JP6393022B2 - ワイヤレスセンサリーダ - Google Patents

Description

（関連出願）
この非仮出願は、２００９年４月７日に出願された米国特許出願第１２／４１９，３２６号の一部継続出願である。米国特許出願１２／４１９，３２６号は、２００８年３月１４日に出願された米国特許出願第１２／０７５，８５８号の一部継続出願である。米国特許出願第１２／０７５，８５８号は、２００７年３月１５日に出願された米国仮出願第６０／９１８，１６４号の優先権を主張する。各出願は、参照することにより本明細書に援用される。

（技術分野）
本発明は、概して、パッシブワイヤレスセンサを読取ることに関し、より具体的には、パッシブワイヤレスセンサを励起し、パッシブワイヤレスセンサからデータを感知するリーダ回路および方法に関する。

（背景）
共振回路技術を利用するパッシブワイヤレスセンサシステムが公知である。これらのシステムは、励起および読取回路と遠隔通信するパッシブワイヤレスセンサを利用する。多くの場合、ワイヤレスセンサは、人間の体内等の特定の位置にインプラントされ、感知パラメータを検出し、報告する。感知パラメータは、ワイヤレスセンサの共振回路の周波数を変化させる。リーダ装置は、ワイヤレスセンサの共振周波数をサンプリングし、感知パラメータを判定する。

初期の研究者のヘインズ（Ｈ．Ｅ．ヘインズとＡ．Ｌ．ウィッチー，「メディカルエレクトロニクス、「語る」ピル」，ＲＣＡエンジニア，５巻，５２−５４ページ，１９６０年）は、ワイヤレス圧力センサが組み込まれ、体内に摂取可能なピルと、被験者の身体を囲み、弁別器回路によって周波数を計測する大型のリーダ装置とを開示している。ナグモ（Ｊ．ナグモ、Ａ．ウチヤマ、Ｓ．キモト、Ｔ．ワタヌキ、Ｍ，ホリイ、Ｋ．スマ、Ａ．オオウチ、Ｍ．クマノおよびＨ．ワタナベ，「医療用途のエコーカプセル（バッテリーレスのラジオエンドゥプローブ）」，バイオメディカルエレクトロニクスのＩＲＥトランザクション，ＢＭＥ９巻，１９５−１９９頁，１９６２年）は、同様のシステムを開示しており、このシステムでは、センサは、共振中にセンサに電力供給するための蓄エネルギーコンデンサを含んでいる。

ブラーラによる米国特許第４，１２７，１１０号は、脳の流圧を計測するセンサを開示している。コズマンによる米国特許第４，２０６，７６２号は、頭蓋内圧力を計測する同様のセンサを開示している。具体的には、コズマン特許では、センサの共振周波数をワイヤレスに計測するグリッドディップシステムを用いることが記載されている。

先行特許においては、パッシブワイヤレスセンサを読取るいくつかの方法もまた、記載されてきた。例えば、コズマン特許は、チューニングのためにインプラントされたセンサを用いる外部発振回路と、センサ共振周波数の計測用のグリップディップ計測システムとを開示している。ケンジーらによる米国特許第６，０１５，３８６号は、周波数スイープを送信することによりパッシブセンサを励起し、送信信号の位相検出器を用いて、送信された周波数がセンサの共振周波数に適合するスイープ中のポイントを識別するリーダを開示している。スピルマンらによる米国特許第６，２０６，８３５号は、スピルマンらによる米国特許第５，５８１，２４８号に開示されたリーダ技術の医療用インプラントの適用例を開示している。このリーダ技術は、センサの検出したパラメータによる、リーダにおける周波数依存性可変インピーダンスのローディング効果を検出する。エリスらによる米国特許第７，４３２，７２３号は、エナジャイジングループを有するリーダを開示している。エナジャイジングループは、それぞれ、センサの帯域幅が確実にセンサの共振励起を許容するようにチューニングされ、間隔を空けた異なる周波数を送信する。エリスは、適切なエナジャイジングループからのリングダウン応答を用いて、センサ共振周波数を判定する。アレンらによる米国特許第６，１１１，５２０号は、ホワイトノイズの「チャープ」をセンサに送信し、リングダウン応答を検出する方法を開示している。

位相同期回路（ＰＬＬ回路）を利用して、センサの共振周波数にロックするリーダがある。ジョイらによる米国特許第７，２４５，１１７号は、アクティブＰＬＬ回路と、受信信号の位相と送信ＰＬＬ信号の位相が適合するまで送信ＰＬＬ周波数を調節する信号処理回路とを開示している。この適合が生じた時、送信ＰＬＬ周波数は、センサ共振周波数に等しい。

ＰＬＬ回路には、入力周波数をサンプリングし、ＰＬＬを所与の周波数にホールドするためのサンプル・アンド・ホールド（Ｓ／Ｈ）機能が組み込まれ得る。Ｓ／Ｈを有するＰＬＬは、様々な用途で用いられ得る。例えば、ジェネストによる米国特許第４，５３１，５２６号は、Ｓ／Ｈ回路を有するＰＬＬ回路を用いて、リーダの送信周波数をセンサから受信された共振周波数に適合させるように調節するリーダを開示している。これは、次の送信に対するセンサの応答を最大化するために行われ、センサの共振振幅の減衰率を計測して感知パラメータ値を抽出する。ブキャナンによる米国特許第４，６４４，４２０号は、Ｓ／Ｈを有するＰＬＬを開示している。このＳ／Ｈを有するＰＬＬは、テープ上のデジタルデータパルスを評価するために、テープデータストリームをサンプリングし、適切なサンプリング周波数を維持するために利用される。ブキャナンらによる米国特許第５，００６，８１９号は、この概念をさらに強化した。デニーによる米国特許第５，９２０，２３３号は、ＰＬＬを有するＳ／Ｈ回路を用いて位相周波数検出器からチャージポンプノイズを減少させ、周波数合成回路の低ジッタ性能を強化する高速サンプリング技術を記載している。チャラビットらによる米国特許第４，５１１，８５８号は、ＰＬＬロック周波数が変化している時に電圧制御発振器の制御電圧を予め定める、Ｓ／Ｈ回路を有するＰＬＬを開示している。これは、所望の合成周波数を変化させる時にＰＬＬの応答速度を強めるために行われる。フィッシャーによる米国特許第６，５７０，４５７号およびフィッシャーらによる米国特許第６，６８０，６５４号は、ＰＬＬ周波数ステッピングならびにオフセット補正特性を強める、Ｓ／Ｈ回路を有するＰＬＬを開示している。フラーらによる米国特許第３，８７２，４５５号は、ＰＬＬ位相ロックが検出された時に周波数表示をフリーズさせ、周波数カウンタをプリロードするためのデジタルＳ／Ｈを有するＰＬＬを開示している。

ダイレクト信号サンプリングおよび周波数分析技術を実装するリーダもまた、発見されている。エッガーらによる米国特許第７，０４８，７５６号が一例であり、キュリー温度を有する共振センサを用いて温度閾値での応答変化を表し、体内温度を計測する。

さらに、デジタル信号分析を用いて性能および応答を改良するリーダが公知である。ミラーらによる米国特許第７，４６６，１２０号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて、周波数パルスによって励起されたパッシブ血圧センサの応答を評価し、続いて、相対位相遅延に対し三倍周波数励起からの応答信号を評価することを記載している。

上記のようなパッシブセンサリーダの現在の設計は、多くの欠点に基づく問題がある。ヘインズとナグモの初期の「パルスエコーリンギングシステム」は、大型で高電力のリーダ装置を必要とした。さらには、コリンズ（Ｃ．コリンズ，「目におけるインプラントのための小型パッシブ圧力トランセンサ」，バイオメディカルエンジニアリングのＩＥＥＥトランザクション，ＢＭＥ１４巻，ナンバー２，１９６７年４月）は、短命のリング信号の周波数の計測が難しいせいで、これらのシステムが不正確であり、かつ、貧弱な問題の解明をもたらすことを開示しており、そのことは、様々な掃引周波数メソッドに賛成することの放棄を導いている。

コズマン、ケンジー、エリスおよびスピルマン特許に記載されたもの、ならびにアレンが述べるパルスメソッドと同様の掃引周波数センサリーダは、無線伝送を規制する政府機関による比較的広い帯域幅の許可を必要とする。このことは、スペクトルの他の用途を制限し、潜在的な干渉の問題を生じさせる。ジェネスト、エリスおよびジョイのような、可変周波数トランスミッタを有するパッシブ共振センサの共振周波数を追跡するリーダにも、同様の問題がある。掃引周波数および／またはデジタルトラッキングのアプローチには、さらなる重要な回路が必要とされ、そのことがリーダのサイズ、コストおよび故障率を増大させる。さらに伝送、信号処理、サンプリング、ならびにデジタル制御周波数トラッキングを用いたセンサの共振周波数のトラッキングまたは掃引周波数システムに必要とされる電力量は著しく、リーダにおけるバッテリーの電力使用能力を制限し、同様に、バッテリー電源式リーダにおけるバッテリーの寿命をも制限する。従って、従来技術においては、改良されたパッシブセンサおよびリーダシステムが必要とされる。

（概要）
ワイヤレスセンサに接続されるリーダ装置が提供される。ワイヤレスセンサの共振周波数は、感知パラメータに比例して変化する。リーダは、短いエネルギーのパルスを固定周波数で送信し、その送信が終了した直後に、ワイヤレスセンサにその共振周波数の又はこれに近似する周波数でリンギングさせる。リーダは、センサのリング信号を受信し、増幅し、そしてその周波数を計測する。一実施形態では、リーダは、センサのリング周波数にロックする位相同期回路（ＰＬＬ）に信号を送信することによって、この計測を実行する。ＰＬＬがリング周波数にロックすると、ＰＬＬの電圧制御発振器（「ＶＣＯ」）は、ＶＣＯの周波数をロックされた周波数に維持するホールドモードにされる。ＶＣＯの周波数は、センサの共振周波数を判定するためにカウントされる。あるいは、ＶＣＯの制御電圧自体がサンプリングされ、既知の相関に基づいてセンサの共振周波数を判定するために用いられる。ＶＣＯの制御電圧がサンプリングされる時、その電圧のサンプリングが十分に高速である場合には、ＶＣＯの周波数はロックされる必要がなくてもよい。さらに、デジタルスペクトル分析を含む周波数判定方法およびシステムも開示される。

以下の図面は、詳細な説明に関連付けて参照される。
パッシブワイヤレスセンサシステムのブロック図である。 センサから測定値を取得するプロセスを説明するフローチャートである。 センサとリーダとの間の信号交換の周波数特性を定性的に示すプロットである。 測定値取得中のセンサとリーダとの間の信号交換の周波数特性を定性的に示す３つのシーケンシャルなプロットの１つである。 測定値取得中のセンサとリーダとの間の信号交換の周波数特性を定性的に示す３つのシーケンシャルなプロットの１つである。 測定値取得中のセンサとリーダとの間の信号交換の周波数特性を定性的に示す３つのシーケンシャルなプロットの１つである。 図１のパッシブワイヤレスセンサシステムのブロック図であって、外部データインターフェースおよびリモートデータ取り扱い機能を含むように拡張された図である。 図１のパッシブワイヤレスセンサシステムのブロック図であって、中間アンテナが付加された図である。 リーダの内部回路の最上位のブロック図である。 リーダ回路のタイミングおよび制御部のブロック図である。 リーダ回路の送信部のブロック図である。 リーダ回路の受信部のブロック図である。 リーダ回路の位相同期回路部のブロック図である。 リーダ回路の周波数カウンタ部のブロック図である。 図１１に示されるリーダ回路の位相同期回路部の別の実施形態であって、サンプル・アンド・ホールドを実装するデジタルサンプリングタイマおよび生成機能を有するもののブロック図である。 図７のリーダの内部回路の別の実施形態であって、ＰＬＬおよび周波数カウンタがデジタルサンプリング回路およびスペクトル分析回路に置換されたものを示すブロック図である。 図８のタイミングおよび制御回路の別の実施形態であって、ＰＬＬタイマおよび周波数カウンタタイマがそれぞれデジタルサンプリングタイマおよびスペクトル分析タイマに置換されたものを示すブロック図である。 図１４のデジタルサンプリング回路ブロックの内部アーキテクチャのブロック図である。 図１４のスペクトル分析回路ブロックの内部アーキテクチャのブロック図である。

（詳細な説明）
センサ１２と遠隔通信するリーダ１０を含むパッシブワイヤレスセンサシステムが提供される。リーダ１０は、センサ１２の共振周波数の又はこれに近似する無線周波数（ＲＦ）パルス等の信号を送信することによって、センサ１２を励起することができる（図１参照）。センサ１２は、リーダ１０からの励起パルスに応答して、短時間リング信号を放射し得る。

センサ１２は、独自の電源を有さないパッシブデバイスであり得、センサ１２の共振周波数の又はこれに近似する励起信号１４に応答して、リング信号１６を放射可能であり得る。センサ１２は、特定のパラメータを感知するように構成され得る。例えば、センサ１２は、感知パラメータに基づいて変化する固定インダクタ１３およびコンデンサ１５を含み得る。可変容量又はインダクタンスは、センサ１２の共振周波数を変化させる。しかしながら、センサ１２は、リーダ１０と遠隔通信が可能な当該分野で公知の任意のワイヤレスセンサであってもよいことを理解されたい。さらに、センサ１２は、ＲＦ共振センサとして説明されたが、センサ１２は、音響共振センサ、光学共振センサ又は当該分野で公知の他の類似のセンサであってもよいことが理解される。リーダ１０は、センサ１２を作動させるために対応する信号を利用し得る。さらに、センサ１２は、アクティブセンサであってもよいし、パッシブセンサであってもよい。

ある実施形態では、センサ１２は、少なくとも１つの誘導性素子１３および少なくとも１つの容量性素子１５を備える。感知パラメータに比例してセンサ１２の共振周波数を変動させるために、誘導性素子１３又は容量性素子１５のいずれか、あるいはその両方は、感知パラメータに比例的にインダクタンス又はキャパシタンスを変化させるように構成され得る。図１に示される実施形態の例では、容量性素子１５は、可変性のものであり、誘導性素子１３は、固定性のものである。このようなコンポーネントの典型的な例は、圧力の変化に応答してそれらのキャパシタンスを変化させるセンサである。このような容量性圧力センサは、当該分野において周知である。

一実施形態ではまた、センサ１２の少なくとも１つの誘導性素子１３は、センサ１２のアンテナとしても機能し、リーダ１０に配置される別のアンテナ２６へ、かつ、これからエネルギーをつなぐ。

リーダ１０は、センサ１２の近傍で励起パルス１４を送信することによって、センサ１２を励起し得る。例えば、リーダは、センサ１２の共振周波数の又はこれに近似するＲＦ励起パルス１４を放射し得る。センサ１２は、励起パルス１４に応答してリング信号１６を放射し得る。リーダ１０は、感知パラメータ値を判定するために、リング信号１６の周波数を判定し得る。

図２は、リーダ１０がセンサ１２から測定値（リーディング）を取得するプロセスに関し得るステップの例を示すフローチャートである。各ステップは、複数の刻まれたステップを構成し得、そのようなステップは、いくつかのレベルに刻まれ得る。しかしながら、測定値取得中のリーダの動作のシーケンスを明確にするべく、基本的な上位のステップのみが示される。初期条件２０２では、センサ１２は、その共振周波数が感知パラメータに比例するように既に構成されている。容量性又は誘導性センサにより計測可能な感知パラメータのいくつかの例は、圧力、温度、加速度、角速度、ＰＨレベル、グルコースレベル、塩分濃度、粘性、誘電率、湿度、プロキシミティ、電解質レベルおよび酸素レベルである。さらに、他の公知のパラメータも感知され得る。

センサ１２は、リーダ１０の遠隔に位置する。一実施形態では、センサ１２は、生きている人間又は動物の体内にインプラントされ、生理的な計測結果を取得する。そのような可能な位置は、血管、頭蓋、目、嚢、胃、肺、心臓、筋肉表面、骨表面又は任意の身体的な空洞であるが、これらに限定されない。センサ１２は、短期急性又は長期慢性の期間、インプランされ得る。センサ１２は、独立型であってもよいし、カテーテル、ステント、バイパス、フィルタ、ペースメーカ、ペースメーカワイヤおよび血管閉鎖装置などの別の装置にインプラントされてもよい。

センサ１２は、感知パラメータの値の範囲をマッピングする動作周波数の範囲２２０（図２に示されない）を有するように設計される。測定値を取得することが望まれる場合、リーダ１０は、図２のブロック２０４におけるように、センサ１２の近傍で励起パルス１４を送信し得る。パルス１４は、予め定められた固定周波数でのエネルギーの短いバーストであり得る。パルス１４の周波数は、センサ１２の動作周波数の範囲２２０の中間又はその近傍であるように選択され得、パルス１４は、狭帯域幅であり得る。狭帯域幅パルスの利点は、その周りの他の装置と電磁気的に干渉しにくいことである。狭帯域幅パルスのさらなる利点は、電磁気スペクトルの割り当てに関する政府の又は産業的な規制により指定される窮屈な帯域内でパルス周波数をシステム設計者が選択できるようにすることにより、そのような規制にシステムをより容易に合致させることが可能なことである。一実施形態では、パルス１４は、狭く、かつ、その中心は１３．５６ＭＨｚであり、インターナショナルテレコミュニケーションユニオン（ＩＴＵ）により商業的なＲＦデバイスに用いるために割り当てられたいわゆる産業、科学および医療（ＩＳＭ）帯域の１つである。狭帯域幅パルスのさらに別の利点は、同等の連続送信のソリューションよりも少ない電力を必要とし得ることであり、従って、リーダ１０をバッテリー動作により従い易くし、一般的により高電力のコンポーネントよりも放熱を必要としないより小型のコンポーネントの使用を可能にする。最後に、図２のステップ２０４で固定周波数パルス１４を送信することの利点は、リーダ１０の送信回路が掃引周波数又は連続送信のソリューションに比べてシンプルであることである。

センサ１２がリーダ１０に近接しているため、ここで図２のステップ２０６が生じる。センサ１２は、そのアンテナとリーダ１０のアンテナとの間の誘導性結合を介して、パルス１４からエネルギーを与えられる。パルス１４は、センサ１２のアンテナ内に電流を流れさせ、コンデンサ１５およびインダクタ１３によって形成される「ＬＣタンク」回路にエネルギーを与える。パルス１４は、概して短時間持続性であり、ステップ２０８では、リーダ１０は、突然パルス１４を終了させる。即座に、センサ１２のＬＣタンク回路に貯められたエネルギーが消え始め、そうしている時にセンサ１２の共振周波数での発振が生じる。従って、センサ１２のアンテナは、この周波数でリング信号１６を放射する。送信を終了した後、リーダ１０は、ステップ２１０におけるように、リング信号１６を検出し、それを増幅するために、即座に受信モードへと切り替わらねばならない。

計測条件によっては、リング信号は、弱い、雑音が多い、又は短時間持続性のものとなり得、そのことは周波数の計測中に正確性および問題の解明に不利益を導く。そのため、リーダ１０は、ステップ２１２において、ステップ２１４で高精度の周波数の計測結果を取得するのに十分な時間だけ、一定の周波数かつ大きな振幅でサンプリングされたリング信号をロックし、ホールドし得る。

図３は、ある実施形態における、周波数ドメインでのリーダ１０およびセンサ１２の理想化された特性を定性的に示す。センサ１２は、問題となるその物理パラメータを予め定められた値の動作範囲にわたって感知する。それは、この物理パラメータの範囲を対応する動作周波数の範囲２２０上にマッピングする。曲線２２４は、センサ１２の共振周波数がその動作周波数の範囲２２０の最小となる時のセンサ１２の伝達関数である。センサの伝達関数２２４は、その頂点がセンサ１２の共振周波数となる。感知パラメータが値の動作範囲内で変化するにつれて、センサの伝達関数は、動作周波数の範囲２２０内で対応するように移動する。従って、感知される物理パラメータの値に応じて、センサの伝達関数は、動作周波数の範囲２２０内のいずれかに中心が来得る。その共振周波数（伝達関数曲線の頂点）は、感知パラメータの値に対応する。感知パラメータがその動作範囲の他方の端にある場合には、センサの伝達関数は、最大周波数のセンサの伝達関数２２２となる。

図３における狭帯域の関数１４は、図１に示される励起パルス１４を表している。その周波数、指定されたｆ_ｘｍｔは、概ね一定であり、動作周波数の範囲２２０の中央又はその近傍にくる。パルス１４は、概して狭帯域幅性、短時間持続性であり、予め定められた周波数ｆ_ｘｍｔに固定されている。これらのパルス特性は、掃引したり、送信周波数を変化させたりしなければならないリーダを超えるいくつかの利点をリーダ１０に与える。いくつかの利点とは、以下のとおりである。回路がよりシンプルになる、制御ソフトウェア／ファームウェアがよりシンプルになる、全体的により低電力消費になる（バッテリー動作を可能にする）、コンポーネントがより低電力（従って、より小型）になる、内部熱の消耗がより少ない、他のソースからの電磁的な干渉をより受けにくい、外部の装置と電磁的により干渉しにくい、および政府の周波数の割り当て規制により合致し易い。

図３に示される別の重要な特徴は、リーダ１０の最小信号検知閾値２２６を表す横線である。励起パルス１４がオフに切り換えられた後、センサ１２は、励起パルス１４からセンサ１２が受け取ったエネルギーを消耗する。強制励起パルス１４の欠如により、このエネルギーは、センサ１２の共振周波数での発振を生じさせ、リング信号１６（図３には示されない）を放射させる。リング信号１６の信号の強さ（振幅）は、励起パルス１４とセンサの伝達関数との交点によって決定される。つまり、リング信号の振幅は、そのポイントでの２つの関数の積によって限定される。この積の振幅は、リング信号１６がリーダ１０によって検知され、計測されるためには、上記交点で、リーダ１０の信号検知閾値２２６より大きい又はこれに等しくなければならない。

図４は、周波数ドメインでの、リーダ１０とセンサ１２との間の典型的な信号交換の説明に役立つ例を提供する。この図に示されるプロセスは、図２においてフローチャートの形式で示されたものと同じである。図４Ａに示される初期条件では、感知パラメータ値は、センサ１２の伝達関数２２８の中心が動作周波数の範囲２２０内のある周波数にくるようになっている。なお、感知パラメータ（従って、伝達関数２２８）は、センサ１２とリーダ１０との間の電気信号の行き来よりもずっとゆっくりとしたタイムスケールで変化するため、伝達関数２２８は、これらの信号と比べて順静的である。感知パラメータは、電気信号に対して順静的であるため、リーダ１０は、短い時間間隔で多数のサンプルを得、これらのサンプルを平均し、より正確な計測結果を取得することができる。

図４Ｂでは、励起パルス１４がリーダ１０によって生成される。パルス１４は、動作周波数の範囲２２０の中心又はその近傍の周波数ｆ_ｘｍｔに中心がくる、狭帯域幅信号である。リーダ１０がセンサ１２の物理的な近傍で励起パルス１４を発生させる時、エネルギーがリーダ１０からセンサ１２に伝達される。一実施形態では、このエネルギー伝達は、誘導性カップリングにより生じ、このとき、ｆ_ｘｍｔはＲＦ周波数帯域にある。リーダの励起パルス１４とセンサの伝達関数２２８との交点２３０に留意されたい。このポイントでの２つの振幅の積は、リング信号１６の振幅を決定する。

次に、図４Ｃでは、リーダ１０は、励起パルス１４の送信を終了する。励起エネルギーが止んだ時、センサ１２は、オフ送信周波数共振による位相誤差を有する送信周波数での強制駆動特性から、おおよそ曲線２２８のピークにある、センサおよびその周辺のものの共振周波数に依存する周波数での受動共振特性へとシフトする。センサ１２のインダクタ内の共振エネルギーにより、センサ１２のまわりにこの共振周波数での時変磁場が発生し、時変磁場は、この共振周波数で放射された信号としてリーダ１０で検知可能である。

なお、センサ１２が、図４Ｂのさらに右側へ（増大しているｆ_ｒｅｓの方向へ）伝達関数２２８を移動させる感知パラメータにさらされると、ｆ_ｘｍｔのポイントでの曲線２２８の振幅は小さくなり、それにより、交点の高さ２３０もまた小さくなる。ｆ_ｒｅｓがさらに増大し、ｆ_ｍａｘに達すると、交点の振幅２３０は、リーダ１０の最小検知閾値２２６に等しくなる。伝達関数２２８がさらに右側へ移動すると、ｆ_ｒｅｓがｆ_ｍａｘを超え、交点の振幅２３０は、リーダ１０の検知閾値２２６を下回る。ここで、リーダ１０は、もはやリング信号１６を検知することができず、すなわち、ｆ_ｒｅｓは、システムの動作周波数の範囲２２０外にくることに留意されたい。なお、センサ１２は、その伝達関数２２８が、交点の振幅２３０を動作周波数の範囲２２０の全体にわたってリーダ１０の検知閾値２２６よりも上に維持するのに十分に広い帯域幅を有するように設計されなければならない。しかしながら、幅の広い伝達関数２２８を有するセンサ１２を設計することは、概して伝達関数２２８のピーク振幅を低くする。従って、振幅と帯域幅との間にバランスが見出されなければならない。概して、図４から明らかなことは、リーダ１０がリング信号１６を検知し、計測する能力も、システムＱにおける励起パルス１４が止んだ後のリング信号の電力レベル、および、リング信号１６の持続時間に依存することである。

図４に示される伝達関数２２８、信号１４および１６、ならびに動作範囲２２０の形状は、例示である。いくつかの実施形態では、伝達関数２２８は、異なる特性を有していてもよく、そして、そのピークにあるｆ_ｒｅｓについて対称でなくてもよい。さらに、動作範囲２２０は、励起パルス１６の周波数ｆ_ｘｍｔについて対称でなくてもよい。動作範囲２２０の非対称性は、センサ１２の特性の帰結として生じるものであってもよいし、又は、伝達関数２２８、励起信号１６又はリング信号１４における非対称性を相殺するために目的を持って設計されるものであってもよい。

代替の実施形態では、リーダ１０は、センサ１２の動作範囲２２０の中心近傍でないパルスを送信し得る。この場合、リーダ１０は、センサ１２の動作範囲２２０内のある周波数と調和関係にある周波数でパルスを送信する。すなわち、送信された１又は複数のパルスから生じるより高調波又は低調波が、図４に示される励起パルス１６として用いられる。

さらに別の実施形態では、リーダ１０は、同時又は異なるタイミングのいずれかで２以上の励起パルスを異なる周波数で送信し得る。これらの多数の励起パルスは、動作周波数の範囲２２０の異なる部分を励起し得る。あるいは、これらの多数のパルス又はこれらの調波の組み合わせを足す又は引くことによって生成される周波数が、図４の励起周波数１６として働き得る。励起パルスはまた、ガウス分布又は他の非正弦関数形を想定し得る。

再び図１を参照するが、リーダ１０はまた、センサ１２からのリング周波数の測定値をデジタル形式に変換し、これらを基板上のメモリに記憶するための回路を組み込み得る。センサ１２からの計測結果に加えて、リーダ１０のメモリはまた、他の関連データを記憶し得る。この例には、タイムスタンプデータ、キャリブレーション係数、システム機能を達成するために必要とされるファームウェア、ファームウェアのアップグレード版、部品番号、シリアルナンバー、利用ログ、履歴データ、コンフィグレーションデータ、診断データ、センサのホストロケーションおよびアプリケーションについての情報、ならびにユーザ定義情報が含まれる。

リーダ１０はまた、周波数データのいくつかの局面に対応して、ディスプレイ画面、ＬＥＤ又は音声指示のようなヒューマンインターフェースを組み込み得る。さらに、リーダ１０はまた、平均化、フィルタリング、曲線適合、閾値モニタリング、タイムスタンピング、トレンド分析および他のデータとの比較等の機能を実行することにより、受信した周波数データを処理し得る。

リーダ１０はまた、図５に示されるように、データインターフェース１７と通信し得る。データインターフェース１７は、リーダ１０に対して外付けであり、リーダ１０から電気信号を受信し、リーダ１０に信号を送信するように構成されている。さらに、データインターフェース１７は、例えば、リーダ１０に位置するバッテリーを充電することにより、リーダ１０に電力供給し得る。データインターフェース１７の例には、ホストコンピュータ、ドッキングステーション、電話網、携帯電話網、ＧＰＳネットワーク、光ネットワーク、ブルートゥースネットワーク、ストレージエリアネットワーク、インターネットウェブサイト、リモートデータベース、データ入力装置、可聴音およびディスプレイ画面が含まれる。

リーダ１０とデータインターフェース１７とは、互いに直接的に又は中間のデバイスを介して間接的に接続されてもよいし、あるいは、リモート接続を介して通信してもよい。リーダ１０およびデータインターフェース１７は、同じ筐体内に存在していてもよい。リーダ１０とデータインターフェース１７とは、ケーブルを介して又はワイヤレスリンクによって接続されていてもよい。リーダ１０は、データインターフェース１７に情報を送信し得る。この例には、センサ１２に関連するデータ、センサ１２から取得された計測結果、タイムスタンプデータ、部品番号、シリアル番号、ファームウェアの改定情報、利用ログ、診断データ、履歴データ、ステータスデータ、コンフィグレーションデータ、センサのホストロケーションおよびアプリケーションについての情報、ならびにユーザ定義情報が含まれる。データインターフェース１７は、リーダ１０にデータおよびコマンドを提供し得る。例えば、データインターフェース１７は、リーダ１０に、センサ１２をサンプリングするスケジュールおよび間隔に関する情報、キャリブレーション係数又はルックアップテーブル、システム機能を達成するために必要とされるファームウェア、ファームウェアのアップグレード版、コンフィグレーション設定、診断コマンド、リセット、リスタート、ユーザ定義データおよびユーザが発行したコマンドを提供し得る。

さらに、データインターフェース１７は、リモートデータシステム１８と通信してステータス信号および制御信号を交換し、センサデータを提供し得る。リモートデータシステム１８は、データインターフェース１７からデータを受信するデータ収集モジュール１９と、当該受信データを記憶するデータロギングモジュール２０と、当該センサデータを表示するデータディスプレイ２１とを含み得る。データインターフェース１７と同様に、リモートデータシステム１８は、データを記憶して処理し、コマンドを発行し、かつ、これらのデータおよびコマンドを配信し得、多数のユーザとのデータネットワークを介した通信を可能にする。リーダ１０とデータインターフェース１７との間の接続と同様に、データインターフェース１７とリモートデータシステム１８との間の接続は、ケーブルを介したものであってもよいし、ワイヤレスであってもよい。リーダ１０がケーブルを介してデータインターフェース１７に接続され、データインターフェース１７がワイヤレスにリモートデータシステム１８に接続される図５に示される構成は、一例の実施形態である。図５の例は、データロギングおよびディスプレイの機能をリモートデータシステム１８に関連付けるが、これらの機能が外部データインターフェース１７又はリーダ１０によっても実行され得ることは、当該分野において通常のスキルを有する者には明らかである。

上述されたリーダ１０、センサ１２およびデータインターフェース１７のシステムは、バイオメディカルテレメトリの分野の一実施形態では、特に利点がある。この実施形態では、センサ１２は、生きている人間にインプラントされ、生理的パラメータ、例えば、動脈内から感知される血圧を感知する。センサ１２は、従来技術により非常に小型に製作可能であるため、この適用例に非常に適合し、また、パッシブセンサであるので、最終的に消耗してしまう基板上の電源を必要としない。一方、リーダ１０は、ハンドヘルド式であり、電池式であり、熱冷却されており、かつ、その近傍の他の電子機器と電磁気的に相性がよくあるのに十分なだけ、物理的に小型化可能である。これらの属性は、上述された狭帯域固定周波数励起パルス１４を発生させるシンプルで低電力の回路に起因する。従って、リーダ１０は、インプラントされたセンサ１２の近傍であって人の衣服に快適に装着され、頻繁に測定値を取得し、これらを処理／記憶し得る。周期的に、例えば毎日、ユーザは、リーダ１２をドケッティングステーションの形式でデータインターフェース１７上に配置し得る。データインターフェース１７は、リーダ１２のバッテリーを充電し、リーダ１２の設定およびソフトウェアを更新し、そのデータをダウンロードする回路を含み得る。データインターフェース１７はまた、このデータを、ユーザ、およびユーザの医師等の他の関係する人物と、インターネットまたは電話リンクを介してやりとりし得る。リーダ１２に用いられる低電力励起技術のおかげで、そのようなシステムは、患者の不便さを最小にして頻繁に正確な血圧の測定値を取得し、これらを介護人と効率よくやりとりすることができる。明らかに、この実施形態は、パッシブＬＣセンサの共振周波数に変化を生じさせることが可能な、他の任意の内部生理的パラメータを感知することにも適用可能である。

この実施形態の変形例では、センサ１２は、異なる機能を実行する別のインプラント可能な医療機器に組み込まれる。例えば、センサ１２は、ミネソタ州セントポールのセントジュードメディカル社のアンジオシール製品のような、血管閉鎖機器に組み込まれた血圧センサであってもよい。この実施形態のさらに別の変形例では、リーダ１０は、別の機器に組み込まれ得る。例えば、リーダ１０は、携帯電話、メガネ、ハンドヘルド音楽プレイヤー、ビデオゲーム、衣服又はリストウォッチに取り付けられ得る。

コンデンサ１５およびインダクタ１３を備えるセンサ１２は、これらの回路素子が単一のパッケージに組み立てられるようになっていてもよい。あるいは、いくつかの適用例では、これらの２つの素子を導電性リード線によって接続した状態でコンデンサ１５をインダクタ１３から離して配置することが、好都合になり得る。例としては、センサ１２が人体にインプラントされた実施形態において、圧力感知コンデンサ１５を、問題となる圧力が検出される場所に配置し、かつ、アンテナとして作用するインダクタ１３を、肌表面により近い位置に配置し、センサ１２とリーダ１０との間のワイヤレス接続距離を最小化してもよい。接続する導電性リード線は、ワイヤ、ワイヤフィラメント、フレックスプリント回路、リジットプリント回路、フィードスルー又は剛性ピンを含む、多くの周知の形状のうちの任意の形状をとり得る。

インプラント可能な実施形態では、カテーテルベースのデリバリのような、最小限の侵襲のインプラントメソッドに従ったセンサ１２を設計することもまた、有利であり得る。さらに、インプラントおよびインプラント後の診断を補助するためには、インプラント可能なセンサの一部が無線を通さない又は超音波を反射することが望まれ得る。

センサ１２は、多くの周知技術によって製造可能である。容量性センサ１５は、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）技術、リソグラフィー技術又は昔ながらの機械加工技術によって製造され得る。インダクタ１３は、巻線コイルであってもよいし、ＦＲ４、テフロン、ロジャース又は他のプリント回路基板であってもよいし、低温同時焼性セラミック（ＬＴＣＣ）、グリーンテープ又は他のセラミックプリント回路基板であってもよいし、あるいは、当業者に公知な他の任意のインダクタ技術であってもよい。インダクタ１３は、コア型であっても非コア型であってもよく、さらに、上述されたプリント回路基板又はセラミック技術の１つに組み込まれた磁性材料を利用してもよい。インダクタおよびコンデンサは、マルチチップモジュール（ＭＣＭ）として一緒にパッケージされてもよい。

別の実施形態では、図１のシステムは、図６に示されるような中間アンテナ２４０をさらに備え得る。中間アンテナ２４０は、共に直列に接続されるリーダ側アンテナ２４２およびセンサ側アンテナ２４４の２つのアンテナを備える。中間アンテナ２４０は、リーダ１０とセンサ１２との間の信号接続を改善し得、リーダ１０とセンサ１２との間に、導電性リード線を簡単に通せない多数のバリア２４６および２４８が存在する場合に有用になり得る。例としては、血管にインプラントされたセンサ１２の場合、バリア２（２４８）は、血管壁を表し、バリア１（２４６）は、肌表面を表す。中間アンテナ２４０が適当な位置にある状態では、リーダ１０とセンサ１２との間の信号接続は、本システムが存在するどんな媒体を介した放射によってでもなく、リード線を介した伝導によって信号接続が生じるかのように、より効果的である。さらに、アンテナ２４２および２４４をそれぞれ、センサ１２およびリーダ１０上の対応するアンテナに適合するサイズにすることにより、接続の効率をさらに改善することができる。最後に、センサ側アンテナ２４４を、センサインダクタ１３の向かいに正確に位置合わせすることにより、中間アンテナ２４０がないことにより生じ得るリーダ１０とセンサ１２との間の配列ミスによるエラーを減少させることができる。中間アンテナ２４０は、フレックス回路、巻線コイル又は広く利用可能な他の手段から作成可能である。なお、本概念は、バリアの各ペアに対してより多くの中間アンテナ２４０を加えることにより、３以上のバリアが存在する適用例に拡張可能である。

別の実施形態では、図１のセンサ１２は、分離されたインダクタおよびコンデンサを有し、リファレンス共振器と呼ばれる第２ＬＣタンク回路をさらに備えていてもよい。リファレンス共振器は、インダクタ１３およびコンデンサ１５を備えるセンシング共振器と同じ材質、処理および部品を用いて製造され得るが、２つの鍵となる差異がある。第１に、リファレンス共振器のコンポーネントは、値が固定性であり、感知パラメータによって変動しない。第２に、それらの固定共振周波数は、センシング共振器の動作周波数の範囲２２０の外側にくるように設計される。リファレンス共振器の目的は、リーダ１２によって取得されるセンサの測定値を補正するために用いることが可能な、バックグラウンドの測定値を提供することである。リーダの距離、介在媒体における変化、リーダに対するセンサの向き、コンポーネントの経年劣化、機械的なストレス、電気的なストレス、ガス放出、温度、細胞増殖、血液凝固等の、誤りを導くいくつかの要因は、センシング共振器と同様の態様で、リファレンス共振器に影響を与え得る。リファレンス共振器のその固定周波数からのずれと、センシング共振器のその通常の周波数からのずれとの関係を理解することにより、リーダは、リファレンスの測定値に基づいて、感知された周波数に対する補正係数を提供することができる。この実施形態では、図２のステップ２０２とステップ２０４との間に、追加のステップが導入される。追加のステップでは、リーダ１０は、リファレンス共振器の通常の共振周波数で励起パルスを送信し、リファレンスのリング周波数の任意のずれを観察し、ステップ２１０で取得される来たるべき測定値に対する適切な補正係数を計算する（又はルックアップテーブルから取得する）。あるいは、リファレンスの測定値は、センシングの測定値の後に取得可能である。センシング共振器が経験する全ての変化は、リファレンス共振器に正に同じ態様で影響を与えないかもしれないが、このセルフキャリブレーションの方法は、両共振器に共通するいくつかの誤りを排除する又は低減することにより、性能を向上させ得る。例えば、これらは、距離、向き、生理的反応、介在組織における変化、および、しばしば「センサのドリフト」とまとめて称されるセンサ１２の挙動における他の長期変化に関連付けられ得る。さらに、周波数の選択時およびリファレンス共振器の他の設計の局面では、元のセンシング共振器との接続、およびリーダとの共通のやりとりを避けるための配慮がされなければならない。

リーダ１０は、励起パルス１４を送信し、リング信号１６を受信し、リング信号１６を処理する回路を有する（図７）。例えば、リーダ１０は、リーダ１０の他の回路を設定し、起動するタイミングおよび制御回路２２を有する。タイミングおよび制御回路２２へ延びる実線の矢印およびここから延びる実線の矢印は、デジタル又は低周波数信号等の制御インターフェースを表す。タイミングおよび制御回路２２は、送信回路２４へ送信されるＲＦ信号（破線の矢印で示される）をさらに発生させる。送信回路２４は、当該ＲＦ信号を受信し、アンテナ２６に励起パルス１４を送信して、センサ１２を励起させる。タイミングおよび制御回路２２は、システムの他のノードへのリーケージ又はこれらとの接続を妨げるべく、励起パルスが送信される時間間隔の間にのみ、ＲＦ信号を送信回路２４に提供し得る。

リーダ１０は、送信回路２４および受信回路２８に接続されるアンテナ２６をさらに有する。送信回路２４が、アンテナ２６を利用して励起パルス１４を送信する一方、受信回路２８は、アンテナ２６を利用してリング信号１６を受信する。ある実施形態では、アンテナ２６は、送信と受信との間を切り替えられるのではなく、いつでも送信回路２４および受信回路２８の両方に接続されている。この共用されるアンテナ２６の設計は、受信回路２８へのダメージを避けるための特別の配慮を必要とする。具体的には、受信回路２８の高感度の増幅段に過負荷を掛けないための配慮がされなければならない。さらに、リーダ１０は、送信回路２４がアンテナ２６を駆動している最中の極度のオーバードライブの条件と、受信および増幅のフェーズ中のアンテナ２６における低電圧条件との間に、高速のトランジションを必要とする。例えば、アンテナ２６の電圧は、励起パルスの送信中はピークトゥピークで２００ボルトを超え得、励起パルス１４の直後の受信中は、１桁ミリボルトであり、急激にマイクロボルトまで低下し得る。リーダ１０は、共用のアンテナ２６を有すると説明されたが、リーダ１０に、励起パルス１４の送信とリング信号１６の受信の機能を別々に実行する２以上のアンテナを組み込んでもよいことが理解される。

リーダ１０は、リング信号１６を受信し、ロックする位相同期回路（ＰＬＬ）３０をさらに有する。受信回路２８は、リング信号１６をＰＬＬ３０に送信する前に、リング信号１６を増幅し、調整し得る。ＰＬＬ３０は、電圧制御発振器（「ＶＣＯ」）３２（図７に示されない）を有する。電圧制御発振器３２は、信号が存在しない場合にはセンサの共振周波数の範囲内のある周波数をロックするように動作してもよいし、センサの共振周波数が受信されるときのロック時間を増強するべく、信号が存在しない場合にはセンサの共振周波数の範囲の上又は下のある周波数を好むように選択されてもよい。ある実施形態では、信号なしＰＬＬロック周波数が、僅かにセンサの共振周波数の範囲の上にある場合によりよく機能したＰＬＬが選択された。ＶＣＯ３２は、カウント信号２５０と呼ばれる、リング信号の周波数に比例するＡＣ信号を発生させる。ＰＬＬ３０は、リング信号１６の周波数に適合するように分割カウント信号を調整し、当該カウント信号２５０をカウンタ３４に送信する。ＶＣＯ３２は、カウント信号２５０の周波数を判定する周波数カウンタ３４とやりとりし、その周波数を示すデジタル信号を、データインターフェース１７への送信のために外部インターフェース回路３６に提供する。リング信号１６よりも高い周波数でＣＯ３２を動作させることにより、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数をカウントし記録するのに必要な時間は、著しく低減され得る。

リーダ１０の各コンポーネントは、効率的に動作し、電力消費を低減するように設計されている。そのため、リーダ１０は、低電力機能を有する。タイミングおよび制御回路２２は、各コンポーネントに接続された起動タイマ３８（図８）により、各コンポーネントの電力状態を制御する。低電力モードでは、いくつかのコンポーネントは完全に電源が落とされているかもしれないし、他のいくつかのコンポーネントはスリープモードで動作しているかもしれない。スリープモードでは、コンフィグレーションを維持するための電力は残っているが、電力消費を最小化するために回路が静的になる。

タイミングおよび制御回路２２は、リーダ１０の各コンポーネントを、不使用時にはスリープ又はパワーダウンモードにし得る。さらに、外部コントローラによって指定された期間、リーダ１０全体は、システムレベルで低電力モードにされ得る。タイミングおよび制御回路２２は、外部インターフェース回路３６からタイミング命令を受け取るコンフィグレーションバッファ４０を有し得る。これらの命令は、低電力モードに入る前のタイミング周期、および起動タイマ３８に対する他のタイミング周期を確立する。リーダ１０の外部からのタイミング命令に加えて、低電力モードに入ること又はこれから出ることは、基板上の信号の１つについて閾値を超えることによってもトリガーされ得る。リーダ１０のファームウェアが、低電力モードへの出入りを決定するアルゴリズムを有し得る。

測定値の取得中、起動タイマ３８は、適切なタイミングでリーダ１０の各コンポーネントを起動して、必要とされる時に確実に各コンポーネントが動作状態になるようにし得る。具体的には、起動タイマ３８は、送信タイマ４２、受信タイマ４６、ＰＬＬタイマ４８および周波数カウンタタイマ５０と通信して、リーダ１０のコンポーネントをそれぞれ起動し、制御し得る。開始されると、これらの各タイマは、それぞれのコンポーネントを制御し、電力投入し得る。設定されると、起動タイマ３８は、開始信号５２を送信して他のタイマをスタートさせる前に、指定された時間間隔（ゼロ秒であってもよい）だけ遅延させ得る。図８に示されるように、開始信号５２は、線の交差を避け、混乱を減らすために、起動タイマ３８からそれぞれのタイマへの連続線としては示されない。

開始されると、送信タイマ４２は、電力制御５４、ダンプ制御５６、Ｑ制御５８およびＲＦイネーブル６０信号に対する適切なシーケンスおよび周期を確立して、送信回路２４および送信周波数発生器４４を適切にシーケンス処理する。電力制御信号５４は、送信回路２４の電力状態およびスリープ状態を制御する。ダンプ制御信号５６は、送信回路２４のダンピング回路の起動を制御して、送信周期の終わりにアンテナ２６のエネルギーをすぐに消散させる。Ｑ制御信号５８は、送信回路２４のスイッチング回路を制御して、リング信号１６の受信中にＱを減らし、アンテナ２６の帯域幅を修正する。ＲＦイネーブル信号は、送信周波数発生器４４が送信回路２４にＲＦ信号を送信するのを可能にする。ある実施形態では、送信周波数発生器４４は、送信回路２４が励起パルス１４を送信している期間中、ＲＦ信号を送信回路２４に提供するだけである。
受信タイマ４６は、電力制御信号６２に対する適切なシーケンスおよび周期を確立して、受信回路２８を適切にシーケンス処理するように構成されている。

ＰＬＬタイマ４８は、電源制御６４およびＳ／Ｈモード６６信号に対する適切なシーケンスおよび周期を確立して、ＰＬＬ３０を適切にシーケンス処理する。電源制御信号６４は、ＰＬＬ３０の電力状態およびスリープ状態を制御する。Ｓ／Ｈモード信号６６は、ＰＬＬ３０のサンプル・アンド・ホールド回路を制御する。サンプル・アンド・ホールド回路は、ＰＬＬに送信周波数にロックさせた後、リング信号１６の周波数にロックさせ、その後、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数を、その周波数がカウンタ３４によって計測されるまで、ロックされた周波数でホールドするために用いられる。

周波数カウンタタイマ５０は、電源制御６８およびスタート／停止カウント７０信号に対する適切なシーケンスおよびカウント間隔を確立して、周波数カウンタ３４を適切にシーケンス処理する。電源制御信号６８は、周波数カウンタ３４の電力状態およびスリープ状態を制御する。スタート／停止カウント信号７０は、周波数カウンタ３４がＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数の計測を開始し、終了させるタイミングを制御する。

なお、図８は、「開始」、「設定」および「電力制御」など、同じ名称を共用する信号を含むが、これらの各信号は、その信号の接続先の回路ブロックに対して固有のものである。例えば、上述されたとおり、周波数カウンタタイマブロック５０からの電力制御信号６８は、ＰＬＬタイマブロック４８からの電力制御信号６４と同一の信号ではない。

送信回路２４は、アンテナ２６によりセンサ１２に励起パルス１４を送信するように構成されている（図７）。励起パルス１４は、センサ１２の共振周波数の又はこれに近似する固定又は高速変動周波数バーストであり得る。例えば、励起パルス１４は、センサ１２の共振周波数のいくつかの帯域幅内の固定周波数バーストであってもよい。あるいは、励起パルス１４は、センサ１２の共振周波数と調和関係にある周波数の又はこれに近似する、極めて短時間持続性の固定又は高速変動周波数バースト又はスイープであってもよい。励起パルス１４はまた、超広帯域パルスであってもよい。こうした複数の励起パルス１４のアプローチが可能であるのは、励起パルス１４の送信が止んだ時にリング信号１６が受信されるからである。従って、励起パルス１４の送信は、規制政府機関が受け入れ可能な周波数帯域、振幅および変調技術に制限され得る。無線周波数の規制は、センサ１２が全くのパッシブデバイスである時は、センサ１２に適用されないかもしれない。

１のエネルギーの短時間送信が、リング信号１６の１の完全なサンプルを生じさせるため、励起パルス４は、著しい送信時間を必要としない。低送信デューティサイクルを用い、それにより、送信、受信、カウントおよびデジタル処理回路のデューティサイクルを低減することにより、電力消費を低下させ得る。電力消費を低下させることにより、バッテリー電力は、リーダ１０に電力をよりずっと与え続けることが可能な選択肢となる。

励起パルス１４は、いくつかのシステムパラメータを最大化するように構成され得る。例えば、固定周波数励起パルス１４が用いられる場合、バーストの周波数は、許容され得る最大送信ピーク電力、ＰＬＬがリング信号１６にロックされている間の「受信」間隔の間に帯域内又は帯域近傍の干渉から最大に解放されること、所望のセンサの目的でリーダ送信のために特定の周波数が世界規模で最大に承認されること、あるいは他のそのような基準等のパラメータを最大化するように、構成され得る。

図９は、送信回路２４を示している。送信回路２４のレベルシフタ７２は、タイミングおよび制御回路２２から制御信号５４，５６，５８およびＲＦ信号を受信する。レベルシフタ７２は、入力をバッファリングし、制御ロジックレベルを回路ドライブレベルに変換する。送信ドライバ７４は、ＲＦ信号を増幅して、アンテナ２６を駆動するのに十分な電力を提供する。Ｑ制御回路７６は、結合されたアンテナ２６とチューニングおよびＤＣブロック８２とのＱを低減するために、受信中に起動される。ダンピング回路７８は、励起パルス１４の送信の終了時に直ちに手短に起動され、アンテナのエネルギーを吸収し、アンテナがリング信号１６に応答できるようにする。ダンピング回路７８は、アンテナに異なるＱファクタを提供して、リング信号１６の受信を改善し得る。電力制御回路８０は、送信回路２４のコンポーネントの電源オンおよびスリープモードを制御する。チューニングおよびＤＣブロック８２は、アンテナ２６のチューニングを調整し、直流がダンピング回路７８に不適切にバイアスをかけるのを防止する。送信回路からのＲＦ出力又は励起パルス１４は、アンテナ２６および受信回路２８の両方に導かれる。

励起パルス１４が送信回路２４によって送信されると、受信回路２８は、リング信号１６を聞こうとするように構成されている。図１０を参照すると、高Ｚバッファ／クランプ８４は、高インピーダンス（高Ｚ）入力装置を有する。高インピーダンス入力装置は、受信回路２８がチューニングおよびＤＣブロック８２により実行されるチューニングに及ぼす影響を制限する。高Ｚバッファ／クランプ８４は、励起パルス１４の送信中にアンテナ２６に存在する極度の電圧から増幅段８６を保護するべくさらに機能する。アンテナ２６の電圧は、励起パルスの送信中にピークトゥピークで最大２００ボルト以上に達し得、アンテナ２６をチューニングするのには、たった約６０ピコファラドのキャパシタンスを必要とする。ある実施形態では、１ピコファラドのコンデンサが、１３．５６ＭＨｚの送信回路において、高インピーダンス入力電流制限デバイスとして利用される。電源への過電圧およびグランドへの不足電圧を分路する低キャパシタンスダイオード接点が、１ｐＦコンデンサの受信器側に配置され得る。それにより、コンデンサが、ダイオードを流れる電流を制限しつつ、ダイオードが、アンテナ２６を介した送信中に受信器の増幅器を高電圧から保護する。

増幅段８６は、ＰＬＬ３０の入力を駆動するのに十分なレベルまでリング信号１６を増幅する。送信された励起パルス１４信号が取り除かれ、ダンピングされ、そして、低レベルのリング信号１６が受信される時に適切な過渡応答を得るためには、増幅段８６を注意深く設計することが必要である。高ゲイン増幅段間に散りばめられたいくつかのフィルタが続く、低Ｑ調整リアクティブドレイン負荷を有する共通ゲート増幅段を用いて、高Ｚバッファ／クランプ８４の出力を調整してもよい。フィルタは、抵抗−コンデンサ（「ＲＣ」）フィルタであっても、インダクタ−コンデンサ（「ＬＣ」）フィルタであってもよい。ある実施形態では、フィルタは全て、ＲＣバンドパスフィルタであってもよい。低Ｑ調整リアクティブドレイン負荷を有する別の共通ゲート増幅段を用いて、ＰＬＬ３０の入力に信号を供給する前の最後のバンドパス調整を行ってもよい。この設計により、これらの増幅器のタイプが全て、段の飽和特性による周波数のダブリングおよび二分等の信号の歪みなく、極めて低い信号入力レベルから極めて高い信号入力レベルまでを実行できるようになり、ならびに、共通ゲート増幅段により達成可能な優れた高入力インピーダンスと、高ゲイン増幅段間に散りばめられたＲＣフィルタの突出した過渡応答特性を実行できるようになる。増幅段８６に関連する極度のゲインによる望まれない発振を防止するためには、ステージトゥステージ電力および信号アイソレーションにおいて、特別の配慮がなされなければならない。

電力制御回路８８は、電力消費を低減するために、増幅段８６へ電力を与え、かつ、高Ｚバッファ／クランプ８４のバッファから電力を取り除き得る。留意すべきことには、過剰なエネルギーは、消えるまでただ増幅段８６に電力を投入するため、取り除かれる電力を有する場合でさえ、高Ｚバッファ／クランプ８４は、完全な保護をもたらすように設計されている。入力インピーダンスは、増幅段８６に過剰に電力を与えるのを防止するべく、過剰なエネルギーを制限するのに十分なだけ高い。ある実施形態では、励起パルス１４の送信中、受信回路２８がアクティブであり、ＰＬＬ３０がリング信号１６にロックするのに必要とされる時間を低減する。

ＰＬＬ３０は、増幅されかつ調整されたリング信号１６を、受信回路２８から受信する。図１０および図１１を参照すると、受信回路２８の増幅段８６からのＲＦ信号は、ＰＬＬ３０のＲＦバッファ９０に供給される。ＲＦバッファ９０は、当該ＲＦ信号を、オプションのＲＦディバイダ９２に供給し得る（図１１）。ＲＦディバイダ９２は、ＲＦ信号周波数を整数値で割る。ＲＦディバイダ９２は、その後、当該ＲＦ信号を位相周波数検出器９４の第１入力に供給する。周波数検出器９４の出力は、サンプル・アンド・ホールド（Ｓ／Ｈ）誤差増幅器９６に供給される。Ｓ／Ｈ誤差増幅器９６は、ＶＣＯ３２の周波数を制御する。ＶＣＯ３２から出力されるカウント信号２５０は、ＶＣＯディバイダ９８に供給され、次に、ＶＣＯディバイダ９８の出力は、位相周波数検出器９４の第２入力に供給される。ＰＬＬ３０は、カウント信号２５０の周波数を周波数カウンタ３４に送信している間、ＶＣＯ３２のローディングを低減するための出力バッファ１０２を有し得る。ＶＣＯディバイダ９８は、ＶＣＯ３２をリング周波数１６よりも著しく高い周波数で動作可能にする。結果として、ＶＣＯ信号周波数をカウントし、記録するのに必要とされる時間が、著しく低減され得る。さらに、カウント間隔を短くすることは、カウント中のＶＣＯドリフトを低減し、サンプリング率が高くなることを許可する。

位相周波数検出器９４は、周波数、ならびに分割されたＲＦ信号と分割されたＶＣＯ信号との間の位相誤差を判定するように構成されている。このことは、Ｓ／Ｈ誤差増幅器９６に供給される信号をフィルタリングし、かつ、増幅することにより、最良に達成される。さらに、Ｓ／Ｈの特性は、フィルタリングされ、かつ、増幅された信号を、ＶＣＯ３２を制御するのに最適に送信し得る。この態様では、閉制御ループが形成され、このループは、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数を、リング信号１６の周波数掛けるＶＣＯディバイダ９８の整数割るＲＦディバイダ９２の整数に等しくする。ＰＬＬ３０は、回路設計を最適化し、潜在的なＶＣＯ３２の周波数範囲を増大させる、追加の周波数ディバイダを有していてもよい。

ＰＬＬタイマ４８は、Ｓ／Ｈモード制御信号６６を、ＰＬＬ３０のＳ／Ｈ誤差増幅器９６に送信する。Ｓ／Ｈモード制御信号６６は、ＶＣＯ３２をサンプルモードにし得る。ある実施形態では、ＶＣＯ３２は、所定長の時間だけ、サンプルモードにされる。サンプルモードでは、上記のとおり、分割されたＶＣＯのカウント信号の周波数が、リング信号１６の周波数に適合するように調整される。Ｓ／Ｈモード制御信号６６がホールドモードにされると、Ｓ／Ｈ誤差増幅器９６は、その出力を一定に保ち、それにより、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数を判定するのに十分な長さの時間、ＶＣＯ３２への制御電圧をおよそ一定にする。

ＰＬＬタイマ４８から電力制御回路１０４への電源制御信号６４は、電力を節約するために、ＰＬＬ３０が電源オンモードにあるか、スリープ／電源オフモードにあるかを判定する。利用される具体的なＰＬＬ３０によっては、ＲＦディバイダ９２の整数と、ＶＣＯディバイダ９８の整数と、位相周波数検出器９４の出力および出力コンフィグレーションを設定するために、制御および通信リンク（図示されない）が必要とされ得る。通信リンクは、用いられる特定のＰＬＬに特有のものであってもよい。

周波数カウンタ３４は、図１２に示されるように、カウンタ段１０６、カウンタバッファ１０８および電力制御回路１１０を有する。周波数カウンタタイマ５０は、スタート／停止制御入力７０をカウンタ段１０６およびカウンタバッファ１０８に送信する。周波数カウンタタイマ５０はまた、電力制御入力６８を電力制御回路１１０に送信する。カウンタ段１０６は、ＰＬＬ３０の出力バッファ１０２からのＶＣＯ信号の周波数をカウントする。カウンタ段１０６は、スタート／停止制御コマンドがスタートする時にカウントを開始し、スタート／停止制御コマンドが停止する時に終了する。スタート／停止制御コマンドが停止する時、カウンタバッファ１０８にカウンタ段１０６からのカウント値がロードされる。電力制御回路１１０は、周波数カウンタ３４のコンポーネントの電源オンおよびスリープモードを制御する。カウンタバッファ１０８の出力は、外部インターフェース回路３６にカウント入力を供給し得る。当該周波数カウントから、リング周波数１６と、その後、感知パラメータとが判定され得る。

他の実施形態では、他の方法で、受信され、増幅された周波数を計測することが可能である。これらには、リング信号を直接的にカウントすること、あるいは当該分野で公知の様々な周波数−電圧変換回路が含まれ得る。

動作中、リーダ１０は、以下のとおりにシーケンス処理する。センサ１２がサンプリングされていない期間中、リーダ１０のコンポーネントは全て、低電力モードにされる。タイミングおよび制御回路２２の起動タイマ３８は、特定のサンプル遅延又はサンプル間隔の間に設定される。当該特定の時間に、起動タイマ３８は、サンプルシーケンスを開始する。具体的には、起動タイマ３８は、適切なタイミングでリーダの各コンポーネントに電力投入し又はこれを起動し、必要とされるときに各コンポーネントが確実に動作状態にあるようにする。

外部インターフェース回路３６は、生成された最終データを受信する以外に、サンプリングのシーケンスにおいて概ね必要とされない。回路３６が低電力モードに入ること／これから出ることは、タイミングおよび制御回路２２以外の内部又は外部コントローラによって取り扱われ得る。タイミングおよび制御回路２２は、約２０マイクロ秒等の短い期間、ＲＦ信号を送信回路２４に提供する。タイミングおよび制御回路２２からのＲＦ信号は、その後打ち切られ、送信回路２４は、アンテナ２６において送信される信号をすぐにダンピングするように制御される。送信回路２４は、その後、アンテナ２６でのリング信号１６の受信を許可する適切なモードにされる。ある実施形態では、アンテナ２６がリング信号１６を受信するように設定されている時、アンテナ２６のダンピングは、リング信号１６のダンピングよりも大きい。

励起パルス１４の送信中、受信回路２８は、アンテナ２６において送信されるＲＦ信号を受信し、調整し、クランプする。励起パルス１４の送信が止み、アンテナ２６がリング信号１６を受信するように設定されると、受信回路２８は、アンテナ２６からリング信号１６を受信する高ゲイン受信モードへと遷移する。ＰＬＬ３０は、ＲＦバッファ９０が受信回路２８の調整された出力を受信することを可能にするサンプルモードになる。アンテナ２６がリング信号１６を受信し始めた時、ＰＬＬ３０は、送信された励起パルス１４の周波数にロックすることから、リング信号１６の周波数にロックすることへとシフトする。ＰＬＬ３０がリング信号１６の周波数にロックするのに十分な時間間隔の後、ＰＬＬ３０は、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数をリング信号１６の周波数に維持するホールドモードにシフトする。ロックに要する時間は、予め定められていてもよいし、検知されるＰＬＬロック条件に順応するものであってもよい。ロック後、受信回路２８および送信回路２４は、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされる。

ＰＬＬ３０がホールドモードになると、タイミングおよび制御回路２２は、周波数カウンタ３４に、ＶＣＯ３２のカウント信号２５０の周波数の制御された間隔のカウントを実行するように命令する。カウントの終了時、ＰＬＬ３０のコンポーネントは、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされ、カウント値が外部インターフェース回路３６に送信される。周波数カウンタ３４のコンポーネントは、その後、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされ、続いて、タイミングおよび制御回路２２のコンポーネントが、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされる。間隔サンプリングのプログラミングがされている場合、タイミングおよび制御回路２２の起動タイマ３８は、次のサンプルの期限になるまでカウントする。そうでなければ、タイミングおよび制御回路２２は、外部インターフェース回路３６から他の任意の必要な命令とともに、起動コマンドを待つ。バーストサンプリングモードでは、コンポーネントの準備が整うのに必要とされる電力投入時間が、電源ダウン時間に先行してもよい。この場合、これらのコンポーネントは、サンプルバーストの終了まで電力が投入され続ける。

図１３に示されるリーダ１０のＰＬＬ回路３０の実施形態は、上述されたＰＬＬ３０の回路に代替するが等価な機能を達成するべくＰＬＬ３０に加えられ得るいくつかの特徴を有する。図１１と図１３との間に見られる変更のいくつか又は全ては、図１１のＰＬＬ３０の動作を強化するために加えられ得る。入力選択可能ＲＦバッファ１１１により、増幅段８６からのＲＦ信号又はリーダ１０のどこかで生成されるリファレンス信号のいずれかが、ＲＦディバイダ９２への入力に対して選択可能になる。この選択は、ＲＦバッファ１１１のリファレンス／受信制御入力によって決定される。誤差増幅器１１２は簡略化されており、図１１のＳ／Ｈ誤差増幅器９６について前述されたサンプル・アンド・ホールド性能をもはや直接的に提供することができない。

図１３に、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１１３、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１１４およびスイッチ１１５を有する回路素子を示す。これらの素子は、サンプル・アンド・ホールド特性を達成するために用いられ得る。図１３の構成では、リーダ１０がセンサ１２に励起パルス１４を送信する間、リファレンス周波数信号「Ｒｅｆ信号」がＲＦバッファ１１１への入力として選択され得、入力選択可能ＲＦバッファ１１１の入力ＡのＲＦ信号が受信回路２８から安定して利用可能になる時までリファレンス信号が維持され得る。このリファレンス信号により、ＰＬＬ３０は、安定したリファレンス信号に「プレロック」することが可能になり、それにより、リング信号が受信回路２８から利用可能になるロック時間を低減する。入力選択可能ＲＦバッファの出力は、ＲＦディバイダ９２により１以上の任意の値で割られ、その後、その割られたバッファ信号は、位相周波数検出器９４へ供給される。位相周波数検出器９４の出力は、誤差増幅器１１２へ供給され、誤差増幅器１１２は、ＰＬＬ３０のＶＣＯ３２への制御信号として作用するために必要な適切なゲインおよび周波数応答をもたらす。誤差増幅器１１２の出力は、スイッチ１１５の入力Ａに供給される。入力Ａへと選択された場合、スイッチ１１５は、誤差増幅器１１２の信号をＶＣＯ３２およびＡ／Ｄ変換器１１３の両方に渡す。Ａ／Ｄ変換器１１３は、その後、ＶＣＯへの制御電圧をサンプリングして、制御電圧レベルを判定するために用いられる。当該制御電圧レベルでは、ＶＣＯ３２は、入力選択可能ＲＦバッファ１１１の入力Ａに関連する周波数でロックされる。Ａ／Ｄ変換器１１３の信号は、後述されるようにＶＣＯ３２の周波数を間接的に計測するために用いられ得、かつ、任意の時間だけロック周波数入力レベルでＶＣＯ３２を維持するべくスイッチ１１５を入力Ｂに設定可能なようなＤ／Ａ変換器１１４の適切な設定を判定するのに用いられ得る。それにより、図１１のＳ／Ｈ誤差増幅器９６について述べられたものと同様のデジタルサンプル・アンド・ホールド機能が達成される。

上述された図１３の回路の動作に対するいくつかのわずかな改変が、機能的に等価な結果を許容し得る。１つのそのような改変は、既知の周波数が与えられる入力選択可能ＲＦバッファ１１１の入力Ｂを用いて、特定の受信回路２８のＲＦ信号の周波数に対してＡ／Ｄ変換器１３の電圧をキャリブレーションすることである。ＲＦバッファへの信号入力とＡ／Ｄ変換器１１３のデジタル出力との関係が十分に規定されるようにキャリブレーションがされると、Ａ／Ｄ変換器１１３の出力を用いてリング信号１６の周波数を表すことができる。Ａ／Ｄ変換器１１３の出力は、ＰＬＬの出力になる。この態様での動作により、Ａ／Ｄ変換器１１３は、部分的に又は完全に、出力バッファ１０２および周波数カウンタ３４の機能に取って代わることができる。

上述された図１３の回路の動作の別の改変は、ロック時間を低減し、ロック周波数の正確性を改善するべく、ＰＬＬ３０のロック解析のためにＡ／Ｄ変換器１１３からのデータを用いることである。これが可能であるのは、誤差増幅器１１２の出力が、センサ１２の信号１６が受信回路２８の出力において利用可能である時には、ロック電圧の値に収束し、その後、ロックを維持可能なところを過ぎてセンサ１２の信号１６のレベルが低下する時には、予測可能な態様で発散するからである。

上述された図１３の回路の動作の別の改変は、Ｄ／Ａ変換器１１４を用いてＶＣＯ３２の入力に特定の電圧を生成し、これらの特定の電圧でのＡ／Ｄ変換器の出力を記録し、かつ、周波数カウンタ３４を用いて出力バッファ１０２の出力における信号の周波数を判定することである。これにより、周波数カウンタ３４を用いて、１以上の周波数に対してＡ／Ｄ変換器をキャリブレーションすることが可能になる。

電気設計の通常のスキルを有する者にとっては自明であるはずの、図１３の回路の些細な改変は、スイッチ１１５およびＤ／Ａ変換器１１４の位置を、図１３に示されている位置から位相周波数検出器９４と誤差増幅器１１２の間に再配置することを含む。この配置は、誤差増幅器１１２を通るＤ／Ａ変換器１１４の出力をキャリブレーションし、所望のＶＣＯ３２の制御電圧を得るための適切なスケーリングを判定する追加のステップを必要とする。このステップは、Ａ／Ｄ変換器１１３又は周波数カウンタ３４のいずれか、あるいは両方を用いてなされる。しかしながら、この配置により、入力選択可能ＲＦバッファ１１１の入力Ｂにおけるリファレンス信号を用いる代わりに、Ｄ／Ａ変換器１１４をプレロックのために用いることが可能になる。出力バッファ１０２および周波数カウンタ３４を排除することを可能にするとして前述されたＡ／Ｄ変換器１１３のキャリブレーション技術との組み合わせにおける当該配置は、各リングサイクルについてセンサ１２の共振周波数を分解するのに必要な時間を短くすることにより、リーダ１０を動作させるのに必要な電力をほどほどに低減することを可能にし得る。上述された実施形態の別の些細な改変は、電力制限、計算の複雑性、タイムクリティカルな要件、又は他のシステム関連の特性に基づいて、システムの処理負荷を適切な位置に分散させることである。そのような改変は、Ａ／Ｄ変換器１１３からの、Ｄ／Ａ変換器１１４又は周波数カウンタ３４のためのデータの処理又は分析を、リモートデータシステム１８、リーダ１０又は外部データインターフェース１７のいずれかに配置するよう、設計者を導くかもしれない。

リーダ１０の回路のさらに別の実施形態では、デジタルスペクトル分析回路が図７のＰＬＬ３０および周波数カウンタ３４に置き換わり、図１４に示される修正されたブロック図が生じる。ここでは、デジタルサンプリング回路２６０がＰＬＬ３０に置き換わり、スペクトル分析回路２６２が周波数カウンタ３４に置き換わる。同様に、アナログカウント信号２５０は、デジタルカウント信号２６４に置き換わる。

機能的には、デジタルサンプリング回路２６０は、その短いリング持続期間中、リング信号１６からの情報を抽出し、デジタル化する。受信回路２８は、リング信号１６をデジタルサンプリング回路２６０に送信する前に、リング信号１６を増幅し、調整し得る。デジタルサンプリング回路２６０は、受信回路２８の無線周波数出力を直接的にサンプリングして、さらなる分析のために時間ドメインベースのデータを取得し得る。

ある実施形態では、リーダ１０は、デジタルサンプリング回路２６０から出力される時間ドメインデータを周波数ドメインデータに変換し、外部インターフェース回路３６に送信するために当該周波数ドメインデータをバッファリングするスペクトル分析回路２６２をさらに有する。スペクトル分析回路２６２はまた、リング信号１６のリング周波数を判定する識別機能を有し得る。当業者に明らかであるように、スペクトル分析回路２６２の機能のいくらか又は全ては、リーダ１０又はリモートデータシステム１８により容易に実行され得、この実装における大きな差異は、外部インターフェース回路３６を介して送信されるデータの型および量、ならびに処理が実行される場所で必要とされる処理電力である。

デジタルサンプリング回路２６０およびスペクトル分析回路２６２は、図８に示されるＰＬＬの実施形態と同様の態様で、タイミングおよび制御回路２２により制御される。図１５のブロック図は、図１４に示される別のリーダ１０の回路を制御するのに適した、タイミングおよび制御回路２２の別の実施形態を示す。図８のＰＬＬタイマ４８は、図１５のデジタルサンプリングタイマ２７４に置き換えられる。このタイマは、電力制御２７０およびサンプルスタート２７２信号に対する適切なシーケンスおよび周期を確立して、デジタルサンプリング回路２６０をシーケンス処理する。電力制御信号２７０は、デジタルサンプリング回路２６０の電力状態およびスリープ状態を制御する。サンプルスタート信号２７２は、デジタルサンプリング回路２６０に、スペクトル分析回路２６２に送信するための適切な数のサンプルをバーストサンプルモードで収集させる。

同様に、図８の周波数カウンタタイマ５０は、図１５のスペクトル分析タイマ２８０に置き換えられる。スペクトル分析タイマ２８０は、電力制御２７６および分析スタート２７８信号に対する適切なシーケンスおよびタイミングを確立して、スペクトル分析回路２６２をシーケンス処理する。電力制御信号２７６は、スペクトル分析回路２６２の電力状態およびスリープ状態を制御する。分析スタート信号２７８は、スペクトル分析回路２６２がデジタルサンプリング回路２６０によって提供されるサンプルバースト２６４を評価し始める時間を制御する。

図１４の別の実施形態における受信回路２８は、図７および図１０のＰＬＬベースの実施形態における受信回路２８と機能的およびアーキテクチャ的には等価であり、唯一の差異は、増幅段８６からの出力信号が、ＰＬＬ３０ではなく、デジタルサンプリング回路２６０の入力にあるアナログ−デジタル変換器２９０に供給されることである。

図１６は、デジタルサンプリング回路２６０の一実施形態を示すブロック図である。受信回路２８の増幅段８６からのＲＦ信号は、デジタルサンプリング回路２６０のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２９０の入力に供給される。ＡＤＣ２９０は、ＲＦ信号を時間に関連する１セットのサンプルに変換する。当該サンプルは、スペクトル分析回路２６２がその必要とされる周波数の正確性を得ることが可能になるのに十分に短い間隔、かつ、十分なサンプル量で取得される。本明細書においては、時間に関連するこの１セットのサンプルは、デジタルサンプルバースト２６４と呼ばれる。

ＡＤＣ２９０から出力されるデジタルサンプルバースト２６４は、図１７に示されるスペクトル分析回路２６２の時間−周波数ドメイン変換回路９４に供給される。周波数ドメイン変換９４は、高速又は離散フーリエ変換、離散又は連続ウェーブレット変換、いくつかのラプラス変換のいずれか、いくつかのＺ変換のいずれか、又は当該分野で公知の他の変換アルゴリズムを含み得るいくつかの手段のいずれかであり得るため、周波数ドメイン変換９４の内部作用は、本明細書中では詳述されない。周波数ドメイン変換９４の内部作用は、所望の変換を達成する、ハードウェア又はソフトウェアあるいは両者の任意の組み合わせとして実装され得る。周波数ドメイン変換９４の出力は、サンプリング間隔で生成され、外部データインターフェース１７への送信のための多数の値を含み得るため、スペクトル分析回路２６２には、これらの値が外部データインターフェース１７に送信可能になるまでこれらの値を保持するための結果バッファ９６が示されている。

このデジタルスペクトル分析の実施形態において、リーダ１０の動作シーケンスは、デジタルサンプリング回路２６０およびスペクトル分析回路２６２がリング信号１６の周波数の判定に関連する機能を実行する点以外、上記「リーダの動作シーケンス」で説明されたものと同様である。アンテナ２６がリング信号１６を受信し始めた時、デジタルサンプリング回路２６０は、予め定められた又は計算された期間だけ高速にサンプリングし、デジタルサンプルバースト２６４を取得する。デジタルサンプルバースト２６４が終了した後、受信回路２８およびデジタルサンプリング回路２６０は、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされる。スペクトル分析回路２６２は、デジタルサンプルバースト２６４のデータを周波数ドメインに変換し、その結果を結果バッファ９６へと置き、その後、低電力モードにシフトされる。続いて、タイミングおよび制御回路２２のコンポーネントは、適切に電源が落とされるか、又はスリープモードにされる。間隔サンプリングのプログラミングがされている場合、タイミングおよび制御回路２２の起動タイマ３８は、次のサンプルの期限になるまでカウントする。そうでなければ、タイミングおよび制御回路２２は、外部インターフェース回路３６から他の任意の必要な命令とともに、起動コマンドを待つ。結果バッファ９６内のサンプルデータは、通信インターフェースによって制御される時のリモートデータシステム１８への送信のために、外部インターフェース回路３６に対して利用可能に保たれる。

機能的に等価な結果を得るために、説明されたデジタルスペクトル分析の実施形態に対して膨大な些細な改変がなされ得ることは、いずれの当業者にも明らかである。１つのそのような改変は、信号バーストデータが評価されるタイムドメインから周波数ドメインへの変換には普通の実務であるが、ＡＤＣデータのゼロパディングを利用することである。別のそのような改変は、スペクトル分析回路２６２の物理的な位置をリーダ１０からリモートデータシステム１８へと移動することであり、この場合、ＡＤＣ９０のデータは、タイムドメイン形式でリーダ１０からリモートデータシステム１８へ送信される。さらに別のそのような改変は、周波数の乗算、除算、加算又は減算回路により、リーダ１０においてある時点でリング信号１６を周波数変換することであり、それにより、リング信号１６を、周波数の選択性、帯域幅、サンプリング時間等に関連する膨大な理由のいずれかのための中間周波数信号に変化させる。さらに別のそのような改変は、フィルタリングする、シェイピングする、分析する、他のデータと比較する、あるいはそうでなければ、周波数ドメイン又はタイムドメインデータを処理して評価するデジタル信号処理技術を利用することである。

同様に、本明細書に開示された様々な周波数判定方法を組み合わせることが可能であり、そのような組み合わせは別の適用例において有利であり得ることを、当業者は容易に見て取るであろう。例えば、デジタル化するのに十分なサンプルを取得するのに十分な長さのリング信号１６をホールドするために、アナログサンプル・アンド・ホールド回路が、デジタルスペクトル分析と組み合わせて利用され得る。

別の実施形態では、当業者に公知のタイプの規格ＲＦＩＤタグがセンサ１２に組み込まれていてもよい。そのようなタグは、独立したアンテナを有し得、センサの動作範囲２２０外の周波数で動作し得る。それは、センサ１２のコンフィグレーション情報により、コード化可能である。

本発明の実施形態が上述された。そして、明らかに、本明細書を読み、理解する時、他者は改変および変形に思い当たるであろう。以下の特許請求の範囲は、それらが特許請求の範囲又はその均等範囲内にある限り、全ての改変および変形を含むことが意図されている。

Claims (13)

1. 遠隔の位置から計測結果を取得するシステムであって、
   少なくとも１つの感知パラメータに比例して、その共振周波数を変化させるように構成されているワイヤレスセンサと、
   前記ワイヤレスセンサへ少なくとも１つの励起パルスを固定周波数で送信し、
   前記励起パルスに応答して前記ワイヤレスセンサから少なくとも１つの応答信号を受信し、
   前記少なくとも１つの応答信号と電圧制御発振器の出力との間の周波数及び位相誤差を判定し、
   前記判定の結果得られる信号をサンプル・アンド・ホールド誤差増幅器でサンプリングし、
   前記サンプリングされた信号で前記電圧制御発振器の周波数を制御して、前記少なくとも１つの応答信号の周波数に適合するように前記電圧制御発振器から出力されるカウント信号の周波数が調整された、前記カウント信号を取得し、
   前記サンプル・アンド・ホールド誤差増幅器の出力をホールドして前記カウント信号の周波数を前記少なくとも１つの応答信号の周波数に適合するように維持し、
   前記カウント信号を周波数カウンタでカウントすることで前記少なくとも１つの応答信号の周波数を判定する、
   ように構成されているリーダと
   を備え、
   前記固定周波数は、前記ワイヤレスセンサの動作周波数の範囲内において、前記少なくとも１つの応答信号の振幅が検知閾値を超えるように設定されている、
   システム。
2. 前記ワイヤレスセンサは、少なくとも１つのインダクタおよび少なくとも１つのコンデンサを有し、
   さらに、前記少なくとも１つのインダクタおよび前記少なくとも１つのコンデンサの少なくとも一方は、前記少なくとも１つの感知パラメータに応答してその値を変化させる、
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記ワイヤレスセンサは、前記感知パラメータによって生じる周波数の前記変化に対応した帯域幅外の固定共振周波数を有する追加の共振回路をさらに有し、
   前記リーダは、前記追加の共振回路の前記固定共振周波数で第２の励起パルスを送信するようにさらに構成されており、
   前記リーダは、前記追加の共振回路から応答を受信するようにさらに構成されており、
   前記リーダは、前記少なくとも１つの応答信号をキャリブレーションするために、前記追加の共振回路からの前記応答の周波数を判定するようにさらに構成されている、
   請求項１に記載のシステム。
4. 前記少なくとも１つの励起パルスは、狭帯域幅、短時間持続、予め定められた固定周波数、及びその中心が１３．５６ＭＨｚである、の少なくとも１つである、
   請求項１に記載のシステム。
5. 前記ワイヤレスセンサは、パッシブデバイスであり、前記少なくとも１つの応答信号は、リング信号である、
   請求項１に記載のシステム。
6. 前記励起パルスは、周波数の値および帯域幅の任意の所望のグループに対して選択可能である、
   請求項１に記載のシステム。
7. ワイヤレスセンサに感知パラメータの値に対応する少なくとも１つの応答信号を放射させるために、少なくとも１つの固定周波数の励起パルスを生成するように構成されている送信回路と、
   前記少なくとも１つの励起パルスを前記固定周波数で送信し、前記少なくとも１つの応答信号を受信するように構成されている少なくとも１つのアンテナと、
   受信した前記少なくとも１つの応答信号を増幅する受信回路と、
   増幅された前記少なくとも１つの応答信号を時間ドメインでのデジタル表現に変換するデジタルサンプリング回路と、
   前記少なくとも１つの応答信号の前記デジタル表現を周波数ドメインの表現に変換するスペクトル分析回路と、
   前記ワイヤレスセンサの感知パラメータの値を判定するために、前記周波数ドメインの表現を処理する周波数ドメイン回路と
   を備え、
   前記固定周波数は、前記ワイヤレスセンサの動作周波数の範囲内において、前記少なくとも１つの応答信号の振幅が検知閾値を超えるように設定されている、
   ワイヤレスセンサリーダ。
8. 前記少なくとも１つの応答信号の前記デジタル表現の周波数ドメインの表現への前記変換は、少なくとも部分的にハードウェアによって実行される、
   請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
9. 前記少なくとも１つの応答信号の前記デジタル表現の周波数ドメインの表現への前記変換は、少なくとも部分的にソフトウェアによって実行される、
   請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
10. 前記少なくとも１つの応答信号は、リング信号である、
    請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
11. 前記デジタル表現および前記周波数ドメインの表現の少なくとも一方を分析する手段
    をさらに備える、請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
12. 前記デジタル表現および前記周波数ドメインの表現の少なくとも一方を記憶する手段
    をさらに備える、請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
13. 前記時間ドメインのサンプルを評価して前記少なくとも１つの応答信号の周波数を取得する遠隔処理装置に、前記時間ドメインのサンプルを送信する手段、
    をさらに備える、請求項７に記載のワイヤレスセンサリーダ。
    
    

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