JP6373259B2 - 地下配線検出における信号選択 - Google Patents

Description

関連出願
本願は、２０１２年４月３０日に出願された米国仮出願第６１／６４０，４４１号の優先権、および２０１３年４月３０日に出願された米国出願第１３／８７４，３１２号の優先権を主張する。これらの全内容は参照により本願に組み込まれる。

本願は、地下配線の検出に関し、特に地下配線検出における信号選択に関する。

地下パイプおよびケーブル検出器（配線検出器とも呼ばれる）は長年存在しており、多くの特許公報その他公開文献において記載されている。配線検出システムは通常、モバイル受信器と送信器を備える。送信器は、直接電気接続または誘導接続によってターゲット導体に連結され、ターゲット導体上で電流信号を提供する。受信器は、電流信号の結果としてターゲット導体において生成される電磁場から生じる信号を検出し、処理する。これは送信器によってターゲット導体に対して提供される連続波正弦信号である。

送信器は受信器から物理的に分離され、離隔距離は通常数メートルであり、場合によっては数キロメートルに及ぶ。送信器は電流信号をターゲット導体にカップリングする。この電気信号の周波数は、選択可能周波数セットのなかからユーザが選択することができる。ターゲット導体に対して印加される電流信号の周波数は、アクティブ検出周波数と呼ばれる。ターゲット導体は次に、電流信号に応じてアクティブ検出周波数の電磁場を生成する。

検出手法と地下環境が異なれば、アクティブ周波数も異なる。アクティブ検出周波数の通常範囲は、数Ｈｅｒｔｚ（送信器と受信器との間の離隔距離がキロメートルレベルであるターゲット導体を検出する場合）〜１００ｋＨｚあるいはそれ以上である。この範囲の環境においては、受信器が検出した電磁場に対して多大な無線周波数干渉が生じ得る。したがって配線検出システムの受信器は、高度に調整されたフィルタを備え、ターゲット導体からの所望するアクティブ検出周波数における信号測定に対して外部干渉源が干渉することを除去している。これらフィルタを調整して、選択可能アクティブ検出周波数それぞれにおける電磁場から生じる信号を受信し、アクティブ検出周波数以外の周波数における電磁場から生じる信号を拒否することができる。

配線検出システムにおいて、電磁場の検出から判定した信号強度パラメータは、得られる電流信号の量（すなわちターゲット導体における配線電流）、導体中心に対する配線検出受信器の相対位置、配線検出受信器からの導体深さ、についての基準となり、ピークインディケータまたはヌルインディケータに対する入力として用いることができる（検出器が感度を有する磁場の方向に依拠する）。全ての配線検出システムは、１以上のチャネル上で信号強度を測定する。

金属パイプおよびケーブルが混み合った地下施設環境においては、アクティブ検出周波数の信号がターゲット導体から他の隣接する地下導体にカップリングすることが生じ得る。これら導体（配線）は、配線検出システムがトラッキングすることを意図したものではない。しかしターゲット導体からの電流が様々な手段（抵抗、誘導、または容量）を介してそれら周辺の導体にカップリングすることは、「ブリードオーバ」と呼ばれ、配線検出器の動作不良を生じさせて、配線検出システムのオペレータがターゲット導体（例えば目標とするパイプまたはケーブル）をトラッキングせずその代わりに隣接する配線を探すことになる可能性がある。

従来の受信器においては、受信器がターゲット導体をトラッキングしているか否かを判定すること、または受信器が誤って隣接する導体をトラッキングしているか否かを判定することは、ほぼ不可能である。地下導体配置が複雑である場合において、隣接する導体におけるブリードオーバ電流から生じる電磁場からの干渉効果により、大きな非対称電磁場が生じ得る。これは電磁界歪と呼ばれる。さらに、ターゲット導体と隣接する導体を区別することを試みる従来のシステムは、通常は送信器から位相情報を送信することに依拠している。この送信器は、配線検出器の受信器がその情報を受信することが現実的でない距離に配置されている。

したがって、誘導カップリングまたは容量カップリングの結果として生じる信号を生成する隣接導体を排除して、ターゲット導体からの信号強度パラメータを正確に判定することができる、配線検出システムに対するニーズがある。同システムは、伝送媒体としてターゲット導体（パイプやケーブル）のみを利用する、信号生成および処理手法を用いるものである。

本発明の実施形態によれば、地下配線検出において信号選択を実施する送信器と受信器が提供される。検出する配線上で信号を提供する送信器は、入力方形波信号に応じて２つの周波数成分を生成する少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザ；前記入力方形波を提供するフィードバックループ；を備える。

地下配線から周波数変調信号を受信する方法は、２つの周波数分離した信号の位相を測定するステップ；位相分散関数の勾配を計算するステップ；前記勾配に基づくオフセットを判定するステップ；を有する。地下配線から信号を受信する他方法は、１以上のアンテナから到着する信号を処理するステップ；信号選択波形を復調するステップ；送信器位相のための基準位相を確定するステップ；前記基準位相と測定位相との間の差を評価して信号選択の基準を提供するステップ；を有する。

これらおよびその他の実施形態については、以下の図面を参照して詳細を後述する。

本発明の実施形態に係る配線検出システムの動作を示す。

本発明の実施形態に係る信号選択の側面を実装した送信器の概略を示す。

図１に示す送信器のためのフィードバック制御システムを示す。

図１に示す送信器のための電流フィードバックおよび位相制御ループを示す。

本発明の実施形態に係る信号選択モードを有する送信器を示す。

本発明の実施形態に係る受信器を示す。

本発明の実施形態に係る狭帯域信号処理を示す。

本発明の実施形態に基づき信号選択位相を抽出できるＦＭ変調器を示す。

本発明の実施形態に基づくＦＳＫ基準位相の回復を示す。

図面は以下の説明を読むことによってより理解できるであろう。

以下の説明において、本発明の実施形態を記載する詳細説明を記載している。ただし当業者は、これら詳細部分の一部または全部を用いることなく本実施形態を実施できることを理解するであろう。本明細書が開示する特定の実施形態は、説明目的のものであり、本発明を限定するためのものではない。本明細書においては具体的に記載していないが、当業者はその他の要素も本発明の要旨の範囲内であることを理解するであろう。

発明要素と実施形態を示す本明細書と添付する図面は、本発明を限定するものであると解釈すべきではない。特許請求の範囲が本発明を定義する。本明細書の要旨と範囲および特許請求範囲から逸脱することなく、様々な変更をなすことができる。本発明を不明瞭にすることを避けるため、実施例によっては、既知の構造や技術は詳細に示していない。

図面は正確なサイズを記載したものではない。構成要素の相対サイズは説明目的のものであり、本発明の実際の実施形態における実際のサイズを反映したものではない。２以上の図面における同様の参照番号は、同一または同様の構成要素を表す。１実施形態を参照して詳細に説明する構成要素およびこれに関連する側面は、可能である限り、これらを具体的に記載していない他実施形態においても備えることができる。例えば、ある構成要素が１実施形態を参照して詳細に記載されており、第２実施形態を参照して記載されていない場合であっても、当該構成要素は第２実施形態においても備えることができる。

本発明の実施形態は、電気回路図を用いて示されている。当業者は、これら電気回路図が物理電気回路による実装、メモリに格納されたアルゴリズムを実行するプロセッサによる実装、または電気回路とアルゴリズムを実行するプロセッサとの組み合わせによる実装を表すことを理解するであろう。

図１は、本発明の実施形態に係る配線検出システム１００を示す。図１に示すように、配線検出システム１００は送信器１０２と受信器１０４を備える。送信器１０２は、地面１０８に埋められた導体１０６と電気的にカップリングされている。導体１０６は例えば、導体パイプまたは配線であり、一般に長い導体構造とみなされる。送信器１０２は導体１０６に沿って電気信号を提供し、導体１０６はその長さ方向に沿って電磁信号を送信する。この電磁信号は、受信器１０４上の１以上のアンテナによって受信される。受信器１０４は、地面１０８の表面を横切って、地下の導体１０６の位置を検出する。信号強度により、導体１０６の深さと位置を判定することができる。

配線検出システム１００は、本発明の実施形態に基づき、信号選択システムを備える。信号選択は、配線検出システム１００に対して追加機能を提供するためのシステム実装である。配線検出システム１００は、信号選択システムを採用し、低周波数の交流磁界を用いて、様々な遠隔検出アプリケーションを実施する。

実施形態において、信号選択システムは、送信器１０２内の変調機能として周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を用いる。これにより受信器１０４が追加情報を復号することができる。特に受信器１０４は、地下導体１０８のリアクタンス（複素インピーダンス）によって生じるいかなる位相変化が生じたとしても、送信信号の元々の位相を復号することができる。

先の信号選択（米国特許第６４１１０７３号で開示し、米国特許第７０５７３８３号で発展し、これら全体が参照により本願に組み込まれるもの）は、例えば周波数シフトキーイング変調などの周波数変調を用い、受信器が元の送信器位相を復号するメカニズムを提供する。導体１０８のリアクタンスによって生じる「信号歪」または「電流ブリードオフ」をリアルタイム測定できるようにすることにより、さらなる発展がなされた。

本発明に係る配線検出システム１００の実施形態は、信号選択技術をさらに改善した。特に本発明の実施形態は、システム製造プロセスをより簡易化することにより、送信器１０２と受信器１４０の製造較正プロセスを不要とし、コストと時間を低減できるようにした。また実施形態において、送信器１０２のアーキテクチャは従来のシステムよりも大幅に簡易化されており、コストを低減するとともに信頼性を向上させている。さらに実施形態において、受信器１０４は位相ロックループに依拠する必要はなく（ソフトウェアを実行するプロセッサによって実装されているか、または電気回路によって実装されている）、復調機能を実現するための応答時間（ロックイン時間）をより早くしている。実施形態において、配線検出システム１００の全体的な信号対ノイズ性能を改善できる。

図２は、送信器１０２のシステムアーキテクチャを一般的に示す。図２に示すように、ユーザインターフェース２０２はフィードバックコントロール２０４に連結されている。フィードバックコントロール２０４の出力は、増幅器２０６を介して配線１０６（パイプまたはケーブル）に連結されている。配線は終端器２０８によって終了している。電流フィードバック２１０は、フィードバックコントロール２０４の入力と増幅器２０６からの出力信号を連結している。

実施形態において、信号選択システムは複合波形を用いる。例えば低周波数（ｆ０×５０／５１）において８サイクルを有し、高周波数（ｆ０×５０／４９）において８サイクルを有する。この送信器１０２が生成する分岐波形により、搬送周波数（ｆ０）上で動作し周波数ｆ０／１６を有する変調機能を実施できる。

送信器１０２の実施形態は、電子ハードウェアとマイクロプロセッサを利用して上述の信号選択波形を実装することができ、取り付けられたパイプ、ケーブル、導体１０６へ電流を駆動または誘起することができる。導体１０６は、概ねいかなる負荷インピーダンスをも示し得る。したがって送信器１０２は、導体１０５の複素インピーダンス（リアクタンス）によって生じる位相シフトに適応する。

図２に示す送信器１０２の実施形態は、本発明の側面に基づく特徴を示している。図２に示す出力増幅器２０６は、例えば多くの標準ケーブル検出システムにおいて用いられるＤクラス増幅器である。図２に示す送信器１０２の例は一般に定電流生成器として動作し、オペレータはユーザインターフェース２０２を介して規定の搬送周波数における固定電流を要求することができる。

本発明の実施形態において、送信器１０２はダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）デバイスを利用する。これは、マイクロプロセッサの制御下にある閉ループフィードバックシステムを形成するために用いられる。図３は、フィードバックコントロール２０４の実施形態の機能部を示す。過度な複雑さを避けるため、図３に示す図は電気的な詳細部分を省略している。これらの機能は当業者の能力の範囲内である。例えば実施形態は、３以上のＤＤＳデバイスと２以上のマイクロプロセッサを備えることができる。図３に示すように、ＤＤＳ３０４と３１２を利用して、信号選択波形を駆動し信号選択変調機能の位相を訂正することができる。

図３に示すように、ＤＤＳ３０４として例えばＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ社のＡＤ９８３３ＤＤＳのような標準ダイレクトデジタルシンセサイザを用いることができる。ＤＤＳ３０４は、信号選択出力信号３０６（図面においてはＶｏｕｔ）を提供する。これは図２に示す増幅器２０６に連結されている。入力３０８におけるＦＳＫ信号は、周波数ｆ０／１６の方形波であり、ＤＤＳ３０４を２つの周波数成分（ｆ０×５０／５１）と（ｆ０×５０／４９）との間で分岐させる。これら周波数成分はそれぞれ８サイクルを有する波形である。ＦＳＫ信号は、ＤＤＳ３０４へ入力される前に遅延器３１０によって遅延される。したがって、ＤＤＳ３０４はＦＳＫ信号に応じて、ＤＤＳ３０４内部の周波数積算器レジスタが保持している２値の間でスイッチする。ＤＤＳ３０４に対するその他の入力は入力３０２における制御位相信号であり、これはフィードバック成分である。制御位相信号は、ＤＤＳ３０４が生成したＶｏｕｔ信号の位相を進めまたは遅らせる役割を有し、ＤＤＳ３０４内部の位相積算レジスタを使用する。

ＤＤＳ３１２は、ＤＤＳ３０４と同様のデバイスであり、ＤＤＳ３０４と同様の動作においてＦＳＫ制御信号を用いる。ただしＤＤＳ３１２は位相積算レジスタを用いない。ＤＤＳ３１２の目的は固定基準位相を提供することだからである。「正弦出力」とマークした出力３４４は、２つの周波数成分の８サイクルをカウントし、入力３０８においてＦＳＫ信号を生成するために用いられる。図３に示すように、出力３４４からの信号はカウンタ３１４に入力され、カウンタ３１４はスイッチ３１６を制御する。スイッチ３１６は入力３２０と入力３１８との間でスイッチし、入力３０８においてＦＳＫ信号を出力する。

出力３４２「方形（ＣＯＳ）」および出力３４０「方形（ＳＩＮ）」は、同相方形波および直角位相方形波である。これらによりフィードバック２０４は、導体１０６に接続されたメイン電流フィードバック信号の位相を計算することができる。図３に示すように、出力３４０からの信号は、乗算器３２４の入力２１０からの電流フィードバック信号と混合される。乗算器３２４からの出力信号は、フィルタ３３０に対して入力される。同様に出力３４２からの信号は、乗算器３２６の入力２１０からの電流フィードバック信号と混合される。乗算器３２６からの出力は、フィルタ３２８に対して入力される。フィルタ３２８と３３０は例えば積分フィルタであり、１次低域通過（ＬＰ）ＩＩＲフィルタである。これらフィルタは、増幅器を用いたハードウェアによって実装することもできるし、マイクロプロセッサドメインのデジタルフィルタとして実装することもできる。「Ｋ Ｉｎｔｅｇ」とマークした入力３３２における入力信号は、積分器の時定数である（アナログシステムにおける１／ＲＣ）。フィルタ３２８からの出力信号は、インバータ３３２と加算器３３４において組み合わせられ、ブロック３３６において位相と振幅が計算され、出力３３８において出力信号が得られる。「電流位相」とマークした出力信号は、以下に説明する実施形態における位相分散の問題を訂正するために利用することができる。

実施形態において、フィードバック２０４は、ＤＤＳ３１２周りのトポロジーを利用することができる。ＤＤＳ３１２は、出力３４２からの余弦フィードバック項のみを用いる。この実装において、入力３０２における制御位相は、余弦フィードバック信号が０になるまで調整される。

図４は、電流フィードバック２１０を用いてＤＤＳ３０４の位相を全体的に制御する一般的な態様を示す。図４において、ＤＤＳ３０４と３１２の機能は、フィードバックブロック４０２へ組み合わされている。図４に示すように、加算器４０８と遅延器４０６および４１０によって形成される積分器は、「制御位相」入力を駆動する。この積分に対する入力信号は、出力３３８からの電流位相信号から得られたものである。この信号は加算器３１２の入力４０４からの分散オフセット信号と加算され、増幅器４１４によって増幅される。この加算器４０８からの積分信号は、波形全体の位相を進めまたは遅れさせる。本発明の実施形態においてその他のフィードバックプロセスを用いることもできる。

上述の信号選択の波形定義に基づき、変調機能（周波数ｆ０／１６の方形波）は、送信波形の元々の位相情報を搬送する。これは導体１０６に沿って信号が伝搬する際に生じる位相シフトとは無関係である。

図５は、本発明の実施形態に基づく信号選択モードを有する送信器１０２の他例を示す。図５に示す送信器１０２の例は、ケーブル・パイプ検出業界からの要求に基づき、複数機能モードを備えることができる。図５に示すように、送信器１０２は、信号生成モジュール５０２、出力ステージ５２６、測定回路５１８を備えることができる。マイクロプロセッサ５１６は、測定回路５１８からの信号を受け取るように連結し、信号生成モジュール５０２に対して信号を提供することができる。マイクロプロセッサ５１６をユーザインターフェース２０２へ連結し、ユーザインターフェース２０２から受信した入力に応じて複数の動作モードを提供することができる。出力ステージ５２６は、出力信号（出力３０６におけるＶｏｕｔ）を受け取り、出力信号に基づき例えば導体１０６などの負荷を駆動することができる。信号生成モジュール５０２と出力ステージ５２６は、測定回路５１８に対して信号を提供する。

図５に示すように、信号生成モジュール５０２は、ＤＤＳ５０４とＤＤＳ５０６を備えることができる。ＤＤＳ３０４の場合と同様に、ＤＤＳ５０４は導体１０６にカップリングされる出力信号を提供する。ＤＤＳ５０６は、ＤＤＳ３１２と同様に、測定回路５１８に対して信号を提供する。マイクロプロセッサ５１６は、ＤＤＳ５０４と５０６に対して制御線とＦＳＫ制御信号を提供する。第３のＤＤＳ５０８は、マイクロプロセッサ５１６からの制御線とＦＳＫ制御信号を受け取るように連結され、マイクロプロセッサ５０６と測定回路５１８に対して基準信号を提供する。図５に示すように、ＤＤＳ５０６からの出力信号は直交信号ＳＩＧ＿Ｑであり、ＤＤＳ５０８からの出力信号は同相信号ＳＩＧ＿Ｉである。

出力ステージ５２６は、信号生成モジュール５０２からの出力信号を受け取るように連結されたパルス波変調（ＰＷＭ）生成器５１０を備えることができる。ＰＷＭ生成器５１０からの出力信号は、増幅器５１２に対して入力される。増幅器５１２は例えばデジタル増幅器である。増幅器５１２からの出力信号は、出力回路５１４に対して入力される。出力回路５１４は、導体１０６などの負荷に信号をカップリングし、測定回路５１８に対してフィードバック信号を提供する。

測定回路５１８は、出力ステージ５２６からフィードバック信号を受け取る増幅器５２４を備える。増幅器５２４からの出力信号は、直交検出器５２２に対して入力される。直交検出器５２２はまた、信号生成モジュール５０２から出力信号ＳＩＧ＿ＱとＳＩＧ＿Ｉを受け取る。直交検出器５２２は、検出直交信号ＤＥＴ＿Ｑと検出同相信号ＤＥＴ＿Ｉを測定プロセッサ５２０に対して提供する。測定プロセッサ５２０からの出力信号は、マイクロプロセッサ５１６に対して提供される。

ユーザインターフェース２０２を介してユーザが信号選択モードを選択すると、マイクロプロセッサ５１６は信号生成モジュール５０２内のＤＤＳ５０４に適正な周波数を生成させる。この信号の最初の位相は基準値にセットされる。

ＤＤＳ５０６とＤＤＳ５０８は同時に、図５において「ＳＩＧ＿Ｉ」「ＳＩＧ＿Ｑ」とマークした適切な直交信号を生成するようにセットされる。信号生成モジュール５０２のＤＤＳ５０４が生成した信号選択は、出力ステージ５２６に対して印加され、さらに出力ステージ５２６から導体１０６などの負荷に対して印加される。負荷リアクタンスに基づき、電圧と生成された電流との間の位相オフセットが生じる。測定回路５１８は、負荷内の電流をサンプリングし、これを直交検出器５２２へ印加する。上述の「ＳＩＧ＿Ｉ」「ＳＩＧ＿」も投入されている。直交検出器５２２の出力における「ＤＥＴ＿Ｉ」「ＤＥＴ＿Ｑ」信号は、測定プロセッサ５２０に対して印加される。測定プロセッサ５２０は、サンプリングした信号の振幅と位相を計算する。これらの結果はマイクロプロセッサ５１６に送信され、マイクロプロセッサ５１６はこれらに基づき、信号選択原理の要求にしたがって、出力信号レベルを制御し、ＤＤＳ５０４の位相を調整する。

このとき、信号選択出力信号はＦＳＫ波形タイプであるため、信号生成モジュール５０２のＤＤＳ５０８が生成した信号「ＳＩＧ＿Ｉ」は、ＦＳＫ信号の２つの成分Ｆ１とＦ２のスイッチングをトリガするために用いられる。この制御信号はマイクロプロセッサ５１６によって生成され、「ＦＳＫ制御」信号として信号生成モジュール５０２に対して印加される。

高パフォーマンス信号選択機能に特有の位相精度測定を向上させるため、上述のようにマイクロプロセッサ５１６が専用ソフトウェアアルゴリズムを実行することができる。位相訂正アルゴリズムが実行されると、ユニットは動作可能状態になる。実施形態において、信号生成モジュール５０２は図５に示す３つのＤＤＳ回路の組み合わせを用いて実装されているが、周波数制御および位相制御ができるその他回路を同様に用いることもできる。

電流波形が２つの周波数成分間で変化するとき、電流波形のゼロクロスを制御できることが望ましい。送信器１０２が複素インピーダンス（通常はインダクタンスとキャパシタンスを有する）とカップリングされたとき、変調機能は復調デバイス（この場合は受信器１０４）に誘起された位相オフセットを利用して、真の元位相を判定する。

上述の２つの周波数成分は、送信器１０２の出力にカップリングされた任意のリアクタンスによってシフトする。重要なのは、２つの周波数成分は搬送周波数ｆ０に対してそれぞれ異なる量シフトすることである。遷移点において、位相変調は不連続となり、これは図４に示す補償分散オフセットによって訂正することができる。本発明の実施形態は、位相分散関数（∂φ／∂ｆ）の勾配測定の原理を用いて、補償分散オフセットに適応的に提供することができる。したがって送信器１０２は、はじめに周波数「ｆ０−Δ／２」、その後に「ｆ０＋Δ／２」で位相変調Φを測定する。周波数間隔Δは、位相コントラストの関数として高測定精度が得られるレベルにセットされる。Δの一般的な値は例えば３０Ｈｚであるが、その他の値も用いることができる。位相分散関数勾配（∂φ／∂ｆ）が既知になると、この値は下記式にしたがって位相変調機能へ追加される：

Φ’は補償分散オフセットであり、αは位相分散勾配の「ランタイム」補間を表すパラメータである。実施形態において、パラメータαは２５Ｈｚにすることができる。

受信器１０４は、複数の重要機能を実施する。特に受信器１０４は、送信器１０２について上述した信号選択システムに関するいくつかの機能を実施する。その機能の１つとして、受信器１０４はフェライトアンテナなどのアンテナセットから到着する信号を処理し、正確な信号振幅を計算する。信号強度を判定する際に、狭帯域フィルタ（例えば約７Ｈｚ）を用いることができる。アンテナが検出する到着信号は、位相同期しているが受信器１０２に位相固定されていない。信号振幅は、本発明の実施形態に基づき信号選択信号を規定する分岐周波数によって影響を受けるべきではない。受信器１０４は、信号選択波形を復調し、真の送信器位相のための基準位相を確定する。真の送信器位相とは、配線リアクタンスが位相シフトを生じさせる前の位相である。さらに受信器１０４は、基準位相と測定位相との間の差異を評価し、これにより「信号歪」を測定することができる。

図６は、受信器１０４の所与のアンテナチャネルに関する受信器信号経路６００の基本要素を示す。実施形態において、受信器１０４は複数アンテナを有し、したがって複数の受信器信号経路６００を有する。図６に示すように、信号経路６００は電磁信号を受信するアンテナ６０２を備える。電磁信号は、ＣＯＤＥＣ（ｃｏｄｅｒ−ｄｅｃｏｄｅｒ）６０８によって処理される前に、フィルタ６０４によってフィルタリングされ、増幅器６０６によって増幅される。ＣＯＤＥＣ６０８は例えばＤｅｌｔａ−Ｓｉｇｍａデバイスであり、これは固有のアンチエイリアスフィルタを含む。図６に示す例において、ＣＯＤＥＣ６０８は例えば２４ビットデータを約４８ｋＨｚでサンプリングすることができる。したがって信号選択信号は、ＣＯＤＥＣ６０８のベースバンド内で完全に処理できる。ＣＯＤＥＣ６０８からの出力信号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）６１０に対して入力される。

図７は、ＤＳＰ６１０の例を示す。ＤＳＰ６１０は、狭帯域信号処理を採用することができる。これは帯域幅をＣＯＤＥＣデータレート（４８ｋＨｚ）からＤＳＰ６１０の出力における例えば９４Ｈｚへ圧縮する。これに応じて、信号帯域幅は２４ｋＨｚ（ＣＯＤＥＣ６０８からの出力）からＤＳＰ６１０の出力における例えば７Ｈｚへ圧縮される。この帯域幅圧縮により、ダイナミックレンジを拡張し、良好な受信器が２４ビットＣＯＤＥＣ６０８から１３８ｄＢｒｍｓ／√Ｈｚを実現することが期待できる（ＣＯＤＥＣ６０８はＳＩＮＡＤ（信号対ノイズプラス歪）比＞９６ｄＢを有することを想定している）。

図７に示すように、ＤＳＰ６１０はＣＯＤＥＣ６０８からの信号を受け取って２つの信号処理経路で処理する。この処理経路は、同相成分と直交成分を処理する。受信器１０４は送信器１０２の位相にロックする必要はないからである。この信号選択に対して適用される２重処理は、従来の信号選択の実装とは異なる。従来の実装は位相ロックループを用いて全情報を単一位相キャリアへ向けるからである。

図７に示すように、同相経路においてＣＯＤＥＣ６０８からの信号は乗算器７０２に対して入力され、乗算器７０２は出力信号を数値合成器７１０からの出力信号と混合する。乗算器７０２からの出力信号は、シンクロナイザ７０４に対して入力される。この信号はコンバータ７０６においてダウンサンプリングされ、フィルタ７０８によってフィルタリングされる。コンバータ７０６は、図７に示すように例えば係数５１２でダウンサンプリングすることができる。フィルタ７０８は、例えば低域通過フィルタである。同様に直交経路において、ＣＯＤＥＣ６０８からの出力信号は、乗算器７１２において数値合成器７１０からのもう１つの出力信号と混合される。乗算器７０２からの出力信号は、シンクロナイザ７１４において同期化され、コンバータ７１６においてダウンサンプリングされ、フィルタ７１８においてフィルタリングされる。フィルタ７１８は例えば低域通過フィルタである。同相経路と直交経路は同一の構成要素を備えることができる。２つの経路の違いは、ＣＯＤＥＣ６０８からの出力信号が混合される数値合成器７１０からの信号である。

数値合成器７１０は、例えばＴｈｏｍａｓ等の米国特許第４２８５０４４号（満了済）に記載されているものと同様のものである。数値合成器７１０は、搬送周波数ｆ０において正弦出力と余弦出力を提供し、信号選択波形をＤＣ信号に近づけるようにシフトさせる。正確なプログラミング搬送周波数は、ＦＩＲフィルタ７０８と７１８において積分される「平均」周波数のため、以下のようにオフセットすることができる：

γはパラメータであり、例えば５０である。

図７に示すように、フィルタ７０８と７１８からの出力信号は、連結器７２０において連結される。計算器７２２は２つの出力７２４と７２６を提供する。出力７２４からの棒グラフ信号は、信号振幅を表し、下記式により与えられる：

Ｉは同相信号振幅であり、Ｑは直交信号振幅である。同様に位相は下記式により与えられる：

この位相は、搬送周波数ｆ０の基準位相としての役割を有する。位相復調プロセスは同様のアルゴリズムにしたがう。この場合、同相Ｉの情報と直交位相Ｑの情報の一部が抽出される。これは例えば１／８であり、ＣＯＤＥＣ６０８の帯域幅である（図７に示すように、５１２と比較した等化ダウンサンプリング係数８）。変調情報は、図８に示すようなデジタルＦＭ復調器を用いて抽出される。

意図しない干渉がない理想的な状況において、復調器からの出力信号（図７における結合器７２０に対する入力信号）は、１６Ｈｚ方形波である（実際には、若干非対称な方形波であり、低周波数において８サイクルを有し、高周波数において８サイクルを有する）。したがって連結器７２０は、真の送信器位相（周波数シフトキーＦＳＫ）を復元できる。

次の処理は、真の送信器位相（周波数シフトキーＦＳＫ）を復元することである。図８に示すように、入力８０２と８０４はそれぞれフィルタ７０８と７１２から出力信号を受け取る。これらは信号ＩとＱに対応する。図８に示すように、入力８０２からの入力信号Ｉは、デジタルフィルタ８１０と遅延器８０８に対して提供され、また乗算器８０６に提供されてＩ^２を計算する。同様に入力８０４からの入力信号Ｑは、デジタルフィルタ８１２と遅延器８１４に対して提供され、また乗算器８１６に提供されてＱ^２を計算する。乗算器８１６と８０６からの出力信号は加算器８１８において加算され、Ｉ^２＋Ｑ^２が得られる。これは遅延器８２０へ提供される。遅延器８０８からの出力信号Ｉは、乗算器８２２において、デジタルフィルタ８１２が信号ＱをフィルタリングしたＱ’と混合される。遅延器８１４からの出力信号Ｑは、乗算器８２４において、デジタルフィルタ８１０が信号ＩをフィルタリングしたＩ’と混合される。乗算器８２２と８２４からの出力信号は、加算器８２６に対して入力され、Ｉ’Ｑ−Ｑ’Ｉが計算される。遅延器８２０と加算器８２６からの出力信号は、除算器８２８に対して入力され、出力値（Ｉ’Ｑ−Ｑ’Ｉ）／（Ｉ^２＋Ｑ^２）が得られる。これはエラー指標を提供する。遅延器８１０、８１４、８２０は、信号をフィルタ８１０および８１２からの出力信号と時間的に揃える。

上記のように、図８は周波数復調器を示している。図８は、例えばＣＯＤＥＣ帯域幅／１０などのような圧縮された帯域幅から信号を取得し、例えばｆ０／１６で発振する方形波などのような変調機能にしたがう出力を提供する。

図９は、さらなる処理９００を示す。図９に示すように、入力９０２における入力信号は、入力９０８からの位相増分とともに入力９０４の入力において１６で除算され、これらはＴｈｏｍａｓ発振器９１０に対して入力される。Ｔｈｏｍａｓ発振器９１０は、正弦波関数と余弦波関数を提供する。ＦＭ復調器からの出力信号、フィルタ７０８と７１８からの信号は、Ｔｈｏｍａｓ発振器９１０からの正弦出力および余弦出力と乗算される。Ｔｈｏｍａｓ発振器９１０はｆ０／１６にプログラムされている。図９に示すように、発振器９１０からの出力信号は、図８によって生成された周波数復調信号と混合される。これは出力８３０からの出力信号であり、入力９１２において受信される。図９に示すように、入力９１２における信号入力は、乗算器９１４と９１６においてフィルタ７０８および７１８からの信号と混合される。その結果は結合器９２０により結合される。各信号は、シンクロナイザ９２０、ダウンサンプラ９２２、デジタルフィルタ９２４によって処理され、増幅器９２８がゲインを調整し、加算器９３２が加算する。計算ブロック９３０は、信号の振幅と位相を提供する。出力９３４は、位相信号を提供する。これは基準位相として用いることができる。

図９に示すように、ダウンサンプリングレートは６４であり、これによりダウンサンプリング全体として狭帯域信号処理アルゴリズムに等化となる。したがってこの例において：５１２（狭帯域信号アルゴリズム）＝８（ＦＭ復調器前のダウンサンプリング）×６４である。

最終処理ステージは、信号位相、すなわち出力７２６からの出力信号と、復調基準位相、すなわち出力８３０からの出力信号との比較である。またさまざまな数値エラーが除去される。これらエラーはＴｈｏｍａｓ発振器のプログラミングにおける数値切り捨てによって生じる。これらが処理されないままだと、基準位相における遅ドリフトを生じさせ、信号選択が有用でなくなってしまう。位相データは整数値（１６ビット）にキャストされる。これは２πラジアンをラッピングするので自然対数関数を記述するのに便利なメカニズムである：

上記式において、Φ_{ＮＢ Ｐｈａｓｅ}は図７に示す位相出力信号７２６に対応し、信号選択信号の２周波数成分の平均位相を表す。パラメータΦ_{Ｄｅｍｏｄ Ｐｈａｓｅ}は、図９の出力９３４における出力信号に対応する。

訂正係数Φ_{Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ}は微訂正であり、これが存在するのは、３２ビット計算を用いる数値切り捨てにより、ｆ０およびｆ０／１６で動作する数値Ｔｈｏｍａｓ発振器が時間経過にともなって固定位相関係を維持しないことになるからである。このドリフトは小さいが、わずかな時間（例えば１〜２分）後であっても信号選択信号が有用でなくなる程度の大きさはある。この位相ドリフトは受信器１０４によって即座に測定され、その結果が用いられる。よって上記差異は、数値合成器７１０（周波数ｆ０の信号を生成する）の周波数出力の位相と、発振器９１０（周波数ｆ０／１６の信号を生成する）の位相との差分である。

出力はΦ_{Ｓｉｇｎａｌ Ｓｅｌｅｃｔ}であり、これは信号選択処理において利用される。信号位相は導体１０６に沿って変化するので、この関数は基準成分Φ_{Ｄｅｍｏｄ Ｐｈａｓｅ}に対する位相変化をトラッキングする。信号選択の通常の用途は、信号歪のリアルタイム測定を提供することである。

その他のタスクは位相トラッキングタスクである。送信器と受信器は、完全に分離されたシステムとして動作し、共通基準位相またはシステムクロックを共有していない。この課題を解決するた・BR>゜、受信器１０４は送信器出力信号を自動的にトラッキングする。これは本発明の実施形態における繊細な機能である。受信器１０４は全くの仮想周波数をトラッキングする必要があるからである。換言すると、信号選択は（ｆ０×５０／５１）と（ｆ０×５０／４９）の８サイクルで規定され、したがってトラッキングは平均周波数ｆ０を発見することになり、これは実際には生じないということである。これが繊細であるのは、トラッキングしないとしても、ｆ０は受信器１０４と送信器１０２との間の自然周波数エラーを含んでおり（通常は水晶発振器によるクロックエラーであり、３０ｐｐｍオーダである）、訂正しなければこのエラーは上記数式の成分の精度を大きく損ねてしまうからである。

位相トラッキングは、図７に示す狭帯域信号処理アルゴリズムによって実装される。位相出力は微分され、その結果信号は積分される。この値は負フィードバック周波数エラーとしての役割を有し、Ｔｈｏｍａｓ発振器における周波数積算器を調整するために用いられる（図７において数値合成器として示した）。

上述の説明において、添付する図面を参照して様々な実施形態を説明した。ただし、特許請求範囲が規定する本発明の範囲から逸脱することなく、様々な修正や変更をなし、別実施形態を実装し得ることは明らかである。したがって本明細書および図面は、説明のためのものであると解釈すべきであり、限定的に解釈すべきではない。

Claims (9)

1. 検出すべき配線上に対して信号を提供する送信器であって、
   入力方形波信号に応じて複合出力信号を生成する少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザであって、前記複合出力信号は第１期間における第１周波数成分と第２期間における第２周波数成分を有する、ダイレクトデジタルシンセサイザ、
   前記少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザのフィードバック入力に対してフィードバック信号を提供し、前記複合出力信号の前記第１および第２周波数成分を調整する、フィードバックループ、
   を備えることを特徴とする送信器。
2. 前記少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザは、前記入力方形波信号と制御位相信号を入力として受け取り、前記入力方形波信号と前記制御位相信号から前記複合出力信号を生成する、第１デジタルシンセサイザを備える
   ことを特徴とする請求項１記載の送信器。
3. 前記少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザは、前記フィードバック信号から前記入力方形波信号を生成するための正弦波出力および電流位相信号を生成するための信号を提供する、第２デジタルシンセサイザを備える
   ことを特徴とする請求項２記載の送信器。
4. 前記電流位相信号は、分散オフセット信号と混合され、積分されて前記制御位相信号を形成する
   ことを特徴とする請求項３記載の送信器。
5. 前記複合出力信号を負荷導体に対して出力する増幅器を備える
   ことを特徴とする請求項１記載の送信器。
6. 少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザを備え、第１期間における第１周波数成分と第２期間における第２周波数成分を有する複合出力信号を生成する信号生成モジュール、
   前記複合出力信号を負荷導体に対して出力する出力ステージ、
   前記出力ステージから信号を受け取り、前記信号生成モジュールから位相信号を受け取り、フィードバック信号を提供する、測定回路、
   前記信号生成モジュールおよび前記測定回路と連結され、前記フィードバック信号に応じて前記信号生成モジュールを制御する、マイクロプロセッサ、
   を備えることを特徴とする送信器。
7. 前記信号生成モジュールの前記少なくとも１つのダイレクトデジタルシンセサイザは、 制御位相信号およびＦＳＫ制御信号に基づき前記複合出力信号を提供する第１ダイレクトデジタルシンセサイザ、
   前記ＦＳＫ制御信号と前記制御位相信号に基づき直交信号を提供する第２ダイレクトデジタルシンセサイザ、
   前記制御位相信号と前記ＦＳＫ制御信号に基づき同相信号を提供する第３ダイレクトデジタルシンセサイザ、
   を備えることを特徴とする請求項６記載の送信器。
8. 前記出力ステージは、
   前記信号生成モジュールから前記複合出力信号を受け取るパルス波変調生成器、
   前記パルス波変調生成器から変調出力信号を受け取るデジタルフィルタ、
   前記デジタルフィルタからのフィルタリングされた出力信号を前記負荷導体にカップリングし、前記測定回路に対して信号を提供する、出力回路、
   を備えることを特徴とする請求項７記載の送信器。
9. 前記測定回路は、
   前記出力回路から前記信号を受け取るように連結された測定増幅器、
   前記測定増幅器から増幅信号を受け取るように連結された直交検出器、
   前記直交検出器からの直交検出器信号に基づき前記マイクロプロセッサに対して前記フィードバック信号を提供する測定プロセッサ、
   を備えることを特徴とする請求項８記載の送信器。

Images