JP6340207B2 - 非線形歪み検出装置及び歪み補償電力増幅器 - Google Patents

Description

本開示は、無線通信装置などに使用される電力増幅器によって発生する非線形歪みを検出する非線形歪み検出装置及び該非線形歪み検出装置を備えた歪み補償電力増幅器に関する。

近年、携帯電話やノートパソコン等の無線通信機能が搭載されたモバイル機器の普及が進んでいる。これらの機器に搭載される無線通信装置では、電力増幅器の非線形な入出力特性に起因する隣接チャネル漏洩電力の増加を抑えるため、高い線形性が要求されている。しかし、高い線形性を保ちながら、高出力化、高効率化することは困難であることから、非線形歪み補償技術の適用が重要となっている。

電力増幅器の非線形特性を補償する方式として、近年、プリディストーション方式が注目されている。プリディストーション方式は、電力増幅器で発生する歪み特性と逆の特性をあらかじめ入力信号に与えてから電力増幅器に入力する方法である。プリディストーション方式を用いた歪み補償電力増幅器として、例えば特許文献１に記載されているものがある。

特開２００５−０７９９３５号公報

しかしながら、特許文献１に記載された歪み補償電力増幅器においては、電力増幅器の非線形特性を表わす歪み係数を求めるための演算量が多いため、回路規模が大きくなる、もしくは演算時間が長くなるという課題がある。

本開示は、係る事情に鑑みてなされたものであり、電力増幅器の非線形特性を表わす歪み係数を求めるための演算を簡略化できる非線形歪み検出装置及び歪み補償電力増幅器を提供する。

本開示の非線形歪み検出装置は、電力増幅器で発生する非線形歪みを検出する非線形歪み検出装置であって、テスト信号を生成し前記電力増幅器に出力するテスト信号生成部と、前記電力増幅器の出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報に基づいて前記電力増幅器の歪み係数を演算する歪み係数演算部と、相殺信号を生成し、前記相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する相殺信号生成部と、前記相殺信号と前記電力増幅器の出力信号を合成する合成部と、前記合成部の出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、前記振幅調整部の出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、を備え、前記フーリエ変換部は前記ＡＤＣの出力信号を周波数領域の信号に変換し、前記歪み係数演算部は、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成しない状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第１の振幅位相情報として取得し、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成した状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第２の振幅位相情報として取得し、前記第１の振幅位相情報と前記第２の振幅位相情報とに基づいて歪み係数を演算する。

本開示によれば、電力増幅器の非線形特性を表わす歪み係数を求めるための演算を簡略化できる。

実施の形態１に係る非線形歪み検出装置の概略構成を示すブロック図 実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図 実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図 実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図 実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図 実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図 実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器における主要な信号を表わす図 実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器における主要な信号を表わす図 実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器の変形例における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャート 特許文献１に記載されているプリディストーション方式の歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して説明する。

（本開示の一形態を得るに至った経緯）
図１５は、特許文献１に記載されているプリディストーション方式の歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。同図に示す歪み補償電力増幅器４９は、プリディストーション部５０、電力増幅器５１、歪み係数演算部５２、補償係数演算部５３、評価関数計算部５４及びバックオフ制御部５５で構成されている。プリディストーション部５０に入力された信号（入力信号）ｘは、電力増幅器５１の非線形歪みと逆特性の歪みが与えられた後、信号（出力信号）ｙとして出力される。プリディストーション部５０からの出力信号ｙは電力増幅器５１に入力され、電力増幅器５１の非線形歪み特性と打ち消しあって歪み補償された信号（出力信号）ｚとして出力される。

ここで、電力増幅器５１の出力信号ｚと、プリディストーション部５０の出力信号ｙの関係は、複素べき級数を用いて式（１）のように表わされる。

ここで、Ａ_ｋは、電力増幅器５１の非線形歪み特性を表わす係数であり、以下歪み係数と呼ぶ。同様に、プリディストーション部５０の入力信号ｘと出力信号ｙの関係も複素べき級数を用いて式（２）のように表わされる。

ここで、Ｂ_ｋは、プリディストーション部５０で与える逆歪み特性を表わす係数であり、以下補償係数と呼ぶ。式（２）を式（１）へ代入すると、歪み補償電力増幅器４９の入出力関係は式（３）のように表わされる。

ここで、係数Ｃ_ｋは、係数Ａ_ｋおよびＢ_ｋを用いて式（４）のように表わされる。

歪み係数演算部５２は、式（５）で表わされる連立方程式を解くことにより係数Ａ_ｋを求める。

ここで、行列Ｄは式（６）で表わされる。

次に、補償係数演算部５３は、式（７）に基づいてＢ_ｋを計算する。なお、式（７）は、式（４）においてＣ_３、Ｃ_５、…をゼロとすることにより求められる。

評価関数計算部５４とバックオフ制御部５５は、隣接チャネル漏洩電力比が所定のしきい値以下になるようにＢ_１を決定する。プリディストーション部５０は、補償係数演算部５３で求められたＢ_ｋ（ｋ＝３、５、…）とバックオフ制御部５５で求められたＢ_１とから、式（２）に基づく歪み補償を行い、出力信号ｙを電力増幅器５１に出力する。

ところで、上述した特許文献１に記載の技術では次のような課題がある。すなわち、電力増幅器５１の歪み係数Ａ_ｋを求めるためには式（５）の連立方程式を解く、または、式（６）で表わされる行列Ｄの逆行列を解く必要がある。連立方程式として解く場合には消去法などの方法が用いられる。逆行列として解く場合には行列Ｄの行列式を計算して逆行列が存在するかどうかを判定し、逆行列の各成分を演算する必要がある。より大きな歪み補償効果を得ようとすると行列Ｄの次数を増やす必要があり、演算量が急激に増大する。結果として、回路規模が大きくなる、もしくは、演算時間が長くなる。

また、式（５）において、電力増幅器５１の出力信号ｚを取り込んで演算する際には、ＡＤＣを用いて出力信号ｚをデジタル信号に変換するが、主波成分に比べて信号レベルの小さい歪み成分を含めて精度良く変換するには、ＡＤＣの有効ビット数を十分確保する必要がある。しかし、有効ビット数の増加は回路規模や消費電力の増加に直結するため、特にサンプリングレートが非常に高速な場合には、有効ビット数を抑えざるを得ない。つまり、ＡＤＣのビット数が十分確保できない場合には、量子化誤差の影響により歪み係数Ａ_ｋを精度良く求められない。

以下、電力増幅器の歪み係数を求めるための演算を簡略化でき、またＡＤＣのビット数が十分確保できない場合にも精度良く歪み係数を求めることができる非線形歪み検出装置及び歪み補償電力増幅器について説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る非線形歪み検出装置の概略構成を示すブロック図である。同図において、実施の形態１に係る非線形歪み検出装置１は、電力増幅器１１で発生する非線形歪みを検出するものであり、テスト信号生成部１０と、フーリエ変換部１２と、歪み係数演算部１３と、を備える。テスト信号生成部１０は、歪み係数Ａ_ｋを求めるためのテスト信号ｘｔを生成し電力増幅器１１に出力する。フーリエ変換部１２は、電力増幅器１１の出力信号ｚをフーリエ変換して周波数領域の信号に変換する。歪み係数演算部１３は、フーリエ変換部１２から得られる振幅情報及び位相情報に基づいて電力増幅器１１の歪み係数Ａ_ｋを演算する。電力増幅器１１は、テスト信号生成部１０で生成されたテスト信号ｘｔを入力して増幅した信号（出力信号）ｚを出力する。

上述したテスト信号生成部１０は、テスト信号ｘｔとして式（８）に示す２波正弦波を出力する。

ここで、ａはテスト信号ｘｔの振幅である。
電力増幅器１１の出力信号ｚは、式（９）で表わされる。

式（８）を式（９）へ代入すると、出力信号ｚは式（１０）で表わされる。

式（１０）から、出力信号ｚにはテスト信号ｘｔに含まれる周波数成分（ω_１、ω_２）の他、電力増幅器１１の非線形性によって発生した歪み成分（２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１、３ω_１−２ω_２、３ω_２−２ω_１、…）が含まれることがわかる。
式（１０）の出力信号ｚをフーリエ変換した時のフーリエ係数をＺ_ｋとすると、Ｚ_ｋは式（１１）で表わされる。

ここで、Ｚ_１はω_１、ω_２の周波数に対応したフーリエ係数、Ｚ_３は２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１の周波数に対応したフーリエ係数、Ｚ_５は３ω_１−２ω_２、３ω_２−２ω_１の周波数に対応したフーリエ係数である。
行列Ｅは式（１２）で表わされる。

式（１１）を解くことで歪み係数Ａ_ｋを求めることができるが、式（１２）を見ると行列Ｅは、上三角行列であることがわかる。上三角行列は、対角成分から左下の成分が全てゼロであるような正方行列のことである。行列の次数をｎとした時、一般的な逆行列演算はＯ（ｎ^３）の計算量が必要なのに対し、上三角行列の逆行列演算はＯ（ｎ^２）の計算量で済むことが知られている。つまり、従来技術では式（６）の一般的な逆行列の演算が必要なのに対し、本開示では式（１２）の上三角行列の逆行列の演算で済み、計算量を削減することができる。

このように、実施の形態１に係る非線形歪み検出装置１よれば、フーリエ変換後の信号を用いて上三角行列の逆行列演算で電力増幅器の非線形特性を表わす歪み係数を求めるので、従来技術に比べて、歪み係数Ａ_ｋを求める演算の簡略化が図れる。

（実施の形態２）
次に、実施の形態１の非線形歪み検出装置１を歪み補償電力増幅器に適用した場合の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
図２は、実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。なお、同図において前述した図１と共通する部分には同一の符号を付けている。同図に示す歪み補償電力増幅器２は、テスト信号生成部１０と、プリディストーション部１４と、ＤＡＣ（Digital-to-Analog Converter）１５と、周波数変換部１６と、電力増幅器１１と、周波数変換部１７と、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）１８と、フーリエ変換部１２と、歪み係数演算部１３と、補償係数演算部１９と、を備える。

テスト信号生成部１０は、歪み係数Ａ_ｋを求めるためのテスト信号ｘｔを生成しプリディストーション部１４に出力する。プリディストーション部１４は、歪み係数Ａ_ｋを求めるときはテスト信号ｘｔをそのまま出力し、歪み係数Ａ_ｋを求めた後に通信するときは入力信号ｘに式（２）に応じた歪み補償を行い、ＤＡＣ１５へ出力する。ＤＡＣ１５は、プリディストーション部１４から出力された信号をアナログ信号に変換する。周波数変換部１６は、ＤＡＣ１５から出力された信号をベースバンド帯から搬送波周波数へアップコンバートする。例えば、ＤＡＣ１５から出力される信号がＩ、Ｑの複素信号で表わされる場合には、周波数変換部１６は直交変調器として構成される。

電力増幅器１１は、周波数変換部１６から出力された信号を所定の電力に増幅する。電力増幅器１１の入出力特性は式（１）で表わされる。周波数変換部１７は、電力増幅器１１から出力された信号ｚの周波数を搬送波周波数からベースバンド帯へダウンコンバートする。例えば、ＡＤＣ１８に入力される信号がＩ、Ｑの複素信号で表わされる場合には、周波数変換部１７は直交復調器として構成される。ＡＤＣ１８は、周波数変換部１７でダウンコンバートされた信号を所定のサンプリング周波数で取り込み、デジタル信号へ変換する。フーリエ変換部１２は、ＡＤＣ１８から出力される信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号に変換する。歪み係数演算部１３は、フーリエ変換部１２から出力される信号を用いて、電力増幅器１１の歪み係数Ａ_ｋを演算する。補償係数演算部１９は、式（７）に従って歪み係数Ａ_ｋから補償係数Ｂ_ｋを演算する。歪み係数演算部１３は、式（１１）を解くことで、歪み係数Ａ_ｋを演算する。前述のように、式（１１）中の行列Ｅは上三角行列となるので、従来の歪み補償電力増幅器に比べて、歪み係数Ａ_ｋを求めるための演算を簡略化できる。

図３は、実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。図３において、まずテスト信号生成部１０が、テスト信号ｘｔを出力する（ステップＳ１００）。テスト信号ｘｔは、プリディストーション部１４、ＤＡＣ１５、周波数変換部１６、電力増幅器１１、周波数変換部１７、ＡＤＣ１８を経由してフーリエ変換部１２へ入力される。この時、フーリエ変換部１２に入力される信号には元のテスト信号ｘｔのほかに、電力増幅器１１の非線形性によって発生した歪み成分も含まれる。

フーリエ変換部１２がフーリエ変換を行い、ＡＤＣ１８から出力される信号を周波数領域の信号に変換し、式（１１）のＺ_ｋに対応したフーリエ係数を取得する（ステップＳ２００）。フーリエ変換部１２がＺ_ｋに対応したフーリエ係数を取得した後、歪み係数演算部１３が式（１１）を解いてＺ_ｋから歪み係数Ａ_ｋを求める。そして、補償係数演算部１９が式（７）に基づいて歪み係数Ａ_ｋから補償係数Ｂ_ｋを求める（ステップＳ３００）。

補償係数演算部１９は、補償係数Ｂ_ｋを求めた後、それをプリディストーション部１４に出力する。そして、プリディストーション部１４が、補償係数Ｂ_ｋに基づいて逆特性の歪みを入力信号に与え、電力増幅器１１に出力する。そして、電力増幅器１１から歪み補償された信号が送信される。

このように、実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２よれば、フーリエ変換後の信号を用いて上三角行列の逆行列演算で電力増幅器の非線形特性を表わす歪み係数を求めるので、従来技術に比べて歪み係数Ａ_ｋの演算を簡略化できる。そして、歪み係数Ａ_ｋから求めた補償係数Ｂ_ｋを用いて電力増幅器の歪み補償を行うことができる。

（実施の形態３）
図４は、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。なお、同図において前述した図１及び図２と共通する部分には同一の符号を付けている。同図に示す歪み補償電力増幅器３において、図２に示した実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２との違いは、タイミング調整部２０を備えている点である。実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２では、テスト信号生成部１０から出力されたテスト信号ｘｔが電力増幅器１１を経由してフーリエ変換部１２に入力されるまでの時間が十分小さい場合を想定していた。つまり、フーリエ変換部１２に入力される信号が式（１０）で表わされる場合を想定していた。しかし、実際、フーリエ変換部１２に入力される信号は、回路の応答時間等のために遅延され、フーリエ変換を行うタイミングにタイミングずれを生じることがある。タイミングずれを生じたままフーリエ変換を行うと、フーリエ係数Ｚ_ｋに位相回転を生じ、正しく歪み係数Ａ_ｋを求めることができない。そこで、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３では、タイミング調整部２０にて、フーリエ変換部１２でフーリエ変換を行うタイミングを適切なタイミングに調整するようにしている。

以下、タイミング調整部２０の動作について説明する。
タイミング調整部２０は、フーリエ変換部１２に入力される信号の振幅値に基づいて、フーリエ変換を行うタイミングを決定する。具体的には、信号の振幅値が最大となるタイミングを検出し、それに基づいてフーリエ変換を行うタイミングを決定する。テスト信号ｘｔは２波正弦波で構成されており、２波の周波数で決まる周期を持つ周期関数となる。タイミング調整部２０は、テスト信号ｘｔの周期の１周期以上観測することで、信号の振幅値が最大となるタイミングを検出する。

電力増幅器１１を経由してフーリエ変換部１２に入力される信号は電力増幅器１１の非線形歪みを受けるが、歪み成分は元のテスト信号ｘｔの成分に比べると低いレベルになるので、タイミング調整部２０の動作には大きく影響することはない。タイミング調整部２０にはＡＤＣ１８でサンプリングされた信号が入力されるので、フーリエ変換を行うタイミングは、ＡＤＣ１８のサンプリング周期単位で調整することが可能となる。

図５は、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。図５において前述した図３のフローチャートと同じ動作をするステップには、同じ番号を付与して説明を省略する。ステップＳ１１０で、タイミング調整部２０が、フーリエ変換を行うタイミングを調整する。そして、ステップＳ２００で、フーリエ変換部１２が、タイミング調整部２０で調整されたタイミングに基づいてフーリエ変換を行う。

このように、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３によれば、タイミング調整部２０を備え、フーリエ変換を行うタイミングを適切に調整するので、精度良く歪み係数Ａ_ｋを求めることができる。

（実施の形態４）
図６は、実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。なお、同図において前述した図１及び図２と共通する部分には同一の符号を付けている。同図に示す歪み補償電力増幅器４は、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３と同様に、フーリエ変換を行うタイミングにタイミングずれがある場合でも正しく歪み係数Ａ_ｋを求めることができるものである。特に、図２に示す実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２との違いは、位相調整部２１を備えている点である。位相調整部２１においてテスト信号ｘｔの位相を調整することで、フーリエ変換を行うタイミングのタイミングずれの影響をキャンセルする。

以下、位相調整部２１の動作原理を説明する。簡単化のため、式（１０）を書き換えて、式（１３）で表わす。式（１３）はフーリエ変換を行うタイミングにタイミングずれが無い場合を表わす。

フーリエ変換を行うタイミングにタイミングずれΔｔを生じた場合、ｚは式（１４）で表わされる。

式（１４）より、周波数成分毎に異なる位相回転を生じることがわかる。例えば、ω_１成分はω_１Δｔの位相回転を生じ、（２ω_１−ω_２）成分は（２ω_１−ω_２）Δｔの位相回転を生じる。ここで、タイミングずれΔｔをキャンセルするため、元のテスト信号に位相回転を与える。ω_１成分に与える位相回転をθ_１、ω_２成分に与える位相回転をθ_２とすると、式（１４）は式（１５）のように表わされる。

式（１３）からタイミングずれの無い場合はω_１成分とω_２成分は同じ位相になることがわかる。これを利用して、位相調整部２１は、ω_１成分とω_２成分の位相差からタイミングずれΔｔを検出する。ω_１成分とω_２成分の位相差をΔθとすると、Δθは式（１６）で表わされる。ω_１成分の位相とω_２成分の位相はフーリエ変換部１２から得られる。

式（１６）を変形して、式（１７）が得られる。

式（１７）で得られたタイミングずれΔｔを使って、θ_１、θ_２を式（１８）で与える。

式（１８）を式（１５）へ代入すると式（１３）が得られることがわかる。つまり、位相調整部２１において、式（１８）で求められる位相回転をテスト信号ｘｔに与えることで、フーリエ変換するタイミングのタイミングずれΔｔをキャンセルすることが可能となる。実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器４では、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３のように調整精度がＡＤＣ１８のサンプリング周期で制限されることはなく、任意の位相回転を与えて調整することが可能である。

図７は、実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器４における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。図７において前述した図５のフローチャートと同じ動作をするステップには、同じ番号を付与して説明を省略する。ステップＳ１２０で、フーリエ変換部１２が、あらかじめ決められたタイミングでフーリエ変換を行い、ω_１成分の位相情報とω_２成分の位相情報を取得する。次いで、ステップＳ１３０で、位相調整部２１が、ω_１成分の位相情報とω_２成分の位相情報に応じて、テスト信号ｘｔの位相を調整する。次いで、ステップＳ２００で、フーリエ変換部１２が、フーリエ変換を行い、フーリエ係数Ｚ_ｋを取得する。

このように、実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器４によれば、位相調整部２１により、フーリエ変換するタイミングのタイミングずれをキャンセルするので、精度良く歪み係数Ａ_ｋを求めることができる。

（実施の形態５）
図８は、実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。同図に示す実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器５は、実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器３、実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器４と同様に、フーリエ変換を行うタイミングにタイミングずれがある場合でも正しく歪み係数Ａ_ｋを求めることができるものである。図２に示す実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器２との違いは、タイミング調整部２０と位相調整部２１を備えている点である。タイミング調整部２０は、ＡＤＣ１８のサンプリング周期単位でフーリエ変換を行うタイミングのタイミングずれを調整する。位相調整部２１は、ＡＤＣ１８のサンプリング周期以下のフーリエ変換を行うタイミングのタイミングずれをキャンセルする。つまり、タイミング調整部２０は粗い調整を行い、位相調整部２１は細かい調整を行う。

図９は、実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器５における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。図９において前述した図７のフローチャートと同じ動作をするステップには、同じ番号を付与して説明を省略する。ステップＳ１１０で、タイミング調整部２０が、ＡＤＣ１８のサンプリング周期単位で、フーリエ変換を行うタイミングのタイミングずれを調整する。そして、ステップＳ１２０とステップＳ１３０で、位相調整部２１が、テスト信号の位相を調整することで、ＡＤＣ１８のサンプリング周期以下の精度でフーリエ変換を行うタイミングのタイミングずれを調整する。

このように、実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器５によれば、ＡＤＣ１８のサンプリング周期単位でのタイミング調整を行った後、ＡＤＣ１８のサンプリング周期以下の精度でタイミングを微調整するので、精度良くフーリエ変換を行うタイミングを調整することができる。

（実施の形態６）
図１０は、実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器の概略構成を示すブロック図である。同図に示す実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６は、ＡＤＣ１８のビット数が十分確保できない場合にも歪み係数Ａ_ｋを精度良く求めることができるものである。前述した図８に示す実施の形態５に係る歪み補償電力増幅器５との違いは、相殺信号生成部２２、ＤＡＣ２３、合成部２４及び振幅調整部２５を備えている点である。相殺信号生成部２２は、テスト信号ｘｔと同じ２波正弦波を相殺信号として生成するとともに、相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する。ＤＡＣ２３は、相殺信号をアナログ信号に変換する。合成部２４は、ＤＡＣ２３から出力される信号と、周波数変換部１７から出力される信号とを合成する。振幅調整部２５は、ＡＤＣ１８の入力レンジに合うように、合成部２４から出力される信号の振幅を調整する。

図１１は、実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。図１１において前述した図９のフローチャートと同じ動作をするステップには、同じ番号を付与して説明を省略する。ステップＳ１００からステップＳ２００までは、相殺信号生成部２２から何も出力しない状態で実行される。ステップＳ２００で、フーリエ変換部１２がフーリエ変換を実行し、ω_１成分とω_２成分のフーリエ係数であるＺ_１を取得する。次いで、ステップＳ２１０で、相殺信号生成部２２が相殺信号を出力する。次いで、ステップＳ２２０で、相殺信号生成部２２が、フーリエ変換部１２の出力を観測しながら、フーリエ変換部１２に入力される信号のうち相殺信号に含まれる周波数成分と同じ成分が小さくなるように、相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する。次いで、ステップＳ２３０で、振幅調整部２５が、ＡＤＣ１８に入力される信号のレベルがＡＤＣの入力レンジに近くなるようにゲインを調整する。次いで、ステップＳ２４０で、フーリエ変換部１２が、フーリエ変換を実行し、フーリエ係数Ｚ_３、Ｚ_５、…を取得する。次いで、ステップＳ３００で、補償係数演算部１９が、ステップＳ２００で取得されたＺ_１と、ステップＳ２４０で取得されたＺ_３、Ｚ_５、…と、振幅調整部２５のゲインを元に歪み係数Ａ_ｋを求め、式（７）に基づいて歪み係数Ａ_ｋから補償係数Ｂ_ｋを求める。ここで、歪み係数Ａ_ｋを求める際には、フーリエ係数Ｚ_１を求める際の振幅調整部２５のゲインと、フーリエ係数Ｚ_３、Ｚ_５、…を求める際の振幅調整部２５のゲインが異なるので、そのゲイン差を補正する必要がある。ステップＳ２００でフーリエ係数Ｚ_１を求める際の振幅調整部２５のゲインに対する、ステップＳ２４０でフーリエ係数Ｚ_３、Ｚ_５、…を求める際の振幅調整部２５のゲインをＧとすると、歪み係数Ａ_ｋを求めるための式（１１）は式（１９）のように書きかえられる。式（１９）を解くことでフーリエ係数を求める際の振幅調整部２５のゲイン差を補正できるので、歪み係数Ａ_ｋを正しく求めることができる。

図１２は、実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６における主要な信号を表わす図である。図１２（ａ）は、テスト信号生成部１０から出力されるテスト信号である。テスト信号として、ω_１，ω_２の周波数成分を持つ２波正弦波が出力される。図１２（ｂ）は、周波数変換部１７から出力される信号である。例として、電力増幅器１１での非線形歪みにより、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１、３ω_１−２ω_２、３ω_２−２ω_１の周波数成分が発生している場合を示す。図１２（ｃ）は、相殺信号生成部２２から出力される相殺信号である。図１２（ｃ）に示す相殺信号は、電力増幅器１１から出力される信号の周波数成分のうち、ω_１、ω_２の周波数成分から構成される。電力増幅器１１から出力される信号の周波数成分のうち、相殺信号と同じ周波数成分を抑圧できるように振幅、位相、遅延を調整されている。

図１２（ｄ）は、合成部２４から出力される信号である。図１２（ｄ）では、図１２（ｂ）の信号と図１２（ｃ）の信号が合成された結果、ω_１、ω_２の周波数成分が抑圧されている。図１２（ｅ）は、振幅調整部２５から出力される信号である。図１２（ｅ）では、図１２（ｄ）の信号がＡＤＣ１８の入力レンジまで増幅されている。図１２（ｅ）において、ω_１、ω_２の周波数成分が抑圧されているので、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１、３ω_１−２ω_２、３ω_２−２ω_１の周波数成分は歪み無く増幅され、ＡＤＣの量子化誤差の影響を受けずに歪み係数を求めることができる。

このように、実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６によれば、電力増幅器１１から出力される信号から信号レベルの大きな周波数成分を抑圧した後、ＡＤＣ１８の入力レンジまで増幅してから歪み係数Ａ_ｋを求めるので、ＡＤＣのビット数が十分確保できない場合にも精度良く歪み係数Ａ_ｋを求めることができる。

なお、上述した実施の形態１〜６では、テスト信号として２波正弦波を用いる場合を例として説明したが、３波以上の正弦波を用いてもよい。

また、上述した実施の形態１〜６では、フーリエ変換部１２の動作として、フーリエ変換を行うものとして説明したが、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を行うものとしても構わない。または、複数のバンドパスフィルタとしても構わない。原理的に、特定の周波数成分を抽出することが可能であればよい。

また、上述した実施の形態３及び５において、タイミング調整部２０における信号の振幅値を観測する期間をテスト信号の１周期としても構わないし、２周期以上としてもよい。２周期以上観測して複数回最大値を検出することでノイズ等の外乱の影響を軽減でき、精度良くフーリエ変換するタイミングを決定することができる。

また、上述した実施の形態３及び５では、タイミング調整部２０を、フーリエ変換部１２に入力される信号の振幅値が最大となるタイミングを検出するものとして説明したが、周期関数であるテスト信号の基準となるタイミングを検出できれば他の方法でも構わないし、振幅値が最小となるタイミングを検出するようにしてもよい。また、振幅値の絶対値が最大となるタイミング、振幅値の絶対値が最小となるタイミングを検出してもよい。さらに、ＡＤＣ１８から出力される信号がＩ、Ｑの複素信号である場合には、複素信号の絶対値、または、電力値が最大となるタイミングや最小となるタイミングを検出してもよい。

また、上述した実施の形態１〜６において、プリディストーション部１４における式（２）の演算が、入力信号ｘに対して出力信号ｙとなるＬＵＴ（Look-up Table）として実現してもよい。

また、上述した実施の形態６では、相殺信号が２波正弦波である場合を例として説明したが、それ以上の数の正弦波を用いてもよい。ここで、図１３を用いて、４波の正弦波を相殺信号として用いる場合を説明する。図１３（ａ）、図１３（ｂ）は、それぞれ、図１２（ａ）、図１２（ｂ）と同じである。図１３（ｃ）は、相殺信号生成部２２から出力される相殺信号である。図１３（ｃ）に示す相殺信号は、電力増幅器１１から出力される信号の周波数成分のうち、ω_１、ω_２、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１の周波数成分から構成される。電力増幅器１１から出力される信号の周波数成分のうち、相殺信号と同じ周波数成分を抑圧できるように振幅、位相、遅延を調整されている。

図１３（ｄ）は、合成部２４から出力される信号である。図１３（ｄ）では、図１３（ｂ）の信号と図１３（ｃ）の信号が合成された結果、ω_１、ω_２、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１の周波数成分が抑圧されている。図１３（ｅ）は、振幅調整部２５から出力される信号である。図１３（ｅ）では、図１３（ｄ）の信号がＡＤＣ１８の入力レンジまで増幅されている。図１３（ｅ）において、ω_１、ω_２、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１の周波数成分が抑圧されているので、３ω_１−２ω_２、３ω_２−２ω_１の周波数成分は歪み無く増幅され、ＡＤＣ１８の量子化誤差の影響を受けずに歪み係数を求めることができる。

（実施の形態６の変形例）
図１４は、実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６の変形例における歪み係数Ａ_ｋを求める処理を説明するためのフローチャートである。実施の形態６に係る歪み補償電力増幅器６の変形例では、図１２（ｃ）に示す２波の相殺信号と、図１３（ｃ）に示す４波の相殺信号を用いる。図１４において前述した図１１のフローチャートと同じ動作をするステップには、同じ番号を付与して説明を省略する。ステップＳ１００からステップＳ２３０までは、図１１のフローチャートと同じである。但し、ステップＳ２００で取得されるフーリエ係数Ｚ_１は、第１のフーリエ係数に対応する。ステップＳ２３０で、振幅調整部２５が図１２（ｅ）に示す信号を出力する。次いで、ステップＳ２５０で、フーリエ変換部１２がフーリエ変換を行い、２ω_１−ω_２、２ω_２−ω_１の成分のフーリエ係数であるＺ_３（第２のフーリエ係数に対応）を求める。次いで、ステップＳ２６０で、相殺信号生成部２２が図１３（ｃ）に示す４波の相殺信号を出力する。次いで、ステップＳ２７０で、相殺信号生成部２２がフーリエ変換部１２の出力を観測しながら、フーリエ変換部１２に入力される信号のうち相殺信号に含まれる周波数成分と同じ成分が小さくなるように、相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する。

次いで、ステップＳ２８０で、振幅調整部２５が、ＡＤＣ１８に入力される信号のレベルがＡＤＣの入力レンジに近くなるようにゲインを調整する。この時、振幅調整部２５から出力される信号は図１３（ｅ）のようになっている。次いで、ステップＳ２９０で、フーリエ変換部１２がフーリエ変換を実行し、フーリエ係数Ｚ_５、Ｚ_７、…（第３のフーリエ係数以降）を取得する。次いで、ステップＳ３００で、歪み係数演算部１３が、ステップＳ２００で取得されたＺ_１と、ステップＳ２５０で取得されたＺ_３と、ステップＳ２９０で取得されたＺ_５、Ｚ_７、…と、振幅調整部２５のゲインを元に歪み係数Ａ_ｋを求める。そして、補償係数演算部１９が、式（７）に基づいて歪み係数Ａ_ｋから補償係数Ｂ_ｋを求める。ここで、ステップＳ２００でフーリエ係数Ｚ_１を求める際の振幅調整部２５のゲインに対する、ステップＳ２５０でフーリエ係数Ｚ_３を求める際の振幅調整部２５のゲインをＧ_２とする。また、ステップＳ２００でフーリエ係数Ｚ_１を求める際の振幅調整部２５のゲインに対する、ステップＳ２９０でフーリエ係数Ｚ_５、Ｚ_７、…を求める際の振幅調整部２５のゲインをＧ_３とする。Ｇ_２、Ｇ_３を用いて、歪み係数Ａ_ｋを求めるための式（１１）は式（２０）のように書きかえられる。式（２０）を解くことでフーリエ係数を求める際の振幅調整部２５のゲイン差を補正できるので、歪み係数Ａ_ｋを正しく求めることができる。

図１１のフローチャートでは、まずフーリエ係数Ｚ_１を求めた後、相殺信号を出力してフーリエ係数Ｚ_３、Ｚ_５、…を求めていたのに対し、図１４のフローチャートでは、まずフーリエ係数Ｚ_１を求めた後、２波の相殺信号を出力してフーリエ係数Ｚ_３を求め、さらにその後、４波の相殺信号を出力してフーリエ係数Ｚ_５、Ｚ_７、…を求めている。このように段階的にフーリエ係数を求めることで、ＡＤＣ１８の量子化誤差の影響を軽減し、歪み係数Ａ_ｋを精度良く求めることができる。

（本開示の一態様の概要）
本開示の第１の非線形歪み検出装置は、電力増幅器で発生する非線形歪みを検出する非線形歪み検出装置であって、テスト信号を生成し前記電力増幅器に出力するテスト信号生成部と、前記電力増幅器の出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報に基づいて前記電力増幅器の歪み係数を演算する歪み係数演算部と、を備える。

また、本開示の第２の非線形歪み検出装置は、第１の非線形歪み検出装置であって、前記テスト信号は２波正弦波である。

また、本開示の第３の非線形歪み検出装置は、第１又は第２の非線形歪み検出装置であって、さらに、前記フーリエ変換部が周波数領域の信号に変換するためのタイミングを調整するタイミング調整部を備え、前記タイミング調整部は、前記フーリエ変換部に入力される信号の振幅値を元に周波数領域の信号に変換するためのタイミングを調整する。

また、本開示の第４の非線形歪み検出装置は、第１ないし第３のいずれか１つの非線形歪み検出装置であって、さらに、前記テスト信号の位相を調整する位相調整部を備え、前記位相調整部は、前記フーリエ変換部から得られる位相情報を元に前記テスト信号に位相回転を与える。

また、本開示の第５の非線形歪み検出装置は、第１ないし第４のいずれか１つの非線形歪み検出装置であって、さらに、相殺信号を生成し、前記相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する相殺信号生成部と、前記相殺信号と前記電力増幅器の出力信号を合成する合成部と、前記合成部の出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、前記振幅調整部の出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、を備え、前記フーリエ変換部は前記ＡＤＣの出力信号を周波数領域の信号に変換し、前記歪み係数演算部は、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成しない状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第１の振幅位相情報として取得し、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成した状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第２の振幅位相情報として取得し、前記第１の振幅位相情報と前記第２の振幅位相情報とに基づいて歪み係数を演算する。

また、本開示の第６の非線形歪み検出装置は、第５の非線形歪み検出装置であって、前記相殺信号は２波正弦波である。

また、本開示の第７の非線形歪み検出装置は、第５の非線形歪み検出装置であって、前記相殺信号は４波正弦波である。

また、本開示の第８の非線形歪み検出装置は、第５の非線形歪み検出装置であって、前記相殺信号は２波正弦波および４波正弦波であり、前記フーリエ変換部は、第１のフーリエ係数を求めた後、前記相殺信号生成部から２波正弦波の相殺信号が出力され第２のフーリエ係数を求め、さらにその後、前記相殺信号生成部から４波正弦波の相殺信号が出力され第３のフーリエ係数以降を求める。

また、本開示の歪み補償電力増幅器は、電力増幅器のプリディストーションを行う歪み補償電力増幅器であって、テスト信号を生成し出力するテスト信号生成部と、前記テスト信号を入力とする電力増幅器と、前記電力増幅器の出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報に基づいて前記電力増幅器の歪み係数を演算する歪み係数演算部と、前記歪み係数からプリディストーションを行うための補償係数を演算する補償係数演算部と、前記補償係数を用いてプリディストーションを行うプリディストーション部と、を備え、前記歪み係数を演算する時は前記テスト信号が前記電力増幅器に入力され、入力信号を送信する時は前記補償係数を用いてプリディストーションした信号が前記電力増幅器に入力される。

以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

本開示は、無線ＬＡＮやＺｉｇＢｅｅ（登録商標）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）等の各種無線通信装置に適用できる。特に、ＦＦＴ回路を持つ無線通信装置、例えば、変復調方式にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式を用いる無線通信装置や、等化器にＦＤＥ（Frequency Domain Equalizer）方式を用いる無線通信装置などに有用である。

１ 非線形歪み検出装置
２〜６ 歪み補償電力増幅器
１０ テスト信号生成部
１１ 電力増幅器
１２ フーリエ変換部
１３ 歪み係数演算部
１４ プリディストーション部
１５、２３ ＤＡＣ
１６、１７ 周波数変換部
１８ ＡＤＣ
１９ 補償係数演算部
２０ タイミング調整部
２１ 位相調整部
２２ 相殺信号生成部
２４ 合成部
２５ 振幅調整部

Claims (8)

1. 電力増幅器で発生する非線形歪みを検出する非線形歪み検出装置であって、
   テスト信号を生成し前記電力増幅器に出力するテスト信号生成部と、
   前記電力増幅器の出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報に基づいて前記電力増幅器の歪み係数を演算する歪み係数演算部と、
   相殺信号を生成し、前記相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する相殺信号生成部と、
   前記相殺信号と前記電力増幅器の出力信号を合成する合成部と、
   前記合成部の出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、
   前記振幅調整部の出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、を備え、
   前記フーリエ変換部は前記ＡＤＣの出力信号を周波数領域の信号に変換し、
   前記歪み係数演算部は、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成しない状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第１の振幅位相情報として取得し、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成した状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第２の振幅位相情報として取得し、前記第１の振幅位相情報と前記第２の振幅位相情報とに基づいて歪み係数を演算することを特徴とする非線形歪み検出装置。
2. 前記テスト信号は２波正弦波であることを特徴とする請求項１に記載の非線形歪み検出装置。
3. さらに、前記フーリエ変換部が周波数領域の信号に変換するためのタイミングを調整するタイミング調整部を備え、
   前記タイミング調整部は、前記フーリエ変換部に入力される信号の振幅値を元に周波数領域の信号に変換するためのタイミングを調整することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の非線形歪み検出装置。
4. さらに、前記テスト信号の位相を調整する位相調整部を備え、
   前記位相調整部は、前記フーリエ変換部から得られる位相情報を元に前記テスト信号に位相回転を与えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の非線形歪み検出装置。
5. 前記相殺信号は２波正弦波であることを特徴とする請求項１に記載の非線形歪み検出装置。
6. 前記相殺信号は４波正弦波であることを特徴とする請求項１に記載の非線形歪み検出装置。
7. 前記相殺信号は２波正弦波および４波正弦波であり、
   前記フーリエ変換部は、第１のフーリエ係数を求めた後、前記相殺信号生成部から２波正弦波の相殺信号が出力され第２のフーリエ係数を求め、さらにその後、前記相殺信号生成部から４波正弦波の相殺信号が出力され第３のフーリエ係数以降を求めることを特徴とする請求項１に記載の非線形歪み検出装置。
8. 電力増幅器のプリディストーションを行う歪み補償電力増幅器であって、
   テスト信号を生成し出力するテスト信号生成部と、
   前記テスト信号を入力とする電力増幅器と、
   前記電力増幅器の出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報に基づいて前記電力増幅器の歪み係数を演算する歪み係数演算部と、
   前記歪み係数からプリディストーションを行うための補償係数を演算する補償係数演算部と、
   前記補償係数を用いてプリディストーションを行うプリディストーション部と、を備え、
   前記歪み係数を演算する時は前記テスト信号が前記電力増幅器に入力され、
   入力信号を送信する時は前記補償係数を用いてプリディストーションした信号が前記電力増幅器に入力され、
   さらに、相殺信号を生成し、前記相殺信号の振幅、位相、遅延を調整する相殺信号生成部と、
   前記相殺信号と前記電力増幅器の出力信号を合成する合成部と、
   前記合成部の出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、
   前記振幅調整部の出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、を備え、
   前記フーリエ変換部は前記ＡＤＣの出力信号を周波数領域の信号に変換し、
   前記歪み係数演算部は、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成しない状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第１の振幅位相情報として取得し、前記電力増幅器の出力信号に前記相殺信号を合成した状態で前記フーリエ変換部から得られる振幅情報および位相情報を第２の振幅位相情報として取得し、前記第１の振幅位相情報と前記第２の振幅位相情報とに基づいて歪み係数を演算することを特徴とする歪み補償電力増幅器。

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