルを以下のように定義しておく。
正相単位ベクトルと逆相単位ベクトルとの間には、次の関係が成立している。
▲1▼(21)式の離散時間高周波電圧v1h,k−1は図1の零次ホールダとしてモデル化される電力変換器を介して印加される。▲2▼一方、印加される(21)式の離散時間高周波電圧v1h,k−1は、解析的には(25a)式のように書き改められる。▲1▼、▲2▼の事実を踏まえて、(19b)式の連続時間積分の関係に、零次ホールダとサンプラを同伴をした離散時間積分要素の特性式である(9)式を適用すると、(21)式の(k−1)時刻の離散時間高周波電圧v1h,k−1に対応したk時刻の離散時間高周波電流i1h,kとして、正相成分ihp,kと逆相成分ihn,kとの和として解析される次式を得る。
▲1▼(21)式の離散時間高周波電圧v1h,k−1は図1の零次ホールダとしてモデル化される電力変換器を介して印加される。▲2▼一方、印加される(21)式の離散時間高周波電圧v1h,k−1は、解析的には(25b)式のように書き改められる。▲1▼、▲2▼の事実を踏まえて、(19b)式の連続時間積分の関係に、零次ホールダとサンプラの同伴をした離散時間積分要素の特性式である(9)式を適用すると、(21)式の(k−1)時刻の離散時間高周波電圧v1h,k−1に対応したk時刻の離散時間高周波電流i1h,kとして、次の解析式を得る。
「電圧の離散時刻を示す脚符(k−1)は連続時間t=(k−1)*Ts〜k*Tsの間に印加された電圧を意味しているの対し、電流の脚符kはt=k*Tsでの離散時間検出時刻を意味する」ことを改めて、注意しておく(図1、図2参照)。“The symbol (k−1) indicating the discrete time of the voltage means the voltage applied during the continuous time t = (k−1) * Ts to k * Ts, whereas the symbol k of the current. Note again that “means the discrete time detection time at t = k * Ts” (see FIGS. 1 and 2).
高周波電流振幅抽出手段の役割は、高周波電流の振幅を意味する(28)式あるいは(30)式に該当する信号(cp、sp、cn、sn)あるいは(cγ、sγ、cδ、sδ)を抽出することである。高周波電流の振幅は、(26)式あるいは(29)式が明示しているように、位相((θh,k−1)+(θi))をもつ高周波電流の振幅である。高周波電流の振幅抽出には、高周波電流の位相情報が不可欠である。請求項1の発明にれば、高周波電流振幅抽出手段は、高周波電流と同一の位相((θh,k−1)+(θi))をもつ高周波信号を利用するので、離散時間差分処理の要なく、高周波電流の振幅を適切に抽出することができるようになる。具体的抽出法は、後に実施形態例を用いて詳しく説明する(後掲の図6、図7参照)。The role of the high frequency current amplitude extracting means is to extract a signal (cp, sp, cn, sn) or (cγ, sγ, cδ, sδ) corresponding to the equation (28) or (30), which means the amplitude of the high frequency current. It is to be. The amplitude of the high-frequency current is the amplitude of the high-frequency current having a phase ((θh, k−1) + (θi)), as clearly shown in the equation (26) or (29). In order to extract the amplitude of the high-frequency current, the phase information of the high-frequency current is essential. According to the first aspect of the present invention, the high-frequency current amplitude extracting means uses a high-frequency signal having the same phase ((θh, k−1) + (θi)) as the high-frequency current. Therefore, the amplitude of the high frequency current can be appropriately extracted. A specific extraction method will be described in detail later using an embodiment (see FIGS. 6 and 7).
請求項1の発明の第3手段である回転子位相速度推定値生成手段を説明する。高周波電流の振幅(cp、sp、cn、sn)、(cγ、sγ、cδ、sδ)は、(28)式、(30)式が示しているように、位相θγを有している。これれを処理することにより、位相θγあるいは、この相当値である正相関信号(位相θγと正相関をもつ信号)を得ることができる。これらの関係は、γδ一般座標系上の関係である。したがって、本関係は、γδ一般座標系の特別の場合であるαβ固定座標系上の信号にも適用できる。より具体的には、請求項1の発明に、αβ固定座標系の条件を適用するならば、αβ固定座標系のα軸からみた回転子位相θαの推定値を得ることができる(図3参照)。また、本関係式は、γδ一般座標系の特別の場合であるγδ準同期座標系上の信号にも適用できる。より具体的には、請求項1の発明に、γδ準同期座標系の条件を適用するならば、γδ準同期座標系のγ軸からみた回転子位相θγの推定値を得ることができる(図3参照)。なお、高周波電流の2種の振幅(cp、sp、cn、sn)、(cγ、sγ、cδ、sδ)の間には、次の相互変換関係があり、一方から他方を算定することもできる。
回転子位相が生成できれば、積分フィードバック速度推定法、一般化積分形PLL法により、生成した回転子位相を処理することにより、回転子速度を容易に生成することができる。この詳細は、非特許文献1、非特許文献2などを通じ、当業者には周知であるので、省略する。If the rotor phase can be generated, the rotor speed can be easily generated by processing the generated rotor phase by the integral feedback speed estimation method and the generalized integral PLL method. Details of this are well known to those skilled in the art through
以上の説明より既に明白なように、請求項1の発明によれば、限界高周波電圧印加法に基づく位相速度推定において、基本的に離散時間差分処理を行うことなく位相速度推定を遂行し、ひいては、限界高周波電圧印加法の最大特長である位相推定の速応性を活かしつつ、固定子電流に含まれるノイズにロバストな形で、位相と速度を推定できると言う効果が得られる(速度推定値生成の具体例は、後掲の図5、図8、図10を用いた実施例を通じ示す)。As is apparent from the above description, according to the invention of
続いて、請求項2の発明による効果について説明する。(11)式に明示しているように、固定子電圧には、駆動用低周波数成分と高周波成分との2成分が含まれている。良好な推定値を得るには、両成分の周波数の差は可能な限り大きくすることが望まれる。請求項2の発明では、γδ準同期座標系上で高周波電圧を印加するようにしている。一方、γδ準同期座標系上では、駆動用成分の低周波数は実質的にはゼロである。したがって、請求項2の発明に従って高周波電圧印加手段を構成するならば、印加高周波電圧の基本高周波数を両成分の周波数の差とすることができ、ひいては最大の周波数差を得ることができると言う効果が得られる。この結果、請求項1の効果を、一層高めることができるという効果が得られる。Then, the effect by the invention of
続いて、請求項3の発明による効果について説明する。(11)式に明示しているように、固定子電流には、駆動用低周波数成分と高周波成分との2成分が含まれている。回転子位相情報を保有しているのは、2成分のうちの高周波成分すなわち高周波電流である。本発明は、固定子電流に含まれる駆動用低周波成分の分離を、離散時間差分処理を行なうことなく、代わって、ローパス特性をもつローパスフィルタ処理を介して、行なう(後掲の図6、図7を用いた実施例を参照)、(離散時間積分処理もローパス特性をもつ)。請求項3の発明に基づく高周波電流振幅抽出手段よれば、固定子電流の処理をγδ準同期座標系上で遂行することになる。γδ準同期座標系上では、電動機が高速回転を行なう場合においても、固定子電流の駆動用低周波成分の周波数は実質的にゼロ周波数であり、請求項3の発明に基づく高周波電流振幅抽出手段においては、駆動用低周波成分は理想的状態で分離されることになる。以上の説明より既に明らかなように、請求項3の発明の高周波電流振幅抽出手段によれば、ゼロ速から高速までの広い速度範囲で固定子電流から駆動用低周波成分を理想的状態で分離でき、ひいてはゼロ速から高速までの広い速度範囲で請求項1の発明を適用できるようになるという効果が得られる。換言するならば、請求項1の効果を一層高めることができると言う効果が得られる。Then, the effect by the invention of
続いて、請求項4の発明による効果について説明する。(16)式の2×2行列Qで示されているように、突極特性は、回転子位相の観点からは±πの曖昧性を本質的にもつ。回転子位相推定では、この曖昧性を常時処理し、排除しなければならない。位相同期(PLL)ループまたは位相同期ループと等価なフィードバックループは、位相推定値を時々刻々変化する位相真値に追随させる働きがある。請求項4の発明によれば、位相同期ループまたは位相同期ループと等価なフィードバックループを構成するようにして、回転子位相速度推定値生成手段を構成することになるので、この曖昧性を簡単に排除した形で位相推定値を得ることができると言う効果が得られる。さらには、回転子位相推定値に対応した形で、速度推定値を得ると言う効果が得られる。換言するならば、請求項1の効果を一層高めることができると言う効果が得られる。Then, the effect by the invention of
以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、本発明のデジタル式回転子位相速度推定装置を備えたデジタル式駆動制御装置の1例を図4に示す。1は交流電動機(同期電動機)を、2は電力変換器(インバータ)を、3は離散時間電流検出器を、4a、4bは夫々3相2相変換器、2相3相変換器を、5a、5bは共にベクトル回転器を、6は電流制御器を、7は指令変換器を、8は速度制御器を、9は高周波成分除去フィルタ(高周波成分を除去するためのデジタルフィルタ)を、10は位相速度推定器(デジタル式回転子位相速度推定装置の別称)を、11は係数器を、12は余弦正弦信号発生器を、おのおの示している。図4では、1の電動機を除く、2から12までの諸機器がデジタル式駆動制御装置を構成している。本図では、簡明性を確保すべく、2×1のベクトル信号を1本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 4 shows an example of a digital drive control device provided with the digital rotor phase speed estimation device of the present invention for a permanent magnet synchronous motor which is a typical AC motor. 1 is an AC motor (synchronous motor), 2 is a power converter (inverter), 3 is a discrete time current detector, 4a and 4b are 3
離散時間電流検出器3で検出された3相の固定子電流は、3相2相変換器4aでαβ固定座標系上の2相電流に変換された後、ベクトル回転器5aで回転子位相(dq同期座標系の位相と同一、図3参照)へゼロ位相偏差で位相同期を目指したγδ準同期座標系の2相電流に変換される。変換電流から高周波成分除去フィルタ9を介して固定子電流に含まれる高周波成分を除去し(換言するならば、駆動用の低周波数成分を抽出し)、これを電流制御器6へ送る。電流制御器6は、γδ準同期座標系上の駆動用2相電流が、各相の電流指令値(電流指令値の頭符*は指令値を意味する。本明細書では、同様に、関連信号の指令値は、関連信号に頭符*を付して表現している)に追随すべくγδ準同期座標系上の駆動用2相電圧指令値を生成する。ここで、位相速度推定器10から受けた高周波電圧の指令値を、駆動用2相電圧指令値に重畳させ、重畳合成した2相電圧指令値を、ベクトル回転器5bへ送る。5bでは、γδ準同期座標系上の重畳合成の電圧指令値をαβ固定座標系の2相電圧指令値に変換し、2相3相変換器4bへ送る。4bでは、2相電圧指令値を3相電圧指令値に変換し、電力変換器2への最終電圧指令値として出力する。電力変換器2は、最終電圧指令値に応じた電圧を発生し、交流電動機(同期電動機)1へ印加しこれを駆動する。The three-phase stator current detected by the discrete-time
位相速度推定器10は、ベクトル回転器5aの出力信号であるγδ準同期座標系上の固定子電流を入力として受け、回転子位相推定値θα^、回転子(電気)速度推定値ω2n^、及び高周波電圧指令値v1h*を出力している。回転子位相推定値は、余弦正弦信号発生器12で余弦・正弦信号に変換された後、γδ準同期座標系を決定づけるベクトル回転器5a、5bへ渡される。これは、回転子位相推定値をγδ準同期座標系の位相(γ軸の位相と等価)とすることを意味する。The
γδ準同期座標系上の2相電流指令値は、当業者には周知のように、トルク指令値を指令変換器7に通じ変換することにより得ている。速度制御器8には、位相速度推定器10からの出力信号の1つである回転子速度推定値(回転子電気速度推定値)が、一定値である極対数Npの逆数を係数器11を介して乗じられ機械速度推定値に変換された後、送られている。図4の例では、速度制御システムを構成した例を示しているので、速度制御器8の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的がトルク制御にあり速度制御システムを構成しない場合には、速度制御器8は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。As is well known to those skilled in the art, the two-phase current command value on the γδ quasi-synchronous coordinate system is obtained by converting the torque command value through the
本発明の核心は、デジタル式回転子位相速度推定装置と同義でる位相速度推定器10にある。速度制御、トルク制御の何れにおいても、位相速度推定器10には何らの変更を要しない。また、駆動対象電動機を他の同期電動機、あるいは誘導電動機とする場合にも位相速度推定器10には何らの変更を要しない。以下では、速度制御、トルク制御等の制御モードに関し一般性を失うことなく、更には、駆動対象の交流電動機に対して一般性を失うことなく、位相速度推定器10の種々の実施例について説明する。The core of the present invention resides in a
上記の説明より既に明らかなように、図4のデジタル式回転子位相速度推定装置は、本発明の主眼である位相速度推定器10をγδ準同期座標系上で構成する例となっている。これは、「請求項2および請求項3の発明に基づき、高周波電圧印加手段、高周波電流振幅抽出手段をγδ準同期座標系上で構成している」ことを意味している(詳細は、後述)。As is apparent from the above description, the digital rotor phase speed estimation apparatus of FIG. 4 is an example in which the
図5は、位相速度推定器10の代表的な内部構成例を示したものである。位相速度推定器は、高周波電圧印加手段を実現した高周波電圧指令器10−1、高周波電流振幅抽出手段を実現した振幅抽出器10−2、回転子位相速度推定値生成手段を実現した推定値生成器10−3から構成されている。なお、図5は、制御期間t=k*Ts〜(k+1)*Tsの様子を示している(図2参照)。FIG. 5 shows a typical internal configuration example of the
高周波電圧指令器10−1は、高周波電圧指令値を生成し、位相速度推定器10の外部へ出力している。制御期間t=k*Ts〜(k+1)*Tsにおける高周波電圧指令器10−1は、次の制御期間t=(k+1)*Ts〜(k+2)*Tsに電力変換器を介して電動機に印加される高周波電圧指令値v1h*を合成している。合成の高周波電圧指令値v1h*は、たとえば(21)式の一定楕円形高周波電圧形のものである。電力変換器が正常動作する場合には、印加された高周波電圧の基本高周波成分は、高周波電圧指令値と同一となる。制御期間ごとに異なる高周波電圧位相は、振幅抽出器へ向け出力されている。制御期間ごとに異なる高周波電圧位相は、本例では、次式に示した余弦正弦値の形で出力している。
振幅抽出器10−2は、離散時間電流検出器により制御周期Tsごとに離散時間検出された固定子電流i1,kあるいは固定子電流から抽出された高周波電流i1h,kと、制御期間ごとに異なる高周波電圧位相(θi,k−1)とを利用して、高周波電流i1h,kの振幅を抽出・出力している。抽出される高周波電流振幅は、たとえば、(cp、sp、cn、sn)または(cγ、sγ、cδ、sδ)またはこれらの一部である。図5では、高周波電流i1h,kの振幅として(cp、sp、cn、sn)を主として示し、(cγ、sγ、cδ、sδ)を副次的に括弧をつけて示している。The amplitude extractor 10-2 is different for each control period from the stator currents i1 and k detected for discrete time by the discrete time current detector for each control period Ts or the high frequency current i1h and k extracted from the stator current. Using the high frequency voltage phase (θi, k−1), the amplitude of the high frequency current i1h, k is extracted and output. The extracted high-frequency current amplitude is, for example, (cp, sp, cn, sn) or (cγ, sγ, cδ, sδ) or a part thereof. In FIG. 5, (cp, sp, cn, sn) is mainly shown as the amplitude of the high-frequency current i1h, k, and (cγ, sγ, cδ, sδ) is shown in parentheses.
推定値生成器10−3では、高周波電流i1h,kの振幅の全部または一部を利用して、回転子位相と回転子速度を周期Tsごとに離散時間的に生成・出力している。The estimated value generator 10-3 generates and outputs the rotor phase and the rotor speed in a discrete time every period Ts by using all or part of the amplitude of the high-frequency current i1h, k.
図6は、振幅抽出器10−2の1実施例を示したものである。図6の実施例は、高周波電流が正相成分と逆相成分と含有していることを解析的に示した(26)式に基づくものである。(26)式に基づく振幅抽出原理は、次式の通りである。
(33)式における記号<・>は,正規化周波数ゼロで減衰ゼロを,また正規化周波数(2ωh−)で十分な減衰を示すディジタルローパスフィルタF1(z−1)による処理を意味する。2×2行列Rは、(10)式で定義されたベクトル回転器である。ディジタルローパスフィルタF1(z−1)が、正規化周波数(2ωh−)に加えて、正規化周波数(ωh−)においても十分な減衰特性を示す場合には、高周波電流を含有する固定子電流に対しても、上の(33)式が成立する。この点を考慮して、図5の位相速度推定器の入力を、ひいては図6の振幅抽出器の入力を固定子電流そのものとし、副次的に(括弧で明示)高周波電流としている。図6内のブロックF1(z−1)は、上記の特性をもつディジタルローパスフィルタを意味している。なお、位相速度推定器の入力を高周波電流とする場合には、位相速度推定器の入力端に、高周波電流抽出ブロックを配置することになる。The symbol <·> in the equation (33) means processing by the digital low-pass filter F1 (z-1) that shows zero attenuation at the normalized frequency zero and sufficient attenuation at the normalized frequency (2ωh−). The 2 × 2 matrix R is a vector rotator defined by equation (10). When the digital low-pass filter F1 (z-1) exhibits sufficient attenuation characteristics at the normalized frequency (ωh−) in addition to the normalized frequency (2ωh−), the stator current containing the high-frequency current is reduced. Even for this, the above equation (33) is established. In consideration of this point, the input of the phase velocity estimator in FIG. 5 and, in turn, the input of the amplitude extractor in FIG. 6 is the stator current itself, and is a high-frequency current as a secondary (expressed in parentheses). A block F1 (z-1) in FIG. 6 means a digital low-pass filter having the above characteristics. When the input of the phase velocity estimator is a high frequency current, a high frequency current extraction block is disposed at the input end of the phase velocity estimator.
制御周期Tsと高周波電圧周期Thが定まれば、(1)式が示しているように補正位相θiは一定となる。補正位相の一定性を考慮して、図6では、一定の補正位相と制御周期ごとに変化する位相θh,k−1とを分離した構成例を示した。換言するならば、図6は、(33a)、(33b)式の第3式に忠実に基づく例である。(33a)、(33b)式の第2式に従って構成してもよいし、第1式(すなわち、左辺)に従って構成してもよい。特に、(33a)、(33b)式の第1式に従う場合には、位相((θh,k−1)+(θi))の余弦正弦値をベクトル回転器に直接的に利用した実施例となる。なお、ベクトル回転器の定義は、(10)式の通りである。If the control period Ts and the high-frequency voltage period Th are determined, the correction phase θi is constant as shown in the equation (1). In consideration of the uniformity of the correction phase, FIG. 6 shows a configuration example in which the constant correction phase and the phases θh and k−1 that change with each control period are separated. In other words, FIG. 6 is an example faithfully based on the third expression of the expressions (33a) and (33b). You may comprise according to 2nd Formula of (33a) and (33b) Formula, and you may comprise according to 1st Formula (namely, left side). In particular, in the case of following the first expression of the expressions (33a) and (33b), an embodiment in which the cosine sine value of the phase ((θh, k−1) + (θi)) is directly used for the vector rotator and Become. The definition of the vector rotator is as shown in equation (10).
高周波電流のの4振幅(cp、sp、cn、sn)に代わって、この中の幾つかを抽出する場合には、ベクトル回転器による処理と等価な処理を、単純化して遂行することもできる。When extracting some of the four amplitudes (cp, sp, cn, sn) of the high-frequency current, processing equivalent to the processing by the vector rotator can be performed in a simplified manner. .
図7は、振幅抽出器10−2の1実施例を示したものである。図7の実施例は、高周波電流のγ軸要素とδ軸要素の振幅が位相情報を有していることを解析した(29)式に基づくものである。Nhが3より大の場合の(29)式に基づく振幅抽出原理は、次式のようにしめされる。
(34)式における記号<・>の意味は、(33)式と同様である。図5の位相速度推定器の入力を、ひいては図7の振幅抽出器の入力を固定子電流そのものとし、副次的に(括弧で明示)高周波電流としている点も、(33)式および図6の実施例と同様である((33)式直後の解説参照)。The meaning of the symbol <•> in the equation (34) is the same as that in the equation (33). The input of the phase velocity estimator in FIG. 5 and, in turn, the input of the amplitude extractor in FIG. 7 is the stator current itself, and it is a high-frequency current as a secondary (expressed in parentheses). (Refer to the explanation immediately after the equation (33)).
制御周期Tsと高周波電圧周期Thが定まれば、(1)式が示しているように補正位相θiは一定となる。補正位相の一定性を考慮して、図7では、一定の補正位相と制御周期ごとに変化する位相θh,k−1とを分離した構成例を示した。すなわち、図7の実施例では、(34)式における位相((θh,k−1)+(θi))をもつ高周波信号を、ベクトル回転器を利用した次式に従い生成する例を示した。
高周波振幅(cγ、sγ、cδ、sδ)の4振幅に代わって、この中の幾つかを抽出する場合には、処理の単純化が可能であることを指摘しておく。この種の単純化の1例がNhを2とする場合には必然的におきる。Nhが2の場合の(29)式に基づく振幅抽出原理は、次式の通り単純化される。
つづいて、推定値生成器10−3の実施例を示す。図8は、高周波電流の4振幅(cp、sp、cn、sn)の全部あるいは一部(または、4振幅(cγ、sγ、cδ、sδ)の全部あるいは一部)を利用して、回転子位相推定値と速度推定値を生成する例を示したものである。推定値生成器10−3は、大きくは、相関信号合成器10−3Aと位相同期器10−3Bから構成されている。Next, an example of the estimated value generator 10-3 will be described. FIG. 8 shows a rotor using all or part of four amplitudes (cp, sp, cn, sn) (or all or part of four amplitudes (cγ, sγ, cδ, sδ)). The example which produces | generates a phase estimated value and a speed estimated value is shown. The estimated value generator 10-3 is mainly composed of a correlation signal synthesizer 10-3A and a phase synchronizer 10-3B.
相関信号合成器10−3Aは、高周波電流の4振幅(cp、sp、cn、sn)の全部あるいはいずれか(または、4振幅(cγ、sγ、cδ、sδ)の全部あるいはいずれか)を利用して、回転子位相相当値である正相関信号pcを合成している。正相関信号は、(37a)式(または(38a)式)で表現され、θγが小さい領域では(37b)式(または(38b)式)の特性をもつ。
位相同期器10−3Bは、請求項4の発明に従い、位相同期ループ(PLL)を構成して、回転子位相と速度の推定値を生成している。これは、正相関信号pcを利用した次の(39)式で記述される。
図9は、デジタル式駆動制御装置における本発明の位相速度推定器(デジタル式回転子位相速度推定装置)の第2構成例である。図4の実施例との違いは、位相速度推定器の配置位置にある。図9では、位相速度推定器をαβ固定座標系上で構成する例となっている。位相速度推定器への入力ベクトル信号である固定子電流、出力ベクトル信号である高周波電圧指令値は、ともにαβ固定座標系上で定義されたベクトル信号である。本構成は、高周波電圧印加手段(高周波電圧指令器)、高周波電流振幅抽出手段(振幅抽出器)をαβ固定座標系上で構成していることを意味する。FIG. 9 shows a second configuration example of the phase speed estimator (digital rotor phase speed estimation apparatus) of the present invention in the digital drive control apparatus. The difference from the embodiment of FIG. 4 is the arrangement position of the phase velocity estimator. FIG. 9 shows an example in which the phase velocity estimator is configured on an αβ fixed coordinate system. The stator current as an input vector signal to the phase velocity estimator and the high-frequency voltage command value as an output vector signal are both vector signals defined on the αβ fixed coordinate system. This configuration means that the high-frequency voltage applying means (high-frequency voltage command device) and the high-frequency current amplitude extracting means (amplitude extractor) are configured on the αβ fixed coordinate system.
図9の位相速度推定器10の内部構成の1例は、図5の構成を採用することができる。位相速度推定器10の内部構成の概要は、γδ準同期座標系上で構成する場合も、αβ固定座標系上で構成する場合も、基本的に変わりはない。As an example of the internal configuration of the
位相速度推定器10がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる高周波電圧指令器10−1は、αβ固定座標系上で構成されることになる。αβ固定座標系上での高周波電圧指令器の構成方法は、γδ準同期座標系上の構成法と基本的に同一である。As is clear from the fact that the
位相速度推定器10がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる振幅抽出器10−2は、αβ固定座標系上で構成されることになる。αβ固定座標系上での振幅抽出器の構成方法は、γδ準同期座標系上の構成法と基本的に同一である。As apparent from the fact that the
位相速度推定器10がαβ固定座標系上で構成されていることより明白なように、これに含まれる推定値生成器10−3は、αβ固定座標系上で構成されることになる。推定値生成器10−3に関しては、図8のものをそのまま利用することはできない。図9、図5、図6、図7に利用可能な推定値生成器10−3の1例は、図10のように描画される。ただし、正相関信号pcの生成は、(37)式あるいは(38)式に従うものの、Kθ=1の条件を追加することになる。すなわち、Kθ=1を満たす形で正相関信号pcを生成する必要がある。As apparent from the fact that the
図9、図5、図6、図7に対応した、さらには請求項4に基づき構成された位相同期器の1例は、図10のように構成される。すなわち、図10の位相同期器は、正相関信号と最終位相推定値との偏差信号を生成し、生成した偏差信号を−π/2から+π/2の間でモジュラ処理し、モジュラ処理信号に対して図8と同様な処理(すなわち、(39)式と同様な処理)を施し、最終的な位相推定値と速度推定値を生成している。An example of a phase synchronizer corresponding to FIGS. 9, 5, 6, and 7 and further configured according to
αβ固定座標系上で構成された位相速度推定器は、高周波電圧指令値をuvw座標系上で駆動用電圧指令値に重畳する場合にも、一般に、実質的無修正で利用可能である。この場合には、αβ固定座標系上の高周波電圧指令値を2相3相変換器を介してuvw座標系上の高周波電圧指令値に変換し、この上で重畳すればよい。In general, the phase velocity estimator configured on the αβ fixed coordinate system can be used without substantial correction even when the high-frequency voltage command value is superimposed on the drive voltage command value on the uvw coordinate system. In this case, the high-frequency voltage command value on the αβ fixed coordinate system may be converted into the high-frequency voltage command value on the uvw coordinate system via a two-phase / three-phase converter and superimposed on this.
以上、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置(位相速度推定器)に関し、具体的実施例を9例挙げて、これを詳しく説明した。位相速度推定器の構成法は、上記の9例に限定されるものでなく、本発明に従った紹介例以外の構成が種々存在することを指摘しておく。The digital rotor phase speed estimation apparatus (phase speed estimator) according to the present invention has been described in detail with reference to nine specific embodiments. It should be pointed out that the configuration method of the phase velocity estimator is not limited to the above nine examples, and there are various configurations other than the introduction examples according to the present invention.
デジタル式回転子位相速度推定装置の具体的説明の都合上、駆動用電動機として同期電動機としこれに関連した駆動制御装置を取り上げたが、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置は、同期電動機に限定されるものでないことを重ねて指摘しておく。駆動用電動機を他の交流電動機とする駆動制御装置におけるデジタル式回転子位相速度推定装置にも、詳述した具体的実施例のものが実質そのまま利用できる。駆動用電動機を同期リラクタンス電動機、誘導電動機とする駆動制御装置と同装置内での回転子位相速度推定装置の一般的配置に関しては、例えば特許文献(新中新二:「交流電動機のベクトル制御方法及び同装置」、特許第4120775号(1902−3−18))等に説明されている。このため、この説明は省略する。For the convenience of specific description of the digital rotor phase speed estimation device, the synchronous motor is used as the driving motor and the drive control device related thereto is taken up. However, the digital rotor phase speed estimation device according to the present invention is a synchronous motor. It is pointed out repeatedly that it is not limited to. The digital rotor phase speed estimation device in the drive control device using another AC motor as the drive motor can be used as it is in the specific embodiment described in detail. Regarding the general arrangement of a drive phase control device and a drive control device in which the drive motor is a synchronous reluctance motor or an induction motor, refer to, for example, Patent Literature (Shinji Shinnaka: “Vector control method of AC motor” And the same device ", Japanese Patent No. 4120775 (1902-3-18)) and the like. Therefore, this description is omitted.
本発明は、交流電動機をセンサレス駆動する応用の中で、特に、ゼロ速度を含む速度領域で高い速応性を備えた位相推定性能を必要とする用途に好適である。The present invention is suitable for applications that require phase estimation performance with high responsiveness in a speed range including zero speed, among applications in which an AC motor is sensorlessly driven.
1 交流電動機(同期電動機)
2 電力変換器
3 離散時間電流検出器
4a 3相2相変換器
4b 2相3相変換器
5a ベクトル回転器
5b ベクトル回転器
6 電流制御器
7 指令変換器
8 速度制御器
9 高周波成分除去フィルタ
10 位相速度推定器
10−1 高周波電圧指令器
10−2 振幅抽出器
10−3 推定値生成器
10−3A 相関信号合成器
10−3B 位相同期器
11 係数器
12 余弦正弦信号発生器1 AC motor (synchronous motor)
DESCRIPTION OF
Claims (4)
kを整数とし、Nhを2以上の正整数とするとき、周期Th=Nh*Ts、位相θh,k−1、基本高周波数ωh=±2π/Thをもつ高周波電圧v1h,k−1を、時刻t=(k−1)*Tsとt=k*Tsとの間に印加する高周波電圧印加手段と、
補正位相θiを次式とするとき、
時刻t=k*Tsに離散時間的に検出された固定子電流i1,kに対して、あるいは固定子電流i1,kから抽出された高周波電流i1h,kに対して、位相((θh,k−1)+(θi))あるいはこの近似位相をもつ高周波信号を用いた処理を施して、高周波電流の振幅を抽出する高周波電流振幅抽出手段と、
抽出された高周波電流振幅を少なくとも用いて、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を、周期Tsごとに生成する回転子位相速度推定値生成手段と、
を備えることを特徴とするデジタル式回転子位相速度推定装置。A stator current digital control function with a period Ts using a power converter and a stator current detector is provided for an AC motor whose rotor exhibits salient pole characteristics when a high frequency voltage having a frequency higher than the drive frequency is applied. A digital rotor phase speed estimation device used in a digital drive control device,
When k is an integer and Nh is a positive integer of 2 or more, high-frequency voltages v1h and k-1 having a period Th = Nh * Ts, a phase θh, k−1, and a basic high frequency ωh = ± 2π / Th are obtained. High-frequency voltage applying means for applying between time t = (k−1) * Ts and t = k * Ts;
When the correction phase θi is expressed as
The phase ((θh, k) with respect to the stator current i1, k detected discretely at time t = k * Ts or with respect to the high-frequency current i1h, k extracted from the stator current i1, k. -1) + (θi)) or high frequency current amplitude extracting means for extracting the amplitude of the high frequency current by performing processing using a high frequency signal having this approximate phase;
Using at least the extracted high-frequency current amplitude, at least one of an estimated value of the rotor phase or an estimated value of the rotor speed basically having a calculus relationship with the rotor phase is generated for each period Ts. A rotor phase speed estimation value generating means;
A digital rotor phase speed estimation apparatus comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015047675A JP6492320B2 (en) | 2015-02-21 | 2015-02-21 | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015047675A JP6492320B2 (en) | 2015-02-21 | 2015-02-21 | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016154429A JP2016154429A (en) | 2016-08-25 |
JP6492320B2 true JP6492320B2 (en) | 2019-04-03 |
Family
ID=56761286
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015047675A Active JP6492320B2 (en) | 2015-02-21 | 2015-02-21 | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6492320B2 (en) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR102509725B1 (en) * | 2018-02-28 | 2023-03-13 | 엘지전자 주식회사 | Motor drive apparatus |
JP7196469B2 (en) * | 2018-08-29 | 2022-12-27 | 富士電機株式会社 | Controller for synchronous reluctance motor |
JP6640317B1 (en) * | 2018-12-13 | 2020-02-05 | 愛知電機株式会社 | Self-excited reactive power compensator |
CN111817636B (en) * | 2020-06-03 | 2022-04-08 | 浙江工业大学 | Permanent magnet synchronous motor position estimation method adopting high-frequency sinusoidal voltage injection with continuously-changing frequency |
CN112468051B (en) * | 2020-11-13 | 2022-06-03 | 中国人民解放军海军工程大学 | Multiphase permanent magnet motor high-frequency vibration rapid analysis method and suppression strategy thereof |
JP7520747B2 (en) | 2021-02-26 | 2024-07-23 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | Inverter control device and method for manufacturing the same |
WO2023152819A1 (en) * | 2022-02-09 | 2023-08-17 | 三菱電機株式会社 | Rotating machine control device |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5145850B2 (en) * | 2007-10-09 | 2013-02-20 | 株式会社デンソー | Rotating machine control device |
CN102844979B (en) * | 2010-04-17 | 2016-01-20 | 日本电产株式会社 | The rotor phase speed estimating device of alternating current motor |
JP5761243B2 (en) * | 2013-03-29 | 2015-08-12 | 株式会社安川電機 | Motor control device and magnetic pole position estimation method |
-
2015
- 2015-02-21 JP JP2015047675A patent/JP6492320B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2016154429A (en) | 2016-08-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6492320B2 (en) | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor | |
JP5720677B2 (en) | Rotor phase speed estimation device for AC motor | |
JP4059039B2 (en) | Control device for synchronous motor | |
JP4665360B2 (en) | Electric motor control device | |
JP5396876B2 (en) | AC motor control device | |
Chan et al. | Sensorless permanent-magnet synchronous motor drive using a reduced-order rotor flux observer | |
EP2552014A2 (en) | A method of position sensorless control of an electrical machine | |
JPWO2010109520A1 (en) | Control device and control method for rotating electrical machine | |
JP6015486B2 (en) | Variable speed controller for synchronous motor | |
JP4587110B2 (en) | Rotor phase estimation method for synchronous motor drive control | |
JP5176406B2 (en) | Rotor phase speed estimation device for AC motor | |
JP2012161143A (en) | Control device for permanent magnet synchronous motor | |
JP4899509B2 (en) | AC motor rotor phase estimation device | |
JP2003125594A (en) | Controller of permanent magnet synchronous motor | |
WO2004032316A1 (en) | Motor magnetic pole position estimation device and control device | |
JP6150211B2 (en) | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor | |
CN115603619A (en) | Estimating motor speed and position | |
Alaei et al. | Dynamic performance analysis of high frequency signal injection based sensorless methods for IPM synchronous motors | |
JP4924115B2 (en) | Permanent magnet synchronous motor drive control device | |
JP6150212B2 (en) | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor | |
JP3735836B2 (en) | Vector control method for permanent magnet synchronous motor | |
JPWO2020115859A1 (en) | Rotating machine control device and electric vehicle control device | |
JP6286733B2 (en) | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor | |
JP5423263B2 (en) | Rotor phase speed estimation device for AC motor | |
Wang et al. | Analysis of permanent-magnet machine for sensorless control based on high-frequency signal injection |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180116 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20181031 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20181113 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20181124 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20190205 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20190208 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6492320 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |