JP6361546B2

JP6361546B2 - 信号処理装置

Info

Publication number: JP6361546B2
Application number: JP2015060911A
Authority: JP
Inventors: 康平丸山; 洋明塚越
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-03-24
Filing date: 2015-03-24
Publication date: 2018-07-25
Anticipated expiration: 2035-03-24
Also published as: JP2016180678A

Description

本発明は、到来する未知電波を検出する信号処理装置に関する。

従来、無線通信技術の分野では、電波監視等において信号を検出するため、到来する未知電波の検出及び帯域幅検出を、周波数領域におけるパワースペクトルに対する検出処理により実現している。周波数領域におけるパワースペクトルに対する検出処理には、一定周期ごとの受信信号に基づく自己相関により信号を強調する従来技術がある（特許文献１）。

アレイアンテナを使用して、電波の到来方位を推定する方法として、ＭＵＳＩＣ法（非特許文献１）とスパース信号分解法（非特許文献２）が知られている。

特開２０１３−１４３５７２号公報

R.O. Schmidt, "Multiple emitter location and signal parameter estimation," IEEE Trans. Antennas Propag, vol. AP-34,no.3,pp .276-280 ,March 1986. M. Cetin, "A variational technique for source localization based on a sparse signal reconstruction perspective", IEEE ICASSP vol.3, pp.2965-2968,May 2002.

周波数領域のパワースペクトルに対する信号検出処理および帯域幅検出処理は、ピークに対して閾値処理等を実施する。例えば直接拡散（Direct Sequence, DS）等の変調がなされた低ＳＮ比（Signal to Noise Ratio, SNR）信号においては、信号が雑音に埋もれてしまい、周波数領域のパワースペクトルではピークがたたない、もしくは鈍る。そのため、低ＳＮ比信号においては、周波数領域におけるパワースペクトルに対する検出処理では信号検出の精度が劣化する。

この発明は、低ＳＮ比信号においても、周波数領域におけるパワースペクトルに対する検出処理よりも高い精度で、未知電波から信号検出および帯域幅検出することを目的とする。

この発明に係る信号処理装置は、アレイ状に配列されて到来電波を受信する複数のアンテナ素子を有するアレイアンテナと、アンテナ素子が受信した電波から生成したアナログ信号をデジタル信号に変換するアンテナ素子ごとに設けられた複数の連続離散変換器と、アンテナ素子ごとの決められた期間のデジタル信号を高速フーリエ変換してアンテナ素子ごとかつ離散周波数ごとの複素振幅値を生成する高速フーリエ変換器を有する。さらに、アレイアンテナの離散周波数ごとの、決められた分解能の方位から到来した電波をアンテナ素子のそれぞれが受信する位相を表現する複素数をまとめたアンテナパターンを記憶するアンテナパターン記憶部と、離散周波数ごとに、高速フーリエ変換器が生成したそれぞれのアンテナ素子の複素振幅値をまとめた配列である振幅アンテナ配列が入力されて、アンテナパターンに基づき、決められた分解能の方位ごとの振幅値の配列である振幅方位配列を算出する方位検出器とを有する。離散周波数ごとに、振幅方位配列に基づいて信号の到来方位の決定可否を判断する信号検出器と、信号検出器が信号の到来方位が決定可と判断した離散周波数を信号ありの周波数帯域と判断する帯域幅検出器とを備える。

この発明に係る信号処理装置によれば、周波数領域におけるパワースペクトルに対する検出処理では検出できない低ＳＮ比の信号を検出できるという効果がある。

この発明の実施の形態１に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。この発明の実施の形態１に係る信号処理装置の処理手順を説明するフローチャートである。この発明の実施の形態１に係る信号処理装置による低ＳＮ比の信号を検出する過程を例により説明する図である。この発明の実施の形態１に係る信号処理装置が有する方位検出器による方位検出の動作を例により説明する図である。この発明の実施の形態２に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。この発明の実施の形態３に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。この発明の実施の形態３に係る信号処理装置の処理手順を説明するフローチャートである。

実施の形態１
図１は、この発明の実施の形態１に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。信号処理装置１００は、アレイアンテナ１、増幅器２、信号処理器３を備える。アレイアンテナ１は、到来信号の電波を受信してアナログ信号を生成する装置である。アレイアンテナ１は、決められた配列パターンで１次元または２次元のアレイに配列された決められた数のアンテナ素子３を有する。増幅器２は、アンテナ素子と同数に設けられており、アレイアンテナの各アンテナ素子３が受信したアナログ信号を増幅する。信号処理器３は、増幅器２が増幅した信号から到来する電波を検出する。

信号処理器３は、Ａ／Ｄ変換器５、ＦＦＴ処理器６、アンテナパターン記憶部７、ＭＵＳＩＣ処理器８、信号検出器９、帯域幅検出器１０を有する。Ａ／Ｄ変換器５は、アンテナ素子３ごとに設ける。Ａ／Ｄ変換器５は、アンテナ素子３が受信した電波から生成したアナログ信号を、決められたサンプリング周期で決められたビット数のデジタル信号に変換する連続離散変換器である。

ＦＦＴ処理器６は、Ａ／Ｄ変換器５と同数である。各ＦＦＴ処理器６には、Ａ／Ｄ変換器５が出力する決められた期間のデジタル信号に対して、高速フーリエ変換処理（Fast Fourier Transformation, FFT）を適用して、周波数の刻み幅の整数倍の周波数である離散周波数ごとの複素振幅値を生成する。離散周波数を周波数ビンとも呼ぶ。ＦＦＴ処理器６は、高速フーリエ変換器である。各ＦＦＴ処理器６が出力する周波数ビンごとの複素振幅値の配列を、同じ周波数ビンの各アンテナ素子３の複素振幅値を配列にまとめたものを振幅アンテナ配列と呼ぶ。

アンテナパターン記憶部７は、決められた分解能で決められた各方位から到来した電波に対して、決められた配列パターンを有するアレイアンテナの各アンテナ素子３が、どのような位相差で受信するかを表現する複素数の配列であるアンテナパターンを、周波数ビンごとに記憶する。

決められた周波数の電波が決められた方位から到来した場合に、アンテナ素子３の受信信号の位相を表現するベクトルを、基底ベクトルと呼ぶ。アンテナパターンは、すべての決められた方位に対する基底ベクトルをまとめた配列である。

例えば、アレイアンテナ１でＭ個のアンテナ素子３がすべて１直線上に配置され、その間隔がＬであるとする。電波の到来方位の方位角とアンテナが配置された直線とのなす角度をθAZとし、アレイアンテナに垂直な方向と電波の到来方位とがなす角度をθELとすると、基底ベクトルＡ(θAZ, θEL)は、以下のようになる。なお、到来する電波の周波数をｆ、光速をｃとする。
Ａ(θAZ, θEL)＝(1, exp(ｊφ), exp(ｊ２φ), , exp(ｊ(Ｍ−１)φ)) （１）
ここに、
φ＝２π*(ｆＬ／ｃ)*sin(θEL)*cos(θAZ) （２）

ここに、ベクトルＸのように、ベクトルはアルファベットの大文字で表し、ベクトルＸのj番目の要素をX[j]で表す。また、配列は[Ａ]と表す。配列[Ａ]のj列目のベクトルをＡ[j]と表す。

決められた分解能に対応する刻み幅ごとに方位角および仰角を定めて、方位角と仰角の組をＮ個作成したとする。i番目の組での方位角をθAZ[ｊ]、仰角をθEL[j]とする。各方位での基底ベクトルＡ[j]＝Ａ(θAZ[j], θEL[j])をまとめたものが、周波数ｆに対するアンテナパターンになる。アンテナパターンを基底行列[Ａ]とも呼ぶ。基底行列[Ａ]は、以下のようになる。基底ベクトルＡ[j]がＭ次元なので、基底行列[Ａ]はＭ行Ｎ列の行列になる。
[Ａ]＝(Ａ(θAZ[1],θEL[1]), Ａ(θAZ[2],θEL[2]), ,Ａ(θAZ[N],θEL[N]))
＝(Ａ[1], Ａ[2], ,Ａ[N]) （３）

θAZを例えば１０°刻みに、０°、±１０°、±２０°、±３０°、・・・、９０°と決め、θELを例えば１０°刻みに、０°、±１０°、±２０°、±３０°および±４０°に決める。θAZとθELの組に対して、１個の基底ベクトルを式（１）と式（２）にしたがって定義する。

ＭＵＳＩＣ処理器８には、周波数ビンごとに振幅アンテナ配列が入力される。ＭＵＳＩＣ処理器８は、アンテナパターン記憶部７に記憶された、その周波数ビンのアンテナパターンを使用して、振幅アンテナ配列にＭＵＳＩＣ信号処理（Multiple Signal Classification：非特許文献１による）を適用する。ＭＵＳＩＣ信号処理を、ＭＵＳＩＣ法とも呼ぶ。ＭＵＳＩＣ処理器８は、決められた分解能の方位ごとの振幅値の配列である振幅方位配列を算出する方位検出器である。振幅方位配列を、方位スペクトラムとも呼ぶ。ＭＵＳＩＣ処理器８は、方位ごとの振幅値として複素振幅値を算出するが、振幅方位配列には複素振幅値を格納してもよいし、複素振幅値の絶対値を格納してもよい。振幅値の絶対値を振幅絶対値とも呼ぶ。

振幅アンテナ配列をベクトルＸで表現し、複素振幅値が格納された振幅方位配列をベクトルＦで表現し、ノイズ信号をベクトルＷで表現すると、以下の関係式が成立する。
Ｘ＝[Ａ]Ｆ＋Ｗ（４）
ベクトルＸを複素共役転置したベクトルをＸ^Ｈと表記する。また、配列[Ｘ]を複素共役転置した配列を[Ｘ^Ｈ]と表記する。

ＭＵＳＩＣ法では、ベクトルＸの自己相関行列[Ｓ]を求める。到来する信号とノイズ信号の間に相関が無いとすると以下のようになる。
[Ｓ]＝ＸＸ^Ｈ＝[Ａ]ＦＦ^Ｈ[Ａ^Ｈ]＋ＷＷ^Ｈ（５）
さらに、自己相関行列[Ｓ]を固有値展開して、振幅方位配列Ｆを求める。

信号検出器９は、周波数ビンごとの振幅方位配列Ｆに基づいて、その周波数ビンの信号の有無、すなわち信号の到来方位が決められるかどうかを判断する。信号の到来方位が決められるかどうかを、到来方位の決定可否と呼ぶ。なお、到来方位が決定可である場合に、その周波数ビンの信号が存在すると判断する。到来方位が決定不可である場合に、その周波数ビンの信号が存在しないと判断する。

信号の到来方位の決定可否の判断方法は、例えば以下の方法が考えられる。
（方法１）振幅方位配列に格納された振幅値の絶対値の分布を要約する平均値などの代表値に基づく方法。
（方法２）隣接するどの方位よりも振幅絶対値が大きい極大値（ピーク）近傍の急峻さの度合いを利用する方法。
（方法３）方法１と方法２を組合せた方法。

まず、方法１について説明する。ここでは、分布を要約する代表値として平均値を使用する場合である。なお、平均値でなく、メジアンあるいはパーセントタイル値あるいは最頻値などを使用してもよい。ここで、Ｘ％（例えば６０％）のパーセントタイル値とは、全体の小さい方からＸ％が含まれる値である。さらに、平均値および６０％タイル値の平均をとった値など複数の代表値から生成した値も代表値に含むとする。

方法１では、方位配列に格納された振幅値の絶対値の平均値である振幅平均値を求める。振幅平均値は、振幅方位配列に格納された振幅値の絶対値の分布を要約する代表値である振幅代表値である。振幅平均値に基づき振幅平均値よりも大きい振幅閾値を決める。振幅閾値は、振幅平均値に決められた値を加えた値としてもよいし、１より大きい係数を振幅平均値にかけた値としてもよいし、振幅平均値に１より大きい係数を掛けた上に決められた値を加えた値としてもよい。加算、乗算だけでなく、他の種類の演算により振幅閾値を求めてもよい。ある方位から信号が到来すると判断できる程度に、振幅平均値よりも大きな値に振幅閾値を設定できるならば、どのような方法で振幅平均値から振幅閾値を決めてもよい。振幅平均値に限らず、他の種類の数値に関しても、その数値に対する閾値を決める際には、加算、乗算だけでなく、他の種類の演算を使用してよい。

振幅方位配列に格納された振幅値の中に、絶対値が振幅閾値よりも大きい振幅値が存在する場合に、到来方位を決定可と判断する。存在しない場合に、到来方位を決定不可と判断する。なお、絶対値が振幅閾値よりも大きい振幅値が存在せず、かつ絶対値が振幅閾値にと同じ振幅値が存在する場合に、到来方位を決定可と判断してもよい。なお、振幅方位配列に格納された振幅値の中で、最大の振幅絶対値を求め、最大の振幅絶対値を振幅閾値と比較してもよい。

方法２では、ピークがその近傍の決められた範囲の中での急峻さの度合い（急峻度と略す）に関する閾値である急峻度閾値よりも急峻度が大きいピークが存在する場合に、到来方位を決定可と判断する。

ピークの急峻度は、ピークの近傍の決められた範囲である近傍範囲の振幅絶対値の傾きから判断する。ここで、振幅絶対値の傾きとは、異なる方位での振幅の絶対値の差を、方位の差で割った値である。

ピークの急峻度Ｄは、例えば、以下で計算する。説明を簡単にするために、ここでは方位が１次元であるとし、振幅方位配列Ｆでは隣接する方位に対する配列での添え字が連番になっているとする。ピークをとる方位の振幅方位配列Ｆでの位置が、jpである。
Ｄ＝max(F[jp+1]-F[jp+2],F[jp]-F[jp+1],F[jp]-F[jp-1],F[jp-1]-F[jp-2]) (６)
式(６)は、ピークをとる方位の２個離れた方位までの範囲を近傍範囲とし、近傍範囲の中での隣接する方位で求めた傾きの最大値を急峻度とする場合の式である。

隣接する方位間だけでなく２個以上離れた方位間の傾きも使用して、急峻度Ｄを求めてもよい。例えば、ピークをとる方位の３個離れた方位までの範囲を近傍範囲とし、隣接する方位間と２個離れた方位間の振幅絶対値の傾きも使用する場合には、急峻度Ｄは以下の式(2)で計算する。
Ｄ＝max(F[jp+2]-F[jp+3],F[jp+1]-F[jp+2],F[jp]-F[jp+1],F[jp]-F[jp-1],
F[jp-1]-F[jp-2],F[jp-2]-F[jp-3],
(ｋ/２)*max(F[jp+1]-F[jp+3],F[jp]-F[jp+2],
F[jp-1]-F[jp-3],F[jp]-F[jp-2]) (７)
ここに、２個離れた方位間の振幅絶対値の傾き、例えば(F[jp+1]-F[jp+3])/２は、その間にある２つの隣接する方位間の振幅絶対値の傾き（F[jp+1]-F[jp+2]とF[jp+2]-F[jp+3]）の中のどちらか大きい方（max(F[jp+1]-F[jp+2],F[jp+2]-F[jp+3])）よりも大きくなることがないので、２個離れた傾きからも急峻度Ｄを決められるように、等価換算係数ｋは、ｋ＞１とする。３個以上に離れた方位との間での傾きを使用する場合には、ピークをとる方位の差が大きくなるほど、等価換算係数ｋを大きくする。

近傍範囲の中の振幅絶対値の傾きの最大値ではなく、振幅絶対値の傾きの近傍範囲の中での平均値、あるいは閾値未満のものを除いた傾きの平均値などを急峻度としてもよい。個々の振幅絶対値の傾きを求めるのではなく、決められた振幅差だけピークよりも小さい振幅値以下になる方位とピークをとる方位の差を振幅絶対値の傾きとしてもよい。

近傍範囲の振幅絶対値の平均値を求め、ピークと振幅絶対値を平均値で割った値を急峻度としてもよい。近傍範囲の振幅絶対値の平均値は、閾値以下のものだけを対象として求めてもよい。なお、振幅絶対値の傾きまたは振幅絶対値の平均値は、パーセントタイル値など他の種類の分布を要約して表現する代表値を使用してもよい。

急峻度に対する閾値である急峻度閾値は、予め決めておいてもよい。振幅方位配列に格納された振幅値から隣接する方位間での振幅絶対値の傾きについての平均値を求め、求めた傾きの平均値に基づいて、急峻度閾値を決めるなど、他の方法でもよい。

振幅方位配列に格納された振幅値からピークを求め、ピークごとに急峻度Ｄを求め、最大の急峻度Ｄmaxが急峻度閾値Ｑ０よりも大きい場合に、到来方位を決定可と判断する。最大の急峻度Ｄmaxが急峻度閾値Ｑ０以下である場合に、到来方位を決定不可と判断する。式で表すと以下となる。
Ｄmax＞Ｑ０到来方位を決定可
Ｄmax≦Ｑ０到来方位を決定不可
なお、Ｄmax＝Ｑ０の場合に、到来方位を決定可と判断してもよい。

急峻度閾値Ｑ０を大きく設定すれば、到来方位を決定不可であるべきなのに決定可と間違って判断する確率（可誤り確率）を小さくできる。急峻度閾値Ｑ０を小さく設定すれば、到来方位を決定可であるべきなのに決定不可と間違って判断する確率（不可誤り確率）を小さくできる。可誤り確率および不可誤り確率が適切になるように、急峻度閾値Ｑ０を設定する。可誤り確率と不可誤り確率をまとめて誤り確率と呼ぶ。

方法３として、方法１または方法２のどちらかで到来方位を決定可と判断できる場合に、到来方位を決定可としてもよい。あるいは、方法１と方法２の両方で到来方位を決定可と判断できる場合に、到来方位を決定可としてもよい。方法１と併用するかどうかによらず、方法２でピークの急峻度で判断する際に、ピークの振幅絶対値に対して閾値を設けて、閾値以上のピークの急峻度の最大値と急峻度閾値を比較してもよい。なお、方法１と併用する場合には、ピークの振幅絶対値に対する閾値は、方法１での振幅閾値よりも小さく設定する。

図２は、この発明の実施の形態１に係る信号処理装置の処理手順を説明するフローチャートである。信号処理器３に入力されるアナログ信号は、ステップＳＴ０１で、アンテナ素子３ごとに設けられるＡ／Ｄ変換器５でデジタル信号に変換される。ステップＳＴ０２で、決められた期間のデジタル信号に対して、ＦＦＴ処理器６により高速フーリエ変換処理が実施される。ステップＳＴ０３以下は、周波数ビンごとに処理される。ステップＳＴ０３では、ある周波数ビンの振幅アンテナ配列に対してＭＵＳＩＣ法によりＭＵＳＩＣ処理器８が方位スペクトラムを算出する。ステップＳＴ０４では、方位スペクトラムから、周波数ビンの信号が存在するかどうかを信号検出器９が判断する。ステップＳＴ０５では、信号検出器９の判断を基に、信号が存在する周波数帯域を決める。

図３は、この発明の実施の形態１に係る信号処理装置による低ＳＮ比の信号を検出する過程を例により説明する図である。図１の上部に、各アンテナ素子３が受信する低ＳＮ比の信号５１の例を示す。各アンテナ素子３が受信する信号５１には、図に示す周波数の範囲５２の部分に信号５３が存在する。だが、全周波数帯域で信号５３よりも大きいノイズ５４が存在する。

高速フーリエ変換後に、ＭＵＳＩＣ処理器８が、各周波数ビンの振幅アンテナ配列に対してＭＵＳＩＣ法による到来方位検出処理を実施する。その結果、図３の中央に示すように、信号５３が存在する周波数５２では、到来方位にピークが存在し、到来方位が決定可である振幅方位配列５５が得られる。帯域幅検出器１０がその周波数ビンに信号ありと判定して、図３の下部に示す、信号が存在する周波数帯域５６が得られる。

図４は、この発明の実施の形態１に係る信号処理装置が有する方位検出器による方位検出の動作を例により説明する図である。図４は、図３に示す周波数範囲５２内のある周波数ｆ１の信号６１がある方位Ｒ１から来ている状況を説明する図である。信号６１は、方位Ｒ１から到来する。ノイズ６２は、方位によらずほぼ一定の信号レベルである。信号６１は、方位Ｒ１の近傍ではノイズ６２よりも信号レベルが大きいが、他の方位ではノイズ６２の信号レベルの１０％未満である。このため、各アンテナ素子３が受信する周波数ｆ１の信号は、図３の上部に示すように、ノイズの方が大きくなる。
図３および図４では方位を１次元としているが、高度角も区別して方位を２次元で表現する場合でも、同様である。

ＭＵＳＩＣ法または他の方法により、周波数ｆ１の振幅アンテナ配列に方位検出処理を行うと、図４に図示したような方位スペクトラム６３が得られる。ノイズ信号６２の影響により、正しい方位であるＲ１からずれるが、ノイズ信号６２よりも大きい信号レベルのピークとなる方位を得ることができる。つまり、到来方位が決定できる。

このように、この発明に係る信号処理装置では、ＳＮ比が悪く１個のアンテナ素子で受信した電波から生成した受信信号では信号が存在することを検出できない場合でも、信号が到来する方位ではノイズよりも信号レベルが大きい信号であれば、アレイアンテナで受信した信号に方位検出処理を適用することにより、信号を検出できる。そして、信号を検出した周波数帯域を得ることができる。

実施の形態２
図５は、この発明の実施の形態２に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。信号処理装置１００Ａは、信号処理器３ＡがＭＵＳＩＣ処理器８の替わりにスパース処理器１１を有する点が、実施の形態１の場合と異なる。スパース処理器１１は、ＭＵＳＩＣ処理器８と同様に、振幅アンテナ配列から方位スペクトラムを求める。ＭＵＳＩＣ処理器８と比較して、スパース処理器１１は、処理に時間をより多く要するが判定精度がよい。スパース処理器１１が、実施の形態２での方位検出器である。

スパース処理器１１は、アレイアンテナ１で受信した受信信号から生成した振幅アンテナ配列が、成分が最大のものから順に有限個の基底ベクトルの線形和で表される場合の基底ベクトルの係数を算出する。算出した基底ベクトルの係数が、振幅方位配列すなわち式(４)のベクトルＦの成分になる。このような振幅方位配列の求め方が、スパース信号分解法である。スパース処理器１１による処理をスパース信号分解と呼ぶ。スパース信号分解のアルゴリズムとしては、基底ベクトルを繰り返し一つずつ選んで信号分解を行うMatching pursuits（ＭＰ）を用いることができる。スパース信号分解のアルゴリズムとしてＭＰの他、Orthogonal Matching Pursuits（ＯＭＰ）、Basis Pursuits Denoising（ＢＰＤＮ）、Block Coordinate Relaxation（ＢＣＲ）などを用いてもよい。

スパース処理器１１によるスパース信号分解は、ＭＵＳＩＣ法と同様に方位スペクトラムを算出できる。スパース信号分解では、到来方位以外の測定複素振幅を０に減衰する繰り返し演算を実施するため、計算量は増大するが方位スペクトラムがピークを取る方位とその隣接する方位との間での複素振幅値の大きさの差をより大きく、すなわちピークをより急峻にできる。したがって、スパース信号分解で信号が検出できるＳＮ比の下限は、ＭＵＳＩＣ法の場合よりも小さくできる。すなわち、ＭＵＳＩＣ法では検出できないＳＮ比が悪い信号も検出することができる。また、到来方位の決定可否を判断するために使用する閾値設定も容易となる。

実施の形態３
図６は、この発明の実施の形態３に係る信号処理装置の構成を説明する機能ブロック図である。信号処理装置１００Ｂは、信号処理器３Ｂが方位検出方式切替器１２およびスパース処理器１１を備える点が、実施の形態１の場合と異なる。スパース処理器１１が、振幅方位配列を算出する第２方位検出器である。方位検出方式切替器１２が、スパース処理器１１により振幅方位配列を算出するかどうかを決める起動判定器である。

方位検出方式切替器１２は、周波数ビンごとに、ＭＵＳＩＣ処理器８が算出した方位スペクトラムから、スパース処理器１１の起動の要否を判断する。ＭＵＳＩＣ処理器８が算出した方位スペクトラムで信号検出器９が信号有無を間違いなく判定できる確率が小さい場合を、スパース処理器１１を起動要と判断する。間違いなく判定できる確率が小さくない場合を、スパース処理器１１を起動不要と判断する。
方位検出方式切替器１２がスパース処理器１１を起動不要と判断する場合は、ＭＵＳＩＣ処理器８が算出した方位スペクトラムから信号検出器９が信号の有無を判断する。
スパース処理器１１を起動要と判断する場合は、スパース処理器１１による方位スペクトラム算出処理が起動される。そして、スパース処理器１１が算出した方位スペクトラムから信号検出器９が信号の有無を判断する。

次に動作について説明する。図７は、この発明の実施の形態３に係る信号処理装置の処理手順を説明するフローチャートである。ＭＵＳＩＣ処理器８が方位スペクトラムを出力するステップＳＴ０３までは、実施の形態１の場合と同じである。ステップＳＴ０６では、方位スペクトラムから方位検出方式切替器１２がスパース処理器１１の起動要否を判断する。スパース処理器１１を起動要すなわちステップＳＴ０６がＹＥＳの場合は、ステップＳＴ０７で、スパース処理器１１がスパース信号処理により方位スペクトラムを生成する。スパース処理器１１を起動不要すなわちステップＳＴ０６がＮＯの場合とステップＳＴ０７の実行後に、ステップＳＴ０４で、ＭＵＳＩＣ処理器８またはスパース処理器１１が生成した方位スペクトラムから、周波数ビンの信号が存在するかどうかを信号検出器９が判断する。ステップＳＴ０５では、信号検出器９の判断を基に、信号が存在する周波数帯域を決める。

方位検出方式切替器１２は、入力された方位スペクトラムに対して、信号検出器９と似た処理をする。ただし、信号検出器９では到来方位の決定可否すなわち信号有無を出力するのに対して、信号有無を間違いなく判定できる確率を直接または間接的に評価して、スパース処理器１１の起動要否を判断する。なお、方位検出方式切替器１２がスパース処理器１１を起動不要と判断でき、かつ信号の有無も判断できる場合は、信号検出器９を起動しないようにしてもよい。その場合には、スパース処理器１１が信号検出器９でもあることになる。

この実施の形態では、信号検出器９が、周波数ビンごとの方位スペクトラムにおいて、振幅絶対値のピークの急峻度で信号の有無すなわち到来方位の決定可否を判断する場合で説明する。方位検出方式切替器１２は、２つの急峻度閾値Ｑ１とＱ２を使用する。なお、Ｑ１＞Ｑ２であり、信号検出器９が使用する急峻度閾値Ｑ０との間にＱ１≧Ｑ０、かつＱ０≧Ｑ２の関係が成立するように、Ｑ１とＱ２を決める。

方位検出方式切替器１２は、以下のように、スパース処理器１１の起動要否と到来方位の決定可否を判断する。
Ｄmax＞Ｑ１スパース処理器１１を起動不要
Ｑ１≧Ｄmax≧Ｑ２スパース処理器１１を起動要
Ｑ２＞Ｄmax スパース処理器１１を起動不要
なお、Ｑ２を使用しないで、Ｑ１≧Ｄmaxである場合は、スパース処理器１１を起動するようにしてもよい。

Ｑ０よりも十分に大きく設定されたＱ１を使用して、Ｄmax＞Ｑ１でＭＵＳＩＣ法により到来方位を決定可と判断することで、ＭＵＳＩＣ法を使用する場合の可誤り確率を十分に小さくできる。Ｑ０よりも十分に小さく設定されたＱ２を使用して、Ｑ２＞ＤmaxでＭＵＳＩＣ法により到来方位を決定不可と判断することで、不可誤り確率を十分に小さくできる。Ｑ１≧Ｄmax≧Ｑ２の場合は、ＭＵＳＩＣ法よりも方位の分解能がよいスパース分解法を実施するスパース処理器１１でさらに方位検出を実施するので、誤り確率を小さくすることができる。

ＭＵＳＩＣ処理器８は、演算速度は一般的にスパース処理器１１よりも速いが、方位スペクトラムの急峻度すなわち方位検出の分解能ではスパース処理器１１よりも劣る。速度が速いＭＵＳＩＣ処理器８で方位スペクトラムを生成し、ＭＵＳＩＣ処理器８で生成した方位スペクトラムで急峻度が十分でないピークが検出される場合だけ、処理に時間を要するスパース処理器１１を実施する。こうすることで、ＭＵＳＩＣ処理器８だけで処理する場合よりも、誤り確率を小さくできる。また、スパース処理器１１だけで処理する場合よりも、処理に要する時間を短くできる。
信号有無の判断方法がこの実施の形態で示した以外の方法の場合でも、同様な効果が得られる。

なお、本願発明はその発明の精神の範囲内において各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の変形、省略が可能である。

１００、１００Ａ、１００Ｂ信号処理器
１アンテナアレイ
２増幅器
３、３Ａ、３Ｂ信号処理器
４アンテナ素子
５Ａ／Ｄ変換器（連続離散変換器）
６ＦＦＴ処理器（高速フーリエ変換器）
７アンテナパターン記憶部
８ＭＵＳＩＣ処理器（方位検出器）
９信号検出器
１０帯域幅検出器
１１スパース処理器（方位検出器、第２方位検出器）
１２方位検出方式切替器（起動判定器）
５１各アンテナ素子が受信する低ＳＮ比の信号
５２信号が存在する周波数範囲
５３信号
５４ノイズ
５５方位検出器が出力する振幅方位配列
５６信号が存在する周波数帯域
６１ある周波数ｆ１の信号
６２ノイズ
６３方位検出器が出力する方位スペクトラム

Claims

アレイ状に配列されて到来電波を受信する複数のアンテナ素子を有するアレイアンテナと、
前記アンテナ素子が受信した電波から生成したアナログ信号をデジタル信号に変換する前記アンテナ素子ごとに設けられた複数の連続離散変換器と、
前記アンテナ素子ごとの決められた期間の前記デジタル信号を高速フーリエ変換して前記アンテナ素子ごとかつ離散周波数ごとの複素振幅値を生成する高速フーリエ変換器と、
前記アレイアンテナの離散周波数ごとの、決められた分解能の方位から到来した電波を前記アンテナ素子のそれぞれが受信する位相を表現する複素数をまとめたアンテナパターンを記憶するアンテナパターン記憶部と、
前記離散周波数ごとに、前記高速フーリエ変換器が生成したそれぞれの前記アンテナ素子ごとの複素振幅値をまとめた配列である振幅アンテナ配列が入力されて、前記アンテナパターンに基づき、決められた分解能の方位ごとの振幅値の配列である振幅方位配列を算出する方位検出器と、
前記離散周波数ごとに、前記振幅方位配列に基づいて信号の到来方位の決定可否を判断する信号検出器と、
前記信号検出器が信号の到来方位が決定可と判断した前記離散周波数を信号ありの周波数帯域と判断する帯域幅検出器とを備えた信号処理装置。
前記信号検出器は、隣接するどの方位よりも振幅値の絶対値が大きい極大値であり、かつ、前記極大値の急峻度が急峻度閾値を越える振幅値が前記振幅方位配列に格納されている場合に信号の到来方位が決定可と判断することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
前記信号検出器は、前記振幅方位配列に格納された振幅値の絶対値の分布を要約する代表値である振幅代表値に基づいて決められた振幅閾値を越える絶対値を有する振幅値が前記振幅方位配列に格納されている場合に信号の到来方位が決定可と判断することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
前記信号検出器は、前記振幅方位配列に格納された振幅値の絶対値の分布を要約する代表値である振幅代表値に基づいて決められた振幅閾値を越える絶対値を有し、かつ、隣接するどの方位よりも振幅値の絶対値が大きい極大値であり、かつ、前記極大値の急峻度が急峻度閾値を越える振幅値が前記振幅方位配列に格納されている場合に信号の到来方位が決定可と判断することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
前記方位検出器は、前記アンテナパターンに基づくＭＵＳＩＣ信号処理により、前記振幅アンテナ配列から前記振幅方位配列を算出することを特徴とする請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の信号処理装置。
前記方位検出器は、前記アンテナパターンに基づくスパース信号分解により、前記振幅アンテナ配列から前記振幅方位配列を算出することを特徴とする請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の信号処理装置。
前記振幅アンテナ配列が入力されて、前記アンテナパターンに基づくスパース信号分解により、前記振幅方位配列を算出する第２方位検出器と、
前記方位検出器で算出された前記振幅方位配列を検査して、前記第２方位検出器により前記振幅方位配列を算出するかどうかを決める起動判定器とを備え、
前記信号検出器が、前記第２方位検出器が起動された場合は前記第２方位検出器が算出した前記振幅方位配列から、前記第２方位検出器が起動されない場合は前記方位検出器が算出した前記振幅方位配列から、信号の到来方位の決定可否を判断することを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。