ES2634708T3 - Lector de sensor inalámbrico - Google Patents

Abstract

Un sistema para obtener una medición desde una ubicación remota, comprendiendo dicho sistema: un sensor inalámbrico (12) configurado para cambiar su frecuencia resonante en proporción con al menos un parámetro detectado; y un lector (10) configurado para transmitir una pluralidad de impulsos (14) de excitación a una frecuencia fija predeterminada a dicho sensor inalámbrico (12), para recibir una pluralidad de señales (16) procedentes de dicho sensor inalámbrico (12) en respuesta a dicha pluralidad de impulsos (14) de excitación, para muestrear y mantener dichas señales recibidas (16), y promediar al menos dos de dichas señales recibidas (16) desde dicho mismo sensor (12).

Description

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DESCRIPCION

Lector de sensor inalambrico CAMPO TECNICO

Esta invencion se refiere generalmente a la lectura de sensores inalambricos pasivos, y mas particularmente a una circuiteria del lector y a un metodo para excitar y detectar datos procedentes de los detectores de sensores inalambricos pasivos.

ANTECEDENTES

Se conocen sistemas de sensor inalambrico pasivo que emplean la tecnologia de circuitos resonantes. Estos sistemas utilizan un sensor inalambrico pasivo en comunicacion remota con circuiteria de excitacion y de lector. A menudo el sensor inalambrico es implantado en una ubicacion especifica, tal como dentro del cuerpo humano, para detectar e informar de un parametro detectado. El parametro detectado varia la frecuencia del circuito resonante del sensor inalambrico. El dispositivo lector muestrea la frecuencia resonante del sensor inalambrico para determinar el parametro detectado.

El primer investigador Haynes (H. E. Haynes y A. L. Witchey, “Medical electronics, the pill that ‘talks’”, RCA Engineer, vol 5, pp. 52-54, 1960) describe una pildora que se puede ingerir que incorpora un sensor de presion inalambrico, con un dispositivo lector grande que rodea el cuerpo del sujeto y que mide la frecuencia por medio de un circuito discriminador. Nagumo (J. Nagumo, A. Uchiyama, S. Kimoto, T. Watanuki, M. Hori, K. Suma, A. Ouchi, M. Kumano, y H. Watanabe, “Echo capsule for medical use (a batteryless radioendosonde)”, IRE Transactions on Bio-Medical Electronics. Vol BME-9, pp. 195-199, 1962) describe un sistema similar, en el cual el sensor incluye un condensador de almacenamiento de energia para alimentar el sensor durante la resonancia.

La patente de los EE.UU. N° 4.127.110 de Bullara describe un sensor para medir la presion de fluido en el cerebro. La patente de los EE.UU. N° 4.206.762 de Cosman describe un sensor similar para medir la presion intracraneal. Especificamente, la patente de Cosman describe el uso de un sistema por minimo de rejilla para medir de modo inalambrico la frecuencia resonante del sensor.

Distintos metodos de lectura de sensores inalambricos pasivos han sido descritos tambien en las patentes anteriores. Por ejemplo, la patente de Cosman describe un circuito oscilador externo que usa el sensor implantado para sintonizar, y un sistema de medicion por minimo de rejilla para la medicion de la frecuencia resonante del sensor. La patente de los EE.UU. N° 6.015.386 de Kensey, y col., describe un lector que excita el sensor pasivo transmitiendo barridos de frecuencia y usa un detector de fase sobre la senal de transmision para identificar el punto durante el barrido en que la frecuencia transmitida coincide con la frecuencia resonante del sensor. La patente de los EE.UU. 6.206.835 de Spillman, y col., describe una aplicacion de implante medico para tecnologia de lector descrita en la patente de los EE.UU. N° 5.581.248 de Spillman, y col. Esta tecnologia de lector detecta un efecto de carga de impedancia variable dependiente de la frecuencia sobre el lector por el parametro detectado del sensor. La patente de los EE.UU. N° 7.432.723 de Ellis y col., describe un lector con bucles de excitacion cada uno sintonizado a y que transmite diferentes frecuencias espaciadas para asegurar que el ancho de banda del sensor permite la excitacion resonante del sensor. Ellis usa una respuesta de supresion de resonancia desde el bucle de excitacion apropiado para determinar la frecuencia resonante del sensor. La patente de los EE.UU. N° 6.111.520 de Allen y col., describe un metodo para transmitir un “chirp” de ruido blanco al sensor y detectar la respuesta de supresion de resonancia.

Algunos lectores utilizan circuiteria de bucle de fase bloqueada ("PLL") para bloquear sobre la frecuencia resonante del sensor. La patente de los EE.UU. N° 7.235.117 de Joy y col., describe un circuito PLL activo y circuito de tratamiento de senal que ajusta una frecuencia PLL de transmision hasta que coinciden la fase de senal recibida y la fase de senal PLL de transmision. Cuando esta coincidencia ocurre, la frecuencia PLL de transmision es igual a la frecuencia resonante del sensor.

Los circuitos PLL pueden incorporar funciones de muestra y retencion (S/H) para muestrear la frecuencia de entrada y retener el PLL a una frecuencia dada. Los PLL con S/H pueden ser usados en una variedad de aplicaciones. Por ejemplo, la patente de los EE.UU. N° 4.531.526 de Genest describe un lector que usa un circuito PLL con un circuito S/H para ajustar la frecuencia transmitida del lector para coincidir con la frecuencia resonante recibida desde el sensor. Esto se hace para maximizar la respuesta del sensor a la siguiente trasmision y mide la tasa de disminucion de la amplitud de resonancia del sensor para extraer el valor del parametro detectado. La patente de los EE.UU. N° 4.644.420 de Buchan describe un PLL con un S/H usado para muestrear una corriente de datos de cinta y mantener una frecuencia de muestreo apropiada para la evaluacion de impulsos de datos digitales en la cinta. La patente de los EE.UU. N° 5.006.819 de Buchan, y col., proporciona mejoras adicionales a este concepto. La patente de los EE.UU. N° 5.920.233 de Denny describe una tecnica de muestreo de alta velocidad utilizando un circuito S/H con un PLL para reducir

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el ruido de la bomba de carga procedente del detector de frecuencia de fase para mejorar el rendimiento de fluctuacion de nivel de un circuito de sintetizacion de frecuencia. La patente de los EE.UU. N° 4.511.858 de Charavit y col., describe un PLL con un circuito S/H para posicionar previamente la tension de control de un oscilador controlado por tension cuando la frecuencia de bloqueo PLL esta siendo cambiada. Esto se hace para mejorar la velocidad de respuesta del PLL cuando cambia la frecuencia sintetizada deseada. La patente de los EE.UU. N° 6.570.457 de Fischer y la patente de los EE.UU. N° 6.680.654 de Fischer y col., describen un PLL con circuiteria S/H para mejorar el escalonado de frecuencia, asi como una caracteristica de correccion de desplazamiento. La patente de los EE.UU. N° 3.872.455 de Fuller, y col., describe un PLL que tiene un S/H digital para congelar la presentacion de frecuencia y precargar el contador de frecuencia cuando es detectado un bloqueo de fase PLL.

Se han encontrado tambien lectores que implementan muestreo directo de senal y tecnicas de analisis de frecuencia. Un ejemplo es la patente de los EE.UU. N° 7.028.756 de Eggers, y col., que mide la temperatura corporal interna utilizando un sensor resonante con una temperatura de curie para mostrar el cambio de respuesta a un umbral de temperatura.

Ademas, se conocen lectores que utilizan analisis de senal digital para mejorar el rendimiento y la respuesta. La patente de los EE.UU. N° 7.466.120 de Miller, y col., describe utilizar un procesador de senal digital (DSP) para evaluar la respuesta de un sensor pasivo de presion sanguinea que ha sido excitado por un impulso de frecuencia evaluando a continuacion las senales de respuesta desde una excitacion de triple frecuencia para retrasos de fase relativos.

Los disenos actuales para lectores de sensor pasivos, tales como los descritos anteriormente, sufren de un numero de deficiencias. Los primeros "sistemas de llamada de eco pulsatorio " de Haynes y Nagumo requerian dispositivos lectores grandes, de alta potencia. Adicionalmente, Collins (C. Collins, “Miniature Passive Pressure Transensor for Implanting in the Eye” IEEE Transactions on Bio-Medical Engineering, vol BME-14, n° 2, Abril de 1967) describe que estos sistemas sufrian de imprecision y pobre resolucion debido a las dificultades para medir la frecuencia de senal de llamada efimera, que conducen a su abandono en favor de distintos metodos de frecuencia de barrido.

Lectores de sensor de frecuencia de barrido similares a los descritos en las patentes de Cosman, Kensey, Ellis y Spillman, asi como el metodo de impulso descrito por Allen, requieren la concesion por el gobierno de un ancho de banda relativamente amplio por las transmisiones de radio que regulan el cuerpo. Esto limita otros usos del espectro y hace que la interferencia sea un problema potencial. Lectores que rastrean la frecuencia resonante de un sensor resonante pasivo con un transmisor de frecuencia variable, tal como Genest, Ellis y Joy sufren tambien de problemas similares. La circuiteria adicional requerida por la frecuencia de barrido y/o aproximaciones de rastreo digital es significativa, anadiendo al tamano del lector, coste y tasa de fallos. Ademas, la cantidad de potencia electrica necesaria para las transmisiones, tratamiento de senales, muestreo, y seguimiento de la frecuencia resonante de un sensor que usa seguimiento de frecuencia controlada de manera digital o sistemas de frecuencia de barrido es significativo y limita la capacidad para usar la energia de la bateria en un lector, asi como para limitar la longevidad de las baterias en un lector alimentado por baterias. Por consiguiente, un sistema de sensor y lector pasivo mejorado es necesario en la tecnica.

El documento WO 2008/115456 A1 se refiere a un dispositivo medico implantable que incluye una primera agrupacion de sensores que se puede mover entre una configuracion plegada y una configuracion desplegada. La primera agrupacion de sensores incluye una primera porcion principal y al menos un sensor rigido acoplado de forma movil a la primera porcion principal. Un acoplador esta acoplado de forma operativa a la primera agrupacion de sensores y esta configurada para acoplar el dispositivo medico implantable con respecto a una camara del corazon.

El documento WO 2007/030489 A1 se refiere a un sistema que determina la frecuencia resonante de un sensor inalambrico ajustando la fase y frecuencia de una senal energizante hasta que la frecuencia de la senal energizante coincide con la frecuencia resonante del sensor. El sistema energiza el sensor con un ciclo bajo de servicio, una rafaga cerrada de energia de RF que tiene una frecuencia predeterminada.

Asi, segun un aspecto, el problema se relaciona con la mejora de la precision de un resultado de un parametro detectado por un sensor inalambrico y medido por un lector.

Este problema es resuelto por un sistema que tiene las caracteristicas descritas en la reivindicacion 1. Las realizaciones preferidas son definidas en las reivindicaciones dependientes.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS

Se hace referencia a la descripcion detallada en conexion con las siguientes ilustraciones_

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La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de sensor inalambrico pasivo;

la figura 2 es un diagrama de flujo que ilustra el proceso de adquisicion de una lectura desde el

sensor;

la figura 3 es un grafico que ilustra cualitativamente las caracteristicas de frecuencia del intercambio de senal entre el sensor y el lector;

la figura 4 comprende tres graficos secuenciales que ilustran cualitativamente las caracteristicas de frecuencia del intercambio de senal entre el sensor y el lector durante una adquisicion de lectura; la figura 5 es un diagrama de bloques del sistema de sensor inalambrico pasivo de la figura 1, expandido para incluir una interfaz de datos externos y funciones de manejo de datos remotos; la figura 6 es un diagrama de bloques del sistema de sensor inalambrico pasivo de la figura 1, aumentado por una antena intermedia;

la figura 7 es un diagrama de bloques de nivel superior de la circuiteria interna del lector;

la figura 8 es un diagrama de bloques de la porcion de temporizacion y control de la circuiteria del

lector;

la figura 9 es un diagrama de bloques de la porcion de transmision de la circuiteria del lector; la figura 10 es un diagrama de bloques de la porcion de recepcion de la circuiteria del lector; la figura 11 es un diagrama de bloques de la porcion de bucle bloqueado de fase de la circuiteria del lector;

la figura 12 es un diagrama de bloques de la porcion de contador de frecuencia de la circuiteria del lector;

la figura 13 es un diagrama de bloques de una realizacion alternativa de la porcion de bucle bloqueado de fase de la circuiteria del lector mostrada en la figura 11, con un temporizador de muestreo digital y funcionalidad de generacion para implementar la muestra y mantenerla; la figura 14 es un diagrama de bloques que representa una realizacion alternativa de la circuiteria interna del lector de la figura 7, en la que el PLL y el Contador de Frecuencia son reemplazados por la Circuiteria de Muestreo Digital y la Circuiteria de Analisis de Espectro;

la figura 15 es un diagrama de bloques que representa una realizacion alternativa de la circuiteria de temporizacion y control de la figura 8, en la que el temporizador de PLL y el temporizador de Contador de Frecuencia son reemplazados por un temporizador de Muestreo Digital y el temporizador de Analisis de Espectro, respectivamente;

la figura 16 es un diagrama de bloques de la arquitectura interna del bloque de la Circuiteria de Muestreo Digital de la figura 14; y

la figura 17 es un diagrama de bloques de la arquitectura interna del bloque de la Circuiteria de Analisis de Espectro de la Figura 14.

COMPENDIO

Se proporciona un dispositivo de lectura para interconectar con un sensor inalambrico, cuya frecuencia resonante varia proporcionalmente con el parametro detectado. El lector trasmite un impulso de energia corto a una frecuencia fija para hacer que el sensor inalambrico suene en o cerca de su frecuencia resonante inmediatamente despues de que finalice la trasmision. El lector recibe y amplifica la senal de sonido del sensor, y mide su frecuencia. En una realizacion, el lector lleva a cabo esta medicion enviando la senal a un bucle de fase bloqueada ("PLL") que bloquea a la frecuencia de sonido del sensor. Una vez que el PLL ha bloqueado la frecuencia de sonido, el oscilador controlado de tension ("VCO") del PLL es colocado en un modo de espera para mantener la frecuencia VCO en la frecuencia bloqueada. La frecuencia VCO es contada para determinar la frecuencia resonante del sensor. Alternativamente, la propia tension de control VCO es muestreada y es usada para determinar la frecuencia resonante del sensor basandose en una correlacion conocida. Cuando la tension de control VCO es muestreada, la frecuencia VCO puede no necesitar ser bloqueada si el muestreo de tension es lo suficientemente rapido. Son descritos tambien los metodos y sistemas de determinacion de frecuencia adicionales que implican analisis de espectro digital.

DESCRIPCION DETALLADA

Se proporciona un sistema de sensor inalambrico pasivo que incluye un lector 10 en comunicacion remota con un sensor 12. El lector 10 es capaz de excitar el sensor 12 transmitiendo una senal, tal como un impulso de radiofrecuencia ("RF"), en o cerca de la frecuencia resonante del sensor 12. (Vease figura 1). El sensor 12 puede emitir una senal de llamada durante un corto periodo de tiempo en respuesta al impulso de excitacion desde el lector 10.

El sensor 12 puede ser un dispositivo pasivo, que no contiene fuente de alimentacion propia, y es capaz de emitir una senal de llamada 16 en respuesta a una senal de excitacion 14 en o cerca de la frecuencia resonante del sensor 12. El sensor 12 puede ser configurado para detectar un parametro especifico. Por ejemplo, el sensor 12 puede incluir una inductancia fijo 13 y un condensador 15 que varia basandose en el parametro detectado. La variacion de capacitancia o inductancia altera la frecuencia resonante del sensor 12. Deberia apreciarse, sin embargo, que el sensor 12 puede ser cualquier sensor inalambrico conocido en la

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tecnica capaz de comunicacion remota con el lector 10. Ademas, mientras el sensor 12 es descrito como un sensor resonante de RF, se apreciara que el sensor 12 puede ser un sensor resonante acusticamente, un sensor resonante opticamente, u otro sensor similar conocido en la tecnica. El lector 10 puede emplear senales correspondientes para activar el sensor 12. Ademas, el sensor 12 puede ser un sensor activo o un sensor pasivo.

En una realizacion, el sensor 12 comprende al menos un elemento inductivo 13 y un elemento capacitivo 15. Para variar la frecuencia resonante del sensor 12 en proporcion al parametro detectado, o bien el elemento inductivo 13, o bien el elemento capacitivo 15, o bien ambos, pueden ser configurados para cambiar la inductancia o capacitancia proporcionalmente con el parametro detectado. En un ejemplo de realizacion mostrado en la figura 1, el elemento capacitivo 15 es variable y el elemento inductivo 13 es fijo. Ejemplos tipicos de tales componentes son sensores que cambian su capacitancia en respuesta a cambios de presion. Tales sensores de presion capacitivos son bien conocidos en la tecnica.

En una realizacion, al menos un elemento inductivo 13 en el sensor 12 funciona tambien como una antena para sensor 12, que acopla la energia a y desde otra antena 26 ubicada sobre lector 10.

El lector 10 puede excitar el sensor 12 transmitiendo un impulso de excitacion 14 en la proximidad del sensor 12. Por ejemplo, el lector puede emitir un impulso 14 de excitacion de RF en o cerca de la frecuencia resonante del sensor 12. El sensor 12 puede emitir una senal de llamada 16 en respuesta al impulso 14 de excitacion. El lector 10 puede determinar la frecuencia de la senal de llamada 16 con el fin de determinar el valor del parametro detectado.

La figura 2 es un diagrama de flujo que ilustra un ejemplo de los pasos que pueden estar implicados en el proceso del lector 10 que adquiere una lectura desde el sensor 12. Cada paso puede consistir de multiples pasos escalonados y tales pasos pueden estar escalonados a distintos niveles. Sin embargo, solo los pasos basicos, de nivel superior son mostrados para clarificar la secuencia de operacion del lector durante la adquisicion de lectura. En la condicion inicial 202, el sensor 12 esta ya configurado de tal manera que su frecuencia resonante es proporcional al parametro detectado. Algunos ejemplos de los parametros detectados que pueden ser medidos con sensores capacitivos o inductivos son presion, temperatura, aceleracion, tasa angular, nivel de PH, nivel de glucosa, salinidad, viscosidad, constante dielectrica, amortiguacion, proximidad, nivel de electrolitos, y nivel de oxigeno. Adicionalmente, pueden ser detectados tambien otros parametros conocidos.

El sensor 12 esta ubicado remotamente del lector 10. En una realizacion, el sensor 12 esta implantado dentro de un cuerpo humano o animal vivo para tomar medidas fisiologicas. Las ubicaciones posibles de interes incluyen, pero no estan limitadas a: vasos sanguineos, craneo, ojos, vejiga, estomago, pulmones, corazon, superficie muscular, superficie osea, o cualquier cavidad corporal. El sensor 12 puede ser implantado durante periodos de tiempo agudos a corto plazo, o cronicos a largo plazo. El sensor 12 puede ser autonomo, o puede estar incorporado con otro dispositivo tal como un cateter, un estent, un shunt, un filtro, un marcapasos, el cable de marcapasos, dispositivo de cierre vascular, y similares.

El sensor 12 esta disenado para tener un rango 220 de frecuencia operativa (no mostrada en la figura 2) que corresponde con un rango de valores del parametro detectado. Cuando se desea adquirir una lectura, el lector 10 puede transmitir un impulso 14 de excitacion en la proximidad del sensor 12 como en el bloque 204 de la figura 2. El impulso 14 puede ser una breve rafaga de energia a una frecuencia fija predeterminada. La frecuencia del impulso 14 puede ser seleccionada para estar en o cerca del rango 220 de frecuencia de funcionamiento de la parte central del sensor 12, y el ancho de banda del impulso 14 puede ser estrecho. Una ventaja de un impulso de ancho de banda estrecho es que es menos probable que interfiera electromagneticamente con otros dispositivos alrededor de este. Una ventaja adicional de un impulso de ancho de banda estrecho es que permite al sistema cumplir mas facilmente con las ormas del gobierno o de la industria con respecto a la asignacion de espectro electromagnetico, habilitando a los disenadores de sistema para seleccionar una frecuencia de impulso dentro de una banda ajustada especificada por tales norma. En una realizacion, el impulso 14 es estrecho y centrado en 13,.56 MHz, que es una de las denominadas bandas Industriales, Cientificas, y Medicas (ISM) asignadas para el uso en dispositivos de RF comerciales por la Union Internacional de Telecomunicaciones (ITU). Aun otra ventaja de un impulso de ancho de banda estrecho es que puede requerir menos energia que una solucion de transmision continua equivalente, haciendo asi al lector 10 mas accesible al funcionamiento de la bateria, y permitiendo el uso de componentes mas pequenos que generalmente requieren menos disipacion de calor que sus homologos de mayor potencia. Finalmente, una ventaja de transmitir un impulso 14 de frecuencia fijo en el paso 204 de la figura 2 es que la circuiteria de transmision de lector 10 es simple comparada con las soluciones de frecuencia de barrido o transmision continua.

Ya que el sensor 12 esta en estrecha proximidad con el lector 10, el paso 206 de la figura 2 tiene lugar ahora.

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El sensor 12 es energizado por el impulso 14 mediante el acoplamiento inductivo entre su antena y la del lector 10. El impulso 14 hace que la corriente fluya en la antena del sensor 12, energizando el circuito ‘LC Tank’ formado por el condensador 15 y la inductancia 13. El impulso 14 es generalmente de corta duracion, y en el paso 208, lector 10 termina subitamente el impulso 14. Inmediatamente la energia almacenada en el circuito LC Tank del sensor 12 comienza a disiparse, oscilando a frecuencia resonante del sensor 12 cuando asi lo hace. La antena del sensor 12 emite asi una senal de llamada 16 a esta frecuencia. Despues de terminar la trasmision, el lector 10 debe inmediatamente ir a un modulo de recepcion, como en el paso 210, con el fin de detectar la senal de llamada 16 y amplificarla.

Dependiendo de las condiciones de medicion, la senal de llamada puede ser debil, ruidosa o de corta duracion, lo que conduce a sanciones de precision y de resolucion durante la medicion de la frecuencia. Por esta razon, el lector 10 puede bloquear y mantener la senal de llamada muestreada a frecuencia constante y amplitud fuerte en el paso 212, durante un tiempo suficiente para adquirir una medicion de frecuencia de alta precision en el paso 214.

La figura 3 ilustra de manera cualitativa las caracteristicas idealizadas del lector 10 y del sensor 12 en el dominio de frecuencia, en una realizacion. El sensor 12 detecta su parametro fisico de interes a traves de un rango operacional predeterminado de valores. Corresponde este rango de parametro fisico a un rango 220 de frecuencia operativa correspondiente. La curva 224 es la funcion de transferencia del sensor 12, cuando la frecuencia resonante del sensor 12 esta en el minimo de su rango 220 de frecuencia operativa. La funcion 224 de transferencia del sensor tiene su pico a la frecuencia resonante del sensor 12. Cuando el parametro detectado varia dentro del rango operacional de valores, la funcion de transferencia de sensor se mueve correspondientemente dentro del rango 220 de frecuencia operativa. Asi, dependiendo del valor del parametro fisico detectado, la funcion de transferencia del sensor puede estar centrada en cualquier sitio dentro del rango 220 de frecuencia operativa. Su frecuencia resonante (pico de la curva de funcion de transferencia) corresponded con el valor del parametro detectado. Cuando el parametro detectado esta en el otro extremo de su rango operacional, la funcion de transferencia del sensor resulta la funcion 222 de transferencia del sensor de frecuencia maxima.

La funcion 14 de banda estrecha en la figura 3 representa el impulso 14 de excitacion mostrado en la figura 1. Su frecuencia, designada como fxmt, es generalmente fijada para estar en o cerca del centro del rango 220 de frecuencia operativa. El impulso 14 es generalmente de ancho de banda estrecho, de corta duracion de tiempo, y esta fijado a una frecuencia predeterminada fxmt. Estas caracteristicas del impulso dotan al lector 10 con distintas ventajas sobre los lectores que deben barrer o variar sus frecuencias transmitidas: la circuiteria mas simple, el software/firmware de control mas simple, consumo de energia total inferior (habilitando el funcionamiento de la bateria), componentes de menor potencia (asi mas pequenos), menos disipacion de calor interna, susceptibilidad reducida a interferencias electromagneticas procedentes de una fuente exterior, probabilidad reducida de interferir electromagneticamente con un dispositivo exterior, y facilidad de cumplimiento aumentada con las normas gubernamentales de asignacion de frecuencia.

Otra caracteristica importante mostrada en la figura 3 es la linea horizontal que representa el umbral 226 de deteccion de senal minima del lector 10. Despues de que el impulso 14 de excitacion es desactivado, el sensor 12 disipara la energia recibida desde el impulso 14 de excitacion. En ausencia del impulso 14 de excitacion forzado, esta energia provoca la oscilacion en la frecuencia resonante del sensor 12, emitiendo una senal de llamada 16 (no mostrada en la figura 3). La intensidad (amplitud) de la senal de la senal de llamada 16 es determinada por la interseccion del impulso 14 de excitacion y la funcion de transferencia del sensor: la amplitud de la senal de llamada estara limitada por el producto de las dos funciones en ese punto. La amplitud de este producto, en el punto de interseccion, debe ser mayor que o igual al umbral 226 de deteccion de senal del lector 10 para que la senal de llamada 16 sea detectada y medida por el lector 10.

La figura 4 proporciona un ejemplo ilustrativo, en el dominio de frecuencia, de un intercambio de senal tipica entre lector 10 y el sensor 12. El proceso mostrado en esta figura es el mismo que el mostrado en la forma del diagrama de flujo en la figura 2. En el estado inicial mostrado en la figura 4a, el valor del parametro detectado es tal que la funcion de transferencia 228 del sensor 12 esta centrada a una frecuencia dentro del rango 220 de frecuencia operativa. Observese que el parametro detectado (y por tanto la funcion de transferencia 228) cambian en una escala de tiempo mucho mas lentamente que las senales electronicas que van entre el sensor 12 y el lector 10, y por tanto la funcion de transferencia 228 es cuasi estatica con relacion a dichas senales. Ya que el parametro detectado es cuasi estatico con relacion a las senales electronicas, el lector 10 es capaz de tomar multiples muestras durante un intervalo de tiempo corto y promediar dichas muestras para obtener una medicion mas precisa.

En la figura 4b, el impulso 14 de excitacion es generado por el lector 10. El impulso 14 es una senal de ancho de banda estrecho, centrado en la frecuencia fxmt, que esta en o cerca del centro del rango 220 de frecuencia operativa. Cuando el lector 10 general el impulso 14 de excitacion en la proximidad fisica del sensor 12, la

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energia es transferida desde el lector 10 al sensor 12. En una realizacion, esta transferencia de energia ocurre por acoplamiento inductivo, con fxmt en la banda de frecuencia de RF. Observese el punto de interseccion 230 entre el impulso 14 de excitacion del lector y la funcion 228 de transferencia del sensor. El producto de las dos amplitudes en este punto determinara la amplitud de la senal de llamada 16.

A continuacion, en la figura 4c, el lector 10 deja de transmitir el impulso 14 de excitacion. Cuando cesa la energia de excitacion, el sensor 12 se desplaza desde una caracteristica de accionamiento forzado a la frecuencia de transmision con error de fase debido a la resonancia de frecuencia de transmision desactivada, a una caracteristica resonante pasiva a una frecuencia que depende de la frecuencia resonante del sensor y de sus alrededores, aproximadamente en el pico de la curva 228. Debido a la energia resonante dentro de la inductancia del sensor 12, se genera un campo magnetico variable en el tiempo alrededor del sensor 12 a esta frecuencia resonante, que puede ser detectado en el lector 10 como una senal emitida a esta frecuencia resonante.

Observese que si el sensor 12 es expuesto a un parametro detectado que mueve la funcion de transferencia 228 aun mas hacia la derecha en la figura 4b (en la direccion de fres creciente) entonces la amplitud de la curva 228 en el punto de fxmt disminuye, causando que el nivel de interseccion 230 disminuya tambien. Cuando fres aumenta mas y alcanza fmax., la amplitud de interseccion 230 iguala el umbral 226 de deteccion minima del lector 10. Si la funcion de transferencia 228 se mueve aun mas hacia la derecha, fres excede de fmax, y la amplitud de interseccion 230 cae por debajo del umbral de deteccion 216 del lector 10. Ahora el lector 10 ya no puede detectar la senal de llamada 16, es decir fres esta fuera del rango 220 de frecuencia operativa del sistema. Observese que el sensor 12 debe estar disenado de tal manera que su funcion de transferencia 228 tenga un ancho de banda suficientemente amplio para mantener una amplitud de interseccion 230 por encima del umbral de deteccion 226 del lector 10 a traves de todo el rango 220 de frecuencia operativa. Sin embargo, disenar el sensor 12 con una funcion de transferencia 228 amplia generalmente baja la amplitud de pico de la funcion de transferencia 228, asi debe encontrarse un equilibrio entre la amplitud y el ancho de banda. En general esta claro a partir de la figura 4 que la capacidad del lector 10 para detectar y medir la senal de llamada 16 dependera tambien del nivel de potencia de la senal de llamada despues del cese del impulso 14 de excitacion, en el sistema Q, y la duracion de tiempo de la senal de llamada 16.

Las formas de funcion de transferencia 228, de las senales 14 y 16, y del rango 220 operativo mostrado en la figura 4 son ilustrados como ejemplos. En algunas realizaciones, la funcion de transferencia 218 puede tener diferentes caracteristicas, y puede no ser simetrica alrededor de fres, que esta en su pico. Adicionalmente, el rango 220 operativo puede no ser simetrico alrededor de fxmt, la frecuencia del impulso de excitacion 16. Puede ocurrir una asimetria del rango 220 operativo como resultado de las caracteristicas del sensor 12, o puede ser disenado a proposito, con el fin de desplazar las asimetrias en la funcion de transferencia 228, la senal de excitacion 16, o la senal de llamada 14.

En una realizacion alternativa, el lector 10 puede transmitir un impulso que no esta cerca del centro del rango 220 operativo del sensor 12. En este caso el lector 10 transmite un impulso a una frecuencia que esta relacionada armonicamente con una frecuencia dentro del rango 220 operativo del sensor 12. Es decir, un armonico mas elevado o mas bajo resultante del impulso o impulsos trasmitidos es utilizado como el impulso de excitacion 16 mostrado en la figura 4.

En aun otra realizacion, el lector 10 puede transmitir dos o mas impulsos de excitacion a diferentes frecuencias, bien simultaneamente o bien en diferentes momentos. Estos impulsos de excitacion multiples pueden excitar diferentes partes del rango 220 de frecuencia operativa. Alternativamente, las frecuencias creadas anadiendo o restando combinaciones de estos impulsos multiples, o de sus armonicos, pueden servir como la frecuencia de excitacion 16 en la figura 4. Los impulsos de excitacion pueden asumir tambien una forma Gaussiana, u otra forma no sinusoidal.

Con referencia otra vez a la figura 1, el lector 10 puede incorporar tambien la circuiteria para convertir las lecturas de frecuencia de llamada procedentes del sensor 12 a formato digital, y almacenar estos en una memoria integrada. Ademas de mediciones procedentes del sensor 12, la memoria del lector 10 puede almacenar tambien otros datos relevantes. Ejemplos incluyen datos de marcas de tiempo, coeficientes de calibracion, firmware requerido para realizar funciones del sistema, actualizaciones de firmware, numeros de pieza, numeros de serie, registros de uso, datos historicos, datos de configuracion, datos de diagnostico, informacion sobre la ubicacion del anfitrion y aplicacion del sensor, y datos definidos por el usuario.

El lector 10 puede incorporar tambien interfaces humanos tales como una pantalla de presentacion, LED, o una indicacion audible, correspondiente con algun aspecto de los datos de frecuencia. Ademas, el lector 10 puede procesar los datos de frecuencia que recibe, realizando tales funciones como promediar, filtrar, ajustar la curva, vigilar el umbral, marcar el tiempo, analisis de tendencia, comparacion con otros datos, y similares.

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El lector 10 puede comunicar tambien con una interfaz de datos 17, como se ha mostrado en la figura 5. La interfaz de datos 17 es externa al lector 10, y esta configurada para recibir senales electronicas desde el lector 10, y transmitir senales al lector 10. Adicionalmente, la interfaz de datos 17 puede proporcionar energia al lector 10, por ejemplo cargando una bateria ubicada en el lector 10. Ejemplos de interfaces de datos 17 incluyen un ordenador anfitrion, una estacion de acoplamiento, una red de telefonia, una red de telefonia celular, una red GPS, una red optica, una red Bluetooth, una red de area de almacenamiento, un sitio web de Internet, una base de datos remota, un dispositivo de entrada de datos, un sonido audible, y una pantalla de presentacion.

El lector 10 y la interfaz de datos 17 pueden estar conectados directamente entre si o indirectamente a traves de un dispositivo intermedio, o pueden comunicarse mediante una conexion remota. Pueden residir en el mismo alojamiento. El lector 10 y la interfaz de datos 17 pueden estar conectados mediante un cable o por un enlace inalambrico. El lector 10 puede enviar informacion a la interfaz de datos 17. Ejemplos incluyen datos relacionados con el sensor 12, mediciones tomadas a partir del sensor 12, datos de marcas de tiempo, numero de pieza, numero de serie, informacion de revision de firmware, registros de uso, datos de diagnostico, datos historicos, datos de estado, datos de configuracion, informacion sobre la ubicacion de anfitrion y aplicacion del sensor, y datos definidos por el usuario. La interfaz de datos 17 puede proporcionar datos y comandos al lector 10. Por ejemplo, la interfaz de datos 17 puede proporcionar al lector 10 con informacion con respecto a horarios e intervalos para muestrear el sensor 12, coeficientes de calibracion o tablas de busqueda, firmware requerido para realizar funciones del sistema, actualizaciones de firmware, ajustes de configuracion, comandos de diagnostico, restauraciones, reinicios, datos definidos por el usuario, y comandos emitidos por el usuario.

La interfaz de datos 17 puede comunicar ademas con un sistema 18 de datos remoto para intercambiar senales de estado y control, asi como para proporcionar datos del sensor. El sistema 18 de datos remoto puede incluir un modulo 19 de reunion de datos para recibir datos desde la interfaz de datos 17, un modulo 20 de registro de datos para almacenar los datos recibidos, y una presentacion 21 de datos para presentar los datos de sensor. Como la interfaz de datos 17, el sistema 18 de datos remoto puede almacenar y procesar los datos, emitir comandos, y distribuir estos datos y comandos, permitiendo la comunicacion con multiples usuarios sobre una red de datos. Como la conexion entre el lector 10 y la interfaz de datos 17, la conexion entre la interfaz de datos 17 y el sistema 18 de datos remoto puede ser a traves de un cable o puede ser inalambrica. La configuracion mostrada en la figura 5, donde el lector 10 conecta con la interfaz de datos 17 a traves de un cable, y la interfaz de datos 17 conecta con el sistema 18 de datos remoto de manera inalambrica, es un ejemplo de realizacion. Aunque el ejemplo en la figura 5 asocia las funciones de registro y presentacion de datos con el sistema 18 de datos remoto, sera obvio para los expertos en la tecnica que estas funciones pueden ser llevadas a cabo tambien por la interfaz de datos 17 externa o el lector 10.

El sistema del lector 10, el sensor 12, e interfaz de datos 17 descritos anteriormente es particularmente ventajoso en una realizacion en el campo de la telemetria biomedica. En esta realizacion el sensor 12 es implantado en un ser humano vivo, para detectar un parametro fisiologico, por ejemplo presion sanguinea detectada desde dentro de una arteria. El sensor 12 es muy adecuado para esta aplicacion ya que puede hacerse muy pequeno por tecnicas convencionales, y ya que es un sensor pasivo no requiere fuente de energia integrada que se agotara eventualmente. El lector 10, por su parte, puede ser lo suficiente fisicamente pequeno para ser portatil, alimentado con baterias, termicamente frio, y electromagneticamente compatible con otros dispositivos electronicos en su proximidad. Estos atributos provienen de circuitos simples, de baja potencia que generan el impulso de excitacion 14 de frecuencia fija, de banda estrecha como se ha descrito anteriormente. Asi el lector 10 puede ser usado de manera comoda sobre la ropa de una persona en la proximidad del sensor 12 implantado, tomando lecturas frecuentes y procesandolas/almacenandolas. Periodicamente, por ejemplo diariamente, el usuario puede posicionar el lector 12 sobre la interfaz de datos 17 en la forma de un puesto de acoplamiento. La interfaz de datos 17 puede contener la circuiteria para cargar la bateria del lector 12, actualizar las configuraciones y el software del lector 12, y descargar sus datos. La interfaz de datos 17 puede comunicar tambien estos datos al usuario, y a otras personas interesadas tales como el medico del usuario, mediante Internet o enlace telefonico. Debido al esquema de excitacion de baja potencia utilizado por el lector 12, tal sistema puede tomar lecturas frecuentes, precisas de presion sanguinea con un minimo de inconveniencia para un paciente, y comunicar esto a los cuidadores de manera eficiente. Claramente, esta realizacion se puede aplicar tambien para detectar cualquier otro parametro fisiologico interno que puede efectuar un cambio en la frecuencia resonante sobre un sensor LC pasivo.

En una variante de esta realizacion, el sensor 12 es incorporado con otro dispositivo medico implantable que realizan una funcion diferente. Por ejemplo, el sensor 12 puede ser un sensor de presion sanguinea incorporado con un dispositivo de cierre vascular, tal como el producto Angio Seal de St. Jude Medical, Inc., of St. Paul, Minnesota. En aun otra variacion de esta realizacion, el lector 10 puede ser incorporado con otro

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dispositivo. Por ejemplo, el lector 10 puede ser unido a un telefono movil, un par de gafas, un reproductor de musica portatil, un videojuego, un articulo de ropa, o un reloj de pulsera.

El sensor 12, que comprende el condensador 15 y la inductancia 13, puede ser tal que estos elementos del circuito son ensamblados en un unico paquete. Alternativamente, algunas aplicaciones pueden hacerlo ventajoso para ubicar el condensador 15 lejos de la inductancia 13, con los dos elementos conectados por cables conductores. Como un ejemplo, en la realizacion donde un sensor 12 es implantado en un cuerpo humano, el condensador 15 sensible a la presion podria ser ubicado en el lugar donde se ha encontrado la presion de interes, y la inductancia 13, que actua como una antena, puede estar ubicado mas proximo a la superficie de la piel, minimizando la distancia de acoplamiento inalambrico entre el sensor 12 y el lector 10. Los cables conductores de conexion pueden tomar cualquier numero de formas bien conocidas, incluyendo cables, filamentos de cables, circuitos flexibles impresos, circuitos rigidos impresos, alimentaciones pasantes o clavijas rigidas.

En la realizacion implantable, puede ser ventajoso tambien disenar el sensor 12 para que pueda ser utilizable para metodos de implante minimamente invasivos, tales como administracion a base de cateter. Adicionalmente, puede ser deseable que una porcion del sensor implantable sea radiopaca o reflectante a los ultrasonidos, para ayudar a diagnosticos de implante y posteriores al implante.

El sensor 12 puede ser fabricado mediante varias tecnologias bien conocidas. El sensor capacitivo 15 puede ser fabricado por tecnologias de sistemas micro-electromecanicos (MEMS), tecnicas litograficas, o tecnicas de mecanizacion clasica. La inductancia 13 pueden ser una bobina de hilo enrollado ; un FR4, Teflon, Rogers, u otra tarjeta de circuito impresa; una Ceramica Recocida a Baja Temperatura (LTCC), cinta verde, u otra tarjeta de circuito impresa de ceramica; o cualquier otra tecnologia de inductancia conocida para los expertos en la tecnica. La inductancia 13 puede ser con nucleo o sin nucleo, y puede utilizar ademas materiales magneticos incorporados en una de las tecnologias de tarjeta de circuito impreso o ceramica mencionadas anteriormente. La inductancia y el condensador pueden ser empaquetados juntos como un modulo de multiples chips (MCM).

En otra realizacion, el sistema de la figura 1 puede comprender ademas una antena 240 intermedia, como se ha mostrado en la figura 6. La antena 240 intermedia comprende dos antenas: la antena 242 del lado del lector y la antena 224 del lado del sensor, que estan conectadas juntas en serie. La antena 240 intermedia puede mejorar el acoplamiento de senal entre el lector 10 y el sensor 12, y puede ser util en casos donde existen multiples barreras 246 y 248 entre el lector 10 y el sensor 12, que no son penetradas facilmente por cables conductores. Como un ejemplo, para un sensor 12 implantado en un vaso sanguineo, la Barrera 2 (248) representa la pared del vaso sanguineo, y la Barrera 1 (246) representa la superficie de la piel. Con la antena 240 intermedia en su lugar, el acoplamiento de senal entre el lector 10 y el sensor 12 es mas eficiente, ya que tiene lugar con conduccion a traves de conductores en vez de por radiacion a traves de cualquier medio en que se encuentra el sistema. Adicionalmente, las antenas 242 y 244 puede cada una ser dimensionada para hacer coincidir sus antenas correspondiente sobre el sensor 12 y el lector 10, mejorando ademas la eficiencia de acoplamiento. Finalmente, la antena 244 del lado del sensor puede estar alineada con precision a traves de la inductancia 13 del sensor, reduciendo errores debido a la desalineacion entre lector 10 y el sensor 12 que podria ocurrir en la ausencia de la antena 240 intermedia. La antena 240 intermedia puede estar hecha de circuitos flexibles, bobinas de hilo enrollado,u otros medios ampliamente disponibles. Observese tambien que el concepto puede extenderse a aplicaciones donde existen mas de dos barreras, anadiendo mas antenas 240 intermedias para cada par de barreras.

En otra realizacion, el sensor 12 en la figura 1 puede comprender ademas un segundo circuito LC Tank, con una inductancia y condensador separados, llamado Resonador de Referencia. El Resonador de Referencia puede ser fabricado utilizando los mismos materiales, procesos, y partes que el Resonador de Deteccion comprendido de la inductancia 13 y del condensador 12, pero con dos diferencias clave. En primer lugar, los componentes del Resonador de Referencia son fijos en valor y no varian con el parametro detectado. En segundo lugar, su frecuencia resonante fija esta disenada para estar fuera del Rango 220 de Frecuencia Operacional del resonador de deteccion. El proposito del Resonador de Referencia es proporcionar una lectura de fondo que puede ser utilizada para corregir la lectura del sensor adquirida por el lector 12. Ciertos factores que conducen a imprecision, tal como la distancia del lector, cambia en el medio intermedio, orientacion del sensor al lector, envejecimiento de los componentes, tension mecanica, solicitacion electrica, desgasificacion, temperatura, crecimiento celular, coagulacion sanguinea, etc., puede afectar al Resonador de Referencia de una manera similar a la del resonador de deteccion. Entendiendo la relacion entre la desviacion del Resonador de Referencia de su frecuencia fija y la desviacion del resonador de deteccion de su frecuencia nominal, el lector puede proporcionar los factores de correccion a la frecuencia detectada basandose en la lectura de Referencia. En esta realizacion, los pasos extra son introducidos en la figura 2 entre los pasos 202 y 204, en los cuales el lector 10 transmite un impulso de excitacion a la frecuencia resonante nominal del Resonador de Referencia, observa cualquier desviacion en la frecuencia de llamada

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de Referencia, y calcula ( u obtiene a partir de una tabla de busqueda) un factor de correccion apropiado para la proxima lectura obtenida en el paso 210. Alternativamente, la lectura de referencia puede ser tomada despues de la lectura de deteccion. Aunque cada cambio que sufre el Resonador de Deteccion puede no afectar al Resonador de Referencia exactamente de la misma manera, este metodo de "auto-calibracion" puede mejorar el rendimiento eliminando o reduciendo algunas de las imprecisiones que son comunes a ambos resonadores. Estas pueden ser, por ejemplo, asociadas con la distancia, orientacion, reacciones fisiologicas, cambios en tejido intermedio, y otros cambios a largo plazo en el comportamiento del sensor 12 a menudo denominados colectivamente "derivacion del sensor". Adicionalmente, debe tenerse cuidado en la seleccion de frecuencia, y otros aspectos de diseno del Resonador de Referencia, para evitar el acoplamiento con el resonador de deteccion original, y la interaccion comun con el lector.

El lector 10 incluye la circuiteria para enviar el impulso 14 de excitacion, recibir la senal de llamada 16, y procesar la senal de llamada 16. (figura 7). Por ejemplo, el lector 10 incluye la circuiteria 22 de temporizacion y control para configurar y activar los otros circuitos en el lector 10. Las flechas llenas a y desde la circuiteria 22 de temporizacion y control representan las interfaces de control, tales como senales digitales o de baja frecuencia. La circuiteria 22 de temporizacion y control genera ademas una senal RF (ilustrada como la flechas de linea discontinua) que es enviada a la circuiteria 24 de transmision. La circuiteria 24 de transmision recibe la senal RF y envia el impulso 14 de excitacion a la antena 26 para excitar el sensor 12. La circuiteria 22 de temporizacion y control puede proporcionar solamente la senal RF a la circuiteria 24 de transmision durante los intervalos cuando el impulso de excitacion esta siendo transmitido para impedir la fuga o acoplamiento a otros nodos en el sistema.

El lector 10 incluye ademas una antena 26 conectada a la circuiteria 24 de transmision y a la circuiteria 28 de recepcion. La circuiteria 24 de transmision utiliza la antena 26 para transmitir el impulso de excitacion 14, mientras la circuiteria 28 de recepcion utiliza la antena 26 para recibir la senal de llamada 16. En una realizacion, la antena 26 esta conectada tanto a la circuiteria 24 de transmision como a la circuiteria 28 de recepcion en todo momento en vez de ser cambiada entre transmision y recepcion. Este diseno de antena 26 compartido requiere consideracion especial para impedir el dano a la circuiteria 28 de recepcion. Especificamente, debe tenerse cuidado de no sobrecargar las etapas sensibles del amplificador de la circuiteria 28 de recepcion. Adicionalmente, el lector 10 requiere una rapida transicion entre la condicion de rebose extrema presente mientras la circuiteria 24 de transmision esta accionando la antena 26, y la condicion de baja tension presente en la antena 26 durante las fases de recepcion y amplificacion. Por ejemplo, la tension en la antena 26 puede exceder los 200 V de pico a pico durante la transmision del impulso de excitacion, y puede ser de milivoltios de un unico digito, decayendo rapidamente a microvoltios, durante la recepcion inmediatamente siguiente al impulso 14 de excitacion. Aunque el lector 10 es descrito como que tiene una antena 26 compartida, se apreciara que el lector 10 puede incorporar mas de una antena para realizar de manera separada las funciones de transmitir el impulso 14 de excitacion y recibir la senal de llamada 16.

El lector 10 incluye ademas un bucle 30 de fase bloqueada (PLL) para recibir y bloquear sobre la senal de llamada 16. La circuiteria 28 de recepcion puede amplificar y condicionar la senal de llamada 16 antes de enviarla al PLL 30. El PLL 30 incluye un oscilador controlado de tension ("VCO") 32 (no mostrado en la figura 7) que puede funcionar para bloquear una frecuencia dentro del rango de las frecuencias de resonancia del sensor cuando no hay senal presente, o puede ser elegido para preferir una frecuencia por encima o por debajo del rango de frecuencias de resonancia del sensor cuando no hay senal presente para mejorar el tiempo de bloqueo cuando se recibe una frecuencia de resonancia de sensor. En una realizacion, se eligio un PLL que funciono mejor cuando la frecuencia de bloqueo del PLL sin senal estaba ligeramente por encima del rango de frecuencias resonantes del sensor. El VCO 32 genera una senal de c.a. que es proporcional a la frecuencia de senal de llamada, denominada senal de recuento 250. El PLL 30 ajusta la senal de recuento dividida hacia abajo para hacer coincidir la frecuencia de la senal de llamada 16, y enviar la senal de recuento 250 a un contador 34. El VCO 32 se interconecta con el contador 34 de frecuencia que determina la frecuencia de senal de recuento 250, y proporciona una senal digital que representa esa frecuencia para la circuiteria 36 de interfaz externa para transferir a la interfaz de datos 17. Operando el VCO 32 a una frecuencia mas elevada que la de la senal de llamada 16, el tiempo requerido para contar y grabar la frecuencia de senal de recuento 250 del VCO 32 puede ser significativamente disminuido.

Cada componente del lector 10 esta disenado para funcionar eficazmente y reducir el consumo de energia. Con ese fin, el lector 10 incluye una funcionalidad de energia reducida. La circuiteria 22 de temporizacion y control controla el estado de la energia de cada componente por medio de un despertador 38 conectado a cada componente. (figura 8). En el modo de energia reducida, algunos componentes pueden ser completamente desactivados mientras que otros componentes pueden operar en un modo de reposo, donde la energia permanece para mantener la configuracion pero el circuito se vuelve estatico para minimizar el consumo de energia.

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La circuiteria 22 de temporizacion y control puede posicionar cada componente del lector 10 en un modo de reposo o desactivado cuando no esta en uso. Adicionalmente, el lector 10 completo puede ser posicionado en un modo de baja energia al nivel del sistema durante periodos de tiempo especificados por un controlador externo. La circuiteria 22 de temporizacion y control puede incluir una memoria tampon 40 de configuracion que recibe instrucciones de temporizacion desde la circuiteria 36 de interfaz externa. Las instrucciones establecen el periodo de tiempo antes de entrar en modo de energia reducida, y otros periodos de tiempo para el despertador 38. Ademas de las instrucciones de temporizacion desde fuera del lector 10, la entrada en/salida del modo de energia reducida pueden activarse tambien por un umbral que es excedido por una de las senales a bordo. El firmware del lector 10 puede contener algoritmos para decidir entrada/salida del modo de energia reducida.

Durante una adquisicion de lectura, el temporizador 38 de activacion puede activar cada componente del lector 10 en el momento apropiado para asegurar que cada componente esta en un estado operacional cuando es necesario. Especificamente, el temporizador 38 de activacion puede comunicar con un temporizador 42 de transmision, un temporizador 46 de recepcion, un temporizador 48 de PLL, y un temporizador 50 de contador de frecuencia para activar y controlar los componentes respectivos del lector 10. Una vez iniciado, cada uno de estos temporizadores puede controlar y accionar el componente respectivo. Cuando es configurado, el temporizador 38 de activacion puede retrasarse durante un intervalo especificado, que puede ser de cero segundos, antes de enviar una senal 52 de inicio para poner en marcha los otros temporizadores. Como se ha ilustrado en la figura 8, la senal 52 de inicio no es mostrada como una linea continua procedente del temporizador 38 de activacion para los temporizadores respectivos con el fin de impedir el cruce de lineas y minimizar la confusion.

Una vez iniciado, el temporizador 42 de transmision establece la secuencia y periodo apropiados para el control 54 de potencia, el control 56 de amortiguacion, el control 58 de Q, y senales 60 para habilitar la RF para secuenciar apropiadamente la circuiteria 24 de transmision y trasmitir el generador 44 de frecuencia. La senal 54 de control de potencia controla el estado de potencia y el estado de reposo de la circuiteria 24 de transmision. La senal 56 de control de amortiguacion controla la activacion de un circuito de amortiguacion en la circuiteria 24 de transmision para disipar rapidamente la potencia de la antena 26 al final de un periodo de transmision. La senal 58 de control de Q controla un circuito de conmutacion en la circuiteria 24 de transmision para reducir la Q y modificar el ancho de banda de la antena 26 durante la recepcion de la senal de llamada 16. La senal para habilitar la RF permite al generador 44 de frecuencia de transmision enviar una senal de RF a la circuiteria 24 de transmision. En una realizacion, el generador 44 de frecuencia de transmision proporciona solamente la senal de RF a la circuiteria 24 de transmision durante los periodos donde la circuiteria 24 transmision esta transmitiendo un impulso 14 de excitacion.

El temporizador 46 de recepcion es configurado para establecer la secuencia y periodo apropiados para la senal 62 de control de potencia para secuenciar apropiadamente la circuiteria 28 de recepcion.

El temporizador 48 de PLL establece la secuencia de periodos apropiados para las senales 64 de control de potencia y 66 de modo S/H para secuenciar apropiadamente el PLL 30. La senal 64 de control de potencia controla el estado de la potencia y el Estado de reposo del PLL 30. La senal 66 de modo S/H controla una muestra y mantiene el circuito en el PLL 30, utilizado para provocar que el PLL se bloquee sobre la frecuencia transmitida a continuacion sobre la frecuencia de la senal de llamada 16, a continuacion mantiene la frecuencia de la senal de recuento 250 del VCO 32 a la frecuencia bloqueada hasta que la frecuencia es medida por el contador 34.

El temporizador 50 de contador de frecuencia establece la secuencia e intervalo de recuento apropiados para las senales 68 de control de potencia y 70 de recuento de inicio/parada para secuenciar apropiadamente el contador 34 de frecuencia. La senal 68 de control de potencia controla el estado de potencia y el estado de reposo del contador 34 de frecuencia. La senal 70 de recuento de inicio/parada controla el instante en el que el contador 34 de frecuencia comienza y finaliza la medicion de la frecuencia de la senal de recuento 250 de VCO 32.

Observese que aunque la figura 8 contiene senales que comparten el mismo nombre, tales como "Iniciar", "Configurar", y "Control de Potencia ", cada una de estas senales es unica para el bloque de circuito al que se conecta. Por ejemplo, la senal 68 de control de potencia procedente del bloque 50 de Temporizador de Contador de Frecuencia no es la misma senal que la senal 64 de control de potencia procedente del bloque 48 de Temporizador de PLL, como se ha descrito anteriormente.

La circuiteria 24 de transmision es configurada para transmitir el impulso 14 de excitacion al sensor 12 por medio de la antena 26. (figura 7). El impulso 14 de excitacion puede ser una rafaga de frecuencia fija o que varia rapidamente en o cerca de la frecuencia resonante del sensor 12. Por ejemplo, el impulso 14 de excitacion puede ser una rafaga de frecuencia fija dentro de distintos anchos de banda de la frecuencia

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resonante del sensor 12. Alternativamente, el impulso 14 de excitacion puede ser una rafaga o barrido de frecuencia fijo o que varfa rapidamente de una muy corta duracion, en o cerca de una frecuencia armonicamente relacionada con la frecuencia resonante del sensor 12. El impulso 14 de excitacion puede ser tambien un impulso de banda ultra amplio. Esta pluralidad de aproximaciones del impulso 14 de excitacion es posible ya que la senal de llamada 16 es recibida cuando han cesado las transmisiones del impulso 14 de excitacion. Por lo tanto, las transmisiones del impulso 14 de excitacion pueden estar limitadas a bandas de frecuencia, amplitudes y esquemas de modulacion aceptables para los organismos reguladores gubernamentales. Las normas de radiofrecuencia puede no aplicarse al sensor 12 ya que el sensor 12 es un dispositivo puramente pasivo.

El impulso 14 de excitacion no requiere tiempo de transmision significativo ya que una unica transmision de energfa corta da como resultado una muestra unica y completa de la senal de llamada 16. El consumo de potencia puede reducirse utilizando un ciclo de trabajo de transmision menor, reduciendo por ello el ciclo de trabajo de transmision, de recepcion, de recuento, y la circuiterfa de tratamiento digital. Reduciendo el consumo de potencia la alimentacion de la baterfa se convierte en una opcion mucho mas viable para alimentar el lector 10.

El impulso 14 de excitacion puede ser configurado para maximizar varios parametros del sistema. Por ejemplo, si se utiliza un impulso 14 de excitacion de frecuencia fija, la frecuencia de la rafaga puede ser configurada para maximizar parametros tales como la potencia de pico de transmision permisible maxima, maxima libertad de interferencia dentro de banda o cerca de la banda durante el intervalo de "recepcion" mientras el PLL esta siendo bloqueado a la senal de llamada 16, maxima aceptacion mundial de una frecuencia particular para las transmisiones del lector para el proposito del sensor deseado, u otros de dichos criterios.

La figura 9 ilustra la circuiterfa 24 de transmision. Un cambiador 72 de nivel de la circuiterfa 24 de transmision recibe las senales 54, 56, 58 de control y la senal de RF procedentes de la circuiterfa 22 de temporizacion y de control. El cambiador 72 de nivel almacena temporalmente las entradas y convierte los niveles logicos de control a niveles de accionamiento de circuito. Un accionador 74 de transmision amplifica la senal de RF para proporcionar suficiente potencia para accionar la antena 26. El circuito 76 de control de Q es activado durante la recepcion para reducir la Q de la antena 26 combinada y del bloque 82 de sintonizacion y de c.c. Un circuito 78 de amortiguacion es activado brevemente de manera inmediata al final de la trasmision del impulso 14 de excitacion para absorber la energfa en la antena y permitir que la antena responda a la senal de llamada 16. El circuito 78 de amortiguacion puede proporcionar un factor Q diferente a la antena para mejorar la recepcion de la llamada 16. La circuiterfa 80 de control de potencia controla el encendido y el modo de reposo para los componentes en la circuiterfa 24 de transmision. El bloque 82 de sintonizacion y de c.c. ajusta la sintonizacion para la antena 26 e impide a la corriente continua cargarse inapropiadamente hacia los circuitos 78 de amortiguacion. La salida de RF o el impulso 14 de excitacion desde la circuiterfa de transmision es encaminado tanto hacia la antena 26 como hacia la circuiterfa 28 de recepcion.

Una vez que es transmitido el impulso 14 de excitacion por la circuiterfa 24 de transmision, la circuiterfa 28 de recepcion es configurada para escuchar la senal de llamada 16. Con referencia a la figura 10, una memoria tampon/fijador 84 de Z elevada incluye un dispositivo de entrada de alta impedancia ("Z elevada") que limita el efecto de la circuiterfa 28 de recepcion sobre la sintonizacion realizada por el bloque 82 de sintonizacion y c.c. La memoria tampon/fijador 84 de Z elevada sirve ademas para proteger las etapas amplificadoras 86 de las tensiones extremas presentes en la antena 26 durante la trasmision del impulso 14 de excitacion. Las tensiones en la antena 26 pueden alcanzar mas de 200 V de pico a pico durante la trasmision del impulso de excitacion, requiriendo aproximadamente solo 60 picofaradios de capacitancia para sintonizar la antena 26. En una realizacion, es utilizado un condensador de 1 picofaradio con un dispositivo de limitacion de corriente de entrada de impedancia elevada sobre un circuito de transmision de 13,56 MHz. Las uniones de diodos de baja capacitancia que derivan sobretension a la fuente de alimentacion y subtension a tierra pueden ser colocadas sobre el lado del receptor del condensador de 1 pF, de manera que el condensador limita la corriente a traves de los diodos ya que protegen el amplificador del receptor de altas tensiones durante la trasmision a traves de la antena 26.

Las etapas amplificadoras 86as 86 amplifican la senal de llamada 16 a un nivel suficiente para accionar la entrada del PLL 30. El diseno cuidadoso de las etapas amplificadoras 86as 86 es requerido para conseguir la respuesta transitoria adecuada cuando la senal del impulso 14 de excitacion transmitida es eliminada y amortiguada, y la senal de llamada 16 de bajo nivel es recibida. Las etapas amplificadoras de puerta comun con cargas de drenaje reactivo sintonizado de bajo Q pueden ser utilizadas para acondicionar la salida de la memoria tampon/fijador 84 de Z elevada, seguida por distintos filtros intercalados entre etapas amplificadoras de ganancia elevada. Los filtros pueden ser bien filtros de resistencia-condensador ("RC") o bien filtros de inductancia-condensador ("LC"). En una realizacion, los filtros pueden ser todos filtros de paso de banda RC. Otra etapa amplificadora de puerta comun con carga de drenaje reactivo sintonizado de bajo Q puede ser

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utilizada para el acondicionamiento final del paso de banda antes de alimentar la senal a la entrada del PLL 30. Este diseno habilita todos estos tipos de amplificadores a funcionar desde niveles de entrada de senal extremadamente bajos a niveles de entrada de senal extremadamente altos sin distorsion de senal tal como duplicar o reducir a la mitad la frecuencia debido a las caracteristicas de saturacion de etapa, asi como la excelente impedancia de entrada elevada alcanzable con las etapas amplificadoras de puerta comun y las excepcionales caracteristicas de respuesta transitoria del filtro RC intercalado entre las etapas amplificadoras de ganancia elevad. Se debe tener especial cuidado en el aislamiento de potencia y senal de etapa a etapa para impedir oscilaciones indeseadas debido a la extrema ganancia asociada con las etapas amplificadoras 86as 86.

La circuiteria 88 de control de potencia puede aplicar y eliminar potencia a y desde las etapas amplificadoras 86 y la memoria tampon en la memoria tampon/fijador 84 de Z elevada para reducir el consumo de potencia. Deberia observarse que la memoria tampon/fijador 84 de Z elevada esta disenada para proporcionar proteccion total incluso con potencia eliminada como exceso de energia activara meramente las etapas amplificadoras 86 hasta que sea disipada. La impedancia de entrada es lo suficientemente elevada para limitar el exceso de potencia para impedir sobrecargar las etapas amplificadoras 86. En una realizacion, la circuiteria 28 de recepcion esta activa durante la trasmision del impulso 14 de excitacion para disminuir el tiempo requerido para que el PLL 30 se bloquee en la senal de llamada 16.

El PLL 30 recibe la senal de llamada 16 amplificada y acondicionada desde la circuiteria 28 de recepcion. Con referencia a las figuras 10 y 11, la senal de RF procedente de las etapas amplificadoras 86 de la circuiteria 28 de recepcion alimenta una memoria tampon 90 de RF del PLL 30. La memoria tampon 90 de RF puede alimentar la senal de RF a un divisor 92 de RF que divide la frecuencia de senal de RF por un valor entero. (figura 11). El divisor 92 de RF alimenta a continuacion la senal de RF a una primera entrada de un detector 94 de frecuencia de fase. La salida del detector 94 de frecuencia alimenta un amplificador 96 de muestreo y contencion (S/H) de error. El amplificador 96 S/H de error controla la frecuencia del VCO 32. La senal de recuento 250 emitida por el VCO 32 alimenta al divisor 98 de VCO, cuya salida a su vez alimenta una segunda entrada al detector 94 de frecuencia de fase. El PLL 30 puede incluir una memoria tampon 102 de salida para reducir la carga del VCO 32 mientras que reenvia la frecuencia de la senal de recuento 250 al contador 34 de frecuencia. El divisor 98 de VCO permite al VCO 32 operar a una frecuencia significativamente mas elevada que la frecuencia de llamada 16. Como resultado, el tiempo requerido para contar y grabar la frecuencia de senal de VCO puede ser significativamente reducido. Ademas, el intervalo de recuento mas corto reduce la derivacion VCO durante el recuento y permite una tasa de muestreo mas elevada.

El detector 94 de frecuencia de fase es configurado para determinar la frecuencia y el error de fase entre la senal de RF dividida y la senal VCO dividida. Esto se logra mejor filtrando y amplificando la senal que es alimentada al amplificador 96 S/H de error. Ademas, la caracteristica S/H puede reenviar optimamente la senal filtrada y amplificada para controlar el VCO 32. De esta manera, un bucle de control cerrado esta formado para provocar que la frecuencia de senal de recuento 250 de VCO 32 sea igual a la frecuencia de la senal de llamada 16 multiplicada por el entero del divisor 98 de VCO dividido por el entero del divisor 92 de RF. El PLL 30 puede incluir divisores de frecuencia adicionales para optimizar el diseno del circuito e incrementar el rango de frecuencia potencial de VCO 32.

El temporizador 48 de PLL envia una senal 66 de control de modo S/H al amplificador 96 S/H de error del PLL 30. La senal 66 de control de modo S/H puede posicionar el VCO en un modo de muestreo. En una realizacion, el VCO 32 es posicionado en modo de muestreo durante un periodo de tiempo predeterminado. En el modo de muestreo, la frecuencia de senal de recuento de VCO dividida es ajustada para coincidir con la frecuencia de senal de llamada 16, como se ha descrito anteriormente. Cuando la senal 66 de control de modo S/H es posicionada en el modo de espera, el amplificador 96 S/H de error mantendra constante su salida, haciendo que la tension de control para el VCO 32 sea aproximadamente constante a lo largo de un periodo de tiempo suficiente para determinar la frecuencia de la senal de recuento 250 del VCO 32.

La senal 64 de control de potencia del temporizador 48 de PLL para la circuiteria 104 de control de potencia determina si el PLL esta en un modo encendido o en un modo reposo/apagado para conservar energia electrica. Dependiendo del PLL 30 especifico que es utilizado, se puede requerir un enlace de control y comunicacion (no mostrados) para adaptar el numero entero de divisor 92 de RF, el numero entero de divisor 98 de VCO, y las salidas del detector 94 de frecuencia de fase y las configuraciones de salida. El enlace de comunicacion puede ser especifico para el PLL 30 particular utilizado.

El contador 34 de frecuencia incluye etapas 106 de contador, una memoria tampon 108 de contador, y una circuiteria 110 de control de potencia como se ha mostrado en la figura 12. El temporizador 50 de contador de frecuencia envia una entrada 70 de control de inicio/parada a las etapas 106 del contador y a la memoria tampon 108 del contador. El temporizador 50 del contador de frecuencia envia tambien una entrada 68 de

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control de potencia a la circuiteria 110 de control de potencia. Las etapas 106 del contador cuentan la frecuencia de la senal VCO desde la memoria tampon 102 de salida del PLL 30. Las etapas 106 del contador comienzan a contar cuando los comandos de control de inicio/parada comienzan, y finalizan cuando los comandos de control de inicio/parada se detienen. Cuando los comandos de control de inicio/parada se detienen, la memoria tampon 108 del contador es cargada con el valor de recuento de las etapas 106 del contador. La circuiteria 110 de control de potencia controla los modos de encendido y de reposo para los componentes en el contador 34 de frecuencia. La salida de la memoria tampon 108 del contador puede suministrar una entrada de recuento a la circuiteria 36 de interfaz externa. La frecuencia de llamada 16, y por consiguiente el parametro detectado, pueden ser determinados a partir del recuento de frecuencia.

En otras realizaciones, son posibles otros metodos para medir la frecuencia recibida y amplificada. Estos pueden incluir recuento directo de la senal de llamada, o distintos circuitos de conversion de frecuencia a tension conocidos en la tecnica.

En funcionamiento, el lector 10 secuencia como sigue. Durante periodos de tiempo cuando el sensor 12 no esta siendo muestreado, todos los componentes de lector 10 son colocados en modo de potencia reducida. El temporizador 38 de activacion en la circuiteria 22 de temporizacion y control es configurado para un retraso de muestreo particular o intervalo de muestreo. En el instante especificado, el temporizador 38 de activacion inicia una secuencia de muestreo. Especificamente, el temporizador 38 de activacion enciende o activa cada componente del lector en los momentos apropiados para asegurar que cada componente esta en un estado operacional cuando es necesario.

La circuiteria 36 de interfaz externa no es generalmente requerida en la secuencia de muestreo, excepto para recibir los datos finales generados. Su entrada en/salida del modo de potencia baja puede ser manejado por controladores internos o externos distintos de la circuiteria 22 de temporizacion y de control. La circuiteria 22 de temporizacion y de control proporciona la senal de RF a la circuiteria 24 de transmision durante un periodo de tiempo corto, tal como aproximadamente 20 gs. La senal de RF procedente de la circuiteria 22 de temporizacion y control es terminada a continuacion y la circuiteria 24 de transmision es controlada para amortiguar la senal transmitida en la antena 26 rapidamente. La circuiteria de transmision 24 es colocada a continuacion en un modo apropiado para permitir la recepcion de la senal de llamada 16 en la antena 26. En una realizacion, cuando la antena 26 es configurada para recibir la senal de llamada 16, la amortiguacion de la antena 26 es mayor que la amortiguacion de la senal de llamada 16.

Durante la trasmision del impulso 14 de excitacion, la circuiteria 28 de recepcion recibe, acondiciona, y fija la senal de RF transmitida a la antena 26. Una vez que la trasmision del impulso 14 de excitacion cesa y la antena 26 es configurada para recibir la senal de llamada 16, la circuiteria 28 de recepcion se desplaza a un modo de recepcion de ganancia elevada para recibir la senal de llamada 16 procedente de la antena 26. El PLL 30 esta en modo de muestreo para permitir a la memoria tampon 90 de RF recibir la salida acondicionada de la circuiteria 28 de recepcion. Cuando la antena 26 comienza a recibir la senal de llamada 16, el PLL 30 se desplaza del bloqueo sobre la frecuencia del impulso 14 de excitacion transmitido, al bloqueo de la frecuencia de la senal de llamada 16. Despues de un intervalo de tiempo suficiente para que el PLL 30 se bloquee sobre la frecuencia de la senal de llamada 16, el PLL es desplazado a modo de espera para mantener la frecuencia de la senal de recuento 250 del VCO 32 a la frecuencia de la senal de llamada 16. El tiempo requerido para bloquear puede ser predeterminado, o puede ser adaptativo basandose en las condiciones bloqueadas del PLL detectado. Despues del bloqueo, la circuiteria 28 de recepcion y la circuiteria 24 de transmision son desactivadas o colocadas en modo reposo segun sea apropiado.

Una vez que el PLL30 esta en modo espera, la circuiteria 22 de temporizacion y control instruye al contador 34 de frecuencia para realizar un recuento de intervalo controlado de la frecuencia de senal de recuento 250 del VCO 32. Al finalizar el recuento, los componentes del PLL 30 son desactivados o puestos en modo reposo segun sea apropiado y el valor de recuento es transferido a la circuiteria 36 de interfaz externa. Los componentes del contador 34 de frecuencia son a continuacion desactivados o puestos en modo de reposo segun sea apropiado, y por consiguiente los componentes de la circuiteria 22 de temporizacion y control son desactivados o puestos en modo de reposo segun sea apropiado. Si se programa para el muestreo por intervalos, el temporizador 38 de activacion de la circuiteria 22 de temporizacion y control cuenta hasta que venza la siguiente muestra. De lo contrario, la circuiteria 22 de temporizacion y control espera un comando de activacion con cualesquiera otras instrucciones necesarias procedentes de la circuiteria 36 de la interfaz externa. En los modos de muestreo de rafaga, el tiempo de activacion necesario para que los componentes esten listos puede preceder al tiempo de desactivacion, en cuyo caso los componentes permanecerian activados hasta la finalizacion de la rafaga de muestreo.

Una realizacion del circuito de PLL 30 en el lector 10, mostrada en la figura 13, incluye distintas caracteristicas que pueden ser anadidas al PLL 30 para lograr alternativas pero de funcionalidad equivalente del circuito de PLL 30 descrito anteriormente. Algunos o todos los cambios vistos entre la figura 11 y la figura

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13 pueden ser aplicados para mejorar el funcionamiento del PLL 30 de la figura 11. La memoria tampon 111 de RF de entrada seleccionable permite bien que la senal RF procedente de las etapas amplificadoras 86 o bien que la senal de referencia generada en otra parte en el lector 10, sea seleccionada para la entrada al divisor 92 de RF. La seleccion es determinada por la entrada de control de referencia/recepcion de la memoria tampon 111 de RF. El amplificador 112 de error ha sido simplificado y ya no proporciona directamente la capacidad de muestreo y de espera previamente descritos para el amplificador 96 S/H de error en la figura 11.

Los elementos de circuito que incluyen un convertidor 113 de analogico a digital (A/D), un convertidor 114 de digital a analogico, y un conmutador 115, estan ilustrados en la figura 13. Estos elementos pueden ser usados para lograr la caracteristica de muestreo y de espera. En la configuracion de la figura 13, puede seleccionarse una senal de frecuencia de referencia "Senal Ref" como entrada a la memoria tampon 111 de RF durante la transmision del impulso 14 de excitacion del lector 10 al sensor 12, y la senal de referencia mantenida hasta tal instante ya que la senal de RF a Entrada A de la memoria tampon 111 de RF de entrada seleccionable resulta estable y disponible desde la circuiteria 28 de recepcion. Esta senal de referencia permite al PLL 30 "bloquear previamente" sobre una senal de referencia estable, reduciendo asi el tiempo de bloqueo cuando una senal de llamada resulta disponible a partir de la circuiteria 28 de recepcion. La salida de la memoria tampon de RF de entrada seleccionable es dividida por cualquier valor igual o mayor que 1 por el divisor 92 de RF, a continuacion la senal de la memoria tampon dividida es alimentada al detector 94 de frecuencia de fase. La salida del detector 94 de frecuencia de fase alimenta un amplificador 112 de error que proporciona la respuesta de ganancia y frecuencia apropiada necesaria para actuar como la senal de control para el VCO 32 en el PLL 30. La salida del amplificador 112 de error alimenta la entrada A del conmutador 115. Cuando es seleccionada la entrada A, el conmutador 115 pasa la senal del amplificador 112 de error tanto al VCO 32 como al convertidor 113 A/D. El convertidor 113 A/D es a continuacion utilizado para muestrear la tension de control para el VCO para determinar el nivel de tension de control al que se bloquea el VCO 32 a una frecuencia relacionada con la entrada A de la memoria tampon 111 de RF de entrada seleccionable. El convertidor 113 A/D puede ser usado para medir la frecuencia del VCO 32 de manera indirecta como sera descrito despues, y puede ser usado para determinar una configuracion apropiada para el convertidor 114 D/A de tal manera que el conmutador 115 puede ser adaptado a la entrada B para mantener el VCO 32 al nivel de entrada de frecuencia bloqueada durante cualquier periodo de tiempo, logrando una caracteristica de muestreo digital y de espera similar a la descrita para el amplificador 96 S/H de error en la figura 11.

Varias ligeras modificaciones a la operacion descrita del circuito de la figura 13 pueden permitir resultados funcionalmente equivalentes. Una de tales modificaciones es la calibracion de la tension del convertidor 113 A/D a las frecuencias de senal de RF de la circuiteria 28 de recepcion especifica utilizando la entrada B de la memoria tampon 111 de RF de entrada seleccionable alimentada con frecuencias conocidas. Una vez calibrada de modo que la relacion entre la entrada de senal a la memoria tampon de RF y la salida digital del convertidor 113 de A/D esta bien definida, la salida del convertidor 113 A/D puede ser usada para representar la frecuencia de la senal de llamada 16. La salida del convertidor 113 A/D resulta la salida del PLL. La operacion de esta manera permitira que el convertidor 113 A/D suplante parcial o completamente la funcionalidad de la memoria tampon 102 de salida y del contador 34 de frecuencia.

Otra modificacion en el funcionamiento descrito del circuito de la figura 13 es usar los datos procedentes del convertidor 113 A/D para analisis de bloqueo del PLL 30 para reducir el tiempo de bloqueo y mejorar la precision de la frecuencia de bloqueo. Esto es posible ya que la salida del amplificador 112 de error convergera en el valor de tension de bloqueo cuando la senal 16 del sensor 12 este disponible en la salida de la circuiteria 28 de recepcion, a continuacion divergira de una manera predecible cuando el nivel de la senal 16 del sensor 12 decaiga mas alla de donde el bloqueo puede ser mantenido.

Otra modificacion en el funcionamiento descrito del circuito de la figura 13 es usar el convertidor 114 D/A para generar tensiones especificas a la entrada del VCO 32, grabando la salida del convertidor A/D en estas tensiones especificas, y determinando la frecuencia de la senal en la salida de la memoria tampon 102 de salida, utilizando el contador 34 de frecuencia. Esto permite la calibracion del convertidor A/D para una o mas frecuencias utilizando el contador 34 de frecuencia.

Modificaciones menores del circuito de la figura 13 que deberian ser obvias a un experto en diseno electronico incluyen la reorganizacion de la ubicacion del conmutador 115 y del convertidor 114 D/A de la ubicacion mostrada en la figura 13 entre el detector 94 de frecuencia de fase y el amplificador 112 de error. Esta disposicion requiere el paso adicional de calibracion de la salida del convertidor 114 D/A a traves del amplificador 112 de error para determinar el escalado adecuado para lograr una tension de control del VCO 32 deseada, hecho utilizando bien el convertidor 113 A/D o bien el contador 34 de frecuencia, o bien ambos. Sin embargo, esta disposicion permite al convertidor 114 D/A ser usado para bloqueo previo en vez de usar la senal de referencia en la entrada B de la memoria tampon 111 RF de entrada seleccionable. Esta disposicion

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en combinacion con el esquema de calibracion del convertidor 113 A/D previamente descrito que permite la eliminacion de la memoria tampon 102 de salida y del contador 34 de frecuencia, puede permitir reducciones moderadas en la potencia requerida para operar el lector 10 acortando el tiempo requerido para resolver la frecuencia resonante del sensor 12 para cada ciclo de llamada. Otra modificacion menor de la realizacion descrita es distribuir la carga de tratamiento del sistema en ubicaciones apropiadas basandose en limitaciones de energia, complejidad computacional, requisitos criticos de tiempo, u otras prioridades relacionadas con el sistema. Tal modificacion podria llevar a un disenador a colocar el procesamiento o analisis de datos procedentes del convertidor 113 A/D, para el convertidor 114 D/A, o el contador 34 de frecuencia en cualquiera de o bien el sistema 18 de datos remoto, o bien el lector 10, o la interfaz de datos 17 externa.

En aun otra realizacion de la circuiteria del lector 10, la circuiteria de analisis de espectro digital reemplaza el PLL 30 y el Contador 34 de Frecuencia en la figura 7, dando como resultado el diagrama de bloques modificado mostrado en la figura 14. Aqui la Circuiteria 260 de Muestreo Digital reemplaza el PLL 30, y la Circuiteria 262 de Analisis de Espectro reemplaza el Contador 34 de Frecuencia. La senal de Recuento 250 Analogica es igualmente reemplazada por la Senal 264 de Recuento Digital.

Funcionalmente, la circuiteria 260 de muestreo digital extrae y digitaliza la informacion procedente de la senal de llamada 16 durante su corta duracion de llamada. La circuiteria 28 de recepcion puede amplificar y acondicionar la senal de llamada 16 antes de enviarla a la circuiteria 260 de muestreo digital. La circuiteria 260 de muestreo digital puede muestrear directamente la salida de radiofrecuencia de la circuiteria 28 de recepcion para obtener datos basados en el dominio de tiempo para un analisis adicional.

En una realizacion, el lector 10 contiene ademas la circuiteria 262 de analisis de espectro para convertir la salida de datos de dominio de tiempo procedente de la circuiteria 260 de muestreo digital a datos de dominio de frecuencia, y para almacenar temporalmente los datos de dominio de frecuencia para reenviar los circuiteria 36 de interfaz externa. La circuiteria 262 de analisis de espectro puede incluir tambien funcionalidad de discriminacion para determinar la frecuencia de llamada para la senal de llamada 16. Como sera obvio a los expertos en la tecnica, parte o toda la funcionalidad de la circuiteria 262 de analisis de espectro puede ser llevada a cabo facilmente por el lector 10 o por el sistema 18 de datos remoto, siendo las mayores diferencias en la implementacion en el tipo y cantidad de datos enviados mediante la circuiteria 36 de interfaz externa, y la potencia de procesamiento necesaria en la ubicacion donde se hace el procesamiento.

La circuiteria 260 de muestreo digital y la circuiteria 262 de analisis de espectro son controladas por la circuiteria 22 de temporizacion y control de una manera similar a la realizacion del PLL representada en la figura 8. El diagrama de bloques en la figura 15 representa una realizacion alternativa de la circuiteria 22 de temporizacion y control, adaptada para controlar la circuiteria de lector 10 alternativa mostrada en la figura 14. El temporizador 48 del PLL en la figura 8 es reemplazado por el temporizador 274 de Muestreo Digital en la figura 15. Este temporizador establece la secuencia y periodo apropiados para las senales de control de potencia 270 y de inicio de muestreo 272 para secuenciar la circuiteria 260 de muestreo digital. La senal 270 de control de potencia controla el estado de la potencia y el estado de reposo de la circuiteria 260 de muestreo digital. La senal 272 de inicio de muestreo hace que la circuiteria 260 de muestreo digital recoja un numero apropiado de muestras en un modo de muestreo de rafaga para enviar a la circuiteria 262 de analisis de espectro.

Igualmente, el temporizador 50 de contador de frecuencia en la figura 8 es reemplazado por el temporizador 280 de analisis de espectro en la figura 15. El temporizador 280 de analisis de espectro establece la secuencia y temporizacion apropiadas para las senales de control de potencia 272 y de inicio de analisis 278, para secuenciar la circuiteria 262 de analisis de espectro. La senal 276 de control de potencia controla el estado de la potencia y el estado de reposo de la circuiteria 262 de analisis de espectro. La senal 278 de inicio de analisis controla el instante en que la circuiteria 262 de analisis de espectro comienza a evaluar la rafaga de muestreo 264 proporcionada por la circuiteria 260 de muestreo digital.

La circuiteria 28 de recepcion en la realizacion alternativa de la figura 14 es funcional y arquitectonicamente equivalente a la circuiteria 28 de recepcion en la realizacion basada en el PLL de las figuras 7 y 10, siendo la unica diferencia que la senal de salida desde las etapas amplificadoras 86 alimenta al convertidor 290 analogico a digital en la entrada de la circuiteria 260 de muestreo digital, en vez del PLL 30.

La figura 16 es un diagrama de bloques que representa una realizacion de la circuiteria 260 de muestreo digital. La senal de RF procedente de las etapas amplificadoras 86 de la circuiteria 28 de recepcion alimenta la entrada para el convertidor 290 analogico a digital (ADC) del circuito 260 de muestreo digital. El ADC 290 convierte la senal de RF en un conjunto de muestras relacionadas con el tiempo tomadas a intervalos suficientemente proximos y con suficiente cantidad de muestras para permitir que la circuiteria 262 de analisis

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de espectro logre su precision de frecuencia requerida. Este conjunto de muestras relacionadas con el tiempo seran denominadas aqui como una rafaga 264 de muestreo digital.

La salida de la rafaga 264 de muestreo digital desde el ADC 290 es alimentada al circuito 94 de conversion de dominio de tiempo a frecuencia de la circuiteria 262 de analisis de espectro mostrado en la figura 17. Los trabajos internos de la conversion 94 de dominio de frecuencia no son especificados aqui ya que esta conversion puede ser cualquiera de varios medios que podrian incluir transformada de Fourier rapida o discreta, transformada de ondicula discreta o continua, o cualquiera de varias transformadas de Laplace, cualquiera de las distintas transformadas Z, u otros algoritmos de conversion conocidos en la tecnica. Los trabajos internos de la conversion 94 de dominio de frecuencia pueden ser implementados en hardware o software o cualquier combinacion de ambos para lograr la conversion deseada. Ya que la salida de la conversion 94 de dominio de frecuencia sera generada en el intervalo de muestreo, y puede contener multiples valores para transferir a la interfaz de datos 17 externa, una memoria tampon 96 de resultados es mostrada en la circuiteria 262 de analisis de espectro para mantener estos valores hasta que puedan ser transferidos a la interfaz de datos 17 externa.

En esta realizacion del analisis de espectro digital, la secuencia operativa del lector 10 es similar a la descrita en "Reader Operational Sequence" anteriormente, excepto en que la circuiteria 260 de muestreo digital y la circuiteria 262 de analisis de espectro realizan las funciones relacionadas con la determinacion de la frecuencia de la senal de llamada 16. Cuando la antena 26 comienza a recibir la senal de llamada 16, el circuito 260 de muestreo digital muestrea rapidamente durante un periodo predeterminado o calculado para obtener una rafaga 264 de muestreo digital. Despues de la finalizacion de la rafaga 264 de muestreo digital, la circuiteria 28 de recepcion y el circuito 260 de muestreo digital son desactivados o colocados en modo de reposo segun sea apropiado. El circuito 262 de analisis de espectro convierte los datos de la rafaga 264 de muestreo digital al dominio de frecuencia y coloca el resultado en la memoria tampon 96 resultante, a continuacion es desplazado a un modo de baja energia. Posteriormente, los componentes de la circuiteria 22 de temporizacion y control son desactivados o colocados en modo reposo segun sea apropiado. Si se programa para muestreo de intervalos, el temporizador 38 de activacion de la circuiteria 22 de temporizacion y control cuenta hasta que venza la siguiente muestra. De lo contrario, la circuiteria 22 de temporizacion y control espera un comando de activacion con cualesquiera otras instrucciones necesarias procedentes de la circuiteria 36 de interfaz externa. Los datos de muestreo en la memoria tampon 96 resultante son mantenidos disponibles a la circuiteria 36 de interfaz externa para transferir al sistema 18 de datos remoto como si estuviera controlado por la interfaz de comunicaciones.

Sera obvio a cualquier experto en la tecnica que pueden hacerse numerosas modificaciones menores a la realizacion del analisis espectral digital descrito para lograr resultados funcionalmente equivalentes. Tal modificacion es el uso del rellenado con ceros de los datos de ADC, como es practica comun con las conversiones de dominio de tiempo a dominio de frecuencia donde se evaluan los datos de rafaga de senal. Otra modificacion es mover la ubicacion fisica del circuito 262 de analisis de espectro desde el lector 10 al sistema 18 de datos remoto, con los datos de ADC 90 transmitidos en forma de dominio de tiempo desde el lector 10 al sistema 18 de datos remoto. Aun otra modificacion es convertir la frecuencia de la senal de llamada 16 en algun punto en el lector 10 por la circuiteria de multiplicacion, division, suma, o diferencia de frecuencia, cambiando la senal de llamada 16 a una senal de frecuencia intermedia por cualquiera de numerosas razones relacionadas con la selectividad de frecuencia, el ancho de banda, el tiempo de muestreo, etc. Aun otra modificacion es el uso de tecnicas de tratamiento de senal digital para filtrar, formar, analizar, comparar con otros datos, o de lo contrario procesar y evaluar los datos de dominio de frecuencia o de dominio de tiempo.

Igualmente, los expertos en la tecnica observaran facilmente que las combinaciones de los distintos metodos de determinacion de frecuencia descritos en este documento son posibles y pueden ser ventajosos en diferentes aplicaciones. Por ejemplo, un circuito de muestreo analogico y de espera puede ser usado en combinacion con analisis espectral digital, con el fin de mantener la senal de llamada 16 lo suficientemente larga para obtener una muestra adecuada para digitalizacion.

En otra realizacion, una etiqueta RFID estandar, de un tipo conocido por los expertos en la tecnica, puede ser incorporada con el sensor 12. Tal etiqueta puede tener una antena separada, y operar a un Rango 220 Operacional de Sensor fuera de la frecuencia. Puede ser codificada con informacion de configuracion del sensor 12.

La realizacion de la invencion ha sido descrita anteriormente y, obviamente, se les ocurriran modificaciones y alteraciones a otros tras la lectura y entendimiento de esta memoria. Las reivindicaciones como sigue estan destinadas a incluir todas las modificaciones y alteraciones en la medida en que esten dentro del alcance de las reivindicaciones.

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   REIVINDICACIONES

   1. - Un sistema para obtener una medicion desde una ubicacion remota, comprendiendo dicho sistema:

   un sensor inalambrico (12) configurado para cambiar su frecuencia resonante en proporcion con al menos un parametro detectado; y

   un lector (10) configurado para transmitir una pluralidad de impulsos (14) de excitacion a una frecuencia fija predeterminada a dicho sensor inalambrico (12), para recibir una pluralidad de senales (16) procedentes de dicho sensor inalambrico (12) en respuesta a dicha pluralidad de impulsos (14) de excitacion, para muestrear y mantener dichas senales recibidas (16), y promediar al menos dos de dichas senales recibidas (16) desde dicho mismo sensor (12).
2. 2. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde al menos una de dicha recepcion, muestreo, o espera esta adaptada a una condicion detectada.
3. 3. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde dicho lector (10) incluye ademas un circuito de bucle de fase bloqueada que genera una senal de recuento y ajustar la frecuencia de dicha senal de recuento para coincidir con la frecuencia de dichas senales recibidas (16), y en donde ademas dicho circuito de bucle de fase bloqueada es posicionado en un modo de espera para mantener dicha senal de recuento para averiguar la frecuencia de dicha senal de recuento.
4. 4. - El sistema de la reivindicacion 3, en donde dicho circuito de bucle de fase bloqueada recibe una senal de referencia para el bloqueo previo en su sitio de dichas senales recibidas durante al menos una porcion de tiempo cuando dichas senales recibidas no estan presentes.
5. 5. - El sistema de la reivindicacion 3, en donde dicha senal de recuento es generada por un oscilador controlado de tension, y en donde ademas dicho sistema muestrea la tension de control de dicho oscilador controlado de tension despues de dicho ajuste de dicha frecuencia de senal de recuento, con el fin de determinar la frecuencia de dichas senales recibidas.
6. 6. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde:

   dicho sensor inalambrico (12) comprende ademas un circuito resonante adicional que tiene una frecuencia resonante fija fuera del ancho de banda correspondiente a dicho cambio en frecuencia causado por dicho parametro detectado;

   dicho lector (10) esta configurado ademas para transmitir un segundo impulso (14) de excitacion a dicha frecuencia resonante fija de dicho circuito resonante adicional;

   dicho lector (10) esta configurado para recibir una respuesta procedente de dicho circuito resonante adicional, y;

   dicho lector (10) esta configurado ademas para averiguar la frecuencia de dicha respuesta desde dicho circuito resonante adicional con el proposito de calibrar al menos apropiada senal recibida.
7. 7. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde dichos impulsos (14) de excitacion son al menos dos de:

   una rafaga que contiene una frecuencia dentro de un ancho de banda de mas o menos el veinte por ciento de la frecuencia de dicha senal recibida;

   una rafaga que contiene una frecuencia dentro de un ancho de banda de mas o menos el veinte por ciento de una frecuencia sub armonica de dichas senales recibidas;

   un impulso de banda ultra amplia que tiene una anchura de impulsos de menos de dos veces dicho periodo de senal y contenido espectral de no menos de un tercio de la frecuencia de dichas senales recibidas;

   una rafaga que consiste de no menos de diez ciclos y no mas de diez mil ciclos a una frecuencia no menor de ocho decimas la frecuencia de dichas senales recibidas y no mas de doce decimas la frecuencia de dichas senales recibidas; y

   una rafaga que contiene una frecuencia que esta relacionada armonicamente con la frecuencia resonante de dicho sensor inalambrico.
8. 8. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde dichos impulsos (14) de excitacion son seleccionables para cualquier grupo deseado de valores de frecuencia y anchos de banda.
9. 9. - El sistema de la reivindicacion 1, en donde el sensor inalambrico (12) incluye una funcion de transferencia de sensor en donde dicha funcion de transferencia de sensor tiene un ancho de banda suficientemente

   amplio de manera que una amplitud de un producto del impulso de excitacion y la funcion de transferencia del sensor en un punto de interseccion del mismo es mayor que o igual a un umbral de deteccion a traves de todo un rango de frecuencia operativo.