JP6454881B2

JP6454881B2 - モータ制御装置

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Publication number: JP6454881B2
Application number: JP2016551528A
Authority: JP
Inventors: 隆宏増田; 太郎岸部
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2014-09-30
Filing date: 2015-09-25
Publication date: 2019-01-23
Anticipated expiration: 2035-09-25
Also published as: JPWO2016051743A1; CN106575940A; WO2016051743A1; CN106575940B

Description

本発明は、ＰＷＭ制御により生成した駆動電圧をモータの巻線に印加し、流れる電流を制御することでモータを自在にコントロールするモータ制御装置に関し、特に、巻線への駆動電圧の印加により発生する電流値を検出する機能を備えたモータ制御装置に関する。

ＦＡ（ＦａｃｔｏｒｙＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ）で用いられるサーボモータでは、上位装置（上位コントローラ）からの駆動指令（位置指令）に追従するようにモータの位置、速度、トルクが制御される。そして、その制御演算装置としてマイクロプロセッサを用いたディジタル制御が広く使われている。サーボモータで使用される表面磁石構造の同期モータ（ＳｕｒｆａｃｅＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＭｏｔｏｒ）が出力するトルクはモータ電流と比例関係にあるので、モータ電流を制御することでモータから出力されるトルクを自在にコントロールすることができる。モータ電流を制御するため一般的に用いられるＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式では、モータの巻線に流れる電流（以下、モータ電流と呼ぶ）の電流値を検出する必要がある。そして、ディジタル制御の場合は、一定の周期毎にモータ電流を検出し、電流指令値と一致するようにＰＩＤ制御（比例＋積分＋微分制御）などを用いて制御が行われる。

図５は、従来例としてのインバータを含むモータ制御装置９０の構成図である。この従来のモータ制御装置９０は、モータ電流の電流値を検出するために、インバータである電力変換部９８とモータ３０の巻線との間に、電流検出抵抗９１を設けている。そして、モータ電流が流れることで電流検出抵抗９１の両端子間に生じる電圧を、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部９５でディジタル変換し、そのディジタルデータＤｉをディジタル制御部９７に供給する。従来、このような構成により、モータ電流を検出することが一般的に行われている。最近では、ゲイン誤差やオフセットが発生しにくいという面からＡＤ変換部９５には、図５に示すように、ΔΣ（デルタシグマ）ＡＤ変換器９２を用いることが提案されている（例えば、特許文献１）。このようなＡＤ変換部９５は、例えば、ΔΣＡＤ変換器９２に加えて、ホトカップラ、ディジタルフィルタなども含む。

しかしながら、ＰＷＭ制御を利用してモータを駆動するような構成において、このΔΣＡＤ変換器は、ＰＷＭ制御に基づく漏れ電流の影響を受けやすいという問題がある。

すなわち、従来の構成では、モータに印加する電圧を電力変換素子（半導体による高速パワースイッチング素子）のオン／オフ（以下スイッチング）により制御する。このため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生する。通常、漏れ電流は、筐体や配線などを通して接地している箇所へ流れる。ところが、その際にシャント抵抗を経由する漏れ電流が存在し、シャント抵抗の両端の電圧が漏れ電流によって変化する。そして、その電圧をΔΣ型ＡＤ変換器が１ビットディジタル信号に変換する。このため、ＡＤ変換間引きフィルタ後の電流検出値には、本来モータに流れていない不要な電流成分が含まれることになる。

そして、ディジタル制御では、不要な電流成分が外乱として処理され、外乱を打ち消すような電圧がモータに印加されるため、モータに不要なトルクが発生する。特に、モータに流れる電流が小さく、各相のスイッチングタイミングが重なりやすいサーボロック時や低速動作時には、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、例えば本来はモータ出力軸が静止状態となるサーボロック時であっても、不要なトルクによるモータ出力軸の微振動が発生するという問題を有していた。

特開平７−１５９７２号公報

本発明のモータ制御装置は、３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、モータの動作を制御するモータ制御装置である。本モータ制御装置は、ディジタル制御部と、ＰＷＭ部と、電力変換部と、モータ電流検出部と、ΔΣＡＤ変換部と、停止信号生成部とを備える。ディジタル制御部は、上位装置からの動作指令と位置検出センサからの位置情報と巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とにより、位置、速度またはトルク演算を行いモータを駆動するための電圧指令値を算出する。ＰＷＭ部は、電圧指令値を三角波と比較することでパルス幅変調し、ＰＷＭスイッチング信号を出力する。電力変換部は、ＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで巻線に駆動電圧を印加する。モータ電流検出部は、駆動電圧により巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換する。ΔΣＡＤ変換部は、アナログ電圧をディジタル信号に変換する。停止信号生成部は、ΔΣＡＤ変換部の動作を停止させる停止信号を出力する。そして、停止信号生成部は、電圧指令の最大値と最小値の差分があらかじめ決められた閾値以下の場合、スイッチング素子のオン／オフによる漏れ電流が発生している間、停止信号を出力する構成である。

本発明のモータ制御装置によれば、この停止信号によって、スイッチング素子のオン／オフによる漏れ電流の悪影響を低減することができるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。

図１は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図である。図２は、同モータ制御装置におけるモータ電流の検出に使用するΔΣＡＤ変換部の動作を説明するための動作波形図である。図３は、同モータ制御装置におけるΔΣＡＤ変換部の構成図である。図４は、同モータ制御装置における停止信号生成部の構成図である。図５は、従来例のモータ制御装置の構成図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成図であり、図２は、モータ電流の検出に使用するΔΣＡＤ変換部の動作を説明するための動作波形図であり、図３は、モータ電流を検出するΔΣＡＤ変換部の構成図である。

図１に示すように、本モータ制御システム１００は、上位装置３５の指令制御に従ってモータ制御装置１０がモータ３０の動作を制御するように構成されている。

上位装置３５は、例えばパーソナルコンピュータなどを利用して構成され、モータ制御装置１０に対して指令などにより制御する。上位装置３５とモータ制御装置１０とは制御バスラインなどを介して通信接続されており、上位装置３５からの指令がモータ制御装置１０に伝送されるとともに、モータ制御装置１０からの情報が上位装置３５へと伝送される。

図１のモータ３０は、効率や制御性の点から広く利用されている３相のブラシレスモータが好適である。この３相のブラシレスモータであるモータ３０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする各相の巻線をステータコアに巻回したステータと、永久磁石を有したロータとを備えている。そして、モータ制御装置１０で生成した駆動電圧Ｖｄを、Ｕ相の巻線には駆動電圧ＶｄＵとし、Ｖ相の巻線には駆動電圧ＶｄＶとし、Ｗ相の巻線には駆動電圧ＶｄＷとして印加することで、ロータが回転する。また、ロータの位置を検出するため、ロータの近辺には、ロータリエンコーダ、リニアスケールあるいはホールＣＴなどの位置検出センサ３１が配置されている。位置検出センサ３１は、検出したロータの位置の情報を位置情報Ｓｅｎとしてモータ制御装置１０へ出力する。なお、ロータリエンコーダ等の装置を用いずに電流検出値からモータの位置を推定する方法を用いてもよい。

次に、モータ制御装置１０は、モータ３０の回転動作を制御するためのディジタル制御部１７と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部１６と、モータ３０の巻線を通電駆動するための電力変換部１８とに加えて、モータ電流を検出して処理するために、モータ電流検出部１１とＡＤ変換部１５と停止信号生成部１９とを備えている。

ディジタル制御部１７は、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロコンピュータのソフトウェアあるいはＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）やＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）のロジック回路で構成されている。すなわち、ディジタル制御部（以下、適宜、単に制御部と呼ぶ）１７は、プログラムなどの処理手順を示すソフトウェアに従って各処理を実行するように構成されている。また、制御部１７は、処理する信号として、所定のビット数のデータを並べたデータ列で構成されるディジタル信号を主体にして処理している。

制御部１７には、上位装置３５から、位置、速度、トルクなどを指令する動作指令の情報などが伝送される。また、制御部１７は、モータ制御装置１０の情報などを上位装置３５へ伝送する。制御部１７は、このような情報を伝送する通信機能とともに、モータ３０の回転動作を制御し、モータ３０が例えば速度や位置など所定の動きをするように動作制御を行う。

制御部１７のより具体的な処理の一例として、制御部１７は、フィードバック制御に基づき、次のような制御処理を実行する。制御部１７は、上位装置３５からの位置を指令する動作指令と位置検出センサ３１の位置情報Ｓｅｎとで位置制御演算して速度指令を生成する。次に、制御部１７は、位置情報Ｓｅｎの微分により、モータ３０の実速度に対応するモータ速度値を算出し、モータ速度と速度指令とから速度制御演算で電流指令を算出する。次に、制御部１７は、モータ電流検出部１１およびＡＤ変換部１５を介して得られたＵ相のモータ電流検出値ＤｉＵとＷ相のモータ電流検出値ＤｉＷと、算出した電流指令とから電流制御演算により各相の電圧指令を算出する。そして、制御部１７は、モータを駆動するためのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令を示す電圧指令値Ｓｗとして、Ｕ相電圧指令値ＳｗＵ、Ｖ相電圧指令値ＳｗＶ、Ｗ相電圧指令値ＳｗＷを出力する。

次に、ＰＷＭ部１６は、マイクロコンピュータ内蔵の周辺回路（ペリフェラル）やＡＳＩＣやＦＰＧＡのロジック回路で構成され、図２に示すように、例えばアップダウンカウンタにより形成される三角波のキャリア信号と各相の電圧指令値Ｓｗとを比較することでパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、各相のＰＷＭスイッチング信号（以下、適宜、単に、ＰＷＭ信号と呼ぶ）Ｐｗを生成している。

図２の上段において、これら三角波のキャリア信号、電圧指令値ＳｗおよびＰＷＭ信号Ｐｗを示している。図２に示すように、三角波のレベルが順次増加する期間である領域１において、三角波のレベルが電圧指令値Ｓｗのレベル以上となった時点で、ＰＷＭ信号Ｐｗはハイレベルからローレベルへと立下がる。そして、三角波のレベルが順次減少する期間である領域２において、三角波のレベルが電圧指令のレベル以下となった時点で、ＰＷＭ信号Ｐｗはローレベルからハイレベルへと立上がる。ＰＷＭ部１６では、このような動作を繰り返すことにより、電圧指令値Ｓｗのレベルに応じたパルス幅、あるいはデューティ比のパルス列で構成されるＰＷＭ信号Ｐｗを相ごとに生成している。このようにして生成されたＰＷＭ信号Ｐｗが電力変換部１８に供給される。

電力変換部１８は、ＰＷＭ部１６からの各相のＰＷＭ信号Ｐｗを受けて駆動電圧Ｖｄを生成し、Ｕ相の駆動電圧ＶｄＵ、Ｖ相の駆動電圧ＶｄＶ、Ｗ相の駆動電圧ＶｄＷとして、モータ線を介してモータ３０のそれぞれの巻線にこれらの電圧を印加する。電力変換部１８は、いわゆるインバータであり、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはパワーＭＯＳＦＥＴといった高速パワースイッチング素子およびダイオードなどの電力変換素子で構成される。電力変換部１８は、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を用いて、電源から供給された電圧をＰＷＭ信号Ｐｗに応じてスイッチング、すなわちオン／オフすることにより駆動電圧Ｖｄを生成している。最近では、電力変換素子を駆動するためのプリドライブ回路を内蔵したＩＰＭ（ＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＰｏｗｅｒＭｏｄｕｌｅ）により、一体成型されたものがよく用いられる。

モータ電流検出部１１は、駆動電圧Ｖｄを巻線に印加したとき、その巻線に流れるモータ電流の電流量を検出し、電流検出信号Ｓｉとして出力する。具体的には、Ｕ相モータ線とＷ相モータ線とに流れるモータ電流をそれぞれ電圧に変換して、Ｕ相の電流検出信号ＳｉＵとＷ相の電流検出信号ＳｉＷとして出力する。モータ電流検出部１１は、モータ電流が小電流の場合はシャント抵抗、大電流の場合はＣＴ（ＣｕｒｒｅｎｔＴｒａｎｓｆｅｒ）が一般的に用いられる。モータ電流検出部１１が出力する電流検出信号Ｓｉは、ＡＤ変換部１５に供給される。

ΔΣＡＤ変換部（以下、適宜、単にＡＤ変換部と呼ぶ）１５としては、図１に示すように、Ｕ相の電流検出信号ＳｉＵが供給される第１のＡＤ変換部１５Ｕと、Ｗ相の電流検出信号ＳｉＷが供給される第２のＡＤ変換部１５Ｗとで構成される。また、ＡＤ変換部１５のそれぞれは、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２とＡＤ変換間引きフィルタ１４とクロック生成部１３で構成され、供給されたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する。特に、本実施の形態では、上述したようなΔΣ型のアナログ−ディジタル変換器であるΔΣ型ＡＤコンバータ（以下、適宜、単にＡＤコンバータと呼ぶ）１２を用いている。

図３は、このようなＡＤ変換部１５の構成図であり、図３の停止信号生成部１９の詳細については以下で説明する。

図３のＡＤ変換部１５において、まず、クロック生成部１３は、クロック発生器１３０と論理積ゲート１３１とを有している。クロック発生器１３０は、ＡＤコンバータ１２の変換周期を決める原クロックＣｋａを生成する。また、論理積ゲート１３１により、原クロックＣｋａと後述する停止信号Ｓｔｐとの論理積を取り、ＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力する。また、原クロックＣｋａの周波数はディジタル制御部１７の電流制御で必要なＡＤ変換分解能とフィルタの間引きによる遅延の許容量で決めればよく、通常数十ＭＨｚの周波数を使用する。

次に、ＡＤコンバータ１２は、例えば閾値と比較する比較器を有しており、供給された電流検出信号Ｓｉをその閾値と大小比較する。次に、ＡＤコンバータ１２は、その比較結果を二値に対応させることで、１ビットのディジタル信号に変換する。そして、ＡＤコンバータ１２は、その変換した１ビットディジタル信号を、ＡＤ変換クロックＣｋｃ毎にＡＤ変換信号ｄＳｉとして出力する。すなわち、ＡＤコンバータ１２から出力されるＡＤ変換信号ｄＳｉは、パルスで構成された信号であり、例えばその信号のハイとローのレベルが１ビットディジタル信号の１と０の値に対応している。このように、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２は、入力されたアナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換する。

次に、ＡＤ変換間引きフィルタ１４（以下、適宜、間引きフィルタと呼ぶ）は、ｓｉｎｃフィルタと呼ばれる周波数特性がｓｉｎｃ関数のディジタルフィルタを構成しており、加算器を含む加算部１４０と減算器を含む減算部１４１とで構成される。加算部１４０は、ＡＤコンバータ１２から出力された１ビットのディジタル信号であるＡＤ変換信号ｄＳｉをＡＤ変換クロックＣｋｃ毎に加算器で積分することで、多ビットとなる加算データＤｓｉを生成している。この加算データＤｓｉのビット数が、ＡＤ変換部１５のＡＤ変換分解能に対応している。次に、ＡＤ変換クロック分周器１４２は、ＡＤ変換クロックを１／Ｎ（Ｎは２のｎ乗、ｎは整数）に分周した間引きクロックＣｋｎを生成する。すなわち、いわゆるオーバサンプリングクロックと呼ばれるＡＤ変換クロックＣｋｃの高クロックレートから所望の低クロックレートの間引きクロックＣｋｎに分周している。減算部１４１は、この間引きクロックＣｋｎ毎に動作し、加算データＤｓｉの前回値と今回値の差分を演算することで、ｓｉｎｃ関数となる周波数特性を得ている。このような加算部１４０と減算部１４１とで構成される間引きフィルタ１４により、ローパス特性のフィルタを実現しており、高周波ノイズをカットするとともに、所望の分解能のビット数に変換したフィルタ後のモータ電流検出値Ｄｉを生成する。

このように第１のＡＤ変換部１５Ｕで生成されたモータ電流検出値ＤｉＵと、第２のＡＤ変換部１５Ｗで生成されたモータ電流検出値ＤｉＷとは、ディジタル制御部１７に供給される。ディジタル制御部１７は、供給されたモータ電流検出値ＤｉＵ、ＤｉＷを用いて電流制御演算を行い、それぞれの駆動電圧Ｖｄを生成するための電圧指令値Ｓｗを算出している。

ところで、上述したように、モータ制御装置１０は、電源に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより、巻線を駆動する駆動波形をＰＷＭパルスで擬似的に形成した駆動電圧Ｖｄを生成している。このため、スイッチングの瞬間に漏れ電流が発生し、この漏れ電流がＡＤ変換部１５にノイズなどとして影響し、その結果、モータ電流検出値ＤｉＵ、ＤｉＷの精度が劣化する可能性がある。そこで、本実施の形態では、漏れ電流の影響を抑制するため、図１で示すように、停止信号生成部１９をさらに備えている。本実施の形態では、この停止信号生成部１９が、次に説明する停止信号Ｓｔｐを利用して、所定の期間だけＡＤ変換部１５の動作を停止させることで、漏れ電流の影響を抑制している。

さらに、背景技術で説明したように、モータ３０が停止状態となるサーボロック時や低速回転時のような低駆動のときには、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、本実施の形態では、駆動状態に対応した各相の電圧指令値Ｓｗを利用して、例えば低駆動のときにのみ停止有効モードであると判定して、停止信号Ｓｔｐを出力するような制御も行っている。

図１および図３に示すように、停止信号生成部１９には、各相の電圧指令値Ｓｗおよび各相のＰＷＭ信号Ｐｗが供給される。そして、停止信号生成部１９は、まず、各相の電圧指令値Ｓｗに基づき停止有効モードであるかどうかの判定を行う。さらに、停止信号生成部１９は、供給されたＰＷＭ信号Ｐｗのレベルが変化するエッジを利用して、所定のタイミングおよび所定のパルス幅の停止信号Ｓｔｐを生成している。この停止信号Ｓｔｐは、停止有効モードである場合、ＡＤ変換部１５それぞれに供給され、さらに、クロック生成部１３の論理積ゲート１３１の一方の入力に供給される。このような構成により、停止信号Ｓｔｐがクロック停止を示すとき、論理積ゲート１３１を利用してクロック生成部１３からは原クロックＣｋａが出力されず、逆に、停止信号Ｓｔｐがクロック停止を示さないとき、クロック生成部１３からは原クロックＣｋａがＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力される。

図４は、このような停止信号生成部１９の一例を示す構成図である。

図１〜図４において、具体的には、停止信号Ｓｔｐがローレベルのとき、クロック停止を示す一例を挙げている。まず、図１、図３および図４に示すように、停止信号生成部１９には、Ｕ相の電圧指令値ＳｗＵ、Ｖ相の電圧指令値ＳｗＶ、Ｗ相の電圧指令値ＳｗＷと、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、Ｗ相のＰＷＭ信号ＰｗＷが供給される。そして、本実施の形態では、図２に示すように、三角波のレベル方向である上下頂点の間を１つの領域としており、この領域単位に次のような動作を行っている。

まず、停止信号生成部１９は、Ｕ相の電圧指令値ＳｗＵ、Ｖ相の電圧指令値ＳｗＶ、Ｗ相の電圧指令値ＳｗＶのうちの最大値と最小値を抽出する。次に、停止信号生成部１９は、抽出した最大値と最小値との差分ΔＶｃｍｄを算出する。そして、停止信号生成部１９は、あらかじめ決められた閾値Ｖｔｈと比較する。この比較結果に基づき、停止信号生成部１９は、差分ΔＶｃｍｄが閾値Ｖｔｈより小さい領域では、停止信号の出力判定に従った停止信号の出力を有効とする停止有効モードとし（例えば、図２の領域１の場合）、閾値Ｖｔｈ以上の場合は出力判定をしない停止無効モードとして停止信号を出力しない（例えば、図２の領域２の場合）。

図４に示す停止信号生成部１９の構成例では、まず、最大／最小値抽出部１９１が、Ｕ相の電圧指令値ＳｗＵ、Ｖ相の電圧指令値ＳｗＶ、Ｗ相の電圧指令値ＳｗＶのうちの最大値ＭｘＳと最小値Ｍｘｎを抽出する。次に、差分演算器１９２が、抽出した最大値ＭｘＳと最小値Ｍｘｎとの差分ΔＶｃｍｄを算出する。次に、比較器１９３が、差分ΔＶｃｍｄと閾値Ｖｔｈと比較し、その比較結果が停止モード信号ＳＴｍｄとして出力される。図４では、停止信号Ｓｔｐの出力スイッチとして論理和ゲート１９７を設けている。そして、停止モード信号ＳＴｍｄがローレベルのとき停止有効モード、ハイレベルのとき停止無効モードとした場合を示している。すなわち、クロック停止をローレベルで示す停止信号Ｓｔｐは、停止有効モードである場合、論理和ゲート１９７を介して、停止信号生成部１９から出力される。逆に、停止無効モードである場合は、停止信号生成部１９の出力は常にハイレベルとなり、停止信号Ｓｔｐは出力されないことになる。

ここで、通常の３相のブラシレスモータの場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｓｗが正弦波電圧指令であって、それぞれ電気角１２０度ずれた状態である。この場合、３相の電圧指令値Ｓｗの最大値と最小値の差分ΔＶｃｍｄは、ほとんどのタイミングにおいて、３相の電圧指令値Ｓｗのうち２相が最大値または最小値のどちらかの電圧指令値となる。すなわち、２相の波形が重なるタイミングでは、３相のうち２相が同じ電圧指令値であり、その２相は最大値または最小値のどちらかの電圧指令値となる。ここでの差分ΔＶｃｍｄは、それらを差分した値である。

停止信号生成部１９は、このような停止モード判定の動作により、ＰＷＭ信号Ｐｗそれぞれの立下りおよび立上りである変化のタイミングが、相間で一致や近似するような場合を検出し、そのような場合を停止有効モードとしている。すなわち、例えばサーボロック時のように、ＰＷＭ信号Ｐｗの変化のタイミングが一致や近似する場合、漏れ電流が増強しあい、影響が大きくなる。これに対し、本実施の形態では、このような電圧指令値Ｓｗのレベルを利用した動作によって、漏れ電流の影響が大きい場合を検出している。

次に、停止信号生成部１９は、停止信号Ｓｔｐの出力タイミングを判定するため、Ｕ相のＰＷＭ信号ＰｗＵ、Ｖ相のＰＷＭ信号ＰｗＶ、Ｗ相のＰＷＭ信号ＰｗＷを使用している。まず、停止信号生成部１９は、いずれかのＰＷＭ信号Ｐｗが領域内で最初に変化したときに、停止信号Ｓｔｐをローレベルにする。次に、停止信号Ｓｔｐをハイレベルに戻すタイミングを判定するため、タイマを用いて、停止信号Ｓｔｐがローレベルの間だけタイマ動作させる。そして、停止信号生成部１９は、時間Ｔｓｔｐ経過後に停止信号をハイレベルにする。

図４に示す停止信号生成部１９の構成例では、まず、変化検出器１９４が、入力されたＰＷＭ信号ＰｗＵ、ＰＷＭ信号ＰｗＶおよびＰＷＭ信号ＰｗＷうちのいずれかのＰＷＭ信号Ｐｗが領域内で最初に変化したときに、そのタイミングをタイミング生成部１９６およびタイマ１９５に通知する。これにより、タイミング生成部１９６は、停止信号Ｓｔｐをローレベルにして出力する。また、タイマ１９５もタイマの動作を開始し、タイマカウンタがあらかじめ決められた値になるまでカウントする。そして、タイマ１９５は、所定の時間である時間Ｔｓｔｐを経過すると、リセット信号をタイミング生成部１９６に通知する。この通知のタイミングにより、タイミング生成部１９６は、停止信号Ｓｔｐをハイレベルにして出力する。以上のようにして、停止信号Ｓｔｐが論理和ゲート１９７に出力される。

ここで、閾値Ｖｔｈと時間Ｔｓｔｐについては、サーボロック時のモータ電流検出値Ｄｉを測定し、漏れ電流による影響が最小となる値に設定すればよい。例えば、閾値Ｖｔｈは電圧指令値Ｓｗの値の最大値の１０％程度、時間Ｔｓｔｐは、三角波が閾値Ｖｔｈだけ変化する時間に、スイッチングによる漏れ電流の持続時間（一般に数μｓ）を加えた時間より長くすればよい。

なお、停止信号Ｓｔｐの出力判定をするために、モータ電流検出値Ｄｉを用いて漏れ電流を監視し、漏れ電流が発生した場合に、停止信号Ｓｔｐをローレベルにしてもよい。

次に、ＡＤ変換部１５のクロック生成部１３では、停止信号生成部１９からの停止信号Ｓｔｐにより原クロックＣｋａの出力の有無が制御され、クロック停止期間を含むＡＤ変換クロックＣｋｃとして出力される。

具体的な一例として、図２に示すように、停止信号Ｓｔｐがローレベルの場合は、ＡＤ変換クロックＣｋｃと間引きクロックＣｋｎが停止し、ＡＤコンバータ１２と間引きフィルタ１４の動作も停止する。なお、停止させる方法として、間引きクロックＣｋｎのみ停止させる。または、停止信号Ｓｔｐに従いモータ電流検出値Ｄｉをディジタル制御部１７で使用しない、などの手法がある。

以上、電力変換素子のスイッチングから一定時間ＡＤ変換部１５の動作を停止させるような構成とすることで、その期間に発生する漏れ電流による電流検出信号Ｓｉの検出精度劣化を低減することができる。そして、不要な成分の混入が抑制された電流検出信号Ｓｉが得られるので、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができる。

ところで、上述したように、モータ３０が停止状態となるサーボロック時や低速回転時のような低駆動のときには、漏れ電流の影響が相対的に大きくなる。このため、各相の電圧指令値Ｓｗの利用に加えてモータ電流検出値Ｄｉやモータ速度も利用して停止有効モードを判定できる。

例えば、モータ電流検出値Ｄｉを利用する場合、次のようにすればよい。すなわち、停止信号生成部１９は、図１のＡＤ変換部１５からのモータ電流検出値Ｄｉを監視する。そして、モータ電流検出値Ｄｉが、あらかじめ決められた電流値（電流閾値）以上になった場合は、停止信号Ｓｔｐを出力せず、電流閾値未満の場合は、上述した出力判定により停止信号Ｓｔｐを出力する。なお、電流閾値は、モータ電流に対する漏れ電流の誤検出の影響が小さくなる電流値とすればよく、モータ定格電流の１０％程度とする。

また、モータ速度を利用する場合、次のようにすればよい。すなわち、停止信号生成部１９は、ディジタル制御部１７からモータ速度を監視する。そして、モータ速度が、あらかじめ決められた速度（速度閾値）以上になった場合は、停止信号Ｓｔｐを出力せず、速度閾値未満の場合は、上述した出力判定により停止信号Ｓｔｐを出力する。なお、速度閾値はモータ電流に対する漏れ電流の影響が小さくなる速度とすればよく、数百ｒ／ｍｉｎとする。

以上のような構成とすることにより、漏れ電流の影響が大きくなるサーボロック時や低速動作時にのみ絞って、漏れ電流による検出精度劣化への対策することが可能となる。

以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、電圧指令が小さい場合にΔΣＡＤ変換部の動作を停止することで、電力変換素子のスイッチングによる漏れ電流の誤検出を低減することができる。このため、モータに発生する不要なトルクが小さくなり、微振動を抑えることができるので、モータ電流を検出してモータ制御を行う制御装置として特に有効である。

１０，９０モータ制御装置
１１モータ電流検出部
１２ ΔΣ型ＡＤコンバータ
１３クロック生成部
１４ＡＤ変換間引きフィルタ
１５，１５Ｕ，１５Ｗ，９５ＡＤ変換部
１６ＰＷＭ部
１７，９７ディジタル制御部
１８，９８電力変換部
１９停止信号生成部
３０モータ
３１位置検出センサ
３５上位装置
１００モータ制御システム
１３０クロック発生器
１３１論理積ゲート
１４０加算部
１４１減算部
１４２ＡＤ変換クロック分周器

Claims

３相の巻線を巻回したステータを備えるモータに対し、前記巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出部を有し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
上位装置からの動作指令と位置検出センサからのモータの位置情報と前記巻線に流れる電流値であるモータ電流検出値とによりトルク演算を行い、モータを駆動するための３つの電圧指令値を算出するディジタル制御部と、
前記３つの電圧指令値を三角波とそれぞれに比較することでパルス幅変調し、３つのＰＷＭスイッチング信号を出力するＰＷＭ部と、
前記３つのＰＷＭスイッチング信号に従いスイッチング素子をオン／オフすることで前記巻線に駆動電圧を印加する電力変換部と、
前記駆動電圧により前記巻線に流れる電流を、アナログ電圧に変換する前記モータ電流検出部と、
前記アナログ電圧をディジタル信号に変換するΔΣＡＤ変換部と、を備えたモータ制御装置において、
前記３つのＰＷＭスイッチング信号と前記３つの電圧指令値とが入力されて、あらかじめ定められた期間だけ前記ΔΣＡＤ変換部の動作を停止させる停止信号を出力する停止信号生成部を有し、
前記停止信号生成部は、前記電圧指令の最大値と最小値の差分があらかじめ決められた閾値以下であり、かつ前記３つのＰＷＭスイッチング信号のうちで最初に変化したＰＷＭスイッチング信号のエッジを検知した場合、前記最初に変化したＰＷＭスイッチング信号を検知したタイミングに基づいて、前記停止信号を出力し、
前記停止信号は、少なくとも前記三角波が前記閾値だけ変化する時間に所定時間を加えた時間よりも長いことを特徴とするモータ制御装置。
前記停止信号生成部は、前記モータ電流検出値の監視によって漏れ電流の発生を検知した場合、前記停止信号を出力する請求項１に記載のモータ制御装置。
前記停止信号生成部は、タイマを備え、前記漏れ電流の発生を検出した時に、前記停止信号の出力とタイマ動作を開始し、タイマカウンタがあらかじめ決められた値になるまで停止信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
前記ΔΣＡＤ変換部は、
前記アナログ電圧を１ビットのディジタル信号に変換するΔΣ型ＡＤコンバータと、
前記１ビットのディジタル信号を多ビットのディジタル信号に変換し、前記モータ電流検出値として出力するＡＤ変換間引きフィルタと、
前記ΔΣ型ＡＤコンバータと前記ＡＤ変換間引きフィルタとを動作させるためのクロックを生成するクロック生成部とを備え、
前記停止信号により前記クロックを停止させることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
前記停止信号生成部は、前記モータ電流検出値があらかじめ決められた値以上になった場合は、停止信号の出力をしないことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
前記停止信号生成部は、モータ速度があらかじめ決められた値以上になった場合は、停止信号の出力をしないことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。